JP5828093B2

JP5828093B2 - 電源装置

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Description

本発明は、商用電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）に関する。

薄型テレビジョン受像機などの電源として、ハーフブリッジ式複合共振型スイッチング回路を用いた電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）が知られている（特許文献１参照）。従来の一般的なＡＣ／ＤＣコンバータ５０の構成を図１０に示す。ＡＣ／ＤＣコンバータ５０は、商用電源５２からの交流電力を、一旦ダイオードブリッジなどの整流回路５３で整流し、コンデンサ５４で平滑化した後、複合共振型ハーフブリッジを用いたＤＣ／ＤＣコンバータで電圧変換を行う。ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス５１の一次巻線Ｎｐ５０に接続された２つのスイッチ素子Ｑ５１及びＱ５２で構成されたハーフブリッジ式複合共振スイッチング回路と、トランス５１の二次巻線Ｎｓ５１，Ｎｓ５２に接続された整流用のダイオードＤ５３及びＤ５４を有している。さらに、トランス５１の一次巻線Ｎｐ５０には、インダクタＬｒ及びコンデンサＣｖ及びＣｉで構成された共振回路が接続されている。

スイッチ素子Ｑ５１及びＱ５２としては、例えばＭＯＳＦＥＴが用いられており、これらスイッチ素子Ｑ５１及びＱ５２は、所定のデッドオフ時間を介して交互にオン／オフされる。ＡＣ／ＤＣコンバータ５０の電源となる商用電源５２は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚであるが、商用電源５２の周期に対してスイッチ素子Ｑ５１及びＱ５２を交互にオン／オフさせる周期を短くすることにより、トランス５１の一次巻線Ｎｐ５０の入力電流を高周波化することができる。

ＡＣ／ＤＣコンバータ５０のスイッチング周波数を高くすることによって、トランス５１やインダクタＬｒなどを小型化することができる。一方、スイッチング周波数を高くすることによってスイッチ損失が増加するものの、複合共振スイッチング回路においては、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）又はＺＣＳ（ゼロカレントスイッチング）によってその損失を抑えることができるので、高周波に適した回路方式といえる。

上記のように、ハーフブリッジ式複合共振型スイッチング回路はスイッチング損失が少ないという特徴を有するため、小型高効率電源として用いられる。このような高効率電源においてさらに回路効率を追求する場合、もはやスイッチング条件の工夫によるところは少なく、主な損失源はダイオードとトランスに限られる。特に、負荷容量が大きくなるのに比例してダイオード損失が増加することから、ダイオード類の削減が重要な課題となる。

特開平８−２１４５５９号公報

本発明は、従来例の問題点を解決するためになされたものであり、電源装置を構成するダイオードやスイッチ素子などによる損失を低減しうる商用電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する電源装置を提供することを目的とする。

トランスと、商用電源の端子間に接続され、整流作用とスイッチング作用を有する２つの双方向スイッチ素子の直列回路と、一方の前記双方向スイッチ素子の両端部と前記トランスの一次巻線との間に接続されたＬＣ共振回路と、前記トランスの二次巻線に接続された整流素子と、前記双方向スイッチ素子にゲート駆動信号を入力する制御回路を備えた、商用電源からの交流電力を、整流回路を経ずに双方向スイッチ素子を用いて直接同期整流して直流電力に変換し、出力する電源装置であって、
前記双方向スイッチ素子は、それぞれ前記商用電源から流れる交流電流に対して寄生ダイオードが順方向及び逆方向となる２つのチャンネル及びそれに対応する２つのゲートを有し、
前記制御回路は、
２つの前記双方向スイッチ素子について、それぞれ交流電流の１／２周期の間に、前記順方向のチャンネルに対応するゲートに、前記交流電流の１／２周期とほぼ等しいパルス幅を有する第１ゲート駆動信号を入力して同期整流を行い、
一方の前記双方向スイッチ素子の前記逆方向のチャンネルに対応するゲートに、所定パルス幅を有する複数の第２ゲート駆動信号を所定周期で入力し、
他方の前記双方向スイッチ素子の前記逆方向のチャンネルに対応するゲートに、前記第２ゲート駆動信号に対して位相が１／２周期ずれた別の複数の第２ゲート駆動信号を所定周期で入力し、
それによって、前記交流電流の１／２周期の間に、前記２つの双方向スイッチ素子を交互に複数回スイッチングさせることにより前記商用電源の周波数よりも高い周波数でスイッチングさせることを特徴とする。

