JP5643496B2 - ブラシレスモータの駆動装置及びブラシレスモータを適用した電動車両 - Google Patents

Description

本発明は、センサレスで駆動するブラシレスモータの始動方式を決定し、さらに逆回転状態から始動して正回転制御に移行する方法に関するものである。

広範囲の可変速制御の用途ではブラシレスモータが採用されており、位置センサとしてホールＩＣを使用して駆動するものが一般的である。例えば電動バイクでは上り坂や下り坂で車両が後進や前進する状態からのスムーズな発進性能が求められ、どのような状態においても脱調などの不連続の制御は許されない。この様な応用では、ロータの位置検出を確実に行う必要があって位置センサが必須とされてきた。位置センサはモータの始動前にあらかじめモータがどの方向にどれ位回転しているかという情報も得られ、その検出結果に基づいてモータの始動方法を選択することが可能である。
一方、例えば特許２７２２７５０号に提案されているように、位置センサの代わりにモータの巻き線に誘起する逆起電圧を利用して制御するセンサレス駆動方式が考えられているが、この方式はモータの停止時には逆起電圧が得られず、また低速時も逆起電圧が小さくまた不安定なため、上記のような多様な始動の要件を満たすことが出来なかった。

このような状況に対し、特開２００８−１４１８９７では逆起電圧の測定のタイミングを工夫することによって、始動の通電から逆起電圧を適用した転流制御を可能にして、始動時の負荷変動にも柔軟に対応する始動を実現する方法が提案されている。この方法は停止時からの始動制御を非常にスムーズに行うことを可能にしているが、始動前にロータが何らかの外力で回転しているときにこれを検出して始動する手段、さらには始動前に逆回転方向に運動していてこれを検出して、制動し停止させスムーズに正回転に持っていく逆回転からの制御手段はなかった。

特開２００５−６５４９１には始動前にロータが外力で回転している場合に、三相巻き線の端子に生じる逆起電圧を測定することによってロータの停止状態と回転方向を検出する手段が開示されている。三相の巻き線のそれぞれの逆起電圧の相対的な大きさとその変化の方向からロータの回転方向を判定し、三相の逆起電圧がゼロに等しければロータが停止していると判定する。しかしながらこの方法においてもいくつかの課題が残る。ひとつは逆起電圧の変化方向を検知しかつ相対的な大きさを検出しなければならないため、比較的大きな逆起電圧でないと判定できないことである。これはロータが低速で回転していても停止と判断してしまい、誤動作の大きな要因になる。更にこの手段によって回転方向が検知できても、次の正回転駆動、或いは逆回転状態からの制動駆動のための通電相を決定するステップが必要になることである。更に、逆回転から制動駆動して停止に至ったときの、通電状態にあって停止判断を行う手段が無いことである。

これらの課題があるために始動前に回転方向を検出しても、そのまま連続してスムーズに始動制御する手段、特に始動前に逆回転方向を検出して制動制御して停止させ、さらに正回転に連続的に持っていく逆回転からの制御手段を実現することが出来なかった。このような性能では、上り坂や下り坂などで意図しない後進や前進する状態から、安全にスムーズな発進性能が要求される電動車両のような用途に適用することは不可能であった。

特許２７２２７５０号 特開２００８−１４１８９７号 特開２００５−６５４９１号

発明が解決しようとする課題

本発明はこの様な事情に鑑みてなされたもので、センサレス駆動方式において、始動前のブラシレスモータの回転状態を検知して適切な始動方式を決定して且つ、特に逆回転状態を検知した場合の逆転制動制御を実現して制動停止させ、更に連続してスムーズな正回転加速に引き継ぐ手段を提供することにある。

