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JP5734960B2 - Ｏｆｄｍ変調器、ｏｆｄｍ送信装置、及びｏｆｄｍ変調方法並びにプログラム - Google Patents

Ｏｆｄｍ変調器、ｏｆｄｍ送信装置、及びｏｆｄｍ変調方法並びにプログラム Download PDF

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Description

本発明は、ＯＦＤＭ変調器、ＯＦＤＭ送信装置、及びＯＦＤＭ変調方法並びにプログラムに関する。
近年、様々な分野の無線通信において、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式が用いられている。ＯＦＤＭ方式は、複数の直交する狭帯域サブキャリアを用いるマルチキャリア方式であり、それぞれ変調された各サブキャリアを含む信号を伝達するため、全体の周波数スペクトルが方形に近く、周波数利用効率が高い。また、ＯＦＤＭ方式は、シングルキャリア方式に比べてシンボル長を長くできるために遅延波に対する耐性を持ち、更にガードインターバルを付加することによりマルチパス環境に強い特性を持つ。
ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式は、ＯＦＤＭ方式においてサブキャリア毎に異なる情報伝送先を割り振ることにより、複数の相手に対し同時に情報を伝達する多元接続の方式である。ＯＦＤＭＡ方式によれば、個々の情報伝送先に応じて、割り振るサブキャリアの数、サブキャリアの無線変調方式や送信電力等を設定することができる。条件によっては、特定のサブキャリアが存在しない状況も発生する。
日本の地上ディジタルテレビジョン放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）では、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Ｂａｎｄ Ｓｅｇｍｅｎｔｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｎ−ＯＦＤＭ）方式が採用されている。ＢＳＴ−ＯＦＤＭ方式は、ＯＦＤＭ方式におけるサブキャリアをセグメントと呼ばれるグループに分け、セグメントを用途毎に割り振ることにより、用途に応じてより適切な設定（無線変調方式，送信電力等）を可能とする。
更に、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）で策定されているＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムにおいては、基地局から移動局への下りリンクにＯＦＤＭＡ方式、移動局から基地局への上りリンクにはＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）−Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭに基づくＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍａｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式が採用されている。
ＳＣ−ＦＤＭＡ方式では、多値シンボルデータの周波数（シンボルレート）に応じ使用されるサブキャリアの数は変化する。ゆえに、一つの送信装置が、送信帯域として割り当てられている周波数帯域に設定された全てのサブキャリアを占有することは可能であるが、一方で同時に全てのサブキャリアを使用するとは限らない。逆に、使用していないサブキャリアは他の送信装置が使用することで、同時に複数の送信装置が同一の送信帯域を共用することができ、周波数資源を有効利用できる。
また、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式は、シングルキャリア方式に比べ、無線信号におけるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が大きくなり、より低歪みの無線回路が必要とされる。一方、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式では、元となる時間波形に対応する多値シンボルデータの時系列を離散フーリエ変換してサブキャリアの変調情報（周波数スペクトル情報）を生成し、さらにサブキャリアの相対的な周波数配置をサブキャリアマッピングの前後で変更しないことで、無線信号の時間波形をシングルキャリア方式の波形に近づけ、ＰＡＰＲをシングルキャリア方式に近いレベルに抑えて、無線回路に要求される低歪み特性を緩和している。
ＳＣ−ＦＤＭＡ方式のさらなる特徴として、サブキャリアのマッピングを切り替えることで、使用するサブキャリアの周波数を容易に変更することができる。これを用いてＬＴＥシステムでは、周波数ホッピング機能を実現している。
下記特許文献１には、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の送信装置に関連する技術が記載されている。このＳＣ−ＦＤＭＡ方式の送信装置は、受信装置との間の伝播路における周波数選択特性に応じて、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの周波数応答を調整することを特徴としている。
特開２００９−２３９５３９号公報
ＬＴＥシステムの移動局に代表されるように、ＯＦＤＭ方式を応用した送信装置に対する小型化の要求は高まっている。本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、ＯＦＤＭ変調器、又は、それを含むＯＦＤＭ送信装置の回路規模を小型化することにある。また、別の目的は、演算コストを削減し得るＯＦＤＭ変調方法並びにプログラムを提供することにある。
本発明によれば、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器が提供される。
また、本発明によれば、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備える変調器を有するＯＦＤＭ送信装置であって、前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ送信装置が提供される。
さらに、本発明によれば、第１回路が、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する工程と、第２回路が、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする工程と、第３回路が、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる工程と、第４回路が、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする工程と、を含み、前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調方法が提供される。