また、前記双方向スイッチ素子は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有するスイッチ素子であることが好ましい。

また、前記制御回路は、１つの前記双方向スイッチ素子について、前記第１ゲート及び前記第２ゲートにそれぞれ接続された独立した第１ゲート駆動回路及び第２ゲート駆動回路を含み、前記第１ゲート駆動回路及び前記第２ゲート駆動回路は、それぞれトランスによって一次巻線側と二次巻線側が絶縁されており、前記第１ゲート駆動回路及び前記第２ゲート駆動回路の前記トランスの一次巻線にはそれぞれＡＮＤ回路が接続されており、前記制御回路は、交流電流の１／２周期の間、２つの前記ＡＮＤ回路について、一方の入力端子に対して駆動パルス信号の周波数に対して十分に高い周波数の搬送波を入力し、前記第１ゲート駆動回路の前記ＡＮＤ回路の他方の入力端子に対して、前記第１ゲート駆動信号を発生させる第１駆動パルス信号を入力し、前記第２ゲート駆動回路の前記ＡＮＤ回路の他方の入力端子に対して、前記第２ゲート駆動信号を発生させるための第２駆動パルス信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を発生させるための別の第２駆動パルス信号を入力し、前記ＡＮＤ回路によって前記搬送波と前記第１駆動パルス信号及び前記第２駆動パルス信号又は前記別の第２駆動パルス信号と論理積をとり、それによって、前記トランスの一次巻線を前記搬送波の周波数で励磁し、前記トランスの二次巻線に誘起された出力から、ハイパスフィルターにより前記搬送波の周波数成分を取り除いて、前記第１ゲート駆動信号及び前記第２ゲート駆動信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を得ることが好ましい。

または、前記制御回路は、１つの前記双方向スイッチ素子について、前記第１ゲート及び前記第２ゲートにそれぞれ接続された第１ゲート駆動回路及び第２ゲート駆動回路を含み、前記第１ゲート駆動回路及び前記第２ゲート駆動回路は、二次巻線を２つ有する１つのトランスによって一次巻線側と二次巻線側が絶縁されており、前記トランスの一次巻線にはそれぞれＡＮＤ回路が接続されており、前記トランスの２つの二次巻線側には、それぞれ前記商用電源の電圧の極性に応じてオン又はオフされるフォトカプラが、前記寄生ダイオードが順方向となるチャンネルがオンするように接続されており、前記制御回路は、交流電流の１／２周期の間、前記フォトカプラの出力から前記第１ゲート駆動信号を得、前記ＡＮＤ回路の一方の入力端子に対して、駆動パルス信号の周波数に対して十分に高い周波数の搬送波を入力し、前記ＡＮＤ回路の他方の入力端子に対して、前記第２ゲート駆動信号を発生させるための第２駆動パルス信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を発生させるための別の第２駆動パルス信号を入力し、前記ＡＮＤ回路によって前記搬送波と前記第２駆動パルス信号又は前記別の第２駆動パルス信号と論理積をとり、それによって、前記トランスの一次巻線を前記搬送波の周波数で励磁し、前記トランスの二次巻線に誘起された出力から、ハイパスフィルターにより前記搬送波の周波数成分を取り除いて、前記第２ゲート駆動信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を得ることが好ましい。

本発明によれば、商用電源からの交流電流を、整流回路を経由せずに双方向スイッチ素子を用いて直接同期整流している。すなわち、従来の構成に比べて、整流回路を構成するダイオードが不要になり、ダイオードによる損失は生じない。また、双方向スイッチ素子による同期整流の損失は、ＭＯＳＦＥＴなどの寄生ダイオードによる損失に比べてきわめて小さいので、結果的に、低損失の電源装置を実現することができる。