課題を解決するための手段

上記目的を達成するため、請求項１に記載のブラシレスモータの駆動装置は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、この出力端に接続されたブラシレスモータと、パルス幅変調回路（以後ＰＷＭ回路と呼ぶ）を介して上記インバータ回路に接続され、ステータ巻き線に誘起する逆起電圧を参照してパルス幅変調信号（以後ＰＷＭ信号と呼ぶ）が前記インバータ回路の電源側のスイッチング素子をオンオフして駆動電力を供給する駆動電力制御手段を備えた通電制御回路とを具備したブラシレスモータ駆動装置において、上記通電制御回路は、上記ステータ巻き線の端子電圧が第一の基準電圧以上に達してハイ期間信号を出力し、第一の基準電圧以下の低電圧の第二の基準電圧以下に達してロー期間信号を出力する逆起電圧極性信号検出手段を備え、三相の巻き線端子電圧を、所定の電圧、望ましくは上記インバータ回路のフライホイールダイオードの順方向電圧相当の電圧を加算して増幅する加算演算回路を介して上記逆起電圧極性信号検出手段に与える構成とし、ステータ巻き線に通電する前の始動時において三相巻き線のそれぞれの上記逆起電圧極性信号を検出して上記ハイ期間信号とロー期間信号の発生順序と発生位置からロータの回転方向と始動駆動相とを決定する始動方式とし、通電前の始動時に上記始動方式が決定されて逆回転方向とその制動の通電相が決定された場合、通電の開始とともに上記逆起電圧極性検出手段を上記ＰＷＭ信号のオフ期間のタイミングに同期して逆起電圧極性信号を検出する手段となし、この逆起電圧極性信号から逆回転の制動の通電相と転流タイミングを決定して制動の通電制御を継続し、さらに制動の通電制御によって上記転流タイミングが一定期間検出されなければロータ停止と判定することを特徴とする。
なお、好ましくは、ロータ停止と判定された場合には、既知のロータ停止位置決定手段に引き継いで始動する方式とする。

請求項２は、請求項１の三相巻き線の端子電圧を測定する方法にあって、各相の端子を１００ｋΩ程度の高抵抗で接地して測定することを特徴とする。各相の電圧はインバータ回路のフライホイールダイオードの順方向電圧で接地電位にクランプされ、さらに通電制御回路の入力抵抗の影響を受ける。本発明は各相の端子電圧を他の測定法、例えば測定端子に対してその他の端子を接地して測定して実施することも可能であるが、直接接地することによって有意に大きな電流が流れて不要なトルクを発生するので、本例の高抵抗で接地する手段が最も好都合である。
以下の説明では各相に誘起する逆起電圧をＥｕ，Ｅｖ，Ｅｗとし各相の端子電圧をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとして説明するが、端子電圧も測定条件によって位相の変化があるものの逆起電圧であり、理解を容易にするために両方を逆起電圧と呼ぶこともある。

図１の（イ）は三相の巻き線をＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする時の各相に誘起する逆起電圧の波形を示す。逆起電圧の大きさは回転速度に比例し、ロータの磁極とステータのそれぞれの相との相対位置を表す電気角θで決まる。ここでは電気角のプラス方向をロータの正回転方向としてあらわしている。図１（ロ）は各相の端子を１００ｋΩで接地した状態で、ロータが何らかの外力に影響されて回転している時の、各相の端子で測定される波形の例である。誘起する逆起電圧をＥｕ＝Ｅ×ＳＩＮθ、Ｅｖ＝Ｅ×ＳＩＮ（θ−１２０°）、Ｅｖ＝Ｅ×ＳＩＮ（θ−２４０°）とするとき、各相の端子電圧は以下の式で表現される。
−３０°≦θ≦９０°
Ｖｕ＝Ｅｕ−Ｅｖ−Ｖｆ＝√３×Ｅ×ＳＩＮ（θ＋３０°）−Ｖｆ
Ｖｖ＝−Ｖｆ
Ｖｗ＝Ｅｗ−Ｅｖ−Ｖｆ＝√３×Ｅ×ＣＯＳθ−Ｖｆ
９０°≦θ≦２１０°
Ｖｕ＝Ｅｕ−Ｅｗ−Ｖｆ＝√３×Ｅ×ＳＩＮ（θ−３０°）−Ｖｆ
Ｖｖ＝Ｅｖ−Ｅｗ−Ｖｆ＝−√３×Ｅ×ＣＯＳθ−Ｖｆ
Ｖｗ＝−Ｖｆ
２１０°≦θ≦３３０°
Ｖｕ＝−Ｖｆ
Ｖｖ＝Ｅｖ−Ｅｕ−Ｖｆ＝−√３×Ｅ×ＳＩＮ（θ＋３０°）−Ｖｆ
Ｖｗ＝Ｅｗ−Ｅｕ−Ｖｆ＝−√３×Ｅ×ＳＩＮ（θ−３０°）−Ｖｆ
・・・・・以上の式をまとめて（１）とする。

