JP5828106B2 - 固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような固体光源を点灯させる固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特開２０１０−４０８７８号公報）によれば、いわゆる臨界モードで動作する降圧チョッパ回路により発光ダイオード（ＬＥＤ）に流れる電流を制御するＬＥＤ点灯装置が開示されている。ここで、臨界モードとは、図１０に示されるように、スイッチング素子のオン期間Ｔ_ONにインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオフ期間Ｔ_OFF に放出され、そのエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子を再度オンさせる制御モードのことであり、他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなる。また、スイッチング電流のピーク値の半分が負荷電流の実効値となるので、定電流制御が容易に実現できる。

例えば、図８（ａ）に示す降圧チョッパ回路１ａのスイッチング素子Ｑ１を臨界モードで動作させる場合について説明する。入力端子Ａ−Ｂ間には、例えば、商用交流電源を昇圧チョッパ回路により昇圧した直流電圧が供給され、出力端子Ｃ−Ｄ間には、ＬＥＤ直列回路またはこれを複数並列接続した負荷回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ２を介して図１０に示す電流Ｉ_Q1が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーにより逆起電力が発生し、インダクタＬ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１の経路で回生電流Ｉ_D1が流れる。この回生電流Ｉ_D1がゼロに戻ったタイミングでスイッチング素子Ｑ１を再度オンさせると、スイッチング損失が少なく、電流の休止期間も生じないので、他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなる。

特開２０１０−４０８７８号公報（図１、図２、段落３５、４０）

特許文献１の段落３５、４０では、外部からの調光信号に応じて、降圧チョッパ回路１ａのスイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ_ONをＰＷＭ制御することが提案されている。しかしながら、図１０の動作波形から分かるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ_ONを狭くすると、それと連動して、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔ_OFF も狭くなり、結果としてスイッチング素子Ｑ１の動作周波数が上昇するから、スイッチングの回数が増えて、スイッチング損失が増大するという問題がある。また、動作周波数の範囲が拡大すると、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が難しくなる。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、広い範囲で調光した場合でもスイッチングの動作周波数の範囲を制限できる固体光源点灯装置を提供することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されるインダクタＬ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換し、前記インダクタＬ１の充放電電流あるいはそのいずれかを利用して固体光源３に電流を流す直流電源回路部１と、固体光源３を調光するように前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を制御する電流制御部２とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを制御する第２のスイッチング制御手段を備え、第２のスイッチング制御手段は、前記インダクタＬ１の放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子Ｑ１のオンまでの時間を変化させることができ、前記調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは長くなる方向に動作させることを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の固体光源点灯装置において、前記第１のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第２のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする（図３〜図７）。

請求項３の発明は、請求項１記載の固体光源点灯装置において、前記第１のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまではオン幅を小さくなるように変化させ、所定レベルを超えるとオン幅が前記所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第２のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする（図９）。

請求項４の発明は、請求項１または２に記載の固体光源点灯装置において、前記第１のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第２のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を変化させ、前記所定レベルよりも低光束となる第２の所定レベルを超えると前記第１のスイッチング制御手段は、オン幅が前記第２の所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第２のスイッチング制御手段は前記スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記第２の所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする（図９）。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記第２のスイッチング制御手段は、調光のレベルが前記所定レベルに達するまでは放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子Ｑ１のオンまでの時間を略ゼロとすることを特徴とする（図２（ａ），（ｂ）参照）。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具である。

本発明によれば、スイッチング電源を用いた固体光源点灯装置において、スイッチング素子のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、スイッチング素子のオンタイミングを制御する第２のスイッチング制御手段を備え、第２のスイッチング制御手段は、スイッチング電源のインダクタの放電電流のゼロクロスからスイッチング素子のオンまでの時間を変化させることができ、調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは長くなる方向に動作させるものであるから、広い範囲で調光した場合でもスイッチングの動作周波数の範囲を制限できる効果がある。

本発明の実施形態１の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態２の要部回路図である。 本発明の実施形態３の要部回路図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の実施形態５の回路図である。 本発明に用いる直流電源回路部の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態８の要部回路図である。 従来例の動作波形図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。入力直流電源Ｖｄｃには直流電源回路部１が接続されている。直流電源回路部１は、スイッチング素子Ｑ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換してＬＥＤ（もしくは有機ＥＬ素子）のような固体光源３に直流電流を供給するスイッチング電源回路であり、ここでは降圧チョッパ回路（バックコンバータ）を用いている。

