JP5772630B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作することで、前記回転機を流れる電流、鎖交磁束およびトルクの少なくとも１つを有する制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、インバータのスイッチング素子のオン・オフによって規定されるスイッチングモードのそれぞれに応じた３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差が最小となるスイッチングモードにてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性が三角波比較ＰＷＭ制御によるものと比較して向上する。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

特開２００８−２２８４１９号公報

ただし、上記モデル予測制御を用いる場合、スイッチングモードの更新可能タイミングの都度、スイッチングモードを最適なものに変更することが可能であることから、スイッチングモードの切り替え頻度が高くなるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作することで、前記回転機を流れる電流、鎖交磁束およびトルクの少なくとも１つを有する制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作することで、前記回転機を流れる電流、鎖交磁束およびトルクの少なくとも１つを有する制御量を制御する回転機の制御装置において、前記制御量によって規定される多次元座標系において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものである状況下、前記制御量が変化する方向であるゼロ電圧時変化方向を有して且つ、該制御量の指令値に応じて定まる目標点を通る直線を規範直線とし、前記スイッチングモードが有効電圧ベクトルに対応するものである状況下、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングを予測する到達タイミング予測手段と、前記到達タイミング予測手段によって予測されるタイミングとなることを条件に、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替える切替手段と、を備えることを特徴とする。

スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものである場合、制御量の変化速度が遅くなる傾向がある。このため、スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替えられる時点において制御量とその指令値との乖離が過度に大きくないなら、これらの乖離が過度に大きくなるまでに要する時間が長くなる。これは、制御量とその指令値との乖離が小さい限りスイッチングモードの切り替え要求が生じにくい状況下にあっては、スイッチングモードの切り替えまでに要する時間が長くなることを意味する。上記発明では、この点に鑑み、到達タイミング予測手段と切替手段とを備える。

すなわち、スイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替えることで制御量を規範直線上で変化させることで、規範直線の設定によって制御量とその指令値との乖離度合いを操作することができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチングモードを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるスイッチングモードの選択手法を示す図。 同実施形態にかかるスイッチングモードの切替手法を示す図。 同実施形態にかかる過渡時におけるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示す図。 第３の実施形態にかかる切替処理の手順を示す流れ図。 上記各実施形態の変形例にかかるスイッチングモードの切り替えパターンを示す図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる回転機（モータジェネレータ１０）の制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、トルク指令値Ｔｒｑ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、スイッチングモードに応じたモータジェネレータ１０の電流を予測し、インバータＩＮＶの実際のスイッチングモードを決定するモデル予測制御を行う。

上記スイッチングモードは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオンであるかオフであるかを示すものであり、図２（ａ）に示される８通りのスイッチングモード０〜７からなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード７である。これらスイッチングモード０，７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルとするものである。これに対し、残りの６つのスイッチングモード１〜６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとするものである。

図２（ｂ）に、各スイッチングモード０〜７のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す。電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、スイッチングモード０〜７のそれぞれにおけるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを示すものである。なお、図示されるように、スイッチングモード１，３，５のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

ここで、モデル予測制御について詳述する。

先の図１に示す電流センサ１６によって検出された実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される回転角度（電気角θ）は、速度算出部２４の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２６は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。これら指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定し、操作部２８に出力する。操作部２８では、入力されたスイッチングモードに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。

モデル予測制御部３０では、以下の式（ｃ１），（ｃ２）にて表現されるモデル式に基づき予測処理を行なうことで、スイッチングモードを決定する。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ２）
ここで、抵抗Ｒ、電機子鎖交磁束定数φ、ｄ軸の定常インダクタンスＬｄｓ、ｄ軸の過渡インダクタンスＬｄｔ、ｑ軸の定常インダクタンスＬｑｓ、ｑ軸の過渡インダクタンスＬｑｔを用いた。なお、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の導出については、本明細書の最後部の「備考欄」に与えてある。

また、上記ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）は、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば上側アームがオンである場合を「ＶＤＣ／２」として且つ下側アームがオンである場合を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現し、これをｄｑ変換することで算出すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となる。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。また、この処理は、到達タイミング予測手段を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、後述する処理によって設定されるスイッチングモードの更新タイミング直前であるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において直前であると判断される場合、更新タイミング以降におけるスイッチングモードを決定する処理を行なう。

まず、ステップＳ１２では、インバータＩＮＶの平均的な出力電圧ベクトルである平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔの項を除いた式に、現在の指令電流ｉｄ＊（ｎ），ｉｑ＊（ｎ）を代入した以下の式（ｃ３）、（ｃ４）にて算出することができる。
ｖｄａ＝Ｒ・ｉｄ＊（ｎ）−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ＊（ｎ） …（ｃ３）
ｖｑａ＝Ｒ・ｉｑ＊（ｎ）＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＊（ｎ）＋ω・φ …（ｃ４）
そして、ステップＳ１４では、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）に基づき、更新タイミング以降の３つのスイッチングモード（それらに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ＋２），Ｖ（ｎ＋３））を決定する。ここでは、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）を挟む一対の有効電圧ベクトルを、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ＋２）とする。この際、一対の有効電圧ベクトルのうち、現在の電圧ベクトルからの変更によってスイッチング状態が切り替えられる端子数が「１」となる方を、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。また、電圧ベクトルＶ（ｎ＋３）は、ゼロ電圧ベクトルのうち、電圧ベクトルＶ（ｎ＋２）からの変更によってスイッチング状態が切り替えられる端子数が「１」となる方とする。図４に、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）を挟む一対の有効電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ１，Ｖ２である場合を例示する。

一方、先の図３に示すステップＳ１６では、上記更新タイミング時における電流の予測値（予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を算出する。

