JP5862658B2 - 受信回路およびそのフィルタリング方法 - Google Patents

Description

［関連出願についての記載］
本発明は、日本国特許出願：特願２０１１−０６９４８９号（２０１１年０３月２８日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
本発明は、受信回路およびフィルタリング方法に関し、特に複数の無線規格に対応する受信回路およびそのフィルタリング方法に関する。

近年、携帯端末には地上デジタルテレビ放送や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）などの無線用集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ： ＩＣ）が搭載されている。地上デジタルテレビ放送の搬送波周波数は８６２ＭＨｚ以下、信号帯域幅は８ＭＨｚであり、無線ＬＡＮの搬送波周波数は５ＧＨｚ以下、信号帯域幅は４０ＭＨｚ以下であり、主要な無線規格はほとんど、搬送波周波数５ＧＨｚ以下、信号帯域幅１００ＭＨｚ以下である。一方で、さらに高速な無線通信の実現に向けて、搬送波周波数が最大１０ＧＨｚ、信号帯域幅５００ＭＨｚ以上を利用するＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ）や、搬送波周波数６０ＧＨｚ、信号帯域幅数ＧＨｚ以上を利用するＷｉｒｅｌｅｓｓＨＤ（Ｗｉｒｅｌｓｓ Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）やＷｉＧｉｇ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｇｉｇａｂｉｔ）などの研究が行われている。今後、これらの複数の規格に１チップで対応することのできる無線用ＩＣの実現が望まれる。

現在、搬送波周波数５ＧＨｚ以下、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以下の無線規格については、複数規格対応が進んでいる（例えば、非特許文献１、２）。一方で、ＵＷＢやミリ波などの超広帯域を利用する通信規格については、取り扱う信号の周波数が高く、汎用の回路での対応が困難になっている。したがって、地上デジタルテレビ放送や無線ＬＡＮに加えて、ＵＷＢなどの超広帯域を利用する無線規格にも対応できる受信用ＩＣを実現するには、図１１に示すように、複数の信号処理系統を並置した構成が現実的である。

図１１の受信装置は、特定の超広帯域の無線規格を扱う第１の受信系１１０ａと、無線ＬＡＮなどの主要な無線規格を扱う第２の受信系１１０ｂで構成される。第１の受信系１１０ａは、例えばＵＷＢ専用の受信系であり、ＵＷＢで使用される帯域があらかじめＩＣ外の帯域選択フィルタによって選択されている。また、第２の受信系１１０ｂは、例えば搬送波周波数が５ＧＨｚ以下、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以下であるような無線規格に対応できるような汎用の受信系であり、５ＧＨｚ以下の帯域が、あらかじめＩＣ外の帯域選択フィルタによって選択されている。

第１の受信系１１０ａでは、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）信号は、アンテナ１０１ａ、帯域選択フィルタ１０２ａを介して、ＩＣ内の低雑音増幅器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）１０３ａに入力される。続くミキサ１０４ａ、１０４ｂでは、ベースバンド（Ｂａｓｅｂａｎｄ：ＢＢ）への周波数変換と同時に直交復調が行われ、それぞれチャネル選択フィルタ１０５ａ、１０５ｂや可変利得増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＶＧＡ）１０６ａ、１０６ｂにおいて、さらなるフィルタリングや振幅調整などの信号処理が行われる。その後、それぞれアナログデジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ：ＡＤＣ）１０７ａ、１０７ｂでデジタル信号に変換され、デジタルベースバンド部１０９でさまざまなデジタル処理が行われる。

一方、第２の受信系１１０ｂは、ＲＦフィルタ１０８がＬＮＡ１０３ｂの後段に挿入されている点が、第１の受信系１１０ａと異なっている。これは、第１の受信系１１０ａには、例えばＵＷＢで利用する帯域以外の妨害信号はあらかじめ除去されていたのに対し、第２の受信系１１０ｂには、例えば５ＧＨｚ以下のさまざまな搬送波周波数の信号が入力されることに起因している。つまり、後段の回路での混信を避けるために、所望の搬送波周波数の信号のみを通過させるＲＦフィルタ１０８が必要となる。

以上のように、複数の信号処理系等を並置して受信装置を構成することにより、比較的容易に複数無線規格への対応が可能である。

なお、関連して特許文献１には、ＴＤＭＡ通信方式またはＴＤＤ通信方式における無線部の中間周波数発生方式が開示されている。この中間周波数発生方式は、送信・受信で共通のバンドパスフィルタの一側に第１局発周波数信号による第１のミキサーを設けるとともに、他側に第２局発周波数信号による第２のミキサーを設ける一方、前記共通のバンドパスフィルタの他側に第２局発周波数信号による第３のミキサーを設けるとともに、一側に第１局発周波数信号による第４のミキサーを設け、前記第３のミキサーにおいては第２局発周波数信号および第２中間周波数信号と同一の周波数信号をミキシングするように構成し、前記共通のバンドパスフィルタと前記第４のミキサーとの間に送信信号を第１中間周波数信号によって変調する直交変調器を挿入してある。