この（１）に示す各相の端子電圧を第一の基準電圧と第二の基準電圧で比較して逆起電圧極性信号、Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐを検出する。それぞれハイ期間信号はＵｐｕ，ロー期間信号をＵｐｄとし、Ｖｐ，Ｗｐについても同様とする。第一の基準電圧は誘起電圧の発生の有無を検出する閾値としてノイズなどの外乱に影響されない有意な大きさの値とし、端子電圧が第一基準電圧以下で検出されない場合はロータの停止と判断される値に設定する。第二の基準電圧は第一の基準電圧以下の低い電位に設定され、上記第一基準電圧で検出された端子電圧に対して検出して、端子電圧が減少する方向にあって極性が反転するタイミングに近い位置で検出される値とする。

この関係を図２で説明する。真の極性反転点をＶｕ＝−Ｖｆとして、大きさの異なる三種類の逆起電圧（端子電圧）波形を例に示す。逆起電圧（端子電圧）の大きな二つの波形は第一の基準電圧で検出され、従って第二の基準電圧でも検出されてロータが回転している事が確認される。最も小さい逆起電圧（端子電圧）の波形は第一の基準電圧に達しないため第二の基準電圧でも検出されず、ロータは停止していると判断される。第一の基準電圧で検出される検出点の電気角は逆起電圧（端子電圧）の大きさに影響されるが、第二の基準電圧で検出される検出点ではその影響は相対的に小さく、極性反転点のタイミングに近い位置で検出される。更に第一の基準電圧で検出される検出点は逆起電圧の増加するタイミングで検出され、第二の基準電圧で検出される検出点は逆起電圧の減少するタイミングで検出される特徴がある。また、この場合の極性反転点は後述するように最適の転流タイミング（θ＝３０°）と一致しており、特に第二の検出点は最適の転流タイミングに近く、通電相決定に利用する。図１の（ホ）と（ヘ）はこのようにして得られる逆起電圧極性信号の例である。

ここで、図１の（ハ）と（ニ）は、三相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に与える駆動電力の通電相とその通電で生じるトルクをあらわし、この関係から始動の通電相が決定される。（ハ）に示す通電相のＵ→ＶはＵ相からＶ相に通電することを示し、その発生トルクをＴｕｖで示す。またトルクは正回転の加速方向のトルクを正トルク、減速方向のトルクを負トルクで現している。電気角をθとして原点をＵ相におくと、下式で表すことが出来る。
逆起電圧Ｅｕ ∝ ＳＩＮθ （２）
トルクＴｕｖ ∝ ＣＯＳ（θ−６０°） （３）
他の相についても同様であり、θ＝６０°で最大トルクとなるので、その前後のθ＝３０°と９０°で（ニ）に示す順序で通電相を変えれば最大効率の駆動が実現される。

