CN104467686A - 一种低功耗、低噪声的混频器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种低功耗、低噪声的混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路和动态电流源；所述跨导级电路中，电容一的第二端连接第一对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极，并通过电阻三接地；电容二的第二端连接第二对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极，并通过电阻四接地；所述动态电流源中，PMOS晶体管一的源极连接PMOS晶体管二的栅极和第一对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极；PMOS晶体管二的源极连接PMOS晶体管一的栅极和第二对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极。本申请通过在跨导级电路中省略NMOS晶体管，新增动态电流源，可以降低电路的整体功耗和静态功耗，还可减少电路的闪烁噪声。

Description

一种低功耗、低噪声的混频器

技术领域

本申请涉及一种无线收发系统中的混频器。

背景技术

射频(radio frequency，RF)是指频率范围在300KHz～30GHz之间的电磁波。射频通信在广播通信、移动通信、微波通信、卫星通信、无线局域网接入、数字电视等方面得到了广泛应用。典型的射频通信系统包括发送机和接收机两部分。

射频接收机具有三种基本结构：超外差(super heterodyne)结构、直接变频(directconversion)结构、低中频(low IF)结构。

请参阅图1a，这是超外差接收机的基本结构，其典型代表为数字中频接收机。天线接收到的射频信号首先经过射频带通滤波器(BPF，Band-Pass Filter)来滤除频带外的干扰，然后低噪声放大器(LNA，Low Noise Amplifier)将接收到的微弱信号在引入较低噪声的条件下进行放大，接下来镜像抑制滤波器(IRF，Image-Reject Filter)滤除镜像干扰频率。第一混频器(Mixer1)将滤波后的信号与第一本振信号(LO1，其中LO表示本地振荡器，local oscillator)进行混频，将信号从射频搬移到中频(IF，Intermediate Frequency)。然后该中频信号通过一个中频带通滤波器进行信道滤波，再通过自动增益放大器(VGA，Variable Gain Amplifiers)进行中频放大。输出的中频信号分为I、Q两路，I路信号是同相(in-phase)的中频信号，Q路信号是正交(quadrature)的中频信号，即Q路信号由I路信号移相90度而成。I、Q两路中频信号分别经过两个独立的第二混频器(Mixer2)，I路中频信号在第二混频器中与第二本振信号(LO2)混频而下变频为I路基带信号，Q路中频信号在另一个第二混频器中与移相90度的第二本振信号混频而下变频为Q路基带信号。I、Q两路基带信号再分别经过低通滤波器(LPF，Low Pass Filter)后输出，交由后续处理。典型的后续处理包括将I、Q两路基带信号分别交由两个模数转换器转换为数字信号，再交由一个数字信号处理器(DSP)进行解调处理。

请参阅图1b，这是直接变频接收机的基本结构，其典型代表为零中频接收机。天线接收到的射频信号首先经过射频带通滤波器来滤除频带外的干扰，然后低噪声放大器将接收到的微弱信号在引入较低噪声的条件下进行放大。输出的射频信号分为I、Q两路，I路信号是同相的射频信号，Q路信号是正交的射频信号，即Q路信号由I路信号移相90度而成。I、Q两路射频信号分别经过两个独立的混频器，I路射频信号在混频器中与本振信号混频而下变频为I路基带信号，Q路射频信号在另一个混频器中与移相90度的本振信号混频而下变频为Q路基带信号。I、Q两路基带信号再分别经过低通滤波器、自动增益放大器后输出，交由后续处理。

请参阅图1c，这是低中频接收机的基本结构。天线接收到的射频信号首先经过射频带通滤波器来滤除频带外的干扰，然后低噪声放大器将接收到的微弱信号在引入较低噪声的条件下进行放大。输出的射频信号分为I、Q两路，I路信号是同相的射频信号，Q路信号是正交的射频信号，即Q路信号由I路信号移相90度而成。I、Q两路射频信号分别经过两个独立的第一混频器，I路射频信号在第一混频器中与第一本振信号混频而下变频为I路低中频信号，Q路射频信号在另一个第一混频器中与移相90度的第一本振信号混频而下变频为Q路低中频信号。I、Q两路低中频信号再分别经过低通滤波器、自动增益放大器后输出，分别经过两个独立的第二混频器下变频为I、Q两路基带信号，再交由后续处理。

由此可见，下变频混频器在各种类型的射频接收机中都是必不可少的。下变频混频器用于将射频信号下变频为中频信号，或者是将射频信号下变频为基带信号，或者是将中频信号下变频为基带信号。