ここでは、特定のスイッチングモードが選択された際の電流の挙動が、以下の式（ｃ５），（ｃ６）によって表現されることを利用する。式（ｃ５），（ｃ６）は、上記の式（ｃ１），（ｃ２）の左辺を、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）と、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）との和とし、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）が、右辺の微分項と等しいとしたものである。

ｖｄ−ｖｄａ＝Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ５）
ｖｑ−ｖｑａ＝Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ６）
上記の式（ｃ５），（ｃ６）を離散化し、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）と、現在の実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを用いると、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）は、以下の式（ｃ７），（ｃ８）にて表現される。

ｉｄｅ（ｎ＋１）＝｛ｖｄ（ｎ）−ｖｄａ｝・Ｔｓ１／Ｌｄｔ＋ｉｄ（ｎ）
…（ｃ７）
ｉｑｅ（ｎ＋１）＝｛ｖｑ（ｎ）−ｖｑａ｝・Ｔｓ１／Ｌｑｔ＋ｉｑ（ｎ）
…（ｃ８）
そして、ステップＳ１８では、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ＋２），Ｖ（ｎ＋３）のそれぞれに対応するスイッチングモードの採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０を算出する。これら採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０は、実電流ｉｄ，ｉｑを図５に示すように変位させるための操作量である。図５において、規範直線Ｌｍは、スイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものとした場合に実電流ｉｄ，ｉｑが変位する方向であるゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０を有して且つ、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を通る直線である。ここで、規範直線Ｌｍを、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を通る直線としたのは、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離を抑制するためである。

また、点Ａ，Ｂは、いずれも規範直線Ｌｍ上の点であって且つ、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との距離が等しい点である。これは、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離を抑制しつつ、スイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものとする期間を極力長くするための設定である。

こうした設定において、スイッチングモードを電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に対応するものとすることで、実電流ｉｄ，ｉｑを点Ｃ（Ｄ）に変化させ、スイッチングモードを電圧ベクトルＶ（ｎ＋２）に対応するものとすることで、実電流ｉｄ，ｉｑを点Ｂに変化させる。これにより、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離を抑制しつつも、スイッチング状態の切り替え頻度を低減することができる。

すなわち、任意のスイッチングモードについて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離が過度に大きくならない範囲で、そのスイッチングモードの採用期間を最長とするための設定は、次の場合である。すなわち、実電流ｉｄ，ｉｑの変化方向とは逆方向において指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離が許容最大値となるタイミングで、その任意のスイッチングモードに切り替える場合である。一方、実電流ｉｄ，ｉｑの変化速度は、スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものとなることで小さくなる傾向がある。このため、スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものである場合に、その採用期間を最長とすることを優先することが、スイッチング状態の切り替え頻度を低減する上で最も有効である。このため、点Ｂとなることでスイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替え、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離が大きくなる点Ａに実電流ｉｄ，ｉｑが到達するまでの時間を極力長くする。

以下、採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０の算出方法について説明する。

図５に示す点Ａは、上記（ｃ５），（ｃ６）を離散化することで、以下の式（ｃ９），（ｃ１０）によって表現される。

ｉｄＡ＝（−ｖｄａ／Ｌｄｔ）・（Ｔｓ０／２） …（ｃ９）
ｉｑＡ＝（−ｖｑａ／Ｌｑｔ）・（Ｔｓ０／２） …（ｃ１０）
一方、点Ｂは、点Ａと、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対して対称な点であることから、以下の式（ｃ１１），（ｃ１２）によって表現される。

ｉｄＢ＝（ｖｄａ／Ｌｄｔ）・（Ｔｓ０／２） …（ｃ１１）
ｉｑＢ＝（ｖｑａ／Ｌｑｔ）・（Ｔｓ０／２） …（ｃ１２）
また、点Ｃ（Ｄ）は、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）＝（ｖｄ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１））と、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）への切り替え時の電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）とを用いることで、以下の式（ｃ１３），（ｃ１４）にて表現される。

ｉｄＣ
＝｛ｖｄ（ｎ＋１）−ｖｄａ｝・Ｔｓ１／Ｌｄｔ＋ｉｄｅ（ｎ＋１） …（ｃ１３）
ｉｑＣ
＝｛ｖｑ（ｎ＋１）−ｖｑａ｝・Ｔｓ１／Ｌｑｔ＋ｉｑｅ（ｎ＋１） …（ｃ１４）
また、点Ｃと電圧ベクトルＶ（ｎ＋２）とを用いる場合、点Ｂは、以下の式（ｃ１５），（ｃ１６）によって表現される。