また、本発明によれば、ＯＦＤＭ変調器のコンピュータに、第１回路が、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する処理と、第２回路が、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする処理と、第３回路が、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる処理と、第４回路が、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする処理と、を実行させ、前記第１回路に、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成させ、前記第２回路に、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトさせるためのプログラムが提供される。
本発明によれば、ＯＦＤＭ変調器、又は、それを含むＯＦＤＭ送信装置の回路規模を小型化することができる。また、本発明によれば、演算コストを削減し得るＯＦＤＭ変調方法並びにプログラムを提供することができる。
上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。
第１の実施形態に係るＯＦＤＭ変調器を用いた送信装置の構成図である。 本実施形態のデジタル周波数変換器の構成図である。 第２の実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いた送信装置の構成図である。 一般的なＯＦＤＭ変調器を用いた送信装置の構成図である。 一般的なＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭに基づくＳＣ−ＦＤＭＡ方式用いた送信装置の構成図である。 サブキャリア周波数−時間平面上での多値シンボルの配置を表す、Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄを示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。
〔第１の実施形態〕
図４に、一般的なＯＦＤＭ変調器を用いた送信装置４００の構成を示す。
入力された送信データであるビット時系列は、シンボルマッピング回路１０１にて１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなど、時系列の多値シンボルデータに変換され、ＯＦＤＭのサブキャリアに割り振られる。ここで、「多値シンボルデータに変換する」とは、入力されたビット時系列を、複数の複素データに変換し、複素データの夫々に異なるサブキャリアを割り当てる処理を意味している。また、複素データとはビット時系列を構成するビット情報を含む複素数であり、多値シンボルデータとは、個々の複素データと、複素データに割り当てられた変調すべきサブキャリアの周波数情報や出力されるべき時刻（タイミング）情報を包含するデータであり、出力されるべきＯＦＤＭ信号のスペクトルに対応する。
多値シンボルデータは、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換回路１０２にてパラレルデータであるパラレル多値シンボルデータに変換され、さらに逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）４０４に入力されて、ここで逆高速フーリエ演算によりパラレルデータであるパラレル時間波形データに変換される。この逆高速フーリエ演算が、ＯＦＤＭ変調である。ここで、逆高速フーリエ変換とは、高速フーリエ変換の逆変換である。高速フーリエ変換とは、離散フーリエ変換を計算機上で高速に計算するアルゴリズムであり、信号処理などで離散化されたデジタル信号の周波数解析などにも用いられる。逆高速フーリエ変換によって、離散的なサンプル周波数点のスペクトル情報が、離散的な時間波形情報に変換される。
ＩＦＦＴ４０４出力のパラレル時間波形データは、パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換及びガードインターバル（ＧＩ）付加回路４０５にて、ガードインターバル期間の波形が付加され、シリアルの時系列データに変換される。
ここまでの処理は複素数演算として実行されているが、Ｐ／Ｓ変換及びＧＩ付加回路４０５の出力は分割回路（スプリッタ）１０８に入力され、実成分係数データ及び虚数成分係数データが抽出される。ここでは、実成分係数データを同相デジタルベースバンド信号（Ｉ−ＤＢＢ信号）、虚数成分係数データを直交デジタルベースバンド信号（Ｑ−ＤＢＢ信号）と呼ぶことにする。
Ｉ−ＤＢＢ信号とＱ−ＤＢＢ信号は、各々デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１０９、１１０にて、アナログ波形信号である同相アナログベースバンド信号（Ｉ−ＡＢＢ信号）及び直交アナログベースバンド信号（Ｑ−ＡＢＢ信号）に変換された後、各々周波数変換器（Ｍｉｘｅｒ）１１１、１１２にて搬送波であるＬＯ信号と混合され、同相搬送帯域信号（Ｉ−ＲＦ信号）と直交搬送帯域信号（Ｑ−ＲＦ信号）に変換される。
なお、局部発振器（ＬＯ ＯＳＣ）１１３の出力は周波数変換器１１１及び１１２にＬＯ信号として入力されるが、周波数変換器１１２へのＬＯ信号は９０°移相器１１４にて周波数変換器１１１へのＬＯ信号から９０°位相を遅らせて入力される。
Ｉ−ＲＦ信号とＱ−ＲＦ信号は、合成器１１５にて結合され、搬送帯域信号（ＲＦ信号）として出力される。
ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式は、ＯＦＤＭ方式においてサブキャリア毎に異なる情報伝送先を割り振ることにより、複数の相手に対し同時に情報を伝達する多元接続の方式である。個々の情報伝送先に応じて、割り振るサブキャリアの数、サブキャリアの無線変調方式や送信電力等を設定することができる。条件によっては、特定のサブキャリアが存在しない状況も発生する。例えば、図４においては、サブキャリア周波数がｆ０からｆ４並びにｆｎ−３からｆｎ−１のサブキャリアが存在しない場合、つまりスペクトルが０の場合を模式的に示している。ただし、ｆ０＜ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜ｆ４＜ｆ５＜・・・＜ｆｎ−４＜ｆｎ−３＜ｆｎ−２＜ｆｎ−１とする。
次に、図１を用いて、本発明の第１の実施形態に係るＯＦＤＭ変調器を用いた送信装置１００について図面を参照して詳細に説明する。ここでは図４の送信装置４００との差分について説明する。
図１において、シンボルマッピング回路１０１は、送信データであるビット時系列を取得し、時系列の複素数である、多値シンボルデータを出力する。
シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換回路１０２は、多値シンボルデータを取得し、複素数のパラレルデータであるパラレル多値シンボルデータを出力する。
サブキャリアマッピング回路１０３は、パラレル多値シンボルデータを取得し、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０４へ出力すると共に、周波数及び位相制御信号と、補間制御信号、周波数点数変更信号を出力する。
逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０４は、サブキャリアマッピング回路１０３からのパラレル多値シンボルデータと周波数点数変更信号を取得し、パラレルの多値シンボルデータに含まれる夫々の多値シンボルデータのうち、周波数点数変更信号によって指定された多値シンボルデータの複素データに対して逆高速フーリエ変換を行い、複素数であるパラレル時間波形データを出力する。
パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換及びガードインターバル（ＧＩ）付加回路１０５は、パラレル時間波形データと周波数点数変更信号を取得し、ガードインターバル期間の波形が付加された、複素数時系列の時間波形データを出力する。
補間回路１０６は、複素数時系列の時間波形データと補間制御信号を取得し、複素数時系列である補間された時間波形データを出力する。
デジタル周波数変換器（ＤＦＣ）１０７は、補間された時間波形データと、サブキャリアマッピング回路１０３からの周波数及び位相制御信号を取得し、複素数である複素デジタルベースバンド信号（複素ＤＢＢ信号）を出力する。
本実施形態においては、シンボルマッピング回路１０１から、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換回路１０２、サブキャリアマッピング回路１０３、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０４、パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換及びガードインターバル（ＧＩ）付加回路１０５、補間回路１０６、デジタル周波数変換器（ＤＦＣ）１０７までを、ＯＦＤＭ変調器とする。すなわち、時系列の送信データが入力されてから、複素ＤＢＢ信号が生成されるまでの一連の処理をＯＦＤＭ変調に関する処理と見做す。
分割回路１０８は、複素ＤＢＢ信号を取得し、同相デジタルベースバンド信号（Ｉ−ＤＢＢ信号）と、直交デジタルベースバンド信号（Ｑ−ＤＢＢ信号）を出力する。
デジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１０９及びデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１１０は、各々Ｉ−ＤＢＢ信号、Ｑ−ＤＢＢ信号を取得し、各々同相アナログベースバンド信号（Ｉ−ＡＢＢ信号）、直交アナログベースバンド信号（Ｑ−ＡＢＢ信号）を出力する。
局部発振器（ＬＯ ＯＳＣ）１１３は、局部発振信号（ＬＯ信号）を生成し出力する。
９０°移相器１１４は、ＬＯ信号を取得し、直交ＬＯ信号を出力する。
周波数変換器（Ｍｉｘｅｒ）１１１は、Ｉ−ＡＢＢ信号とＬＯ信号を取得し、同相搬送帯域信号（Ｉ−ＲＦ信号）を出力する。
周波数変換器（Ｍｉｘｅｒ）１１２は、Ｑ−ＡＢＢ信号と直交ＬＯ信号を取得し、直交搬送帯域信号（Ｑ−ＲＦ信号）を出力する。
合成器１１５は、Ｉ−ＲＦ信号とＱ−ＲＦ信号を取得し、搬送帯域信号（ＲＦ信号）を出力する。
次に、デジタル周波数変換器（ＤＦＣ）１０７の構成を、詳細に説明する。図２を参照すると、図１に示す、デジタル周波数変換器（ＤＦＣ）１０７の詳細が示されている。
ＤＦＣ１０７に入力された、補間された時間波形データは、複素乗算器（Ｍｕｌｔ）２０１に入力される。
デジタル周波数シンセサイザ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＯＳＣ）２０２は、周波数及び位相制御信号を取得し、周波数、位相を有するデジタル正弦波波形値であるデジタルＬＯ信号を出力する。
複素乗算器（Ｍｕｌｔ）２０１は、補間された時間波形データとデジタルＬＯ信号を取得し、複素ＤＢＢ信号を出力する。
（動作の説明）
次に図１の送信装置１００の動作について説明する。
送信データであるビット時系列は、シンボルマッピング回路１０１に入力され、時系列の複素数である、多値シンボルデータに変換される。多値シンボルデータは、例えば１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなどのシンボルで、複数のビット情報を含む複素数である。また、そのシンボルにて変調すべきサブキャリアの周波数情報や出力されるべき時刻（タイミング）情報も、例えば時系列の順序の形式でリンクされている。
時系列である多値シンボルデータは、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換回路１０２に入力され、パラレル変換されて、パラレル多値シンボルデータとして、出力される。
パラレル多値シンボルデータは、サブキャリアマッピング回路１０３に入力され、パラレル多値シンボルデータの中に含まれる多値シンボルデータとその各々にリンクされた変調すべきサブキャリアの周波数情報を元に、サブキャリア周波数の割り当てを変更され、ＩＦＦＴ１０４へ出力される。
さらに、サブキャリアマッピング回路１０３は、周波数点数変更信号を生成してＩＦＦＴ１０４とＰ／Ｓ変換及びＧＩ付加回路１０５へ、補間制御信号を生成して補間回路１０６へ出力し、周波数及び位相制御信号を生成しデジタル周波数変換器１０７へ出力する。
一般的に、ＯＦＤＭ変調器の逆高速フーリエ変換では、周波数０を中心として、正と負の周波数に対称な形でサブキャリアが配置される。
周波数点の数をＮとすると、逆高速フーリエ変換演算量はＮ・ｌｏｇＮに比例する。Ｎ＝２０４８の場合、Ｎ・ｌｏｇＮ＝１５６１５．２１９・・・であるが、Ｎ＝１０２４の場合Ｎ・ｌｏｇＮ＝７０９７．８２７・・・となり、周波数点の削減で大幅に演算量を削減できる。
また演算量の削減に加え、シリアル−パラレル変換におけるデータ入力を待つ時間が、２０４８個分から１０２４個分となり、以降の演算開始を早めることができ、その結果レイテンシを削減することができる。レイテンシの削減はさらに、演算器が占有される時間帯が短縮されることにもつながり、その結果必要とされる演算リソースを削減することができる。なお、周波数点数Ｎが小さい場合、逆高速フーリエ変換以外の数値演算や波形テーブル読み出しによりサブキャリアの正弦波形を生成し逆高速フーリエ変換の代替とすることで、演算量を削減できる。
一方、ＯＦＤＭＡ方式やＳＣ−ＦＤＭＡ方式においては、生成すべきサブキャリアが周波数軸上局所的にしか存在しない（局在している）場合がある。それはパラレル多値シンボルデータの中で、値が０である多値シンボルデータと、０でない多値シンボルデータの分布から判定することができる。
なお、ここで「値が０である」とは、多値シンボルデータに含まれる複素データの実部または虚部が共に０であることを意味し、「値が０でない」とは、多値シンボルデータに含まれる複素データの実部または虚部の少なくとも一方が０ではないことを意味している。
サブキャリアマッピング回路１０３は、上記サブキャリアの局在判定を行い、その結果に基づき、サブキャリアの周波数シフトと、周波数点数変更信号を用いたＩＦＦＴ１０４への逆高速フーリエ変換周波数点数の変更指示を行う。