请参阅图2，混频器(mixer)是一种三端口的电子器件，包括输入端口IN、本振端口LO和输出端口OUT。混频器用来实现信号的频谱搬移，在时域上表现为输入信号与本振信号相乘，在频域上表现为输入信号频率与本振信号频率的加法和减法。假设输入信号为V_IN＝Acos(ω_INt)，本振信号为V_LO＝Bcos(ω_LOt)，输出信号为V_OUT，则混频器实现频谱搬移的数学模型为 $V_{\mathrm{OUT}}=A\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IN}}t\right)B\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)=\frac{\mathrm{AB}}{2}[\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IN}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t+$ $\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IN}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t].$ 这表示输出信号V_OUT中含有两个频率分量ω_IN-ω_LO、ω_IN+ω_LO，通过滤波器可以滤除掉其中一个频率分量，而选择输出信号V_OUT的频率。如果输出信号V_OUT的频率高于输入信号V_IN的频率，即输出信号V_OUT保留ω_IN+ω_LO频率分量，则称为上变频混频器。如果输出信号V_OUT的频率低于输入信号V_IN的频率，即输出信号V_OUT保留ω_IN-ω_LO频率分量，则称为下变频混频器。

当下以手机、平板电脑为代表的智能终端的应用日益广泛，这些智能终端通常内置有射频接收机。在日益普及的移动互联网应用环境下，通常要求射频接收机要常开，这就要求射频接收机的功耗越低越好。下变频混频器是射频接收机的重要组成部分，如何降低其功耗一直是业界探讨的课题。

噪声系数(NF，noise figure)用来描述输入信号经过混频器以后信号质量变坏的程度，以输入信噪比与输出信噪比的比值来表示。噪声系数决定了接收机的灵敏度，并且影响接收机的动态范围。如何降低下变频混频器的噪声也是业界探讨的课题。

请参阅图3，这是一种现有的Gilbert混频器的原理示意图。该Gilbert混频器包括跨导级电路、开关级电路和负载级电路。所述跨导级电路由两个NMOS晶体管N1、N2构成，它们的栅极接收一对差分输入的电压信号V_RF+、V_RF-，它们的漏极分别连接开关级电路中的两对差分开关对。所述开关级电路由两对差分开关对所组成，第一对差分开关对由共源极的NMOS晶体管N3、N4所组成，第二对差分开关对由共源极的NMOS晶体管N5、N6所组成。每一对差分开关对中的两个NMOS晶体管的共源极连接跨导级电路中的一个NMOS晶体管的漏极，每一对差分开关对中的两个NMOS晶体管的栅极分别接收一对差分输入的本振信号V_LO+、V_LO-。所述负载级电路由两个负载电阻R₁、R₂构成，每个负载电阻均连接工作电压V_dd和开关级电路。第一差分开关对中由本振信号V_LO+激励的NMOS晶体管三N3的漏极和第二差分开关对中由本振信号V_LO-激励的NMOS晶体管五N5的漏极共同连接负载电阻一R₁。第一差分开关对中由本振信号V_LO-激励的NMOS晶体管四N4的漏极和第二差分开关对中由本振信号V_LO+激励的NMOS晶体管六N6的漏极共同连接负载电阻二R₂。

图3所示的Gilbert混频器的工作原理是：跨导级电路将输入的电压信号转换为电流信号，送入开关级电路。开关级电路由一对差分的本振信号激励，可以看作是轮流导通的开关，它们将对跨导级电路产生的电流进行周期性的开关调制，实现混频功能。负载级电路将混频后的电流信号转换为电压信号。该Gilbert混频器在级联的跨导级电路和开关级电路中都具有NMOS晶体管，为了满足所有NMOS晶体管的偏置电压，势必要求工作电压V_dd较高，这便导致较高的功耗。为了保证跨导级电路中的NMOS晶体管工作在饱和区，必须对其施加较高的直流偏置电流，这便导致了较高的噪声。

请参阅图4，这是另一种现有的Gilbert混频器的原理示意图。与图3相比，图4仅在负载级电路增加了两个电流源I₁、I₂。每个电流源均连接工作电压V_dd和开关级电路中每一对差分开关对中的两个NMOS晶体管的共源极。该Gilbert混频器在功耗方面与图3相同。该Gilbert混频器通过新增的电流源来满足跨导级电路中的NMOS晶体管的直流偏置电流，从而减少了流过负载电阻和开关级电路中的NMOS晶体管的直流电流，降低了电流噪声。