ｉｄＢ＝｛ｖｄ（ｎ＋２）−ｖｄａ｝・Ｔｓ２／Ｌｄｔ＋ｉｄＣ …（ｃ１５）
ｉｑＢ＝｛ｖｑ（ｎ＋２）−ｖｑａ｝・Ｔｓ２／Ｌｑｔ＋ｉｑＣ …（ｃ１６）
ここで、上記の式（ｃ１１）および式（ｃ１５）の右辺が互いに等しく、また、上記の式（ｃ１２）および式（ｃ１６）の右辺が互いに等しいとして且つ、「Ｔｓ＊＝Ｔｓ０＋Ｔｓ１＋Ｔｓ２」とすることで、採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０は、以下の式（ｃ１７）〜（ｃ１９）によって表現される。
Ｔｓ１＝｛（ＣＥ−ＡＧ）Ｔｓ＊＋（ＤＥ−ＡＨ）｝／（ＢＥ−ＡＦ） …（ｃ１７）
Ｔｓ２＝｛（ＣＦ−ＢＧ）Ｔｓ＊＋（ＤＦ−ＢＨ）｝／（ＢＥ−ＡＦ） …（ｃ１８）
Ｔｓ０＝Ｔｓ＊−（Ｔｓ１＋Ｔｓ２） …（ｃ１９）
ただし、Ａ〜Ｆは、以下の式によって表現される。
Ａ＝［｛ｖｄ（ｎ＋２）−ｖｄａ｝／Ｌｄｔ＋ｖｄａ／２Ｌｄｔ］
Ｂ＝［｛ｖｄ（ｎ＋１）−ｖｄａ｝／Ｌｄｔ＋ｖｄａ／２Ｌｄｔ］
Ｃ＝ｖｄａ／２Ｌｄｔ
Ｄ＝ｉｄ＊−ｉｄｅ（ｎ＋１）
Ｅ＝［｛ｖｑ（ｎ＋２）−ｖｑａ｝／Ｌｑｔ＋ｖｑａ／２Ｌｑｔ］
Ｆ＝［｛ｖｑ（ｎ＋１）−ｖｑａ｝／Ｌｑｔ＋ｖｑａ／２Ｌｑｔ］
Ｇ＝ｖｑａ／２Ｌｑｔ
Ｈ＝ｉｑ＊−ｉｑｅ（ｎ＋１）
ここで、目標時間Ｔｓ＊は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊および実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離の最大値と、スイッチング周波数とを制御するための操作量である。本実施形態では、目標時間Ｔｓ＊を固定値とすることで、特に、スイッチング周波数の変動の抑制を図る。もっとも、目標時間Ｔｓ＊の設定に際して、モータジェネレータ１０の運転領域にかかわらず、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊および実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離の最大値が許容範囲から外れる事態を回避することができるとの条件は課している。

続くステップＳ２０においては、採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０について物理的に可能な解があるか否かを判断する。この処理は、制御量（実電流ｉｄ，ｉｑ）とその指令値（指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊）との乖離度合いが規定値を上回るか否かを判断するためのものである。すなわち、本実施形態では、解がないことを持って規定値を上回ると判断する。ちなみに、規定値を上回る状況は、たとえば、モータジェネレータ１０に対する指令値の変化速度が規定値以上となったり（トルク指令値Ｔｒｑ＊の変化速度が規定値以上となったり）、車輪に加わるトルクの変化速度が規定値以上となったりする過渡運転領域において生じうる。

そして、ステップＳ２０において解が無いと判断される場合、過渡運転領域であるとして、ステップＳ２２においてフラグＦを「１」とし、この図３に示す処理とは別の過渡時用の処理を行なう。なお、ステップＳ１０において否定判断される場合や、ステップＳ２０において肯定判断される場合、さらにはステップＳ２２の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。なお、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ１４において決定されたスイッチングモードのそれぞれをステップＳ１８によって算出された採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０だけ採用する処理が先の図１に示した操作部２８において行われる。このため、操作部２８は、切替手段を構成する。

図６に、過渡運転領域におけるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、フラグＦが「１」となることを条件に所定の制御周期Ｔｃでくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、スイッチングモードを様々に仮設定した場合に予測される電流（予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２））と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが最も小さいスイッチングモードを、次回のスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））に決定する。すなわち、本実施形態では、過渡運転領域においては、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊への追従性を優先する。なお、この処理は、本実施形態にかかる制御量予測手段、評価手段および決定手段を構成する。

詳しくは、この処理は、評価関数Ｊによる評価の最も高いスイッチングモードを最終的なスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））とする。本実施形態では、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の差が大きいほど評価が低くなる評価関数Ｊを用いてスイッチングモードを評価する。詳しくは、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の２乗（内積値）に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。

なお、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）は、仮設定されるスイッチングモードとしてから制御周期Ｔｃが経過する時点の予測値とする。これは、仮設定されるスイッチングモードへの切り替えタイミングにおける予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を、現在の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき算出し、これを利用することで算出することができる。また、本実施形態では、仮設定されるスイッチングモードを、現在のスイッチングモードからのスイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものに制限する。

続くステップＳ３２においては、以下の条件（ａ）、（ｂ）の論理積が真であるか否かを判断する。

条件（ａ）：予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが許容範囲に入ること。具体的には、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差（ｅｄｑ（ｎ＋２））の内積値が閾値ｅｔｈ以下であることとすればよい。

条件（ｂ）：ゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０に直交して且つ、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を通る直線に対して、ゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０側の領域に予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が入ること。

この処理は、先の図３に示す処理に切り替える条件が成立するか否かを判断するためのものである。すなわち、条件（ａ）が成立することで、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊への追従性が確保されたと判断できる。また、条件（ｂ）が成立することで、先の図５に示したように、有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードを２つ用いて、実電流ｉｄ，ｉｑを、規範直線Ｌｍのうち指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対してゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０とは逆方向に変化させることができると判断できる。

ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４において、フラグＦを「０」とする。そして、ステップＳ３４の処理が完了する場合や、ステップＳ３２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

なお、フラグＦがゼロに切り替えられる場合、ステップＳ３０において決定されたスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））が採用されるタイミングを、先の図３のステップＳ１０の処理において肯定判断されるタイミングとすればよい。なお、この場合、ステップＳ１０の処理において肯定判断されるタイミングにおける電圧ベクトルＶ（ｎ）が例外的に有効電圧ベクトルとなり得る。

図７（ａ）に本実施形態の効果を、図７（ｂ）の比較例と対比して示す。ここで、比較例は、現在のスイッチングモードを採用したと仮定した場合の予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）と指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）との差（ｅｄｑ（ｎ＋２））の内積値が閾値ｅｔｈ以下である場合には現在のスイッチングモードを継続し、そうでない場合には、先の図６のステップＳ３０と同様の処理によってスイッチングモードを決定する処理を行なった場合である。図示されるように、本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑがゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０に沿って変化する量が大きくなり、ゼロ電圧ベクトルが採用される時間が長くなっている。