降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源Ｖｄｃの正極と負極の間に、固体光源３とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１と電流検出部４の直列回路が接続されており、固体光源３とインダクタＬ１の直列回路には回生ダイオードＤ１が閉回路を構成するように並列接続されている。

降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力直流電源Ｖｄｃの正極→固体光源３→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出部４→入力直流電源Ｖｄｃの負極の経路で漸増電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の誘起電圧により、インダクタＬ１→回生ダイオードＤ１→固体光源３→インダクタＬ１の経路で漸減電流が流れて、インダクタＬ１のエネルギーが放出される。

インダクタＬ１のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を連続モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を臨界モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。このうち、電力変換効率が最も高いのは臨界モードである。

スイッチング素子Ｑ１は電流制御部２により高周波でオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流は、電流検出部４により検出される。電流検出部４により検出された電流検出値は、電流制御部２により設定された所定のしきい値と比較される。電流検出値が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は所定のしきい値に設定される。

図２（ａ）〜（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作によりインダクタＬ１に流れる電流の波形を示している。インダクタＬ１に流れる電流が漸増する期間については、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流と同じであり、インダクタＬ１に流れる電流が漸減する期間については、回生ダイオードＤ１に流れる電流と同じである（図１０参照）。

図２（ａ）は、電流制御部２により設定された所定のしきい値Ｉｐ１が高い場合、図２（ｂ）は所定のしきい値Ｉｐ２が低い場合である。電流制御部２により設定される所定のしきい値Ｉｐ１，Ｉｐ２は、調光器５から電流制御部２に供給される調光信号に応じて設定される。図２（ａ），（ｂ）では、インダクタＬ１に流れる電流が臨界モードの場合を例示しているが、連続モードであっても良い。

図２（ｃ）は、電流制御部２により設定された所定のしきい値Ｉｐ３がさらに低い場合である。図２（ｃ）では、インダクタＬ１に流れる電流が不連続モードとなっている。

電流制御部２では、調光器５から供給される調光信号を読み取り、図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を設定すると共に、図２（ｃ）に示すように、所定の調光値未満ではインダクタＬ１に流れる電流が不連続モードとなるように、また、図２（ａ），（ｂ）に示すように、所定の調光値以上ではインダクタＬ１に流れる電流が連続もしくは臨界モードとなるように、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作を制御する。これにより、広い範囲で調光した場合でも、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数の範囲が拡大することを抑制することができる。

（実施形態２）
図３は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するために、ピーク電流検出によるオフ制御機能と、ゼロクロス検出によるオン制御機能を有する制御用集積回路６を用いている。この種の制御用集積回路６としては、昇圧チョッパ回路の力率改善制御用ＩＣ（例えば、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２またはその同等品など）を用いることができる。

ゲートドライブ端子ＧＤは、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御するためのＨｉｇｈ／Ｌｏｗのゲートドライブ信号を出力する。カレントセンス端子ＣＳは、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続された電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧を検出し、内部のコンパレータにより所定のしきい値と比較する。所定のしきい値は、外部からピーク電流設定端子Ｉｐに入力される調光電圧Ｖｄｉｍにより設定可能である。ゼロクロス検出端子ＺＣＤは、スイッチング素子Ｑ１がオフされた後、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧が消失したことを検出すると、スイッチング素子Ｑ１をオン制御するための端子である。制御電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの図示は省略している。

なお、制御用集積回路６として、上述のように、昇圧チョッパ回路の力率改善制御用ＩＣを用いる場合には、脈流電圧の瞬時振幅検出に用いる端子（Ｌ６５６２であれば３番ピン）をピーク電流設定端子Ｉｐとして割り当てれば良い。

本実施形態では、ゲートドライブ端子ＧＤとゼロクロス検出端子ＺＣＤの間に、タイマー回路７とダイオードＤ３を接続してある。ダイオードＤ３とダイオードＤ２はダイオードＯＲ回路を構成しており、タイマー回路７の出力が消失するか、もしくは、２次巻線ｎ２の電圧が消失するか、そのいずれか遅い方のタイミングでゼロクロス検出端子ＺＣＤの電圧が立ち下がる。

２次巻線ｎ２の電圧が消失するタイミングの方が遅いときには、図２（ａ），（ｂ）に示すような臨界モードの動作となり、タイマー回路７の出力が消失するタイミングの方が遅いときには、図２（ｃ）に示すような不連続モードの動作となる。

まず、図２（ａ），（ｂ）に示す臨界モードの動作について説明する。この動作に関する以下の説明では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、タイマー回路７の出力が先に消失し、その後、２次巻線ｎ２の電圧が消失するものとする。