本発明の一実施形態に係る電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）の構成を示す図。上記ＡＣ／ＤＣコンバータにおける双方向スイッチ素子を駆動するためのゲート駆動回路の構成を示す図。上記双方向スイッチの等価回路を示す図。上記ＡＣ／ＤＣコンバータの各双方向スイッチ素子に入力される駆動信号の波形を示す図。双方向スイッチ素子（デュアルゲート）の構成を示す平面図。図５におけるＡ−Ａ断面図。上記実施形態におけるゲート駆動回路の他の構成例を示す図。上記他の構成例における各双方向スイッチ素子に入力される駆動信号の波形を示す図。ゲート駆動回路のより具体的な回路構成例を示す図。従来のＡＣ／ＤＣコンバータの基本的な構成を示す図。

本発明の一実施形態に係る電源装置について説明する。図１は、本実施形態に係る電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）１の構成を示す。図１に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ１において、トランス５の一次巻線Ｎｐ側に２つの双方向スイッチ素子Ｑ１及びＱ２などで構成されたハーフブリッジ式複合共振スイッチング回路が接続されている。商用電源（交流電源）２はこのスイッチング回路に接続されている。一方、トランス５の二次巻線Ｎｓ１及びＮｓ２側には、それぞれダイオードなどの整流素子Ｄ１３及びＤ１４が接続されている。双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、図１０に示す従来例における整流回路５３とスイッチ素子Ｑ５１，Ｑ５２を兼ね、同期整流作用とスイッチング作用を実現する。そのため、双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２として、ゲートを２つ備えたデュアルゲート型スイッチ素子を用いている。制御回路６は、これら双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の２つのゲート（全体で４つのゲート）に対して、所定のゲート駆動信号を入力する。なお、作図上の都合により、制御回路６と双方向スイッチ素子Ｑ１及びＱ２のゲートとの結線は省略する。

双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の等価回路を図３に示す。双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、（等価回路上）２つのＭＯＳＦＥＴＱ１１及びＱ１２を、寄生ダイオードＤ１１とＤ１２の向きが逆になるように接続したような構造を有している。部分的に寄生ダイオードＤ１１及びＤ１２は存在するがスイッチ素子全体としては寄生ダイオードを有していない。なお、Ｃ１１及びＣ１２は寄生容量を示す。

次に、双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の具体例について説明する。図５及び６は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有する双方向スイッチ素子３００の構成を示す。図５は双方向スイッチ素子３００の構成を示す平面図であり、図６はＡ−Ａ断面図である。なお、この双方向スイッチ素子３００は、２つの電極Ｄ１及びＤ２間に２つのゲートＧ１及びＧ２が設けられているので、デュアルゲート型と呼ばれている。

図５及び６に示すように、横型のデュアルゲートトランジスタ構造の双方向スイッチ素子３００は、耐圧を維持する箇所を１箇所とした損失の少ない双方向素子を実現する構造である。すなわち、ドレイン電極Ｄ１及びＤ２はそれぞれＧａＮ層に達するように形成され、ゲート電極Ｇ１及びＧ２はそれぞれＡｌＧａＮ層の上に形成されている。ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されていない状態では、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２の直下のＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に生じる二次元電子ガス層に電子の空白地帯が生じ、電流は流れない。一方、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されると、ドレイン電極Ｄ１からＤ２に向かって（又はその逆に）ＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に電流が流れる。ゲート電極Ｇ１とＧ２の間は、耐電圧を必要とし、一定の距離を設ける必要があるが、ドレイン電極Ｄ１とゲート電極Ｇ１の間及びドレイン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２の間は耐電圧を必要としない。そのため、ドレイン電極Ｄ１とゲート電極Ｇ１及びドレイン電極Ｄ２とゲート電極Ｇ２とが、絶縁層Ｉｎを介して重複していてもよい。なお、この構成の素子はドレイン電極Ｄ１，Ｄ２の電圧を基準として制御する必要があり、２つのゲート電極Ｇ１，Ｇ２にそれぞれ駆動信号を入力する必要がある（そのため、デュアルゲートトランジスタ構造と呼ぶ）。