より、詳細に言えば、サブキャリアマッピング回路１０３は、多値シンボルデータに包含された複素データの値に基づいて、隣接する一定の周波数点の範囲（特定の周波数帯域）を定めて、そこに含まれる周波数点の数を周波数点数変更信号としてＩＦＦＴ１０４に出力する。また、サブキャリアマッピング回路１０３は、多値シンボルデータに包含された複素データのうち、定められた周波数帯域に含まれるサブキャリアが割り当てられた複素データに対して選択的に周波数シフトを行い、そして、ＩＦＦＴ１０４は、選択的に周波数シフトが行われた夫々の複素データに対して逆高速フーリエ変換を行う。
例えば、最大周波数点Ｎｍａｘ＝２０４８として逆高速フーリエ変換を行うシステムであっても、実際に生成を要求されるサブキャリア（０でない多値シンボルデータ）が、隣接する１０２４周波数点以内にある場合には、０でない多値シンボルデータの分布の中央の周波数が周波数０となるよう周波数シフトし、周波数点Ｎ＝１０２４として逆高速フーリエ変換するよう、ＩＦＦＴ１０４へ周波数シフトされたパラレル多値シンボルデータと、周波数点数変更信号を送付する。
ただし、この場合二つの問題が発生する。一つは、ＩＦＦＴ１０４の出力するサブキャリアの周波数や位相が、本来あるべき値からシフトしてしまうことである。二つ目は、ＩＦＦＴ１０４において、入力の周波数点数を減らすと、出力波形のサンプリング点数も減少し、つまり出力波形のサンプリング点が間引かれてしまうことである。
これらを解決するため、周波数や位相のシフトについてはデジタル周波数変換器１０７を設け、サブキャリアマッピング回路１０３からの周波数及び位相制御信号を元に、周波数及び位相を補償する。なお、周波数及び位相制御信号は、サブキャリアマッピング回路１０３によってシフトされた周波数、またはシフトによって変化した位相に関する情報を含んでいる。
波形サンプリング点数については、サブキャリアマッピング回路１０３からの補間制御信号を元に、補間回路１０６にて波形サンプリング点データを補う。なお、補間制御信号は、サブキャリアマッピング回路１０３がサブキャリアの周波数シフトと周波数点数削減を行ったため間引かれることとなる、出力波形のサンプリング点数に関する情報を含んでいる。ここで、「間引かれることとなる、出力波形のサンプリング点数に関する情報」とは、例えばサブキャリアマッピング回路１０３の出力するパラレル多値シンボルデータの周波数点数（サブキャリア数）である。
周波数シフトされたパラレル多値シンボルデータは、ＩＦＦＴ１０４に入力され、周波数点数変更信号を元に逆高速フーリエ変換され、複素数であるパラレル時間波形データに変換される。ＩＦＦＴ１０４は、周波数点数変更信号により、周波数点数に合わせて演算回路を動作または停止させることができる。また、周波数点数に適した演算回路を選択し、切り替えることができる。また演算処理を行うプログラムの動作を設定するパラメータを変更し、周波数点数に適した動作をする。
パラレル時間波形データは、Ｐ／Ｓ変換及びＧＩ付加回路１０５にてガードインターバルを付加され、シリアルデータである複素数時系列の補間前時間波形データに変換される。パラレル時間波形データのデータ数は、ＩＦＦＴ１０４の入力データ数、つまりサブキャリア数に応じて変化する。Ｐ／Ｓ変換及びＧＩ付加回路１０５は、予め入力されるパラレル時間波形データの、データ数を把握しその情報に基づいて動作する必要がある。そのため、Ｐ／Ｓ変換及びＧＩ付加回路１０５は、サブキャリアマッピング回路１０３からの周波数点数変更信号に基づいて、上記処理を実行する。
補間前時間波形データは、補間回路１０６に入力され、サブキャリアマッピング回路１０３からの補間制御信号を元に波形データを補間され、時間波形データとして出力される。
時間波形データは、デジタル周波数変換器１０７に入力され、サブキャリアマッピング回路１０３によってシフトされた周波数分、逆方向の周波数シフトを受け、複素ＤＢＢ信号として出力される。このとき位相も補償される。補償すべきシフト周波数や位相の情報は、周波数及び位相制御信号として、予めサブキャリアマッピング回路１０３から送付される。
複素ＤＢＢ信号は、分割回路１０８に入力される。以降の動作は、図４で示した一般的なＯＦＤＭ送信装置と同じなので、説明を省略する。
図２を用いて、デジタル周波数変換器１０７の動作を示す。
デジタル周波数変換器１０７に入力された時間波形データは、複素乗算器（Ｍｕｌｔ）２０１に入力される。一方、デジタル周波数変換器１０７に入力された周波数及び位相制御信号はデジタル周波数シンセサイザ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＯＳＣ）２０２に入力され、それを元にデジタル周波数シンセサイザ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＯＳＣ）２０２は、複素数のデジタル波形である、デジタルＬＯ信号を生成する。デジタルＬＯ信号は、複素乗算器２０１にて時間波形データと乗算され、その積として複素ＤＢＢ信号が生成される。
デジタル周波数シンセサイザ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＯＳＣ）２０２の具体例として、ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）のデジタル正弦波波形生成回路が挙げられる。なおＤＤＳでは、アナログ変換して出力される場合が一般的である。
送信装置１００の各部は、コンピュータプログラムにより論理的に実現されてもよいし、固有のハードウェアとして形成されてもよいし、ソフトウェアとハードウェアとの組み合わせとして実現されることもできる。
送信装置１００の各部が、コンピュータプログラムによって実現される場合、コンピュータが読み出し可能な記憶媒体に格納され、コンピュータは当該記憶媒体からコンピュータプログラムを読み出し、主に以下のような処理を実行する。
（ａ）入力されたビット列を、複数の複素データに変換し、複素データの夫々に異なるサブキャリアを割り当てる。
（ｂ）複素データの値に基づいて周波数帯域を定め、定められた周波数帯域に含まれるサブキャリアが割り当てられた複素データを選択する。
（ｃ）（ｂ）の処理で選択された複素データに対して逆高速フーリエ変換（逆離散フーリエ変換）を行い、波形データを生成する。
（ｄ）（ｂ）の処理で定められた周波数帯域に基づいて、波形データの補間と周波数シフトを行う。
ここで、本実施形態の効果について説明する。本実施形態は、逆高速フーリエ変換器１０４に入力される複素データの数（周波数点数）を削減するので、逆高速フーリエ変換の演算量を削減することができる。従って、逆高速フーリエ変換器１０４の消費電力を削減することもできる。また、逆高速フーリエ変換の演算にかかるレイテンシを削減することができる。
また、回路設計段階で、逆高速フーリエ変換器１０４に入力される周波数点数を、シンボルマッピング回路１０１が割り当てるサブキャリア数より少なく設定しておけば、サブキャリアマッピング回路１０３や逆高速フーリエ変換器１０４の回路規模を小さくすることができる。従って、送信装置１００全体としても回路規模の小型化を図ることができる。さらに、送信装置１００の製造コストの削減も図ることができる。
さらに、シリアル−パラレル変換回路１０２におけるデータ入力の待ち時間が短縮され、全体のレイテンシを削減することができる。逆高速フーリエ変換演算の場合も含め、レイテンシの削減はさらに、演算器が占有される時間の短縮にもつながり、その結果必要とされる演算リソースの削減や、他の演算への転用が可能となる。
〔第２の実施形態〕