特開平７−２７３６８２号公報

Ｖ． Ｇｉａｎｎｉｎｉ， ｅｔ ａｌ．， "Ａ ２ｍｍ２ ０．１−ｔｏ−５ＧＨｚ ＳＤＲ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｉｎ ４５ｎｍ Ｄｉｇｉｔａｌ ＣＭＯＳ，" ＩＳＳＣＣ Ｄｉｇ． Ｔｅｃｈ． Ｐａｐｅｒｓ， ｐｐ．４０８−４０９， Ｆｅｂ． ２００９． Ｓ． Ｌｅｒｓｔａｖｅｅｓｉｎ， ｅｔ ａｌ．， "Ａ ４８−８６０ ＭＨｚ ＣＭＯＳ Ｌｏｗ−ＩＦ Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ＤＴＶ Ｔｕｎｅｒ，" ＩＥＥＥ Ｊ． Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ｖｏｌ． ４３， ｎｏ． ９， ｐｐ． ２０１３−２０２４， Ｓｅｐ． ２００８．

以下の分析は本発明において与えられる。

しかしながら、従来の受信装置には、回路の面積が大きくなり、コスト増加に繋がるという問題がある。すなわち、ＩＣ内に集積される受信回路においては、第１の受信系のチャネル選択フィルタ１０５ａ、１０５ｂと、第２の受信系のＲＦフィルタ１０８と、チャネル選択フィルタ１０５ｃ、１０５ｄとの計３種類が必要である。一般に、フィルタの回路は容量などの受動素子を多数用いており、面積が大きくなる。その面積は、受信装置全体の面積に対して無視できる大きさではない。本発明の目的は、小面積の受信回路およびそのフィルタリング方法を提供することにある。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサと、第１のミキサによって出力された信号、または、外部から入力され、かつ前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタと、前記周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器と、を備える。

本発明の他のアスペクト（側面）に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号の第１の成分を周波数変換して出力する第１のミキサと、第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力する第２のミキサと、周波数変換された第１の信号の第１の成分、または、外部から入力され、かつ前記第１の周波数とは異なる第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、周波数変換された第１の信号の第２の成分、または第２の信号のいずれか一方を選択する第２の選択器と、第１の選択器によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去する第１のフィルタと、第２の選択器によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去する第２のフィルタと、前記第１の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第３の選択器と、前記第２の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または前記後段の回路への出力を選択する第４の選択器と、を備える。

本発明の別のアスペクト（側面）に係るフィルタリング方法は、受信回路における信号のフィルタリング方法であって、外部から入力され、周波数が第１の周波数である信号を周波数変換して得られる第１の信号、または、外部から入力され、かつ前記第１の周波数とは異なる第２の周波数である第２の信号の、いずれか一方を選択し、選択された信号の所定の周波数帯域を除去し、前記周波数帯域が除去された信号を、外部へ出力するか、または周波数変換して外部へ出力するかを選択して出力する。

本発明によれば、チップ面積を小さくすることができる。

本発明の第１の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第１の実施形態のミキサの一例を示す回路図。 本発明の第１の実施形態のミキサの他の例を示す回路図。 本発明の第１の実施形態の選択器の一例を示す回路図。 本発明の第１の実施形態のフィルタの一例を示す回路図。 本発明の第２の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第３の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第４の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第５の実施形態の受信回路の構成を示す図。 本発明の第６の実施形態の受信回路の構成を示す図。 従来の複数無線規格対応の受信装置の構成を示す図。

以下、本発明を実施するための形態について、概説する。なお、以下の概説に付記した図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、図示の態様に限定することを意図するものではない。

本発明の１つの実施形態に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサ（図１の１０）と、第１のミキサによって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器（図１の１１）と、第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタ（図１の１２）と、周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器（図１の１３）と、第２の選択器によって出力された信号を周波数変換して出力する、後段の回路である第２のミキサ（図１の１４）を備え、第２の周波数は、無線信号の搬送波周波数に等しい。

受信回路において、フィルタは、第１および第２の選択器に対して、それぞれ入力側および出力側として機能するようにしてもよい。

受信回路において、周波数帯域は、第１の選択器によって選択された信号が、周波数変換された第１の信号および第２の信号のいずれであるかに従って決定されるようにしてもよい。

本発明の他の実施形態に係る受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号の第１の成分を周波数変換して出力する第１のミキサ（図６の６０）と、第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力する第２のミキサ（図６の６１）と、周波数変換された第１の信号の第１の成分、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器（図６の６２）と、周波数変換された第１の信号の第２の成分、または第２の信号のいずれか一方を選択する第２の選択器（図６の６３）と、第１の選択器によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去する第１のフィルタ（図６の６４）と、第２の選択器によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去する第２のフィルタ（図６の６５）と、第１の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第３の選択器（図６の６６）と、第２の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第４の選択器（図６の６７）と、第３の選択器によって出力された信号または第４の選択器によって出力された信号を周波数変換する、後段の回路である第３のミキサ（図６の６８）および第４のミキサ（図６の６９）と、を備える。

受信回路において、第１の周波数帯域は、第１の選択器によって選択された信号が、第１のミキサが出力する信号および第２の信号のいずれであるかに従って決定され、第２の周波数帯域は、第２の選択器によって選択された信号が、第２のミキサが出力する信号および第２の信号のいずれであるかに従って決定されるようにしてもよい。

受信回路において、第３のミキサ（図７の６８）が出力する信号の第３の周波数帯域を除去する第３のフィルタ（図７の７０）と、第４のミキサ（図７の６９）が出力する信号の第４の周波数帯域を除去する第４のフィルタ（図７の７１）と、をさらに備えるようにしてもよい。