さて、ロータの正回転は電気角がプラス方向なので、（ホ）の逆起電圧極性信号はこの図の右方向に変化してＵｐ，Ｖｐ，Ｗｐの順序で発生し、逆回転では電気角がマイナス方向に変化するので（ヘ）に示すように上記の逆の順序で発生する。このように少なくも逆起電圧極性信号を二回検出すればその発生順序から回転方向を検出することが可能である。順序の測定はこれに限るものではないが、ハイ期間信号どうし、或いはロー期間信号どうしで行う、即ちＵｐｕ，Ｖｐｕ，Ｗｐｕ，或いはＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄで行うのが簡便である。

次に、それぞれの始動の通電相を決める方法を図１の（ホ）と（ヘ）で説明する。図１の（ホ）の正回転方向の電気角がプラス方向では、例えばＡ点から測定を開始すると、Ｕｐ、Ｖｐの順に立上り（Ｕｐｕ，Ｖｐｕ）が検出され、Ｕｐの立下り（Ｕｐｄ）、Ｗｐの立上り（Ｗｐｕ）、Ｖｐの立下り（Ｖｐｄ）の順序で検出される。最初の立上りは測定開始位置に影響されるが、立下りのタイミングはより真性の極性反転点に近いので、立下りのタイミングを利用する。ここでは二番目の立下り（図１（ホ）のＶｐｄ）を始動の通電開始のタイミングとする場合について説明する。このときの始動通電相は図１の（ハ）に示す最適通電相を参照して選択され、この例ではＶｐｄが検出された位置の通電相がＷ→Ｕなので、次のＷ→Ｖが選択される。この通電のトルクＴｗｖは正回転方向で、かつ無通電のＵ相が次の転流タイミングを検出する窓の状態にあるので、既知の正回転の転流制御手段に引き継ぐことが出来る。

逆回転状態からのスタートを（ヘ）で説明する。電気角がマイナス方向に変化するので、例えばＢ点から測定を開始すると、上記同様に最初の立下り点Ｗｐｄ、次の立下り点Ｖｐｄの順序で検出されてこの順序から逆回転方向が検出され、さらに（ハ）の通電相を参照してＶｐｄの位置の通電相Ｕ→Ｗの次（電気角のマイナス方向の）のＵ→Ｖが選択される。さらに、この場合は制動トルクなので通電方向を反転してＶ→Ｕとする。このトルクＴｖｕは、Ｖｐｄのタイミングで通電されると図１（ニ）のトルク曲線からわかるように、ロータが更に逆回転方向に変化すれば制動力が増す方向に作用する。この制動の始動に連続して制動の通電制御する手段は後述する。

以上説明したように、ロータに何らかの外力が働いて正転、或いは逆転している状態を検出して、それぞれの始動の通電相を決定していずれの場合も適切な始動駆動をさせることが可能になる。ロータの回転によって誘起される逆起電圧（端子電圧）が第一基準電圧以下で、Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの逆起電圧極性信号が一定時間検出されないときは、ロータの停止状態と判定し、この場合は既知のロータの停止位置からの始動方法に引き継がれる。既知の方法としては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に発生トルクの非常に小さい程度の短パルスを与えて、各相に流れる電流量を比較することによって始動の通電相を決定する方法が一般的である。逆起電圧極性信号の発生順序を検出する手段は上記の目的にかなう限り拘らないが、好ましくは数ｋｈｚ以上の一定の周期の高速のパルスでＵ相、Ｖ相、Ｗ相を、第一基準電圧、第二基準電圧毎に切り替えて測定して各相の逆起電圧極性信号の発生順序を確定する方法が好便である。

逆起電圧（端子電圧）を適正な形で増幅して感度を上げることによって、ロータがより低速で逆起電圧の小さい場合にもロータの正回転、逆回転、及び停止状態を正確に判定し、且つ的確に通電相を決定できるようにしたものである。請求項２の手段における各相の端子電圧の測定では極性反転点が−Ｖｆにあるので、逆起電圧が小さい場合には逆起電圧が−Ｖｆに隠れてしまって微少にロータが回転していても停止と判断されてしまう。この期間にロータが移動して他の通電相に移行してしまって正しい通電相を選択できない状態、いわゆる転流ミスが生じうるが、この危険を解消するため、すでに述べた逆起電圧の式（１）でＶｕは−Ｖｆ以上で有効な信号なのでこの信号が有効に利用できるように加算増幅器を使って、Ｖｆ相当を加算して増幅する。