図８（ａ）に本実施形態にかかる電流の誤差の絶対値を示し、図８（ｂ）に比較例における電流の誤差の絶対値を示す。ここで、比較例は、上述したものにおいて、スイッチング周波数が本実施形態と同等となるように閾値ｅｔｈを設定したものである。この場合、電流誤差の絶対値の平均値は、本実施形態の方が小さくなる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記実施形態では、採用時間Ｔｓ０，Ｔｓ１，Ｔｓ２の算出に際し、スイッチングモードを電圧ベクトルＶ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ＋２），Ｖ（ｎ＋３）のそれぞれに対応するものとすることで、インバータＩＮＶの出力電圧が実際に電圧ベクトルＶ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ＋２），Ｖ（ｎ＋３）となるものと仮定した。しかし、インバータＩＮＶの実際の出力電圧には、デッドタイムＤＴに起因した誤差が生じうる。そこで本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流の極性に基づき、採用時間Ｔｓ０，Ｔｓ１，Ｔｓ２を補正する。

図９に、本実施形態にかかる採用時間Ｔｓ０，Ｔｓ１，Ｔｓ２の補正処理の手順を示す。この処理は、先の図３のステップＳ１８の処理の完了後に行われる。なお、図９に示す処理は、デッドタイム補償手段を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、先の図３のステップＳ１４において決定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ＋２），Ｖ（ｎ＋３）を順次指定するための変数ｊをゼロとする。続くステップＳ４２においては、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１＋ｊ）と電圧ベクトルＶ（ｎ＋ｊ）とのそれぞれをＵ，Ｖ，Ｗ相の３次元座標系で表現した場合の差ベクトルの成分ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを算出する。ここで、電圧ベクトルの３次元座標系での表現は、たとえば上側アームがオンの場合に「ＶＤＣ／２」として且つ、下側アームがオンの場合に「−ＶＤＣ／２」とすればよい。ただし、以下の演算からわかるように、この表現において成分の絶対値の大きさ自体は重要ではなく、上側アームがオンのときに正の値となるとともに下側アームがオンのときに負の値となって且つ、それら値の絶対値を同一の値とする限り任意でよい。

続くステップＳ４４においては、差ベクトルの成分ｖｕ，ｖｖ，ｖｗのうちゼロでないものを特定することで、スイッチング状態が切り替えられる相ｘを特定する。続くステップＳ４６においては、スイッチング状態が切り替えられる相ｘにおける差ベクトルの成分ｖｘが正であって且つ、相ｘの電流ｉｘが正であることと、スイッチング状態が切り替えられる相ｘにおける差ベクトルの成分ｖｘが負であって且つ、相ｘの電流ｉｘが負であることとについて、これら一対の条件の論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、電圧ベクトルＶ（ｎ＋ｊ）から電圧ベクトルＶ（ｎ＋１＋ｊ）への切り替えに際して、デッドタイムに起因した誤差が生じるか否かを判断するためのものである。

すなわち、スイッチング状態が切り替えられる相ｘの電流ｉｘが正である場合、デッドタイムＤＴにおいて、下側アームのダイオードＤｘｎを介して電流が流れる。このため、スイッチング状態が切り替えられる相ｘにおいて、下側アームのスイッチング素子Ｓｘｎのオンの状態から上側アームのスイッチング素子Ｓｘｐのオン状態へと切り替えられる場合（成分ｖｘが正の場合）、電圧ベクトルＶ（ｎ＋ｊ）の採用時間がデッドタイムＤＴだけ長くなり、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１＋ｊ）の採用時間がデッドタイムＤＴだけ短くなるとみなせる。同様に、スイッチング状態が切り替えられる相ｘの電流ｉｘが負である場合、デッドタイムＤＴにおいて、上側アームのダイオードＤｘｐを介して電流が流れる。このため、スイッチング状態が切り替えられる相ｘにおいて、上側アームのスイッチング素子Ｓｘｐのオンの状態から下側アームのスイッチング素子Ｓｘｎのオン状態へと切り替えられる場合（成分ｖｘが負の場合）、電圧ベクトルＶ（ｎ＋ｊ）の採用時間がデッドタイムＤＴだけ長くなり、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１＋ｊ）の採用時間がデッドタイムＤＴだけ短くなるとみなせる。

ステップＳ４６において肯定判断される場合、ステップＳ４８において、採用時間Ｔｓ（１＋ｊ）をデッドタイムＤＴだけ伸長補正し、採用時間Ｔｓｊを採用時間Ｔｓｊだけ短縮補正する。

この処理は、ステップＳ５０において、変数ｊが２となるまで実行される（ステップＳ５０，Ｓ５２）。そして、変数ｊが２の場合について、ステップＳ４６の処理等が完了すると、ステップＳ５４において、採用時間Ｔｓ０によって、現在のスイッチングモードの採用時間Ｔｓ０を更新するとともに、採用時間Ｔｓ３によって、先の図３のステップＳ１８において算出された採用時間Ｔｓ０を更新する。

図１０（ａ）に、本実施形態の効果を示し、図１０（ｂ）に、比較例として、上記第１の実施形態の場合を示す。図示されるように、本実施形態では、電流誤差の中心値をほぼゼロとすることができる。これに対し、上記第１の実施形態の場合には、デッドタイム誤差に起因して、電流誤差の中心値がゼロから大きくずれる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅に応じてモデル予測手法を切り替える。