受信回路において、第２の信号を第３のミキサおよび第４のミキサに入力可能とする第１の開閉器（図８の８０）をさらに備え、第３のミキサおよび第４のミキサは、第２の信号と、第３の選択器によって出力された信号と、第４の選択器によって出力された信号とのいずれかの信号を周波数変換するようにしてもよい。

受信回路において、第１のミキサ（図９の６０）が出力する信号または第３のミキサ（図９の６８）が出力する信号のいずれか一方を第３のフィルタ（図９の７０）に入力可能とする第５の選択器（図９の９０）と、第２のミキサ（図９の６１）が出力する信号または第４のミキサ（図９の６９）が出力する信号のいずれか一方を第４のフィルタ（図９の７１）に入力可能とする第６の選択器（図９の９１）と、をさらに備えるようにしてもよい。

受信回路において、第２の選択器（図１０の６３ａ）は、周波数変換された第１の信号の第２の成分と、第２の信号と、第１のフィルタによって出力された信号とのいずれかの信号を選択するようにしてもよい。

このような受信回路によれば、従来構成における、第１の受信系のチャネル選択フィルタと、第２の受信系のＲＦフィルタを一つにまとめることで、チップ面積を抑えることができる。また、対応する無線規格に応じて、周波数変換を複数回行う受信方式にすることによって、局部発振器の周波数を低くし、駆動回路などの消費電力を抑えることができる。

次に、本発明のいくつかの実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明を省略する。

［第１の実施形態］
図１に、本発明の第１の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号ＩＮ１を周波数変換して出力するミキサ１０と、ミキサ１０によって出力された信号、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号ＩＮ２のいずれか一方を選択する選択器１１と、選択器１１によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタ１２と、周波数帯域が除去された信号の、外部へ信号ＯＵＴ１として出力、またはミキサ１４への出力のいずれか一方を選択する選択器１３と、選択器１３によって出力された信号を周波数変換して信号ＯＵＴ２として出力するミキサ１４を備える。なお、ミキサ１０が第１のミキサ、選択器１１が第１の選択器、選択器１３が第２の選択器、ミキサ１４が第２のミキサに対応する。

以下、本実施形態の受信回路の動作を、具体的な数値を用いながら説明する。

まず、第１の信号ＩＮ１として、例えばＵＷＢのような、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以上である無線信号を受信する場合を説明する。ＵＷＢの信号帯域幅は５２８ＭＨｚである。受信方式は、ＲＦ信号を直接ベースバンドに周波数変換するダイレクトコンバージョン方式とし、フィルタ１２の通過帯域幅は、信号帯域幅の半分である２６４ＭＨｚとする。選択器１１は、ミキサ１０が出力する信号を選択し、選択器１３は、外部へ信号ＯＵＴ１として出力を選択するように設定される。入力されるＵＷＢの信号ＩＮ１は、ミキサ１０によって周波数変換され、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。フィルタ１２は、チャネル選択フィルタとして動作し、隣接するチャネルの妨害波を抑圧する。フィルタ１２は、所望チャネル信号のみを選択器１３を介して外部に信号ＯＵＴ１として出力する。

次に、第２の信号ＩＮ２として、例えば地上デジタルテレビ放送のような、信号帯域幅が１００ＭＨｚ以下であるような無線信号を受信する場合の動作を説明する。ここでは、搬送波周波数が２３０ＭＨｚ、通過帯域幅が８ＭＨｚである場合を考える。ＵＷＢの場合と同様、受信方式はダイレクトコンバージョン方式とし、フィルタ１２の通過帯域幅は、前述のまま２６４ＭＨｚとする。選択器１１は、第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器１３は、ミキサ１４への出力を選択するように設定される。入力される地上デジタルテレビ放送の信号は、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。フィルタ１２は所定の搬送波周波数の信号のみを選択するＲＦフィルタとして動作し、選択器１３を介してミキサ１４に所望信号を出力する。なお、この数値例では、搬送波周波数に対してフィルタ１２の帯域が広いが、ＲＦフィルタでは、搬送波周波数に近接する妨害信号までも抑圧する必要はないため、この程度のずれは問題ではない。フィルタ１２の後段では、所望信号はミキサ１４で周波数変換されたのち信号ＯＵＴ２として外部に出力される。

以上の動作例において、フィルタ１２は、ＵＷＢの受信装置におけるチャネル選択フィルタと、地上デジタルテレビ放送の受信装置におけるＲＦフィルタの両方の役割を兼ねており、従来は２個必要であったフィルタを１個にまとめることができる。すなわち、従来に比較してチップ面積を抑えることができるという効果が得られる。