双方向スイッチ素子Ｑ１及びＱ２の各ゲートには、それぞれ、図４に示すような駆動信号Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２が入力される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１の電源である商用電源５２は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで入力電圧の極性が反転する。一方、双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、寄生ダイオードの向きが互いに逆方向となるように構成されている。そのため、商用電源５２からの交流電流に対して寄生ダイオードが順方向となるチャンネルに対しては、そのチャンネルに対応するゲート（第１ゲート）にゲート駆動信号を入力しなくても、ダイオード作用により電流は流れうる。しかしながら、双方向スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生ダイオードによる損失は、従来のダイオードによる損失と大差ない。そこで、本実施形態では、図４に示すように、交流電流の１／２周期（Ｔ／２）の間に、第１ゲートに、交流電流の１／２周期とほぼ等しいパルス幅を有する第１ゲート駆動信号Ｖｇ１１，Ｖｇ２１を入力して同期整流を実現させている。すなわち、図１０に示す従来例と比較して、ダイオードブリッジなどによる整流回路５３を省略することにより、ダイオードによる損失は発生しない。さらに、双方向スイッチＱ１，Ｑ２による同期整流は、双方向スイッチＱ１，Ｑ２の寄生ダイオードＤ１１，Ｄ１２に比べて導通抵抗がはるかに小さいため、同期整流による損失は非常に小さい。その結果、従来の構成に比べて、電源装置を構成する素子による損失を大幅に低減させることができる。

また、一方の双方向スイッチ素子Ｑ１の、交流電流に対して寄生ダイオードが逆方向となるチャンネルに対応する第２ゲートに対して、所定パルス幅を有する複数の第２ゲート駆動信号が所定周期で入力される。また、他方の双方向スイッチ素子Ｑ２の逆方向のチャンネルに対応するゲートに対して、上記第２ゲート駆動信号に対して位相が１／２周期ずれた別の複数の第２ゲート駆動信号が所定周期で入力される。すなわち、交流電流の１／２周期の間に、双方向スイッチ素子Ｑ１とＱ２を交互に複数回スイッチングさせることにより、商用電源２の周波数よりも高い周波数でスイッチングさせている。それによって、トランス５の一次巻線Ｎｐには、商用電源２の周波数よりも高い周波数の交流電流が流れ、高周波化が実現される。

基本的に、これらの駆動信号Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２は制御回路６から出力されるものとして説明するが、後述するように、これらの全てが制御回路６から出力されるとは限らない。また、ゲート駆動回路がトランスで絶縁されている場合は、トランスの二次側に、整流後のこれらの駆動信号Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２が発生されるように、トランスの一次側には所定周波数のパルス信号が入力される。なお、交流電流の後半の１／２周期では、商用電源５２からの交流電流の流れる方向が反転するため、寄生ダイオードの順方向及び逆方向及びそれに対応する第１ゲート及び第２ゲートが入れ替わる。そのため、駆動信号Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２も、第１ゲート駆動信号と第２ゲート駆動信号及び別の第２ゲート駆動信号の関係が入れ替わる。