加算増幅器の出力をＶｕとすると、
Ｖｕ＝√３×Ｅ×ＳＩＮ（θ＋３０°）×増幅度
又は＝√３×Ｅ×ＳＩＮ（θ−３０°）×増幅度 （５）
となり逆起電圧が小さくても極性反転点は−Ｖｆの中に埋もれることなく検出することが可能になる。極性反転点はＶｕ＝０でθ＝±３０°の位置に現れる。この手段によって、ロータの停止と判断された状態で通電相が意図しない他の相に移動してしまう危険を殆ど解消できる。
この手段は、更に後述するように始動前の無通電時だけでなく始動後の通電時にも適用して確実な転流を実現する。後述するようにこの時のＵ相の端子電圧Ｖｕは
Ｖｕ＝３Ｅｕ／２−Ｖｆ／２ Ｖｕ≧−Ｖｆ （６）
とすることが出来、加算増幅器を介した出力Ｖｕは
Ｖｕ＝（３Ｅｕ／２−Ｖｆ／２＋Ｖｆ）×増幅度
＝（３Ｅｕ／２＋Ｖｆ／２）×増幅度 （７）
となる。Ｖｖ，Ｖｗについても同様に１２０°の位相差を持って表現できる。
以上の結果を増幅度＝８にした時の例を図３に示すが、無通電では極性反転点はＶｕ＝０でθ＝＋３０°と２１０°にあり、通電時にはＶｕ＝約１．７５Ｖでθ＝０°と１８０°にあって、逆起電圧はこの極性反転点の電圧を中点として発生するので、この近傍に第一の基準電圧と第二の基準電圧を設定することにより、より小さな逆起電圧の状態の検出が可能になる。実際の回路構成ではノイズの影響の無い範囲で上記加算増幅器の増幅度を高く設定することが望ましく、後述する電動バイクに適用した実施例で説明する。

通電状態にあっても請求項２に述べた逆起電圧極性信号検出手段を適用できるようにして、特に逆回転状態が検出された場合に、制動の始動通電に引き続いて制動の通電制御を行って減速して停止に持っていき、停止時の通電相情報を基に連続して、既知の正回転の通電制御手段にスムーズに引き継ぐようにしている。

上記通電制御回路はＰＷＭ回路を介してインバータ回路に接続され、ＰＷＭ信号がインバータ回路の電源側のスイッチング素子をオンオフして駆動電力を供給する駆動電力制御手段とし、三相の巻き線端子電圧を所定の電圧、好ましくは上記インバータ回路のフライホイールダイオードの順方向電圧相当の電圧を加算して増幅する加算演算回路を介して逆起電圧極性検出手段に与える構成として、始動時には上記の逆起電圧極性信号を検出して上記始動方式を決定し、逆回転状態が検出されて制動の始動通電をおこなうと共に、上記逆起電圧極性信号検出手段をＰＷＭ信号のオフ期間の通電しないタイミングに同期して逆起電圧極性信号を検出する手段となし、検出される逆起電圧極性信号を転流タイミングとして逆回転の制動の通電制御を行い、上記転流タイミングが一定時間検出されなくなってロータの停止状態と判断されたら、停止時の通電相情報を基にして、連続して正回転の通電制御に切り替えることを特徴とする。