さらに、本実施形態の受信回路は、ダイレクトコンバージョン方式だけでなく、周波数変換を２回行うデュアルコンバージョン方式にも対応できる。デュアルコンバージョン方式の動作について、第１の信号ＩＮ１として搬送波周波数４９８０ＭＨｚ、信号帯域幅２０ＭＨｚの無線ＬＡＮの信号を受信する場合を例にとって説明する。デュアルコンバージョン方式の動作時、選択器１１は、ミキサ１０からの信号を選択し、選択器１３は、ミキサ１４への出力を選択するように設定される。入力される無線ＬＡＮの信号は、第１の信号ＩＮ１としてミキサ１０に入力され、中間周波数帯に周波数変換され、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。ここで、ミキサ１０では、４９８０ＭＨｚのＲＦ信号と、４７１６（＝４９８０−２６４）ＭＨｚの局部発振信号が混合され、２６４ＭＨｚの中間周波数の信号が出力される。続くフィルタ１２では、中間周波数帯以外の妨害信号は抑圧される。なお、４９８０ＭＨｚの所望信号に対してイメージ周波数に当たる５２４４（＝４９８０＋２６４）ＭＨｚに位置する妨害信号は、あらかじめ外部のフィルタによって十分抑圧されているので混信の問題はない。フィルタ１２が出力する信号は、選択器１３を介してミキサ１４へ出力され、ミキサ１４で中間周波数からベースバンドに周波数変換された後、信号ＯＵＴ２として外部に出力される。

以上で説明したデュアルコンバージョン方式では、ダイレクトコンバージョン方式と比較して、ミキサ１０で用いられる局部発振信号の周波数を低く抑えることができる。したがって、ミキサ１０の局部発振周波数で動作する駆動回路の消費電力を抑えることができる。一方、ミキサ１４で用いられる局部発振周波数は、中間周波数と等しく、搬送波周波数と比較して十分低いため、ミキサ１４における局部発振周波数で動作する駆動回路の消費電力は無視できる。したがって、デュアルコンバージョン方式にすることにより、ダイレクトコンバージョン方式と比較して受信装置全体での消費電力を抑えることができるという効果が得られる。

また、本実施形態の受信回路は、周波数変換をデジタル回路で行うこととし、妨害波除去のみを行うようにすることもできる。このような動作について、第２の信号ＩＮ２として搬送波周波数９０ＭＨｚ、信号帯域幅４３０ｋＨｚの地上デジタル音声放送の信号を受信する場合を例にとって説明する。この例では、フィルタ１２の帯域は、９０ＭＨｚにするのが望ましいが、後段の回路のダイナミックレンジや標本化周波数によっては、それより広くても問題はない。この時、選択器１１は、第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器１３は、信号ＯＵＴ１として外部への出力を選択するように設定される。入力される地上デジタル音声放送の信号は、第２の信号ＩＮ２として、選択器１１を介してフィルタ１２に入力される。フィルタ１２では、不要な妨害信号が抑圧される。フィルタ１２が出力する信号は、選択器１３を介して信号ＯＵＴ１として外部へ出力される。その後、９０ＭＨｚ帯の無線信号は、外部で、アナログ信号からデジタル信号に変換され、復調などの様々なデータ処理が行われる。

以上で説明した方式では、フィルタ１２は、後段のアナログデジタル変換器のナイキスト帯域以上の周波数にある妨害信号を除去するアンチエイリアスフィルタとして機能する。また、周波数変換、妨害信号除去、振幅調整などの処理は、全てデジタル信号処理で行っており、これらの処理をアナログで行う場合と比較して、より高精度に行うことができる。さらにまた、処理をソフトウェアで更新できるような場合には、信号処理内容を柔軟に変更することもできる。すなわち、この方式では、比較的低い無線周波数である複数の無線規格に柔軟に対応することができる。

なお、搬送波周波数や信号帯域幅、フィルタの通過帯域幅、中間周波数などの数値例は、必ずしも上述の値である必要はない。

また、フィルタ１２は、選択器１１から入力される信号が、第１の信号ＩＮ１か第２の信号ＩＮ２かに応じて帯域幅が可変であるような可変フィルタであることが望ましい。また、対応する無線規格や通信環境に応じて、低域通過型、帯域通過型、高域通過型、帯域除去型といった特性を変えられる可変フィルタでもよい。

さらに、ここではダイレクトコンバージョン方式とデュアルコンバージョン方式の動作例について説明した。しかしながら、これらに限定されること無く、搬送波周波数と比較してわずかに異なる局部発振周波数を用いる低中間周波数方式などの他の受信方式にも適用することが可能である。

また、デュアルコンバージョン方式での動作時において、ミキサ１０における局部発振周波数と、ミキサ１４における局部発振周波数との比が、整数となるように中間周波数を選択するとよい。これにより、単一の局部発振信号を元に整数分周することで、容易にミキサ１０とミキサ１４の局部発振信号を生成することができる。特に、ミキサ１０における局部発振周波数と、ミキサ１４における局部発振周波数との比は、２のべき乗であることが望ましい。さらに、１：２か、１：４が最適である。これにより、単純な２分周器が利用できるため、回路構成を大幅に簡易化することができる。

次に、ミキサ１０、１４について説明する。本実施形態におけるミキサ１０、１４の具体的な一つの回路例を図２に示す。図２において、ミキサ１０（１４）は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４は、ソースを共通にＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続し、それぞれのゲートをポートＢに接続し、それぞれのドレインを抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を介して電源に接続する差動対を構成する。ＮＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ６は、ソースを共通にＮＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続し、それぞれのゲートを逆相となるポートＢに接続し、それぞれのドレインを抵抗素子Ｒ１、Ｒ２を介して電源に接続する差動対を構成する。ＮＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ５のドレインは共通にポートＣの一端となり、ＮＭＯＳトランジスタＱ４、Ｑ６のドレインは共通にポートＣの他端となる。ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２は、ソースを接地し、それぞれのゲートをポートＡに接続する。