図２は、１つの双方向スイッチ素子Ｑ１又はＱ２の２つのゲートＧ１，Ｇ２に駆動信号を入力するためのゲート駆動回路の一構成例を示す。図２に示す構成例では、双方向スイッチ素子Ｑ１又はＱ２の第１ゲートＧ１及び第２ゲートＧ２に対して、それぞれ独立した同じ構成を有する第１ゲート駆動回路２１及び第２ゲート駆動回路２２がそれぞれ接続されている。第１ゲート駆動回路２１及び第２ゲート駆動回路２２は、それぞれトランス２１ａ，２２ａの一次巻線側と二次巻線側が電気的に絶縁されている。第１ゲート駆動回路２１及び第２ゲート駆動回路２２は、トランス２１ａ，２２ａの二次巻線に発生した誘起電圧を整流し平滑化してゲート駆動電力を得ると共に、当該誘起電圧から駆動信号Ｖｇ１１及びＶｇ１２又はＶｇ２１及びＶｇ２２を発生させる。そのため、制御回路６は、一次巻線に所定周波数のパルス信号を所定時間だけ入力する必要がある。以下の説明において、ゲート駆動信号Ｖｇ１１〜Ｖｇ２２と区別するために、ゲート駆動信号Ｖｇ１１〜Ｖｇ２２を発生させるためのパルス信号を駆動パルス信号と呼ぶ。なお、ゲート駆動信号と駆動パルス信号の波形自体は同一又は相関を有する。

既に図４を用いて説明したように、当該ゲート駆動回路においては商用電源の１／２周期にわたる比較的長い期間、ゲート電力を供給する必要がある。本発明で想定した双方向スイッチ素子が、そのオン状態を維持するのにゲート電流の供給が必要な電流駆動型である場合、その間の駆動電力を、トランスを介して確保するためには、トランスが大きくなるなどの課題がある。図２の構成において、トランス２１ａ、２２ａの一次巻線を駆動パルス信号で励磁する場合、駆動パルス信号の周波数に対して十分に高い周波数の搬送波（例えば１．５MHｚ）を用い、ＡＮＤ回路２１ｂ、２２ｂによって搬送波と駆動パルス信号の論理積をとる。それによって、トランス２１ａ、２２ａの一次巻線は搬送波の周波数で励磁される。トランス２１ａ、２２ａの二次巻線に誘起された出力は、それぞれ整流回路を介して整流され平滑化されてゲート駆動用のバッファＩＣ２１ｅ，２２ｅに制御電源として供給される。同時に、トランス２１ａ、２２ａの二次巻線に誘起された出力は、ハイパスフィルターである抵抗とコンデンサ回路を介して搬送波周波数成分が取り除かれ、バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅに入力される。それによって、ゲート駆動信号Ｖｇ１１〜Ｖｇ２２が得られる。

図７は、ゲート駆動回路の他の構成例を示す。また、図８はこの構成例におけるゲート駆動信号Ｖｇ１１〜Ｖｇ２２及び駆動パルス信号Ｖｇ１及びＶｇ２の波形を示す。図７に示す構成例では、図２に示す構成例に加えて、商用電源２の電圧の極性をフォトカプラ２１ｄ，２２ｄで検出し、いずれか一方のゲートＧ１又はＧ２に常時ゲート駆動信号が入力されるように構成されている。このような構成によれば、図２に示した構成例では１つのスイッチ素子に対して２つのトランスを用いていたものを、二次巻線を２つ有する１つのトランスに置き換えることができる。また、２つのゲート駆動を個別に行うために、図２に示した構成例ではタイミングの異なる２つの駆動パルス信号が必要であったが、駆動パルス信号を１つにすることができるので、制御回路を簡略化することができる。

図８に示すように、制御回路で生成される駆動パルス信号は、２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２に対応したＶｇ１，Ｖｇ２の２つで足りる。Ｖｇ１を駆動パルス信号とすると、Ｖｇ２は別の駆動パルス信号に相当する。これらは重複する部分を回避するためのデッドオフ時間を付加して交互にオン／オフされる単純な信号である。駆動パルス信号Ｖｇ１，Ｖｇ２は、図２の場合と同様に、搬送波で変調されてトランスの一次巻線を励磁し、２つの二次巻線にそれぞれ誘起電圧が発生される。２つの二次巻線に生じた誘起電圧は、それぞれ整流され平滑化されて、ゲート駆動用バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅに制御電源として供給されると共に、ハイパスフィルターにより復調され、バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅに入力される。また、商用電源の極性を判別するフォトカプラ２１ｄ、２２ｄの出力側（トランジスタ側）は、上記制御電源の＋側とゲート駆動用バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅの入力端子間に接続されて、商用電源の対応する１／２周期の間、駆動用バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅの出力がハイレベルの状態を維持する。その間、トランスを介する搬送波によって駆動電力は供給され続けるので、商用電源の半周期の間に制御電源が低下することはない。