図５に、ＬＴＥシステムで使用されるＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭに基づくＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いた送信装置５００の構成を示す。
ＤＦＴ−Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭに基づくＳＣ−ＦＤＭＡ方式（以下、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式と呼ぶ。）とは、送信すべきシンボル系列を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）した上でＯＦＤＭ方式の入力とするものである。以下、図４との差分について説明する。
入力された送信データであるビット時系列は、シンボルマッピング回路３０１にて１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなど、時系列の多値シンボルデータに変換され、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換回路３０２にてパラレル多値シンボルデータに変換されて離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３０３に入力され、ここで高速フーリエ変換により複数の離散的な周波数スペクトルデータに変換される。離散フーリエ変換のサンプリング点の数は、入力される多値シンボルデータの単位時間あたりの数であるシンボルレートに応じて決定され、多値シンボルデータのシンボルレートが高ければ多く、低ければ少ない。その結果、出力される周波数スペクトルデータの数も入力される多値シンボルデータのシンボルレートに対応し、多値シンボルデータのシンボルレートが高ければ周波数スペクトルデータの数が多く、低ければ少なくなる。
個々の周波数スペクトルデータは、ＯＦＤＭ変調器における複素データに対応する。第１の実施形態のＯＦＤＭ変調器では、多値シンボルデータ、複素データ及びサブキャリアが各々一対一で対応していた。ＳＣ−ＦＤＭＡ方式では、ＤＦＴ３０３の高速フーリエ変換（離散フーリエ変換）によって、複数の多値シンボルデータから複素データであるところの周波数スペクトルデータが抽出される。周波数スペクトルデータはサブキャリアと一対一対応しているが、多値シンボルデータはそれらと一対一対応していない点が、前記ＯＦＤＭ変調器とは異なっている。すなわち、第１の実施形態のシンボルマッピング回路１０１は単一の多値シンボルデータに対して単一サブキャリアを割り当てるのに対して、本実施形態のシンボルマッピング回路３０１は結果的に複数の多値シンボルデータに対して複数のサブキャリアを割り当て、多値シンボルデータとサブキャリアとをＭ対Ｎで対応付けている点において異なっている。
周波数スペクトルデータは、サブキャリアマッピング回路５０３にて、予め決められたサブキャリアに割り当てられ、サブキャリアのスペクトルとして出力される。サブキャリアの割り当て情報は、システムの上位階層から与えられる。このようにＳＣ−ＦＤＭＡ方式においては、多値シンボルデータ及びそこから派生する周波数スペクトルデータに、対応するサブキャリアの数（周波数帯域幅）の情報は対応付けられているが、サブキャリアの周波数は直接には対応付けられていない。なお、システムの上位階層とは、送信装置５００を含む通信システムの図５には図示されない部分のことである。システムの上位階層は、送信装置５００の内部に存在してもよいし、外部に存在してもよい。
以上より、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式では、多値シンボルデータのシンボルレートに応じ使用されるサブキャリアの数は変化する。ゆえに、一つの送信装置が、送信帯域として割り当てられている周波数帯域に設定された全てのサブキャリアを占有することは可能であるが、一方で同時に全てのサブキャリアを使用するとは限らない。逆に、使用していないサブキャリアは他の送信装置が使用することで、同時に複数の送信装置が同一の送信帯域を共用することができ、周波数資源を有効利用できる。それが、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の１番目の特徴である。
また一般に、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式は、シングルキャリア方式に比べ、無線信号におけるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が大きくなり、より低歪みの無線回路が必要とされる。一方、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式では、元となる時間波形に対応する多値シンボルデータの時系列を離散フーリエ変換してサブキャリアの変調情報（周波数スペクトル情報）を生成し、さらにサブキャリアの相対的な周波数配置をサブキャリアマッピングの前後で変更しないことで、無線信号の時間波形をシングルキャリア方式の波形に近づけ、ＰＡＰＲをシングルキャリア方式に近いレベルに抑えて、無線回路に要求される低歪み特性を緩和している。２番目の特徴である。
以上、二つの特徴が、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍａｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）と命名された理由である。
ＳＣ−ＦＤＭＡ方式のさらなる特徴として、サブキャリアのマッピングを切り替えることで、使用するサブキャリアの周波数を容易に変更することができる。これを用いてＬＴＥシステムでは、周波数ホッピング機能を実現している。
図５では一例として、サブキャリアマッピング回路５０３が、ＤＦＴ３０３の出力を相対的な周波数配置を維持したままサブキャリア（周波数ｆ５からｆｎ−４）に割り当て、使用されないサブキャリア（周波数ｆ０からｆ４及びｆｎ−３からｆｎ−１）については「０」を出力する、つまりサブキャリアが存在しない場合を、模式的に示している。ただし、ｆ０＜ｆ１＜ｆ２＜ｆ３＜ｆ４＜ｆ５＜・・・＜ｆｎ−４＜ｆｎ−３＜ｆｎ−２＜ｆｎ−１とする。
サブキャリアマッピング回路５０３の出力は、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）４０４に入力され、ここで逆高速フーリエ演算により時間波形に変換される。
以降の構成や動作は図４と同じなので、説明を省略する。
次に、３ＧＰＰのＬＴＥシステムを例として、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号生成方法を説明する。
式（１）は、３ＧＰＰ ＴＳ３６．２１１仕様に示されたＳＣ−ＦＤＭＡ方式に関する定義式の一つである。サブキャリアの周波数スペクトルデータを元に生成されるアナログベースバンド信号を示している。図６には、サブキャリア周波数−時間平面上での周波数スペクトルデータの配置を表す、Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄを示す。
Figure 0005734960