发明内容

本申请所要解决的技术问题是提供一种混频器，具有功耗低、噪声低的特点。

为解决上述技术问题，本申请低功耗、低噪声的混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路和动态电流源；所述开关级电路由两对差分开关对所组成；第一对差分开关对由共源极的NMOS晶体管三、NMOS晶体管四所组成，第二对差分开关对由共源极的NMOS晶体管五、NMOS晶体管六所组成；每一对差分开关对中的两个NMOS晶体管的栅极分别接收一对差分输入的本振信号；

所述跨导级电路包括电容一、电容二、电阻三、电阻四；电容一的第一端、电容二的第一端分别接收一对差分输入的电压信号，电容一的第二端连接开关级电路中第一对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极，并通过电阻三接地；电容二的第二端连接开关级电路中第二对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极，并通过电阻四接地；

所述负载级电路由负载电阻一、负载电阻二、电阻五、电容四构成；每个负载电阻均连接工作电压和开关级电路；电阻五和电容四均连接工作电压和动态电流源中两个PMOS晶体管的共漏极；

所述动态电流源由共漏极的PMOS晶体管一和PMOS晶体管二构成；PMOS晶体管一的源极连接PMOS晶体管二的栅极和开关级电路中第一对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极；PMOS晶体管二的源极连接PMOS晶体管一的栅极和开关级电路中第二对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极。

本申请通过在跨导级电路中省略NMOS晶体管，新增动态电流源，可以降低电路的整体功耗和静态功耗，还可减少电路的闪烁噪声。

附图说明

图1a～图1c是射频接收机的三种不同类型的基本结构示意图；

图2是混频器的符号示意图；

图3、图4是两种现有的Gilbert混频器的基本结构示意图；

图5是本申请的Gilbert混频器的基本结构示意图。

图中附图标记说明：

以x表示自然数，Nx为NMOS晶体管；Px为PMOS晶体管；Cx为电容；Rx为电阻。

具体实施方式

请参阅图5，这是本申请的Gilbert混频器的原理示意图。该Gilbert混频器包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路和动态电流源。

所述跨导级电路由三个电容C₁、C₂、C₃和两个电阻R₃、R₄构成。电容一C₁的第一端、电容二C₂的第一端分别接收一对差分输入的电压信号V_RF+、V_RF-，电容一C₁的第二端和电容二C₂的第二端之间连接有电容三C₃。电容一C₁的第二端还连接开关级电路中第一对差分开关对的两个NMOS晶体管N3、N4的共源极，并通过电阻三R₃接地。电容二C₂的第二端还连接开关级电路中第二对差分开关对的两个NMOS晶体管N5、N6的共源极，并通过电阻四R₄接地。

所述开关级电路由两对差分开关对所组成，第一对差分开关对由共源极的NMOS晶体管N3、N4所组成，第二对差分开关对由共源极的NMOS晶体管N5、N6所组成。每一对差分开关对中的两个NMOS晶体管的栅极分别接收一对差分输入的本振信号V_LO+、V_LO-。第一对差分开关对的两个NMOS晶体管N3、N4的共源极连接跨导级电路中电容一C₁的第二端。第二对差分开关对的两个NMOS晶体管N5、N6的共源极连接跨导级电路中电容二C₂的第二端。

所述负载级电路由两个负载电阻R₁和R₂、电阻五R₅、电容四C₄构成。每个负载电阻均连接工作电压V_dd和开关级电路。第一差分开关对中由本振信号V_LO+激励的NMOS晶体管三N3的漏极和第二差分开关对中由本振信号V_LO-激励的NMOS晶体管五N5的漏极均连接负载电阻一R₁。第一差分开关对中由本振信号V_LO-激励的NMOS晶体管四N4的漏极和第二差分开关对中由本振信号V_LO+激励的NMOS晶体管六N6的漏极均连接负载电阻二R₂。电阻五R₅和电容四C₄均连接工作电压V_dd和动态电流源中两个PMOS晶体管的共漏极。

所述动态电流源由两个共漏极的PMOS晶体管P1和P2构成。PMOS晶体管一P1的源极连接PMOS晶体管二P2的栅极，还连接开关级电路中第一对差分开关对的两个NMOS晶体管N3、N4的共源极。PMOS晶体管二P2的源极连接PMOS晶体管一P1的栅极，还连接开关级电路中第二对差分开关对的两个NMOS晶体管N5、N6的共源极。