図１１に、本実施形態にかかる上記切替処理の手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）に基づき算出される変調率Ｍが、「２／√３」以下であるか否かを判断する。この処理は、先の第１の実施形態（図３）の処理を実行するか否かを判断するためのものである。ここで、「２／√３」は、インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅がインバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を上回らない上限値である。インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅をこれ以上上昇させる場合、出力線間電圧の瞬時値ではなく実効値を上昇させることとなる。そしてこの場合、ゼロ電圧ベクトルを使用しない期間が長くなるため、先の図３に示した処理を採用するのは不適切である。

上記ステップＳ３０において肯定判断される場合、先の図３に示した処理を行なう。これに対し、ステップＳ６０において否定判断される場合、ステップＳ６４に移行する。ステップＳ６４においては、スイッチングモードを様々に仮設定した場合に予測される電流（予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２））と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが最も小さいスイッチングモードを、次回のスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））に決定する。この処理は、先の図６のステップＳ３０の処理と同様にして実行することができる。なお、この処理は、高変調率時操作手段を構成する。

なお、上記ステップＳ６２，Ｓ６４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「目標点について」
上記各実施形態では、指令値（指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊）に設定したが、これに限らない。たとえば指令値から僅かに離間させたものとしたとしても、制御量の制御性をほとんど低下させることなく、スイッチング状態の切替頻度等については、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。

また、指令値と制御量との定常的な乖離を低減する目的で目標点を積極的に操作してもよい。すなわちたとえば、上記実施形態における３つのスイッチングモードが用いられる一周期よりも短い時間間隔で制御量とその指令値との差を入力とする積分要素を逐次更新することで、制御量とその指令値との定常的な乖離傾向を積分要素の出力値によって定量評価し、これを低減するように目標値を敢えて指令値からずらして設定してもよい。

「目標時間Ｔｓ＊について」
これを固定値とするものに限らず、目標時間Ｔｓ＊が制御量とその指令値との誤差の大きさを操作する操作量となり得ることに鑑み、これを可変操作してもよい。たとえば、トルク指令値Ｔｒｑ＊の大きさに基づき可変設定してもよい。ここで、トルク指令値Ｔｒｑ＊は、電流の大きさと相関を有する物理量である。このため、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する実電流ｉｄ，ｉｑの誤差の割合を一定に制御する上では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に応じて目標時間Ｔｓ＊を可変設定することが望ましい。またたとえば、電気角速度ωに応じて可変設定してもよい。ここでは、電気角速度ωが大きいほど、実電流ｉｄ，ｉｑの変化速度が小さくなることに鑑み、電気角速度ωが大きいほど目標時間Ｔｓ＊を長くしてもよい。さらにたとえば、電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定してもよい。ここでは、電源電圧ＶＤＣが大きいほど、実電流ｉｄ，ｉｑの変化速度が大きくなることに鑑み、電源電圧ＶＤＣが大きいほど目標時間Ｔｓ＊を短くしてもよい。

「周期的なスイッチングモードの切替手法について」
平均出力電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）とのなす角度が最小となる一対の有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードと、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードとを用いて周期的にスイッチングモードを切り替える手法としては、一対の有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードのそれぞれを１回ずつ用いるものに限らない。たとえば、スイッチングモードが有効電圧ベクトルＶ（ｎ＋２）に対応するものとされた後、有効電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に対応するものに再度切り替えてもよい。

特に、この際、図１２に示すように、スイッチングモードが有効電圧ベクトルＶ（ｎ＋２）に対応するものとされている期間において、実電流ｉｄ，ｉｑが規範直前Ｌｍを横切るようにすることも有効である。図１２では、点Ａにおいて、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードから一対の有効電圧ベクトルのうちの一方（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））に対応するスイッチングモードに切り替えている。また、点Ｂにおいて、一対の有効電圧ベクトルのうちの他方（電圧ベクトルＶ（ｎ＋２））に対応するスイッチングモードに切り替え、点Ｃにおいて、一対の有効電圧ベクトルのうちの一方（電圧ベクトルＶ（ｎ＋３））に対応するスイッチングモードに切り替えている。そして、点Ｄにおいて、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードに切り替えている。

これは、周知の三角波ＰＷＭ処理における２相変調処理採用時のスイッチングモードの切り替えパターンに対応する。これに対し、上記実施形態（図５）の切り替えパターンは、２相変調処理を行なわない場合の三角波ＰＷＭ処理におけるスイッチングモードの切り替えパターンに対応する。もっとも、それらスイッチングモードの切り替えパターンは対応するとはいえ、同一ではない。少なくとも三角波ＰＷＭ処理においては、各相の指令電圧に等しいものがある場合、スイッチング状態の切り替え端子数が２となる状況が生じるのに対し、本実施形態ではそうした事態が確実に回避される。

なお、周期的に切り替えを行なうものに限らない。たとえば上記実施形態のように、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードから再度ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードとするまでの間に、一対の有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードのそれぞれを１回ずつ用いるものと、一対の有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードの切り替えを２回行なうものとをランダムに採用してもよい。

また、スイッチング状態の切り替え端子数を制限しない場合、たとえば、任意の有効電圧ベクトルのうち都度ランダムに選択された２個または３個の有効電圧ベクトルを用いて、目標点よりもゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０とは逆方向の半直線上の任意の点に制御量を到達させるようにしてもよい。