図９は、搬送波を生成する手段として無安定マルチバイブレータを用いた構成例を示す。ＩＣ２５は、例えばＬＭＣ５５５（ナショナルセミコンダクタ社）などのタイマー用ＩＣ２５で構成される。ＩＣ２５の出力（搬送波）は、ＡＮＤ回路２１ｂ、２２ｂによって駆動パルス信号と論理積され、ドライバＩＣを介してトランス２１ａ，２２ａの一次巻線を励磁する。トランス２１ａ，２２ａの二次巻線に誘起された出力電圧は、２つのダイオードと２つコンデンサで倍電圧整流及び平滑化され、ゲート駆動用バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅの制御電源を生成する。バッファＩＣ２１ｅ，２２ｅの入力には、二次巻線の出力から抵抗とコンデンサによるハイパスフィルターで搬送波の周波数成分が除去された信号が入力される。なお、この構成例では、倍電圧整流を用いて高いゲート電圧のスイッチング素子にも対応できる形を示したが、当然ながら通常の全波整流を用いることもできる。

以上説明したように、本発明の構成によれば、双方向スイッチ素子を用いて同期整流しているため、ダイオードブリッジなどの整流回路が不要になり、ダイオードによる損失は生じない。また、双方向スイッチ素子による同期整流の損失は、ＭＯＳＦＥＴなどの寄生ダイオードによる損失に比べてきわめて小さいので、結果的に、低損失の電源装置を実現することができる。また、交流電流の１／２周期の間に、２つのスイッチ素子を複数回交互にオン／オフさせることにより、商用電源の周波数よりも高い周波数でスイッチングさせることができる。さらに、トランスで駆動パルス信号を伝達する場合に、当該信号の周波数に対して十分に高い周波数の搬送波を用いることでトランスの小型化が可能となる。また、商用電源の1／２周期の間、ゲート電力を供給する場合でも、その制御電力を確実に得ることができる。そのため、ハーフブリッジ式複合共振型スイッチング回路を双方向スイッチ素子で構成した場合に確実な制御を可能とし、目標とした商用電源からの入力部整流手段を省略できることによる更なる高効率化ができる。

１電源装置（ＡＣ／ＤＣコンバータ）
２商用電源（交流電源）
３負荷
５トランス
６制御回路
２１第１ゲート駆動回路
２２第２ゲート駆動回路
Ｑ１，Ｑ２双方向スイッチ素子
Ｄ１３，Ｄ１４整流素子
Ｇ１第１ゲート
Ｇ２第２ゲート
Ｎｐ（トランスの）一次巻線
Ｎｓ１，Ｎｓ２（トランスの）二次巻線
Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２ゲート駆動信号
Ｖｇ１，Ｖｇ２駆動パルス信号