图5所示的Gilbert混频器的工作原理是：跨导级电路将输入的电压信号转换为电流信号，送入开关级电路中各个NMOS晶体管的源极。开关级电路由一对差分的本振信号激励，可以看作是轮流导通的开关，它们将对跨导级电路产生的电流进行周期性的开关调制，实现混频功能。负载级电路将混频后的电流信号转换为电压信号。

与图3、图4所示的现有的两种Gilbert混频器相比，本申请具有如下特点：

其一，本申请仅在开关级电路中具有NMOS晶体管，通过选取适当的电阻三R₃、电阻四R₄、电阻五R₅的阻值，可以使工作电压V_dd更低，从而降低电路的整体功耗。

其二，当一对差分输入的电压信号V_RF+和V_RF-、一对差分输入的本振信号V_LO+和V_LO-都在零点时，静态电流很小，因此电阻三R₃和电阻四R₄产生的压降很小，电路的静态功耗小于图3或图4的电路结构。

其三，跨导级电路不再采用NMOS晶体管，而完全以电容和电阻取代，从而减小了闪烁噪声(flicker noise)。电阻三R₃相当于是开关级电路中第一对差分开关对的电流源，电阻四R₄相当于是开关级电路中第二对差分开关对的电流源。

其四，新增了由两个共漏极的PMOS晶体管P1、P2构成的动态电流源。图4虽然降低了开关级电路中各个NMOS晶体管的噪声电流，但却放大了跨导级电路中各个NMOS晶体管的电流白噪声。本申请采用动态电流注入的形式消除了这个缺点，只有在开关级电路中各个NMOS晶体管打开的时候才会有电流注入，因此本申请因静态电流传导引起的闪烁噪声远小于图3或图4的电路结构。

其五，仿真实验表明，在同样增益下，本申请的线性度三阶输入交调(IIP3，InputThird-order Intercept Point)与图3的电流结构基本不变，好于图4的电路结构。

本申请的Gilbert混频器如果用作下变频混频器，可以适用于超外差结构、直接变频结构或低中频结构，特别适用于直接变频结构的零中频接收机。

图5所示的Gilbert混频器还可具有一些变形。例如，电容三C₃可以省略。电容三C₃用来提高共模电压抑制比，省略后不再具有该效果。又如，电阻三R₃、电阻四R₄均可以替换为NMOS晶体管。再如，电阻五R₅可以替换为电流源。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种低功耗、低噪声的混频器，包括跨导级电路、开关级电路、负载级电路；所述开关级电路由两对差分开关对所组成；第一对差分开关对由共源极的NMOS晶体管三、NMOS晶体管四所组成，第二对差分开关对由共源极的NMOS晶体管五、NMOS晶体管六所组成；每一对差分开关对中的两个NMOS晶体管的栅极分别接收一对差分输入的本振信号；

其特征是，所述混频器还包括动态电流源；

所述跨导级电路包括电容一、电容二、电阻三、电阻四；电容一的第一端、电容二的第一端分别接收一对差分输入的电压信号，电容一的第二端连接开关级电路中第一对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极，并通过电阻三接地；电容二的第二端连接开关级电路中第二对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极，并通过电阻四接地；

所述负载级电路由负载电阻一、负载电阻二、电阻五、电容四构成；每个负载电阻均连接工作电压和开关级电路；电阻五和电容四均连接工作电压和动态电流源中两个PMOS晶体管的共漏极；

所述动态电流源由共漏极的PMOS晶体管一和PMOS晶体管二构成；PMOS晶体管一的源极连接PMOS晶体管二的栅极和开关级电路中第一对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极；PMOS晶体管二的源极连接PMOS晶体管一的栅极和开关级电路中第二对差分开关对的两个NMOS晶体管的共源极。

2.根据权利要求1所述的低功耗、低噪声的混频器，其特征是，第一差分开关对中由正本振信号激励的NMOS晶体管三的漏极和第二差分开关对中由负本振信号激励的NMOS晶体管五的漏极均连接负载电阻一；第一差分开关对中由负本振信号激励的NMOS晶体管四的漏极和第二差分开关对中由正本振信号激励的NMOS晶体管六的漏极均连接负载电阻二。

3.根据权利要求1所述的低功耗、低噪声的混频器，其特征是，所述跨导级电路还包括电容三，电容三连接在电容一的第二端和电容二的第二端之间。

4.根据权利要求1所述的低功耗、低噪声的混频器，其特征是，电阻三和/或电阻四替换为NMOS晶体管。

5.根据权利要求1所述的低功耗、低噪声的混频器，其特征是，电阻五替换为电流源。