図５と対比すると、左辺のＳｌ（ｔ）はＤ／Ａ変換器１０９の出力であるＩ−ＡＢＢ信号とＤ／Ａ変換器１１０の出力であるＱ−ＡＢＢ信号をまとめて複素表示したもの（アナログベースバンド信号）であり、右辺のａｋ（−），ｌはサブキャリアマッピング回路５０３の出力である周波数スペクトルデータに対応する。
ここでの演算は、ほとんどがＩＦＦＴ４０４の逆高速フーリエ変換に要されるものである。逆高速フーリエ変換の演算量は、高速フーリエ変換同様に入力データ数（高速フーリエ変換の場合波形サンプリング点数、逆高速フーリエ変換の場合は周波数点数）をＮとすると、おおよそＮ・ｌｏｇＮに比例することが知られている。ＬＴＥシステムのＳＣ−ＦＤＭＡ信号においてはＮ＝２０４８とされており、Ｎ・ｌｏｇＮ＝１５６１５．２１９・・・ となる。
続いて、図３を用いて、本発明の第２の実施形態に係るＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いた送信装置３００について説明する。送信装置３００には、本発明の変調器が用いられている。
本図において、シリアル−パラレル（Ｓ／Ｐ）変換回路３０２は、シンボルマッピング回路３０１から出力された、時系列の複素数である、多値シンボルデータを取得し、パラレル多値シンボルデータを出力する。
離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）３０３は、パラレル多値シンボルデータを取得し、離散的な周波数スペクトルデータを出力する。
サブキャリアマッピング回路３０４は、周波数スペクトルデータを取得し、ＩＦＦＴ１０４へ出力すると共に、周波数点数変更信号、周波数及び位相制御データと、補間制御データを出力する。
その他の構成は、図１の送信装置１００と同じである。
次に、図３の送信装置３００の動作を示す。
シンボルマッピング回路３０１で生成された、時系列である多値シンボルデータは、Ｓ／Ｐ変換回路３０２に入力され、パラレル変換されて、パラレル多値シンボルデータとして、出力される。
パラレル多値シンボルデータは、ＤＦＴ３０３に入力され離散フーリエ変換され、複素数である離散的な周波数スペクトルデータとして出力される。
ＳＣ−ＦＤＭＡ方式では、個々の周波数スペクトルデータに含まれる振幅情報と位相情報を用いて、逆高速フーリエ変換により各々に対応したサブキャリアを生成する。個々の周波数スペクトルデータは、サブキャリアマッピング回路３０４にてサブキャリアの周波数情報とリンクされる。
周波数スペクトルデータは、サブキャリアマッピング回路３０４に入力され、周波数スペクトルデータの値と、その各々に割り当てるべくシステム上位階層から指定されたサブキャリアの周波数情報を元に、サブキャリア周波数の割り当てを変更され、ＩＦＦＴ１０４へ出力される。なお、システム上位階層とは、送信装置３００を含む通信システムの図３には図示されない部分のことである。システムの上位階層は、送信装置３００の内部に存在してもよいし、外部に存在してもよい。
さらに、サブキャリアマッピング回路３０４は、周波数点数変更信号を生成してＩＦＦＴ１０４とＰ／Ｓ変換及びＧＩ付加回路１０５へ出力し、補間制御信号を生成して補間回路１０６へ出力し、さらに周波数及び位相制御信号を生成しデジタル周波数変換器１０７へ出力する。
特にＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、多くのＯＦＤＭ変調を用いた方式の中でも、サブキャリアを周波数軸上局所的に配置することを特徴としている。また、サブキャリアの局在情報を含むサブキャリア周波数の割り当て情報は、システムの上位階層より与えられている。サブキャリアマッピング回路３０４は、この情報を元にサブキャリア周波数の割り当ての他、周波数点数変更信号、補間制御信号、周波数及び位相制御信号を生成する。
以下、既に述べた３ＧＰＰ ＴＳ３６．２１１仕様に記載されたＳＣ−ＦＤＭＡ方式を例として、数式を用いて動作を説明する。既に述べた通り、３ＧＰＰ ＴＳ３６．２１１仕様では、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式によるＵｐｌｉｎｋ（上り）アナログベースバンド信号をＳＣ−ＦＤＭＡシンボルＳｌ（ｔ）として式（１）で定義している。以下、式（１）を再掲する。
Figure 0005734960
 式（１）において、式（２）は、Ｕｐｌｉｎｋ帯域内に存在できるサブキャリア数を示す。
Figure 0005734960
 また、式（１）におけるｋ（−）は、式（３）で定義される。
Figure 0005734960
さらに、
ｌは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを時間軸方向で識別するために付与された連番である。
ｋは、Ｕｐｌｉｎｋ帯域内に存在できるサブキャリアの周波数を識別するために付与された連番である。なお、このＳＣ−ＦＤＭＡ方式におけるＯＦＤＭ変調器に割り当てられていないサブキャリア（例えば、同じＵｐｌｉｎｋ帯域内で他の送信装置が使用するサブキャリア）も含んでいることに注意する必要がある。
ａｋ，ｌは、Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ（ｋ，ｌ）の内容（つまり周波数スペクトルデータ）である。このＳＣ−ＦＤＭＡ方式のＯＦＤＭ変調器に割り当てられていないサブキャリアに関するＲｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔも含まれるが、それらは値が０となる。
Δｆは、サブキャリアの周波数間隔で、１５ｋＨｚに固定されている。
（ｋ＋１／２）Δｆは、ｋ番目のサブキャリアに関する帯域中央からのオフセット周波数である。
ＮＣＰ，ｌは、Ｂａｓｉｃ ｔｉｍｅ ｕｎｉｔ単位で表したＣｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘの長さである。
Ｔｓは、Ｂａｓｉｃ ｔｉｍｅ ｕｎｉｔの時間長で、１／（３０．７２ＭＨｚ）である。
ＮＣＰ，ｌＴｓは、ｌ番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに関し、先頭に付くＣｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘの時間長である。
関連して図６には、サブキャリア周波数−時間平面上での周波数スペクトルデータの配置を表す、Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ を示す。
ここでは説明のため、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式のＯＦＤＭ変調に割り当てられているサブキャリアの数をＮとする。これらは連続して隣接するサブキャリアに割り当てられることから、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式のアナログベースバンド信号中（ｋｓ，・・・，ｋｓ＋Ｎ−１）番のサブキャリアに割り当てられるとし、ａｋ（−），ｌをｚ（ｋ−ｋｓ）を用いて、式（４）のように定義する。
Figure 0005734960
また、特定のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに注目することとし、ｌの表記は省略する。さらに、簡略化のためＣｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘを省略すると、式（１）は式（４）を代入して式（５）のように表すことができる。ただし、ここでｍ＝ｋ−ｋｓである。