このような構成のミキサ１０（１４）は、ポートＡ、Ｂの差動信号をミキシングしてポートＣに差動信号として出力するギルバートセルミキサと呼ばれ、一般にＲＦ回路で利用されている。受信ＲＦ信号、局部発振信号は、それぞれ、差動でポートＡ、Ｂに入力され、ベースバンド信号は、差動で、ポートＣから出力される。

次に、ミキサ１０、１４の他の回路例を図３に示す。図３において、ミキサ１０（１４）は、ＮＭＯＳトランジスタＱ１１〜Ｑ１４を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ１１は、ソースをポートＡの一端に接続し、ゲートをポートＢの一端に接続し、ドレインをポートＣの一端に接続する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１２は、ソースをポートＡの他端に接続し、ゲートをポートＢの一端に接続し、ドレインをポートＣの他端に接続する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１３は、ソースをポートＡの他端に接続し、ゲートをポートＢの他端に接続し、ドレインをポートＣの一端に接続する。ＮＭＯＳトランジスタＱ１４は、ソースをポートＡの一端に接続し、ゲートをポートＢの他端に接続し、ドレインをポートＣの他端に接続する。

このような構成のミキサ１０（１４）は、ポートＡ（Ｃ）およびＢの差動信号をミキシングしてポートＣ（Ａ）に差動信号として出力する受動ミキサであり、利得を持たない反面、線形性が高いという利点を持つ。ここで、ポートＡ、Ｂ、Ｃの入力または出力信号は、図２と同様である。

次に、選択器１１、１３について説明する。本実施形態における選択器１１および１３の具体的な回路例を図４に示す。図４において、選択器１１（１３）は、反転素子（インバータ）ＩＮＶと、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタを用いたトランスファゲートＴＧ１、ＴＧ２で構成され、差動信号に対応した一対の一方のみを示す。他方も同様の構成である。

トランスファゲートＴＧ１は、ドレイン、ソースをそれぞれ共通に接続するＮＭＯＳトランジスタＱ２１、ＰＭＯＳトランジスタＱ２２を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ２１、ＰＭＯＳトランジスタＱ２２のそれぞれのソースは、ポートＡ１に接続され、それぞれのドレインはポートＢ１に接続される。トランスファゲートＴＧ２は、ドレイン、ソースをそれぞれ共通に接続するＮＭＯＳトランジスタＱ２３、ＰＭＯＳトランジスタＱ２４を備える。ＮＭＯＳトランジスタＱ２３、ＰＭＯＳトランジスタＱ２４のそれぞれのソースは、ポートＡ０に接続され、それぞれのドレインはポートＢ１に接続される。ＮＭＯＳトランジスタＱ２１、ＰＭＯＳトランジスタＱ２４のそれぞれのゲートは、ポートＣ１に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＱ２２、ＮＭＯＳトランジスタＱ２３のそれぞれのゲートは、ポートＣ１の論理値を反転する反転素子ＩＮＶの出力に接続される。

以上のような構成の選択器１１（１３）は、ポートＣ１の電圧がローレベルのときは、トランスファゲートＴＧ１が導通状態となり、トランスファゲートＴＧ２が開放状態となって、ポートＡ０とポートＢ１間を短絡状態とする。一方、ポートＣ１の電圧がハイレベルのときは、トランスファゲートＴＧ１が開放状態となり、トランスファゲートＴＧ２が導通状態となって、ポートＡ１とポートＢ１間を短絡状態とする。

このような選択器１１（１３）を差動信号のそれぞれに対応して備える。なお、選択器１１（１３）がポートＡ０、Ａ１のいずれも選択しないように動作させる必要がある場合には、トランスファゲートＴＧ１、ＴＧ２を同時に開放状態となるように制御する図示されない論理回路を追加するように構成する。また、トランスファゲートを３組以上並べ、それぞれを別々の信号で制御すれば、３つ以上の経路から１つの経路を選択する選択器を構成することもできる。

次に、フィルタ１２について説明する。本実施形態におけるフィルタ１２の具体的な回路例を図５に示す。フィルタ１２は、演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２と、容量素子Ｃ２〜Ｃ５と、抵抗素子Ｒ６〜Ｒ１３からなる能動フィルタである。

演算増幅器ＯＰ１は、非反転出力端と非反転入力端との間に容量素子Ｃ２および抵抗素子Ｒ９を並列接続し、反転出力端と反転入力端との間に容量素子Ｃ３および抵抗素子Ｒ１０を並列接続し、非反転入力端を抵抗素子Ｒ６を介して入力ポートＩＮの一端に接続し、反転入力端を抵抗素子Ｒ７を介して入力ポートＩＮの他端に接続する。演算増幅器ＯＰ２は、非反転出力端と非反転入力端との間に容量素子Ｃ４を接続し、反転出力端と反転入力端との間に容量素子Ｃ５を接続し、非反転入力端を抵抗素子Ｒ１２を介して演算増幅器ＯＰ１の反転出力端に接続し、反転入力端を抵抗素子Ｒ１３を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転出力端に接続し、非反転出力端を抵抗素子Ｒ８を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端に接続し、反転出力端を抵抗素子Ｒ１１を介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端に接続し、非反転出力端および反転出力端を出力ポートＯＵＴのそれぞれ一端及び他端に接続する。