電源投入後、制御用集積回路６の動作が開始すると、内蔵のスタータによりゲートドライブ端子ＧＤがＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンされる。すると、コンデンサＣ１の正極→コンデンサＣ２→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出抵抗Ｒ１→コンデンサＣ１の負極の経路で漸増電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ１により検出される電流検出値が所定のしきい値に達すると、ＩＣ内部のフリップフロップが反転し、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルとなる。これによりスイッチング素子Ｑ１がオフされる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによりインダクタＬ１→回生ダイオードＤ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れる。この回生電流が流れている間、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはダイオードＤ２の順方向に電圧が発生する。その電圧が消失すると、ゼロクロス検出端子ＺＣＤの電圧が立ち下がったことを検出して、ＩＣ内部のフリップフロップが反転し、ゲートドライブ端子ＧＤがＨｉｇｈレベルとなる。これによりスイッチング素子Ｑ１がオンされる。

以下、同じ動作を繰り返し、インダクタＬ１に流れる電流は、図２（ａ），（ｂ）に示すように、臨界モードとなる。また、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値Ｉｐ１，Ｉｐ２は、外部からピーク電流設定端子Ｉｐに入力される調光電圧Ｖｄｉｍにより設定される値となる。

次に、図２（ｃ）に示す不連続モードの動作について説明する。外部からピーク電流設定端子Ｉｐに入力される調光電圧Ｖｄｉｍが低下し、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が低下すると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーが小さくなるから、２次巻線ｎ２の電圧が消失するタイミングは早くなる。一方、タイマー回路７の計時時間は一定であり、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧の立ち上がり又は立ち下がりから一定時間後にタイマー回路７の出力が消失する。

したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が図２（ｃ）のＩｐ３のように低下すると、２次巻線ｎ２のフライバック電圧が先に消失し、その後で、タイマー回路７の出力が消失する状態となる。この場合、インダクタＬ１の回生電流が消失しても、ダイオードＤ３を介するタイマー回路７の出力が擬似的なフライバック電圧として検出されるので、制御用集積回路６はゼロクロスしたことを知らされないことになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態のままで待機することになる。そして、ダイオードＤ３を介するタイマー回路７からの出力が消失したタイミングになってから、ゼロクロス検出端子ＺＣＤの電圧が立ち下がることにより、制御用集積回路６はフライバック電圧が消失したと判断し、スイッチング素子Ｑ１がオンされる。これにより、インダクタＬ１に流れる電流は、図２（ｃ）のように休止期間を有する不連続モードとなる。

インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が図２（ｂ）のＩｐ２のときが、臨界モードと不連続モードが切り替わる所定の調光値であるとすると、図２（ａ）〜（ｂ）に示すように、インダクタＬ１の電流のピーク値がＩｐ１〜Ｉｐ２の間は、ダイオードＤ２を介する２次巻線ｎ２の信号消失のタイミングによりスイッチング素子Ｑ１がオンされることで、臨界モードの動作となり、図２（ｂ）〜（ｃ）に示すように、インダクタＬ１の電流のピーク値がＩｐ２〜Ｉｐ３〜０の間は、ダイオードＤ３を介するタイマー回路７の信号消失のタイミングによりスイッチング素子Ｑ１がオンされることで、不連続モードの動作となる。

タイマー回路７の具体的構成については限定するものではないが、例えば、図４に示すように構成すれば、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧の立ち上がりでタイマー回路７ａの出力がＨｉｇｈレベルとなり、その時点から一定時間の経過後に、タイマー回路７ａの出力がＬｏｗレベルとなるように動作する。この場合、スイッチング素子Ｑ１の最短のオンオフ周期（つまり、動作周波数の上限値）がタイマー回路７ａにより規定されることになる。

以下、タイマー回路７ａの動作について説明する。ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化すると、ＮＯＲゲートＧ１の出力はＬｏｗレベルとなるから、コンデンサＣ４を介してＮＯＲゲートＧ２の入力もＬｏｗレベルとなり、ＮＯＲゲートＧ２の出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより、ＮＯＲゲートＧ１の他方の入力もＨｉｇｈレベルとなるから、その後、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルになっても、ＮＯＲゲートＧ１の出力はＬｏｗレベルのまま維持される。この状態で、コンデンサＣ４は制御電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ４を介して充電される。コンデンサＣ４の電圧がＮＯＲゲートＧ２のしきい値電圧（通常はＶｃｃ／２）に達すると、ＮＯＲゲートＧ２の出力はＬｏｗレベルとなる。