図４の（イ）は通電時に三相の端子で観測される電圧を示し、ここではＵ相を用いて説明する。Ｕ相の端子電圧はＰＷＭのオンオフ信号が重畳し、Ｕ相が通電状態ではＰＷＭ信号のオンオフで電源電位（Ｖｄ）と接地電位を繰り返し、Ｖ相とＷ相が通電状態でＵ相が無通電のフローティング状態では、ＰＷＭ信号のオン時ではＶｄ／２の電位に逆起電圧成分が重畳し、ＰＷＭ信号のオフ時では相の一端が接地されて、すでに述べた式（６）の逆起電圧（端子電圧）が現れる。従って、それぞれをＶｏｎ、Ｖｏｆｆとして、ＰＷＭ成分を外して記述すると、下記のようになる。
Ｖｏｎ＝逆起電圧成分＋Ｖｄ／２
Ｖｏｆｆ＝逆起電圧成分−Ｖｆ／２ 但しＶｏｆｆ≧−Ｖｆ
さらに、Ｖｏｆｆにインバータ回路のフライホイールダイオードの順方向電圧相当の電圧を加算して増幅する加算演算回路を介して逆起電圧極性信号検出手段に与える方法を適用すれば
Ｖｏｆｆ＝（逆起電圧成分＋Ｖｆ／２）×増幅度 Ｖｏｆｆ≧０Ｖ
となり、通電時にあってもＰＷＭ信号のオフ時の相の端子電圧を使うことによって、加算演算回路を用いる方法がすべて適用可能になる。図３に示したように逆起電圧は極性反転点の電位を中心に生起するので、第一基準電圧と第二基準電圧をこの極性反転点の電位をはさむように設定することによって、この第一基準電圧と第二基準電圧に挟まれる大きさの逆起電力の範囲を通電状態におけるロータの停止位置判断に利用する。また、第一の基準電圧、第二の基準電圧共に極性反転点近傍の電位で検出されるので、どちらの検出点も通電状態の通電相を決定するタイミングに利用可能になり、これを逆回転時の制動通電の通電相と通電タイミングとして使う。以上の手段によって、逆回転時の制動の通電制御を実現し、且つ通電状態にあってもロータの停止状態の判断が可能になり、かつ停止時の通電相情報を基にして容易に正回転の制御に引き継ぐことを可能にする。

本実施形態の手段を実現する核心は、逆回転時の制御における転流タイミングとして広い電気角の範囲を許容したことにある。正回転における通電相切り替えの転流タイミングは最大トルクを与える位置を検出することが重要であったが、逆転時の制御では逆転状態を早く検出することが重要で、そしてその位置の制動の通電相を決定することである。すでに述べた図１の（イ）と（ニ）の逆起電圧と発生トルクの関係、例えばＵ相の逆起電圧とトルクＴｕｖの関係から明らかなように、逆起電圧極性反転点のθ＝０°近傍から最悪でも、逆起電圧が最大値となるθ＝９０°近傍までＴｕｖのトルクは反転トルクにならないのでこの範囲を転流タイミングとして許容できる。即ち本発明の転流タイミング検出手段は、逆起電圧の最大を示す位置θ＝９０°のの近傍まで検出可能であり、微少な逆起電圧であっても検出を容易にし、更に逆起電圧を増幅して感度の高い状態で使うことを可能にしている。実際の回路構成においてはノイズその他の外乱に影響されない範囲で出来るだけ高い増幅度で極性反転点の近傍の逆起電圧を拡大し、極性反転点である上記仮想中点をはさんで仮想中点に近い第一の基準電圧、第二の基準電圧を設定することによって、ロータのわずかな変化でも極性反転点を通過すれば検知可能になる。更に具体的な手段については後述の実施例にて説明する。

請求項３は請求項１にのべた逆回転から制動によって減速し、逆起電圧極性信号による転流タイミングが検出されなくなってロータの停止状態と判断された場合、あるいは、ロータに外力が働いて正回転の通電をしているのに関わらず転流タイミングが検出されなくなって停止状態と判断された場合の手段である。通電状態にあって外力で停止している状態は不安定状態で次の瞬間には正回転か逆回転かのどちらかの状態に変化すると想定されるので、通電状態を保ったまま、正回転の通電の転流タイミング検出と、逆回転の制動通電の転流タイミング検出を短い期間で切り換えて行い、どちらか転流タイミングの検出された方の通電制御にすることを特徴とする。この手段によって、さまざまな外力変化があってもロータの停止状態から正回転への引継ぎをさらに確実にスムーズに実行できるようになる。