Figure 0005734960
 ここで、逆フーリエ変換に離散逆フーリエ変換を導入する。式（５）はあるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに関するアナログベースバンド信号を表しているが、逆フーリエ変換を離散逆フーリエ変換に置き換えることは、デジタルベースバンド信号としての表示に置き換えることに対応する。
Δｔ＝１／（Ｎ・Δｆ）、ｔ＝Δｔ・ｎ（ｎは整数）とすると、離散逆フーリエ変換は １ ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル毎に実行されるので、以下の式（６）に示す関係が成り立つ。
Figure 0005734960
 式（６）を式（５）に代入すると式（７）が得られる。ただし、ここでｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１である。
Figure 0005734960
式（７）は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式のデジタルベースバンド信号生成において（ｋｓ，・・・，ｋｓ＋Ｎ−１）番目に配置されたＮ個のサブキャリアが使用される場合、これらＮ個のサブキャリア分について逆フーリエ変換を行って波形信号を生成し、そこへ、複素数のデジタル波形であるデジタルＬＯ信号を乗算しても同様の結果が得られることを示している。すなわち、逆フーリエ変換によって生成される波形信号が、以下の式（８）によって表され、デジタルＬＯ信号が、以下の式（９）によって表されている。
Figure 0005734960
Figure 0005734960
デジタル周波数変換器１０７では、上記に基づいてデジタル周波数シンセサイザ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＯＳＣ）２０２がデジタルＬＯ信号を生成し、複素乗算器（Ｍｕｌｔ）２０１が乗算を実行する。
以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。
例えば、第２の実施形態では、本発明のＯＦＤＭ変調器がＳＣ−ＦＤＭＡ方式の送信装置に応用されることを説明したが、他の方式の送信装置に用いられてもよい。
この出願は、２０１０年４月１３日に出願された日本出願特願２０１０−９２３１８号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
（付記１）
夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、
前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
（付記２）
夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、
前記第２回路は、シフトされる周波数に相当するデジタル信号を生成し、前記波形データに対して前記デジタル信号を乗算することによって、当該波形データを周波数シフトし、
前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
（付記３）
夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、
前記第１回路は、各々の前記複素データに対して逆離散フーリエ変換を行うことによって前記波形データを生成し、
前記第２回路は、シフトされる周波数に相当するデジタル信号を生成し、前記波形データに対して前記デジタル信号を乗算することによって、当該波形データを周波数シフトし、
前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
（付記４）
付記１乃至３いずれか一つに記載のＯＦＤＭ変調器であって、
取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換する第５回路と、
前記第５回路によって変換された複数の前記多値シンボルデータから、離散フーリエ変換によって複数の周波数スペクトルデータを抽出する第６回路と、
前記第６回路から取得した前記周波数スペクトルデータに対して予め定められた前記サブキャリアを割り当てて出力する第７回路を備え、
前記第１回路は、前記第７回路から出力された前記周波数スペクトルデータの夫々を前記複素データとして取得し、取得された前記周波数スペクトルデータから前記波形データを生成することを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
（付記５）
付記１乃至４いずれか一つに記載のＯＦＤＭ変調器であって、
間引かれた出力波形のサンプリング点数に関する情報に基づいて、前記波形データを補間する第８回路を備えることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
（付記６）
夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備える変調器を有するＯＦＤＭ送信装置であって、
前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
（付記７）
第１回路が、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する工程と、
第２回路が、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする工程と、
第３回路が、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる工程と、
第４回路が、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする工程と、を含み、
前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調方法。
（付記８）
ＯＦＤＭ変調器のコンピュータに、
第１回路が、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する処理と、
第２回路が、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする処理と、
第３回路が、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる処理と、
第４回路が、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする処理と、を実行させ、
前記第１回路に、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成させ、
前記第２回路に、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトさせるためのプログラム。

Claims (8)

  1. 夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