Claims

トランスと、商用電源の端子間に接続され、整流作用とスイッチング作用を有する２つの双方向スイッチ素子の直列回路と、一方の前記双方向スイッチ素子の両端部と前記トランスの一次巻線との間に接続されたＬＣ共振回路と、前記トランスの二次巻線に接続された整流素子と、前記双方向スイッチ素子にゲート駆動信号を入力する制御回路を備えた、商用電源からの交流電力を、整流回路を経ずに双方向スイッチ素子を用いて直接同期整流して直流電力に変換し、出力する電源装置であって、
前記双方向スイッチ素子は、それぞれ前記商用電源から流れる交流電流に対して寄生ダイオードが順方向及び逆方向となる２つのチャンネル及びそれに対応する２つのゲートを有し、
前記制御回路は、
２つの前記双方向スイッチ素子について、それぞれ交流電流の１／２周期の間に、前記順方向のチャンネルに対応するゲートに、前記交流電流の１／２周期とほぼ等しいパルス幅を有する第１ゲート駆動信号を入力して同期整流を行い、
一方の前記双方向スイッチ素子の前記逆方向のチャンネルに対応するゲートに、所定パルス幅を有する複数の第２ゲート駆動信号を所定周期で入力し、
他方の前記双方向スイッチ素子の前記逆方向のチャンネルに対応するゲートに、前記第２ゲート駆動信号に対して位相が１／２周期ずれた別の複数の第２ゲート駆動信号を所定周期で入力し、
それによって、前記交流電流の１／２周期の間に、前記２つの双方向スイッチ素子を交互に複数回スイッチングさせることにより前記商用電源の周波数よりも高い周波数でスイッチングさせることを特徴とする電源装置。
前記双方向スイッチ素子は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮを用いた横型トランジスタ構造を有するスイッチ素子であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記制御回路は、１つの前記双方向スイッチ素子について、前記第１ゲート及び前記第２ゲートにそれぞれ接続された独立した第１ゲート駆動回路及び第２ゲート駆動回路を含み、
前記第１ゲート駆動回路及び前記第２ゲート駆動回路は、それぞれトランスによって一次巻線側と二次巻線側が絶縁されており、
前記第１ゲート駆動回路及び前記第２ゲート駆動回路の前記トランスの一次巻線にはそれぞれＡＮＤ回路が接続されており、
前記制御回路は、交流電流の１／２周期の間、
２つの前記ＡＮＤ回路について、一方の入力端子に対して駆動パルス信号の周波数に対して十分に高い周波数の搬送波を入力し、
前記第１ゲート駆動回路の前記ＡＮＤ回路の他方の入力端子に対して、前記第１ゲート駆動信号を発生させる第１駆動パルス信号を入力し、
前記第２ゲート駆動回路の前記ＡＮＤ回路の他方の入力端子に対して、前記第２ゲート駆動信号を発生させるための第２駆動パルス信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を発生させるための別の第２駆動パルス信号を入力し、
前記ＡＮＤ回路によって前記搬送波と前記第１駆動パルス信号及び前記第２駆動パルス信号又は前記別の第２駆動パルス信号と論理積をとり、それによって、前記トランスの一次巻線を前記搬送波の周波数で励磁し、
前記トランスの二次巻線に誘起された出力から、ハイパスフィルターにより前記搬送波の周波数成分を取り除いて、前記第１ゲート駆動信号及び前記第２ゲート駆動信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を得ることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
前記制御回路は、１つの前記双方向スイッチ素子について、前記第１ゲート及び前記第２ゲートにそれぞれ接続された第１ゲート駆動回路及び第２ゲート駆動回路を含み、
前記第１ゲート駆動回路及び前記第２ゲート駆動回路は、二次巻線を２つ有する１つのトランスによって一次巻線側と二次巻線側が絶縁されており、
前記トランスの一次巻線にはそれぞれＡＮＤ回路が接続されており、前記トランスの２つの二次巻線側には、それぞれ前記商用電源の電圧の極性に応じてオン又はオフされるフォトカプラが、前記寄生ダイオードが順方向となるチャンネルがオンするように接続されており、
前記制御回路は、交流電流の１／２周期の間、
前記フォトカプラの出力から前記第１ゲート駆動信号を得、
前記ＡＮＤ回路の一方の入力端子に対して、駆動パルス信号の周波数に対して十分に高い周波数の搬送波を入力し、
前記ＡＮＤ回路の他方の入力端子に対して、前記第２ゲート駆動信号を発生させるための第２駆動パルス信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を発生させるための別の第２駆動パルス信号を入力し、
前記ＡＮＤ回路によって前記搬送波と前記第２駆動パルス信号又は前記別の第２駆動パルス信号と論理積をとり、それによって、前記トランスの一次巻線を前記搬送波の周波数で励磁し、
前記トランスの二次巻線に誘起された出力から、ハイパスフィルターにより前記搬送波の周波数成分を取り除いて、前記第２ゲート駆動信号又は前記別の第２ゲート駆動信号を得ることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。