以上を総合した制御フローを図５に示す。発進指令が出されると、請求項１及び請求項２の手段で、逆起電圧の測定から逆起電圧極性信号によってロータの回転状態▲１▼が判定され、停止状態▲２▼にあれば、以降を既知のロータ位置検出▲３▼手段によって通電相が決定されて始動し、転流制御▲４▼にはいる。逆起電圧極性信号から正回転状態▲５▼が検出されると、同時に確定される通電相と通電タイミングで転流制御▲４▼に引き継ぐ。同様に逆回転状態▲６▼が検出されると、始動の通電相と始動タイミングが与えられて制動始動▲７▼をおこなう。始動後は制動通電が継続されてロータ停止判断▲８▼が行われる。一定時間逆転の転流タイミングが検出されなければ、正回転の通電▲９▼を行う。このまま正転の転流タイミングが検出されれば正転の転流制御▲４▼に引き継がれ、転流タイミングが一定期間検出されない場合は、ロータが外力に対抗し切れない停止と判断▲１０▼して、制動通電▲８▼と正回転通電▲９▼の通電タイミング検出を短期間繰り返して行い▲１１▼、この正回転通電の期間に転流タイミングが検出されれば転流制御▲４▼に引継ぎ、制動通電の期間に逆起電圧極性信号が検出されれば制御通電▲８▼に戻す。

以上のように、逆起電圧をロータの極めて低速の状態から検出して、正回転、逆回転、停止状態を判断し、それぞれの状態から正回転に移行させる連続制御を可能にしている。また、正回転の転流制御で何らかの原因で外力が働いてロータが停止する状態▲１２▼も同様に、転流タイミングが一定期間検出されないロータ停止判断▲１０▼の状態に戻すことができるので、ほぼあらゆるロータの回転状態でもセンサレス制御が可能になる。

本発明を電動バイクの駆動用モータに適用した実施例を図６の機能ブロック図を用いて説明する。直流電源１は４８Ｖのバッテリでインバータ回路２を介してブラシレスモータ（以下モータという）３に電力を与える。モータ３はステータ巻線が５１極、ロータ磁極が４８極２４ポールペアで、ステータは車軸に固定され、ロータが車輪の一部になる直接駆動方式である。定格電圧４８Ｖ、定格電流２０Ａで最大回転速度４００ＲＰＭ、逆起電圧係数は０．１Ｖ／ＲＰＭである。車輪直径は５０ｃｍで４００ＲＰＭで時速３６ｋｍに達する。５はインバータ回路のスイッチング素子のドライバ回路になる。

６は、外部からの始動、加速、減速の運転指令信号９を受けて、モータの三相巻き線の端子電圧を逆起電圧変換回路７で変換して入力される逆起電圧信号８と、電流検出器４からの通電電流信号とを基に上記インバータ回路２のスイッチング素子をオンオフ制御する通電制御回路である。通電制御回路６は動作周波数８Ｍｈｚのモータコントロール回路内蔵の８ｂｉｔマイクロコンピュータで構成し、多くの機能はソフトウエアで対応した。