    前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
    取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
    前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、
    前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
    前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
  2. 夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
    前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
    取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
    前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、
    前記第２回路は、シフトされる周波数に相当するデジタル信号を生成し、前記波形データに対して前記デジタル信号を乗算することによって、当該波形データを周波数シフトし、
    前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
    前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
  3. 夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
    前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
    取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
    前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備え、
    前記第１回路は、各々の前記複素データに対して逆離散フーリエ変換を行うことによって前記波形データを生成し、
    前記第２回路は、シフトされる周波数に相当するデジタル信号を生成し、前記波形データに対して前記デジタル信号を乗算することによって、当該波形データを周波数シフトし、
    前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
    前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
  4. 請求項１乃至３いずれか一項に記載のＯＦＤＭ変調器であって、
    取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換する第５回路と、
    前記第５回路によって変換された複数の前記多値シンボルデータから、離散フーリエ変換によって複数の周波数スペクトルデータを抽出する第６回路と、
    前記第６回路から取得した前記周波数スペクトルデータに対して予め定められた前記サブキャリアを割り当てて出力する第７回路を備え、
    前記第１回路は、前記第７回路から出力された前記周波数スペクトルデータの夫々を前記複素データとして取得し、取得された前記周波数スペクトルデータから前記波形データを生成することを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
  5. 請求項１乃至４いずれか一項に記載のＯＦＤＭ変調器であって、
    間引かれた出力波形のサンプリング点数に関する情報に基づいて、前記波形データを補間する第８回路を備えることを特徴とするＯＦＤＭ変調器。
  6. 夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する第１回路と、
    前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする第２回路と、
    取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる第３回路と、
    前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする第４回路を備える変調器を有するＯＦＤＭ送信装置であって、
    前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
    前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
  7. 第１回路が、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する工程と、
    第２回路が、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする工程と、
    第３回路が、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる工程と、
    第４回路が、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする工程と、を含み、
    前記第１回路は、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成し、
    前記第２回路は、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトすることを特徴とするＯＦＤＭ変調方法。
  8. ＯＦＤＭ変調器のコンピュータに、
    第１回路が、夫々に異なるサブキャリアが割り当てられた複数の複素データを取得し、当該取得された複数の前記複素データから波形データを生成する処理と、
    第２回路が、前記第１回路によって生成された前記波形データを取得し、当該波形データを周波数シフトする処理と、
    第３回路が、取得したビット列を、複数の多値シンボルデータに変換し、前記多値シンボルデータの夫々に異なる前記サブキャリアを割り当てる処理と、
    第４回路が、前記第３回路から取得した複数の前記多値シンボルデータの一部を選択し、選択された前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアを周波数シフトして出力し、取得した複数の前記多値シンボルデータのうち、実部または虚部の少なくとも一方が０ではない前記多値シンボルデータに割り当てられた前記サブキャリアが局在する周波数帯域を定め、当該周波数帯域に含まれる前記サブキャリアの中央値を０に周波数シフトする処理と、を実行させ、
    前記第１回路に、前記第４回路から出力された前記多値シンボルデータの夫々を前記複素データとして取得し、当該多値シンボルデータから前記波形データを生成させ、
    前記第２回路に、前記第４回路によってシフトされた周波数分、当該波形データを逆方向に周波数シフトさせるためのプログラム。
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