このとき、ゲートドライブ端子ＧＤが既にＬｏｗレベルとなっていれば、ＮＯＲゲートＧ１の出力はＨｉｇｈレベルとなるから、コンデンサＣ４の電荷はダイオードＤ４を介して捨てられて、次回の計時動作に備えることになる。

また、仮にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、ＮＯＲゲートＧ２の出力がＬｏｗレベルに戻った時点ではゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルに戻っていなくても、その時点ではコンデンサＣ４がリセットされていないから、再度のトリガーは起こらない。その後、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルに戻った時点で、ＮＯＲゲートＧ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ４がリセットされることになる。そのリセット時においてもＮＯＲゲートＧ２の出力は変化しないから、タイマー回路７ａの出力パルスは、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化した後、１回だけしか出ない。

以上のように、ＮＯＲゲートＧ２の出力は、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化した後、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ４の時定数とＮＯＲゲートＧ２のしきい値電圧で決まる遅延時間が経過するまで、Ｈｉｇｈレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１の最短のオンオフ周期（つまり、動作周波数の上限値）が規定される。

本実施形態によれば、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数の上限値は、タイマー回路７ａにより規定される最高スイッチング周波数に固定されるから、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が容易となる。

また、調光出力が大きい（明るい）ときは、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング回数が少ないうえに、臨界モードで動作しているから、スイッチング損失を極めて低く抑えることができる。

さらに、調光出力が小さい（暗い）ときは、図２（ｃ）に示すように、インダクタＬ１の電流に休止期間を設けることにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング回数が無制限に増大することを防止でき、これにより、スイッチング損失の増大を抑制できる。また、ピーク値Ｉｐ３が低下するにつれてインダクタＬ１の電流の休止期間も長くなるので、ピーク値Ｉｐ３の下限側の制御可能範囲が限られていても、その割には、調光下限を低くまで設定できるという利点がある。

（実施形態３）
図５は本発明の実施形態３の要部回路図である。本実施形態は、図３のタイマー回路７として、図５のタイマー回路７ｂを用いた例である。図５のタイマー回路７ｂは、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧の立ち上がり（オン時点）からではなく、ゲート電圧の立ち下がり（オフ時点）から一定時間後に出力がゼロクロス検出端子ＺＣＤのゼロクロス検出レベルに低下するように動作する。したがって、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間の最短幅がタイマー回路７ｂにより規定されることになる。

このタイマー回路７ｂは、コンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路と、コンデンサＣ５，Ｃ６にそれぞれ並列に接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６と、コンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路に充電電流を流すためのダイオードＤ５よりなる。コンデンサＣ６の電圧は、ダイオードＤ３のアノード・カソード間を介して、制御用集積回路６のゼロクロス検出端子ＺＣＤに入力されている。

スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は、制御用集積回路６のゲートドライブ端子ＧＤがＨｉｇｈレベルとなるから、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路が充電される。その充電電圧は、過渡的にはコンデンサＣ５，Ｃ６の分圧比で決まり、定常的には抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧比で決まることになるが、ここではコンデンサＣ５，Ｃ６の分圧比と抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧比は同じとする。そうすると、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間に、コンデンサＣ６の充電電圧は、ゲートドライブ端子ＧＤのゲートドライブ電圧Ｖｇを所定の分圧比ｋ（０＜ｋ＜１）で分圧した初期設定電圧ｋ×Ｖｇとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする瞬間まで、その初期設定電圧に維持される。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ５が逆バイアスされて遮断状態となるので、コンデンサＣ５の電荷は抵抗Ｒ５を介して放電され、コンデンサＣ６の電荷は抵抗Ｒ６を介して放電される。コンデンサＣ６の電圧は、上述の初期設定電圧ｋ×Ｖｇを起点として、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ６の時定数により指数関数的に減衰する電圧となる。スイッチング素子Ｑ１がオフした後、所定のオフ時間が経過した時点で、ダイオードＤ２を介する２次巻線ｎ２の電圧が既に消失していた場合、ダイオードＤ３を介するコンデンサＣ６の電圧の消失を受けて、ゼロクロス検出端子ＺＣＤにより擬似的にゼロクロスが検出されて、スイッチング素子Ｑ１は再度オンとなる。

したがって、図３のタイマー回路７として、図５のタイマー回路７ｂを用いた場合、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間の最短幅は、コンデンサＣ５，Ｃ６と抵抗Ｒ５，Ｒ６の定数で決まる固定時間となる。