「規範直線上の到達点について」
規範直線上での切替点が目標点に対して対称となるものに限らない。換言すれば、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を原点Ｏとしたとき、点Ｏから点Ａまでに要する時間と点Ｂから点Ｏまでに要する時間とを均一化するものに限らない。たとえば上記規範直線上の到達点を、目標点よりもゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０とは逆方向の半直線上の任意の点としてもよい。この場合であっても、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードの継続時間を長くする効果を奏することができる。もっとも、目標点に近似して且つそれよりもゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０側としたとしても、上記半直線上の任意の点とする場合に近い効果を得ることはできる。さらに、目標点を指令値に対してゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０とは逆方向の半直線上に設定し、目標点よりもゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０側の半直線に到達させるような制御を敢えて行なうようにしてもよい。ただし、この場合、目標点は、実際の制御量が追従することが所望される点とは相違することとなる。しかし、この場合、目標点をゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０に変位させることで、実際の制御量が追従することが所望される点に定義しなおすことはいつでも可能である。

「到達タイミング予測手段について」
上記実施形態では、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードから有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードへの切替タイミングより後の３つの切替タイミング（図５の点Ｃ（Ｄ），Ｂ，Ａ）を１セットとして算出したが、これに限らない。たとえばゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードから有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードへの切替タイミングの後、別の有効電圧ベクトルへの切替タイミングより後の３つのタイミング（図５の点Ｂ，Ａ，Ｃ（Ｄ））を１セットとして算出するものであってもよい。

平均出力電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）とのなす角度が最小となる一対の有効電圧ベクトルに対応するものと、スイッチング状態の切り替え端子数が１つとなるゼロ電圧ベクトルに対応するものとを用いるものに限らない。たとえばサージを問題としないなら、ゼロ電圧ベクトルとして任意の一方に対応するものを採用することができる。

またたとえば、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する許容誤差幅を設定しておき、実電流ｉｄ，ｉｑがこれから外れる場合、規範直線Ｌｍと許容誤差幅との一対の交点のうち、平均出力電圧ベクトルと反対側の交点にもっとも近接した位置のうち許容誤差幅内で規範直線Ｌｍ上に到達させることのできる有効電圧ベクトルの複数組を選択するものであってもよい。もっとも、到達する位置は、有効電圧ベクトル同士の切替タイミングによっても依存するため、たとえば各有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードの採用時間が互いに等しい等の条件をつけることで選択処理を容易としてもよい。

「予測対象としての規範直線Ｌｍ上に到達するタイミングについて」
ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードから有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードに切り替えられた後、規範直線Ｌｍ上に最初に到達するタイミングに限らないことについては、「周期的なスイッチングモードの切替手法について」の欄や図１２に示したとおりである。

「制御量とのその指令値との乖離度合いが規定値を上回る判断について」
採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０に解があるか否かによって判断するものに限らない。たとえばトルク指令値Ｔｒｑ＊の変化速度が大きい場合であってもよい。また予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いを常時算出し、乖離度合いが規定値以上となるか否かを常時判断するようにしてもよい。

「制御量とのその指令値との乖離度合いが規定値を上回る場合の制御について」
先の図６に例示したものに限らない。たとえば、先の図３に示した処理への復帰を以下のように行ってもよい。すなわち、ゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０に直交して且つ、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を通る直線に対して、ゼロ電圧時変化方向Ｄｃｖ０とは逆方向側の領域に実電流ｉｄ，ｉｑが入ることを条件にスイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替え、その後、乖離度合いが許容上限値となるタイミング直前において先の図３のステップＳ１０で肯定判断されるようにしてもよい。

「切替手段について」
採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０が経過するタイミングで必ずスイッチングモードの切り替えを行なうものに限らない。たとえば、採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０が経過するタイミングとなる旨の条件と、制御量と指令値との乖離度合いが規定値を上回るタイミングとなるとの条件との論理和が真となるタイミングにおいてスイッチングモードを切り替えるようにしてもよい。なお、ここでの制御量は実際の制御量（実電流ｉｄ，ｉｑ）とすることが望ましいが、予測値（予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅ）としてもよい。

「デッドタイム補償手段について」
上記第２の実施形態（図９）では、採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０の算出タイミングにおける実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性に基づき、デッドタイム補償処理を行ったが、これに限らない。たとえば、先の図３に示す処理によって、一旦予測された採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０に基づき、スイッチング状態の切替タイミングにおける電流を予測し、その極性を用いてデッドタイム補償処理を行ってもよい。

また、上記第２の実施形態（図９）において、補正対象を、先の図３のステップＳ１８において算出された採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０に限ってもよい。この場合、採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０のうちいずれか１つをデッドタイムＤＴだけ伸長補正し、他の１つをデッドタイムＤＴだけ短縮補正する処理がなされることとなる。この際、電流の極性および電圧ベクトルの切り替えパターンとデッドタイム補正対象および補正量との関係を定めるマップを備え、これを用いてもよい。なお、このように採用時間Ｔｓ１，Ｔｓ２，Ｔｓ０のうち２つのみが補正対象となるのは、スイッチング状態の切り替え端子数を「１」に制限したことと関係している。

「平均出力電圧ベクトルの算出手法について」
たとえば、先の図３のステップＳ１２において、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に代えて、実電流ｉｄ，ｉｑを用いたり、予測電流ｉｄｅ．ｉｑｅを用いたりしてもよい。またたとえば、都度選択されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルをローパスフィルタ処理することで算出してもよい。さらにたとえば、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードが採用されている際の誤差ベクトルｅｄｑの変位に基づき算出してもよい。

加えて、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を制御周期Ｔｃ毎に算出するようにして且つ、１制御周期Ｔｃにおける予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）の変化速度に基づき、上記の式（ｃ５），（ｃ６）を用いて算出してもよい。

「スイッチング状態の切替端子数について」
スイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものに限らないことについては、「到達タイミング予測手段について」の欄に記載したとおりである。この際、全てのスイッチングモードを採用可能としてもよいが、切替端子数がたとえば「２」以下となるものとしてもよい。