このような構成のフィルタ１２は、入力ポートＩＮの差動信号の低域周波数を通過させて出力ポートＯＵＴに差動信号として出力する２次の低域通過型のフィルタであり、容量値または抵抗値を制御することで通過帯域幅を変えることができる。他にも、電圧電流変換器と容量を用いたＧｍ−Ｃフィルタや、インダクタと容量素子を用いたＬＣフィルタなども利用可能である。いずれも、素子値（電圧電流変換利得、インダクタンス、容量値）を制御することで、通過帯域幅を変えることができる。

［第２の実施形態］
図６に、本発明の第２の実施形態に係る受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、外部から入力された第１の周波数の第１の信号ＩＮ１の第１の成分を周波数変換して出力するミキサ６０と、第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力するミキサ６１と、周波数変換された第１の信号ＩＮ１の第１の成分、または外部から入力された第２の周波数の第２の信号ＩＮ２のいずれか一方を選択する選択器６２と、周波数変換された第１の信号の第１の成分、または第２の信号のいずれか一方を選択する選択器６３と、選択器６２によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去するフィルタ６４と、選択器６３によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去するフィルタ６５と、第１の周波数帯域が除去された信号の、信号ＯＵＴ１として外部への出力、または後段の回路への出力を選択する選択器６６と、第２の周波数帯域が除去された信号の、信号ＯＵＴ３として外部への出力、または後段の回路への出力を選択する選択器６７と、選択器６６および６７によって出力された信号を周波数変換して出力する、後段の回路であるミキサ６８および６９を備える。ミキサ６８および６９は、それぞれ信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４を外部に出力する。

ここで、ミキサ６０、６１、６８、６９が、それぞれ第１、第２、第３、第４のミキサに対応し、選択器６２、６３、６６、６７が、それぞれ第１、第２、第３、第４の選択器に対応し、フィルタ６４、６５がそれぞれ第１、第２のフィルタに対応する。また、フィルタ６４、６５の阻止帯域が、それぞれ第１、第２の周波数帯域に対応する。

本実施形態の受信回路は、ミキサ６０、６１において、周波数が互いに等しく、位相が互いに９０度異なる局部発振信号を用いることによって、周波数変換と同時に直交復調を行い、第１の成分として、Ｉ相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）の成分と、第２の成分として、Ｑ相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）の成分のベースバンド信号が得られる。同様に、ミキサ６８、６９においても、周波数変換と同時に直交復調を行うことで、Ｉ相とＱ相のベースバンド信号が信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４として得られる。

また、第２の信号ＩＮ２の受信時には、フィルタ６４、６５の両方を並列に使うこともできるし、どちらか片方のみを使うこともできる。具体的には、選択器６２、６３はともに第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器６６、６７はともにミキサ６８、６９への出力を選択すれば、フィルタ６４、６５は並列に配置されることになり、どちらか一つのフィルタのみを用いる場合に比較して低雑音になる。この状態で、選択器６３と６７を開放状態にすれば、フィルタ６４のみが使用され、フィルタ６５の回路を遮断することができる。すなわち、両方のフィルタを利用する場合に比較して、消費電力を抑えることができる。

さらに、第１の信号ＩＮ１をダブルコンバージョン方式で受信する場合には、ミキサ６０、６１は、直交復調を行わずに中間周波数に周波数変換を行い、ミキサ６８、６９において、直交復調と同時に中間周波数からベースバンドへ周波数変換することもできる。このとき、選択器６２、６３は、それぞれ、ミキサ６０、６１からの出力を選択し、選択器６６、６７は、それぞれ、ミキサ６８、６９への出力を選択するよう、設定する。また、ミキサ６０、６１では共通の局部発振信号を用い、ミキサ６８、６９では、互いに位相が９０度異なる局部発振信号を用いる。以上により、ミキサ６８、６９の出力として、Ｉ相とＱ相のベースバンド信号が信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４として得られる。

なお、フィルタ６４、６５は、入力される信号が、第１の信号ＩＮ１か第２の信号ＩＮ２かに応じて帯域幅が可変であるような可変フィルタであることが望ましい。また、対応する無線規格や通信環境に応じて、低域通過型、帯域通過型、高域通過型、帯域除去型といった特性を変えられる可変フィルタでもよい。

さらに、ここではダイレクトコンバージョン方式とデュアルコンバージョン方式の動作例について説明した。しかしながら、これに限定されることなく、搬送波周波数と比較してわずかに異なる局部発振周波数を用いる低中間周波数方式などの他の受信方式にも適用することが可能である。

また、デュアルコンバージョン方式での動作時の、ミキサ６０、６１における局部発振周波数と、ミキサ６８、６９における局部発振周波数の比が、整数となるように中間周波数を選択することが好ましい。これにより、単一の局部発振信号を元に整数分周することで、容易にミキサ６８、６９とミキサ６８、６９の局部発振信号を生成することができる。さらに、ミキサ６０、６１における局部発振周波数と、ミキサ６８、６９における局部発振周波数の比は、２のべき乗であることが望ましい。特に、１：２か１：４が最適である。これにより、単純な２分周器が利用できるため、回路構成を大幅に簡易化することができる。