本実施形態によれば、図２（ｃ）に示すような不連続モードとなった後も、ピーク電流Ｉｐ３の低下に伴なってオン時間が減少するにつれて、スイッチング素子Ｑ１のオンオフの動作周波数は上昇を続けるが、タイマー回路７ｂによりオフ時間が固定されることにより、動作周波数の上昇は緩慢となる。最終的に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が殆どゼロになったとしても、スイッチング周期がスイッチング素子Ｑ１のオフ時間よりも短くなることは無いので、動作周波数が無制限に上昇するようなことは起きない。これにより、スイッチング周波数の範囲が制限されるから、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が容易となる。また、スイッチング損失の増大も抑制できる。

ところで、実施形態２，３では、制御用集積回路６のピーク電流検出のためのしきい値Ｉｐを可変値としたが、これは固定値としても良い。その場合、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続された電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧に、調光電圧Ｖｄｉｍに応じたバイアス電圧を重畳するか、または、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値そのものを調光電圧Ｖｄｉｍに応じて可変とすることで、等価的に、しきい値Ｉｐを可変値としたのと同等の動作となるように構成すれば良い。また、電流検出抵抗Ｒ１に代えて、以下の実施形態４，５で述べるような代替手段を用いても良い。

（実施形態４）
図６は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、図３の電流検出抵抗Ｒ１を省略し、代わりに、インダクタＬ１に３次巻線ｎ３を設けて、そのフォワード側の出力電圧を時間積分することにより、等価的にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流をコンデンサＣ７の電圧として検出している。

以下、その原理について説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、インダクタＬ１に印加される電圧をｅ１、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流をｉとすると、ｅ１＝Ｌ１・（ｄｉ／ｄｔ）となる。このとき、３次巻線ｎ３に生じる電圧は、インダクタＬ１の１次巻線の巻数をｎ１とすると、ｅ３＝（ｎ３／ｎ１）ｅ１となる。これを時間ｔにより積分すると、∫（ｅ３）ｄｔ＝（ｎ３／ｎ１）Ｌ１・ｉ＋Ｃとなる。ここで、Ｃは積分定数であるが、図２（ａ），（ｂ）のような臨界モードまたは図２（ｃ）のような不連続モードであれば、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉの初期値はゼロであるから、積分定数Ｃ＝０となる。したがって、３次巻線ｎ３に生じるフォワード側の電圧を時間積分すると、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉを読み取ることができる。

時間積分はミラー積分器を用いれば正確に求めることができるが、ここでは簡略化のために、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ７よりなるＣＲ積分回路により時間積分している。ダイオードＤ６は３次巻線ｎ３に生じるフォワード側の電圧だけを積分するために設けており、ダイオードＤ７はコンデンサＣ７を初期化するために設けている。

以下、回路動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンされると、コンデンサＣ１の正極→コンデンサＣ２→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１の負極の経路で漸増電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に印加される電圧と比例する電圧ｅ３が３次巻線ｎ３に発生する。この電圧ｅ３により、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ７が充電される。このとき、ゲートドライブ端子ＧＤはＨｉｇｈレベルであるので、ダイオードＤ７は遮断状態となっている。

コンデンサＣ７の電圧上昇は、カレントセンス端子ＣＳにより監視されており、検出電圧がピーク電流設定端子Ｉｐにより設定される所定のしきい値を越えると、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。このとき、ダイオードＤ７を介してコンデンサＣ７が放電されて、コンデンサＣ７の時間積分値はリセットされる。

本実施形態では、図３の回路に比べると、電流検出抵抗Ｒ１が省略されているので、その電力損失を節減できるという利点がある。また、電源変動や負荷変動があった場合でも、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に印加される電圧が変動することで、その３次巻線ｎ３の電圧ｅ３も変動し、コンデンサＣ７の電圧の上昇速度の変化として検出することが可能であり、電流検出抵抗Ｒ１の機能を実質的に代替できる。

（実施形態５）
図７は本発明の実施形態５の回路図である。本実施形態では、図３の電流検出抵抗Ｒ１を省略し、代わりに、ゲートドライブ端子ＧＤから出力されるゲートドライブ電圧を時間積分することにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を擬似的にコンデンサＣ７の電圧として検出している。

スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、ゲートドライブ端子ＧＤはＨｉｇｈレベルであるので、ダイオードＤ７は遮断状態となり、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ７が充電される。