「制御量予測手段について」
次回のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄ＊（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑ＊（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価パラメータとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「高変調率時操作手段について」
上記第３の実施形態（図１１のステップＳ６４）に例示したものに限らず。たとえば、「制御量予測手段について」の欄や「決定手段について」の欄に記載した変形例を採用してもよい。もっとも、モデル予測制御を行なうものに限らず、たとえば過変調制御時に採用される矩形波制御手段等の周知のトルクフィードバック制御手段等であってもよい。

「高変調率時操作手段への切替について」
上記第３の実施形態（図１１）では、インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅が電源電圧ＶＤＣを上回ることで高変調率時操作手段に変更したがこれに限らない。たとえば、インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅が電源電圧よりも低い所定値を超えることで高変調率時操作手段に変更してもよい。換言すれば、変調率Ｍが「２／√３」よりも小さい所定の変調率を上回ることで、高変調率時操作手段に変更してもよい。特に、上記の式（ｃ５），（ｃ６）からわかるように、制御量の変化速度の絶対値を最小とする電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルとなるのは、低変調率時である。すなわち、都度の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）のノルムに対して、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）のノルムの方が小さくなる場合である。都度の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）のノルムと平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）との差が小さくなる場合、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）のノルムの方が平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）のノルムよりも小さくなるため、制御量の変化速度の絶対値を最小とする電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなり得る。こうした観点からは、たとえば、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）のノルムの方が平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）のノルムよりも小さくなる場合に、高変調率時操作手段に切り替えるようにしてもよい。
ここで、小さくなる場合とは、一対の有効電圧ベクトルが設定されている期間（６０°の期間）におけるノルムの瞬時電圧ベクトルのノルムの平均値が平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）のノルムよりも小さくなる場合とすることが望ましい。ただし、都度の瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）のノルムと平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）のノルムとの大小を比較してもよい。この場合、出力線間電圧の基本波振幅を示すパラメータ（変調率Ｍ等）と閾値とを比較する判断手段を備えることはない。しかしこの場合であっても、出力線間電圧の基本波振幅がある程度大きくなる場合に高変調率時操作手段に切り替えることとなる。なお、ここでの高変調率時操作手段としては、規範直線Ｌｍを、その方向が特定の瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）の方向と一致するように定義しなおして、制御量が規範直線Ｌｍに到達することで、特定の有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードに切り替えるものであってもよい。

もっとも、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）のノルムの方が平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）のノルムよりも小さくなる場合であっても、先の図３に示す処理を採用することによって、スイッチング状態の切替頻度を低減する効果はある。なぜなら、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と実電流ｉｄ，ｉｑとの乖離を許容範囲内とするとの条件下、先の図５に示した切替パターンを採用するなら、ゼロ電圧ベクトルの採用期間を極力長くすることができるからである。

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶのスイッチングモードを決定するために用いる制御量としては電流に限らない。例えば、トルクおよび鎖交磁束としたり、鎖交磁束のみとしたりしてもよい。また例えば、トルクおよびｄ軸電流またはトルクおよびｑ軸電流等、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。ただし、規範直線Ｌｍを定義するための座標成分としては、ｄ軸成分およびｑ軸成分の２成分からなるものとして且つ、ｄ軸成分を鎖交磁束のｄ軸成分Φｄまたは電流ｉｄとし、ｑ軸成分を鎖交磁束のｑ軸成分Φｑまたは電流ｉｑとすることが望ましい。これは、鎖交磁束とｄｑ軸上の電流との間に線形関係「Φｄ＝Ｌｄｉｄ＋φ，Φｑ＝Ｌｑｉｑ」があるため、上記実施形態からの変更が容易であるためである。なお、２次元座標系としては、回転座標系に限らず、たとえばαβ座標系であってもよい。ただし、この場合、規範直線Ｌｍが電気角θに応じて回転する。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「回転機（モータジェネレータ１０）について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。

上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

「そのほか」
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
＜備考＞
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）を導出について説明する。３相の電圧方程式は、ｕｖｗ相の鎖交磁束Φｕ，Φｖ，Φｗを用いた以下の式（ｃ１９）〜（ｃ２１）にて表現される。
ｖｕ＝Ｒ・ｉｕ＋（ｄΦｕ／ｄｔ） …（ｃ１９）
ｖｖ＝Ｒ・ｉｖ＋（ｄΦｖ／ｄｔ） …（ｃ２０）
ｖｗ＝Ｒ・ｉｗ＋（ｄΦｗ／ｄｔ） …（ｃ２１）
上記の式（ｃ１９）〜（ｃ２１）をｄｑ変換することで、ｄｑ軸上の鎖交磁束Φｄ，Φｑを用いた以下の式（ｃ２２），（ｃ２３）が得られる。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋（ｄΦｄ／ｄｔ）−ω・Φｑ …（ｃ２２）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋（ｄΦｑ／ｄｔ）＋ω・Φｄ …（ｃ２３）
上記の式の「ｄΦｄ／ｄｔ＝（ｄΦｄ／ｄｉｄ）・（ｄｉｄ／ｄｔ）」において「ｄΦｄ／ｄｉｄ＝Ｌｄｔ」と定義することで、ｄ軸の過渡インダクタンスＬｄｔを得ることができる。同様に、「ｄΦｑ／ｄｔ＝（ｄΦｑ／ｄｉｑ）・（ｄｉｑ／ｄｔ）」において「ｄΦｑ／ｄｉｑ＝Ｌｑｔ」と定義することで、ｑ軸の過渡インダクタンスＬｑｔを得ることができる。また、「Φｄ＝Ｌｄｓ・ｉｄ＋φ」とする定義することでｄ軸の定常インダクタンスＬｄｓを得ることができ、「Φｑ＝Ｌｑｓ・ｉｑ」とする定義することでｑ軸の定常インダクタンスＬｄｓを得ることができる。なお、ここで、ｄ軸の鎖交磁束Φｄにおいてｄ軸電流に比例しない定数項φは、永久磁石による鎖交磁束の項である。