［第３の実施形態］
図７に、本発明の第３の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第２の実施形態の受信回路と比較して、ミキサ６８、６９の後段に、それぞれフィルタ７０、７１を追加した点が異なる。フィルタ７０、７１は、それぞれ第３、第４のフィルタに対応し、フィルタ７０、７１の阻止帯域は、それぞれ第３、第４の周波数帯域に対応する。本実施形態の受信回路では、例えば、第１の信号ＩＮ１の受信時には、フィルタ６４、６５でチャネル選択を行い、第２の信号ＩＮ２の受信時には、フィルタ６４、６５で妨害波を除去し、フィルタ７０、７１でチャネル選択を行うことができる。同様にデュアルコンバージョン方式でも、フィルタ７０、７１でチャネル選択を行うことができる。

なお、ミキサ６８、６９において、ベースバンドではなく、低い中間周波数への周波数変換を行う低中間周波数方式の受信方式の場合には、フィルタ７０、７１は、イメージ信号を抑圧することのできる複素バンドパスフィルタとしてもよい。

［第４の実施形態］
図８に、本発明の第４の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第２の実施形態の受信回路と比較して、第２の信号ＩＮ２がミキサ６８、６９に入力される経路に開閉器８０を追加した点が異なる。ここで、開閉器８０は、第１の開閉器に対応する。また、ミキサ６８は、選択器６６によって選択された信号または開閉器８０を介して入力される第２の信号ＩＮ２を周波数変換し、ミキサ６９は、選択器６７によって選択された信号または開閉器８０を介して入力される第２の信号ＩＮ２を周波数変換する。

本実施形態の受信回路は、第１の信号ＩＮ１と第２の信号ＩＮ２の両方を同時に受信することができる。すなわち、選択器６２、６３は、それぞれミキサ６０、６１の信号を選択するように設定し、選択器６６、６７は外部への出力を選択し、開閉器８０は、導通状態とする。このとき、第１の信号ＩＮ１のＩ相成分は、ミキサ６０、選択器６２、フィルタ６４、選択器６６を介して信号ＯＵＴ１として外部へ出力され、第１の信号ＩＮ１のＱ相成分は、ミキサ６１、選択器６３、フィルタ６５、選択器６７を介して信号ＯＵＴ３として外部へ出力される。一方、第２の信号ＩＮ２のＩ相成分は、開閉器８０、ミキサ６８を介して信号ＯＵＴ２として外部へ出力され、第２の信号ＩＮ２のＱ相成分は、開閉器８０、ミキサ６９を介して信号ＯＵＴ４として外部へ出力される。以上の動作により、第１、第２の信号ＩＮ１、ＩＮ２のそれぞれについて、Ｉ相とＱ相のベースバンドが得られる。すなわち、例えばＵＷＢと地上デジタル放送といった複数の無線規格について、同時受信を行うことができる。

ただし、第２の信号ＩＮ２の受信経路に、ＲＦフィルタがなくなることから、ミキサ６８、６９以降の回路における混信が問題とならないように、搬送波周波数やミキサ６８、６９の局部発振信号周波数の選び方には制限がつく。例えば、搬送波周波数の高調波に位置する妨害信号が、チップ外部の帯域選択フィルタで予め除去されているようにする。

なお、開閉器８０が開放状態にあるときの動作は、第２の実施形態と同様である。

［第５の実施形態］
図９に、本発明の第５の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第３の実施形態と比較して、ミキサ６０の出力か、ミキサ６８の出力のいずれか一方を選択して出力する選択器９０と、ミキサ６１の出力か、ミキサ６９の出力のいずれか一方を選択して出力する選択器９１とを追加した点が異なる。選択器９０、９１は、それぞれ第５、第６の選択器に対応する。

本実施形態の受信回路の動作について、以下に説明する。選択器６２、６３は、第２の信号ＩＮ２を選択するか、いずれの経路に対しても開放状態とし、選択器９０、９１は、それぞれミキサ６０、６１の出力を選択するよう設定する。このとき、第１の信号ＩＮ１は、ミキサ６０、６１でベースバンドに周波数変換され、同時に直交復調された後、選択器９０、９１を介してそれぞれフィルタ７０、７１へ出力され、チャネル選択が行われ、信号ＯＵＴ２、ＯＵＴ４として外部へそれぞれ出力される。本実施形態の受信回路は、搬送波周波数は高いものの、信号帯域幅が狭い場合に有効であり、使用されていないフィルタ６４、６５やミキサ６８、６９の回路を遮断することで、消費電力を抑えることができる。

ここで、選択器９０、９１がミキサ６８、６９の出力を選択している状態にあるときの動作は、第３の実施形態と同様である。

［第６の実施形態］
図１０に、本発明の第６の実施形態である受信回路の構成を示す。本実施形態の受信回路は、第２の実施形態と比較して、選択器６３を選択器６３ａに置き換えた点が異なる。選択器６３ａは、ミキサ６１の出力、第２の信号ＩＮ２、フィルタ６４の出力の３つの信号のうちのいずれか１つを選択し、フィルタ６５に出力する。本実施形態の受信回路は、第２の信号ＩＮ２の受信時に、選択器６２は第２の信号ＩＮ２を選択し、選択器６６は開放状態とし、選択器６３ａはフィルタ６４の出力に接続し、選択器６７はミキサ６８、６９に接続するように設定する。これによって、フィルタ６４、６５が縦続接続されるため、フィルタの次数が倍になり、より急峻な遮断特性を得ることができる。すなわち、より大きな妨害信号が存在する条件においても、妨害信号を十分抑圧し、所望信号のみを受信することができる。