コンデンサＣ７の電圧上昇は、カレントセンス端子ＣＳにより監視されており、検出電圧がピーク電流設定端子Ｉｐにより設定される所定のしきい値を越えると、ゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。このとき、ゲートドライブ端子ＧＤは低インピーダンスのＬｏｗレベルとなるので、ダイオードＤ７を介してコンデンサＣ７が放電されて、コンデンサＣ７の時間積分値はリセットされる。

本実施形態では、電源変動や負荷変動があっても、それらの変動は、コンデンサＣ７の電圧上昇速度には反映されないが、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅の制御は調光電圧Ｖｄｉｍに応じて正確に行える。また、図６の回路に比べると、インダクタＬ１の３次巻線ｎ３を必要としないので、構成が簡単となる。また、図３の回路に比べると、電流検出抵抗Ｒ１が省略されているので、その電力損失を節減できるという利点がある。

なお、本実施形態の一変形例として、図７において、ピーク電流設定端子Ｉｐの入力電圧を固定値とし、代りに、外部からの調光電圧Ｖｄｉｍを所定の限流抵抗を介してコンデンサＣ７に重畳するように構成すれば、しきい値Ｉｐが固定値であっても調光電圧Ｖｄｉｍが増大するにつれて、コンデンサＣ７の電圧上昇速度が増大するから、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を短縮するように制御することが可能となる。図３の回路を参照しても分かるように、カレントセンス端子ＣＳの検出電圧はゲートドライブ電圧に比べると比較的に低いものであり、最大でもゲートドライブ端子ＧＤのＨｉｇｈレベルの出力に比べるとスイッチング素子Ｑ１のスレショルド電圧以上は低い電圧となっているから、スイッチング素子Ｑ１がオンのときは、ダイオードＤ７は遮断状態に維持される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフのときは、低インピーダンスのゲートドライブ端子ＧＤがＬｏｗレベルとなるので、上述のように、コンデンサＣ７に抵抗を介して調光電圧Ｖｄｉｍを重畳したとしても、ダイオードＤ７が導通状態に維持されることになるから、コンデンサＣ７の充電はゲートドライブ端子ＧＤがＨｉｇｈレベルとなった時点でスタートすることになる。

図３、図６、図７の回路において、固体光源３と並列に接続された平滑コンデンサＣ２は無くても良いが、接続しておけば、照明器具の光が高周波で点滅することを防止できる。これは、例えば、赤外線リモコンや可視光通信の周波数との干渉を避けるうえで有効である。また、電源別置型のＬＥＤ点灯装置のように、電源ユニットがＬＥＤユニットとリード線で接続されるような場合に、負荷電流が平滑化されていれば、リード線からの高周波輻射ノイズを低減できる利点がある。

一方、入力直流電源Ｖｄｃとなる平滑コンデンサＣ１は、例えば商用交流電源を全波整流器（図示せず）により全波整流した直流電圧を充電されており、全波整流器の交流入力側には高周波成分を除去するためのフィルタ回路を設けることが一般的である。また、全波整流器の直流出力側と平滑コンデンサＣ１の間に、昇圧チョッパ回路等を用いた力率改善回路を介在させることもある。

このような構成において、本発明のように、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数の上限が制限されていると、全波整流器の交流入力側に接続される高周波成分を除去するためのフィルタ回路の設計が容易となる。

（実施形態６）
上述の各実施形態では、直流電源回路部１となる降圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図８（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路１ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。

また、図８（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路を本発明の直流電源回路部１として使用しても構わない。図８（ｂ）は昇圧チョッパ回路１ｂ、図８（ｃ）はフライバックコンバータ回路１ｃ、図８（ｄ）は昇降圧チョッパ回路１ｄの例である。

いずれのスイッチング電源回路を用いた場合においても、スイッチング素子Ｑ１のオン時に誘導性素子（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するかオン時間が所定時間に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に誘導性素子に流れる電流がゼロに戻るか又はタイマー回路により計時される所定の時間が経過すると、スイッチング素子Ｑ１をオン制御する制御回路を備えており、タイマー回路によりスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期またはオフ時間の下限値を固定することにより、スイッチング周波数の拡大を抑制できる。

（実施形態７）
上述の各実施形態では、タイマー回路７の計時時間を一定としたが、調光のレベルに応じて、タイマー回路７の計時時間を可変としても構わない。

例えば、タイマー回路７の時定数を構成する抵抗の全部または一部をフォトカプラの受光素子のような可変抵抗で構成し、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、フォトカプラの発光素子の電流を制御することにより、調光が深くなるにつれて抵抗値が高くなるように構成しておく。