上記過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔは、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓと比較して小さい値となる。これは、電流が大きくなることで磁気飽和現象によって電流の増加に対する磁束の増加速度が小さくなるためである。なお、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔや、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓはモータジェネレータ１０を流れる電流に応じて可変設定することが望ましい。

１０…モータジェネレータ（回転機の一実施形態）、２０…制御装置。

Claims (12)

1. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作することで、前記回転機を流れる電流、鎖交磁束およびトルクの少なくとも１つを有する制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量によって規定される多次元座標系において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものである状況下、前記制御量が変化する方向であるゼロ電圧時変化方向を有して且つ、該制御量の指令値に応じて定まる目標点を通る直線を規範直線とし、
   前記スイッチングモードが有効電圧ベクトルに対応するものである状況下、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングを予測する到達タイミング予測手段と、
   前記到達タイミング予測手段によって予測されるタイミングとなることを条件に、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替える切替手段と、を備え、
   前記到達タイミング予測手段は、有効電圧ベクトルに対応する複数のスイッチングモードを用いて前記制御量を前記ゼロ電圧時変化方向とは逆方向に変位させた後、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードとすることで前記制御量を前記ゼロ電圧時変化方向に変位させる一連の処理におけるスイッチングモードの切替タイミングのうち、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングに加えて、該タイミングとは別の前記スイッチングモードの切替タイミングを予測するものであり、
   前記別の前記スイッチングモードの切替タイミングは、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングにおいて、前記実際の制御量が前記目標点よりも前記ゼロ電圧時変化方向とは逆方向の半直線上に到達する旨の制約を満たすタイミングに設定されることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子を操作することで、前記回転機を流れる電流、鎖交磁束およびトルクの少なくとも１つを有する制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記制御量によって規定される多次元座標系において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するものである状況下、前記制御量が変化する方向であるゼロ電圧時変化方向を有して且つ、該制御量の指令値に応じて定まる目標点を通る直線を規範直線とし、
   前記スイッチングモードが有効電圧ベクトルに対応するものである状況下、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングを予測する到達タイミング予測手段と、
   前記到達タイミング予測手段によって予測されるタイミングとなることを条件に、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードをゼロ電圧ベクトルに対応するものに切り替える切替手段とを備え、
   前記到達タイミング予測手段は、有効電圧ベクトルに対応する複数のスイッチングモードを用いて前記制御量を前記ゼロ電圧時変化方向とは逆方向に変位させた後、ゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードとすることで前記制御量を前記ゼロ電圧時変化方向に変位させる一連の処理におけるスイッチングモードの切替タイミングの全てを予測するものであることを特徴とする回転機の制御装置。
3. 前記到達タイミング予測手段による予測対象となる切替タイミングのうち、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミング以外のタイミングは、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングにおいて、前記実際の制御量が前記目標点よりも前記ゼロ電圧時変化方向とは逆方向の半直線上に到達する旨の制約を満たすタイミングに設定されることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記到達タイミング予測手段による予測対象となる切替タイミングのうち、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミング以外のタイミングは、前記制御量が前記目標点を通過するタイミングから、ゼロ電圧に対応するスイッチングモードから有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードへの切替タイミングまでに要する時間間隔と、前記規範直線上に実際の制御量が到達するタイミングから前記制御量が前記目標点を通過するタイミングまでに要する時間間隔との一対の時間間隔について、それらを均一化する旨の制約を満たすタイミングに設定されることを特徴とする請求項２または３記載の回転機の制御装置。
5. 前記有効電圧ベクトルに対応する複数のスイッチングモードは、前記電力変換回路の平均出力電圧ベクトルとのなす角度が最小となる一対の電圧ベクトルに対応するスイッチングモードであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記有効電圧ベクトルに対応する複数のスイッチングモードの使用とは、前記一対の電圧ベクトルに対応する一対のスイッチングモードをそれぞれ１度ずつ用いることであることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記制御量を前記ゼロ電圧時変化方向とは逆方向に変位させる時間、および該時間の後のゼロ電圧ベクトルに対応するスイッチングモードとする時間の合計を目標時間とすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた制御量に関する予測を行なう制御量予測手段と、
   該制御量予測手段による予測結果に基づき、前記制御量とその指令値との乖離が小さいほど該予測結果に対応するスイッチングモードの評価を高くする評価手段と、
   前記評価手段によって高い評価を受けたスイッチングモードを、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段とを備え、
   前記制御量とその指令値との乖離度合いが規定値を上回る場合、前記決定手段によって決定されるスイッチングモードに基づき前記電力変換回路を操作することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記到達タイミング予測手段は、前記スイッチングモードの切替時における前記回転機の各端子を流れる電流の極性に基づき、前記タイミングの予測を行なうデッドタイム補償手段を備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記目標点は、前記制御量の指令値であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記電力変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が規定値を超える場合、前記到達タイミング予測手段および前記切替手段によらずに前記回転機の制御量を制御すべく、前記電力変換回路を操作する高変調率時操作手段を備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記電力変換回路は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流ｓ交流変換回路であり、
    前記規定値は、前記直流電圧源の端子電圧以下の値に設定されることを特徴とする請求項１１記載の回転機の制御装置。

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