また、選択器６２がミキサ６０の出力を選択し、選択器６６は開放状態とし、選択器６３ａはフィルタ６４の出力に接続すれば、第１の信号ＩＮ１も受信できる。ただし、ミキサ６０、６１での直交復調はできないので、選択器６７がミキサ６８、６９への出力を選択し、ミキサ６８、６９で直交復調を行うデュアルコンバージョン方式とする。あるいは、選択器６７は、外部への出力を選択し、外部で直交復調を行うようにする必要がある。

なお、選択器６３ａが、ミキサ６１か第２の信号をＩＮ２選択している場合の動作は、第２の実施形態と同様である。

なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１０、１４、６０、６１、６８、６９ ミキサ
１１、１３、６２、６３、６３ａ、６６、６７、９０、９１ 選択器
１２、６４、６５、７０、７１ フィルタ
８０ 開閉器
Ｃ２〜Ｃ５ 容量素子
ＩＮＶ 反転素子
ＯＰ１、ＯＰ２ 演算増幅器
Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１４、Ｑ２１、Ｑ２３ ＮＭＯＳトランジスタ
Ｑ２２、Ｑ２４ ＰＭＯＳトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ６〜Ｒ１３ 抵抗素子
ＴＧ１、ＴＧ２ トランスファゲート

Claims (10)

1. 外部から入力された第１の周波数を含む第１の信号を周波数変換して出力する第１のミキサと、
   前記第１のミキサによって出力された信号、または、外部から入力され、かつ前記第１の周波数とは異なる第２の周波数を含む第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、
   前記第１の選択器によって選択された信号の所定の周波数帯域を除去するフィルタと、
   前記周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第２の選択器と、
   を備えることを特徴とする受信回路。
2. 前記フィルタは、前記第１および第２の選択器に対して、それぞれ入力側および出力側として機能することを特徴とする請求項１記載の受信回路。
3. 前記周波数帯域は、前記第１の選択器によって選択された信号が、前記周波数変換された前記第１の信号および前記第２の信号のいずれであるかに従って決定されることを特徴とする請求項１または２記載の受信回路。
4. 外部から入力された第１の周波数を含む第１の信号の第１の成分を周波数変換して出力する第１のミキサと、
   前記第１の信号の第２の成分を周波数変換して出力する第２のミキサと、
   前記周波数変換された前記第１の信号の第１の成分、または、外部から入力され、かつ前記第１の周波数とは異なる第２の周波数を含む第２の信号のいずれか一方を選択する第１の選択器と、
   前記周波数変換された前記第１の信号の第２の成分、または前記第２の信号のいずれか一方を選択する第２の選択器と、
   前記第１の選択器によって選択された信号の第１の周波数帯域を除去する第１のフィルタと、
   前記第２の選択器によって選択された信号の第２の周波数帯域を除去する第２のフィルタと、
   前記第１の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または後段の回路への出力を選択する第３の選択器と、
   前記第２の周波数帯域が除去された信号の、外部への出力、または前記後段の回路への出力を選択する第４の選択器と、
   を備えることを特徴とする受信回路。
5. 前記第１の周波数帯域は、前記第１の選択器によって選択された信号が、前記第１のミキサが出力する信号および前記第２の信号のいずれであるかに従って決定され、
   前記第２の周波数帯域は、前記第２の選択器によって選択された信号が、前記第２のミキサが出力する信号および前記第２の信号のいずれであるかに従って決定されることを特徴とする請求項４記載の受信回路。
6. 前記第３の選択器によって出力された信号または前記第４の選択器によって出力された信号を周波数変換する、前記後段の回路である第３のミキサおよび第４のミキサと、
   前記第３のミキサが出力する信号の第３の周波数帯域を除去する第３のフィルタと、
   前記第４のミキサが出力する信号の第４の周波数帯域を除去する第４のフィルタと、
   をさらに備えることを特徴とする請求項４または５に記載の受信回路。
7. 前記第１のミキサが出力する信号または前記第３のミキサが出力する信号のいずれか一方を前記第３のフィルタに入力可能とする第５の選択器と、
   前記第２のミキサが出力する信号または前記第４のミキサが出力する信号のいずれか一方を前記第４のフィルタに入力可能とする第６の選択器と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項６に記載の受信回路。
8. 前記第２の信号を前記第３のミキサおよび前記第４のミキサに入力可能とする第１の開閉器をさらに備え、
   前記第３のミキサおよび前記第４のミキサは、前記第２の信号と、前記第３の選択器によって出力された信号と、前記第４の選択器によって出力された信号とのいずれかの信号を周波数変換することを特徴とする請求項６または７に記載の受信回路。
9. 前記第２の選択器は、前記周波数変換された前記第１の信号の第２の成分と、前記第２の信号と、前記第１のフィルタによって出力された信号とのいずれかの信号を選択することを特徴とする請求項４乃至８のいずれか一項に記載の受信回路。
10. 受信回路における信号のフィルタリング方法であって、
    外部から入力され、周波数が第１の周波数である信号を周波数変換して得られる第１の信号、または、外部から入力され、かつ前記第１の周波数とは異なる第２の周波数である第２の信号の、いずれか一方を選択し、
    前記選択された信号の所定の周波数帯域を除去し、
    前記周波数帯域が除去された信号を、外部へ出力するか、または周波数変換して外部へ出力するかを選択して出力することを特徴とするフィルタリング方法。

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