その場合、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、調光が深くなるにつれて、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が低くなる方向となるようにインダクタの放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を変化させることができる。このように制御すれば、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数を低くすることにより調光できるので、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、スイッチング素子Ｑ１のオン幅は固定としても構わない。

あるいは、調光のレベルが所定レベルを超えてからも、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を狭くする制御を暫くは併用し、調光のレベルが前記所定レベルよりも低光束となる第２の所定レベルを超えるとスイッチング素子Ｑ１のオン幅を固定し、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数を低くすることにより調光するように制御しても構わない。

（実施形態８）
図９（ａ）は本発明の実施形態８の要部回路図である。スイッチング電源の構成は図７、図８のいずれでも良い。本実施形態では、タイマー回路ＴＭのオンパルス幅を制御電圧（５番ピンの基準電圧）に応じて可変とし、なおかつ、可変トリガータイミング（２番ピンの立下りタイミング）でタイマー回路ＴＭをワンショット動作させることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御と、前記スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを制御する第２のスイッチング制御を実現している。

調光制御回路８は、例えば、マイクロコンピュータを用いて実現可能であり、外部から調光信号を入力するアナログ入力ポート、タイマー回路ＴＭの５番ピンの基準電圧を制御するアナログ出力ポート、タイマー回路ＴＭの２番ピンに可変タイミングの立下りトリガーパルスを出力する２値出力ポート、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の誘起電圧の立下りエッジを検出する割込入力ポート（ＺＣＤ）を備えていれば良い。割込入力ポート（ＺＣＤ）が立ち下がると、調光制御回路８は割込処理を実行し、所定時間（≧０）の計時後、タイマー回路ＴＭの２番ピンに立下りトリガーパルスを出力する。立下りトリガーパルスは、通常はＨｉｇｈレベルとなっている２値出力ポートをＬｏｗレベルとする第１の命令を実行した直後に同ポートをＨｉｇｈレベルに戻す第２の命令を実行することで容易に生成可能である。第１の命令と第２の命令の間に適当な数のＮＯＰ命令を挿入しても良い。これによりタイマー回路ＴＭの２番ピンをトリガー可能な立下りパルスが出力される。

タイマー回路ＴＭは、ワンショットマルチバイブレータを構成しており、その出力パルス幅はコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔの時定数ならびに５番ピンの基準電圧により規定される。

タイマー回路ＴＭは、例えば、図９（ｂ）のような内部構成を有する周知のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）で構成できるが、同等の機能を有していれば、これに限定されるものではない。１番ピンはグランド端子、８番ピンは電源端子である。

２番ピンはトリガー端子であり、この端子が５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、第１コンパレータＣＰ１の出力により内部のフリップフロップＦＦがセットされて、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。

４番ピンはリセット端子であり、この端子がＬｏｗレベルになると、動作停止状態となり、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルに固定される。本実施形態では、４番ピンを電源端子（８番ピン）に接続することで、常にタイマー回路ＴＭが動作可能となっているが、４番ピンを調光制御回路８の制御下に置いても良い。

５番ピンは制御端子であり、内蔵のブリーダ抵抗（３個の抵抗Ｒの直列回路）により通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３となる基準電圧が印加されている。本実施形態では、調光制御回路８により５番ピンの基準電圧を制御可能としている。

６番ピンはスレショルド端子であり、この端子が５番ピンの電圧よりも高くなると、第２コンパレータＣＰ２の出力により内部のフリップフロップＦＦがリセットされて、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。

タイマー回路ＴＭは、時定数設定用の抵抗ＲｔとコンデンサＣｔを外付けされて、単安定マルチバイブレータとして動作する。タイマー回路ＴＭの２番ピン（トリガー端子）に、パルス幅の短いＬｏｗレベルのパルスが入力されると、その立下りエッジにおいて、タイマー回路ＴＭの３番ピン（出力端子）はＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。このため、コンデンサＣｔは、時定数設定用の抵抗Ｒｔを介して充電される。その充電電圧が６番ピン（スレショルド端子）の第２コンパレータＣＰ２で比較される基準電圧（５番ピンの電圧）よりも高くなると、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサＣｔは瞬時に放電される。

したがって、タイマー回路ＴＭの３番ピンから出力されるＨｉｇｈレベルのパルス信号のパルス幅は、コンデンサＣｔをグランド電位から基準電圧（５番ピンの電圧）まで充電するのに要する時間で決まる。

タイマー回路ＴＭの３番ピンから出力されるＨｉｇｈレベルのパルス信号は、スイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号となる。そのオン時間幅は、タイマー回路ＴＭの５番ピンの電圧により制御可能であり、５番ピンの電圧が低くなるほど、短くなる。

調光制御回路８は、外部から調光信号（例えば調光が深くなるにつれて電圧レベルが高くなるアナログ電圧）を読み取り、その読み取り値に応じて内部メモリに格納されたデータテーブルを参照することにより、５番ピンの基準電圧を可変とすることで、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を調光レベルに応じて設定する。また、インダクタＬ１の放電電流のゼロクロスを検出した後、タイマー回路ＴＭの２番ピンに立下りトリガーパルスを与えるまでの遅延時間（≧０）を設定する。

（好ましい制御例１）
例えば、調光のレベルが所定レベルに達するまでは調光が深くなるにつれてスイッチング素子Ｑ１のオン幅を小さくなるように変化させ、調光のレベルが所定レベルを超えるとスイッチング素子Ｑ１のオン幅が前記所定レベル時のオン幅と略同一となるように制御する。また、インダクタＬ１の放電電流のゼロクロスを検出した後、タイマー回路ＴＭの２番ピンに立下りトリガーパルスを与えるまでの遅延時間については、調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間（例えば、０）とし、臨界モードないしは臨界モードに近い不連続モードで動作させる（請求項５）。そして、調光のレベルが所定レベルを超えてからはスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように、放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を徐々に長くするように制御する（請求項３）。このように制御すれば、スイッチング素子Ｑ１のオン幅の下限に制御限界があっても、さらに深くまで調光することが可能となる。

（好ましい制御例２）
また、さらに好ましい制御例として、調光のレベルが所定レベルに達するまでは制御例１と同じとし、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、調光が深くなるにつれてスイッチング素子Ｑ１のオン幅を小さくなるように変化させる制御を継続しながら、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように、インダクタＬ１の放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでの時間を変化させる（請求項２）。さらに、前記所定レベルよりも低光束となる第２の所定レベルを超えると、スイッチング素子Ｑ１のオン幅が前記第２の所定レベル時のオン幅と略同一となるように制御すると共に、インダクタＬ１の放電電流のゼロクロスを検出した後、タイマー回路ＴＭの２番ピンに立下りトリガーパルスを与えるまでの遅延時間は、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数が前記第２の所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように制御する（請求項４）。このように制御すれば、スイッチング素子Ｑ１のオン幅の下限に制御限界があっても、さらに深くまで調光することが可能となり、なおかつ、深い調光時であってもスイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周波数がなるべく変動しないように制御できる。

本実施形態では、調光制御回路８はマイクロコンピュータで構成されるものとして説明したが、同じ機能を実現できれば、アナログ回路を用いて構成しても良いことは言うまでも無い。

以上の各実施形態において、スイッチング素子Ｑ１としては、ＭＯＳＦＥＴを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、ＩＧＢＴを用いても良い。

本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、プロジェクタの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、固体光源３として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
１ 直流電源回路部
２ 電流制御部
３ 固体光源（ＬＥＤ）
４ 電流検出部
５ 調光器

Claims (6)

1. スイッチング素子と直列に接続されるインダクタを用いて入力直流電源を電力変換し、前記インダクタの充放電電流あるいはそのいずれかを利用して固体光源に電流を流す直流電源回路部と、
   固体光源を調光するように前記スイッチング素子に流れる電流を制御する電流制御部とを備えた固体光源点灯装置において、
   前記電流制御部は、
   前記スイッチング素子のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、
   前記スイッチング素子のオンタイミングを制御する第２のスイッチング制御手段を備え、
   第２のスイッチング制御手段は、前記インダクタの放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子のオンまでの時間を変化させることができ、前記調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは長くなる方向に動作させることを特徴とする固体光源点灯装置。
2. 前記第１のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第２のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする請求項１記載の固体光源点灯装置。
3. 前記第１のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまではオン幅を小さくなるように変化させ、所定レベルを超えるとオン幅が前記所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第２のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする請求項１記載の固体光源点灯装置。
4. 前記第１のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第２のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子のオン・オフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させ、前記所定レベルよりも低光束となる第２の所定レベルを超えると前記第１のスイッチング制御手段は、オン幅が前記第２の所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第２のスイッチング制御手段は前記スイッチング素子のオン・オフ周波数が前記第２の所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の固体光源点灯装置。
5. 前記第２のスイッチング制御手段は、調光のレベルが前記所定レベルに達するまでは放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子のオンまでの時間を略ゼロとすることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具。

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