逆起電圧変換回路７は、図６（ロ）に示すように、モータからの端子電圧を抵抗分割回路７ａを介して分割した信号と、加算増幅器７ｂを介して増幅した信号をタイミング信号Ｔ１で切り替えて出力する。抵抗分割回路７ａは分割比を１／１０とし、加算増幅器７ｂは加算電圧Ｖｒ＝０．５ボルト、Ｒ１＝３２０ｋΩ、Ｒ２＝３０ｋΩとして、増幅度を８倍とした。ツエナーダイオードは５ボルトで加算増幅器７ｂの保護のためである。従って逆起電圧信号８は
Ｖｏｎ＝逆起電圧／１０＋２．４ボルト ：ＰＷＭオン時
Ｖｏｆｆ＝逆起電圧×８＋１．２ボルト ：ＰＷＭオフ時 である。
タイミング信号Ｔ１で切り替えて、正回転時（正回転制御時における停止時も含む）はＶｏｎ信号を、逆回転時（逆回転制御時の停止時を含む）はＶｏｆｆを出力する。

運転指令信号９は運転制御回路６ａに入力されて始動信号を始動制御回路６ｂに与え、且つ加減速の運転指令をデューティ比指令信号に変換してＰＷＭ回路６ｆに与える。
運転指令信号９から始動指令が与えられると、始動制御回路６ｂは回転方向判定回路６ｄと転流タイミング検出回路６ｇを起動し、Ｔ１で逆起電圧変換回路７は加算増幅器７ｂの信号を選択すると共に、転流タイミング検出回路６ｇはＴ２のタイミングに同期して逆起電圧極性信号を検出して回転方向を検出する。Ｔ２は始動方式決定に使われるタイミング信号で約５ｋｈｚの周期のタイミングでＵ相，Ｖ相，Ｗ相の逆起電圧信号８を繰り返し測定して逆起電圧極性信号を検出する。回転方向判定回路６ｄは約１００ｍｓの間、逆起電圧極性信号が検出されなければ始動制御回路６ｂに信号を戻し、始動制御回路６ｂは既知の手段であるロータ初期位置検出回路６ｃを駆動し、通電相分配回路６ｅを介してトルクを生起しない程度の短パルスをモータの各相に通電してその通電量を電流検出器４から測定してロータの停止位置と通電相を決定して正回転の始動の通電を開始する。

回転方向判定回路６ｄが正回転、或いは逆回転を検出すると、それぞれ通電相を決定して通電相分配回路６ｅに送って正回転通電制御、或いは逆回転の制動通電制御が開始される。この時、Ｔ１は正回転の場合は抵抗分割回路７ａの信号を選択し、逆回転の場合は加算増幅器７ｂの信号を選択して出力する。更に転流タイミング検出回路６ｇもＰＷＭ回路６ｆからのＰＷＭ信号と駆動相分配回路６ｅで決定されるタイミングＴ３に変更して転流タイミングに同期して次の転流タイミングが検出される。

転流タイミング検出回路６ｇは、逆起電圧信号８を受けて転流タイミングを検出する相を選択する相選択回路６ｇ１と選択された相の転流タイミング判断に使われる基準電圧を発生する基準電圧発生回路６ｇ３と、この両方の信号が入力されて転流タイミングを決定する比較回路６ｇ２で構成される。６ｇ４はＴ３のタイミングを計測する回転速度計である。６ｇ３の基準電圧発生回路は必要に応じて、始動方式決定時の基準電圧、逆回転制御時の基準電圧、正回転時の基準電圧、正回転で回転速度によって決まる基準電圧をテーブルとしてもち、それを切り替えて出力する。下表は、本実施例で使った値である。

転流タイミング検出回路６ｇは、始動方式決定の時にはＴ２タイミングに同期して動作するが、始動方式が決定されて通電制御の状態に入ると、Ｔ２は停止してＴ１及びＴ３のタイミングで動作する。Ｔ１は回転方向判定回路６ｄから出力される正逆回転信号である。Ｔ３はＰＷＭ変調回路６ｆからのＰＷＭ信号と通電相分配回路６ｅで決定される通電相の情報を持つ転流タイミング信号である。相選択回路６ｇ１はＴ３の通電相情報によって相を選択し、基準電圧発生回路６ｇ３はＴ１の回転方向情報とＴ３の通電相情報によって基準電圧が選択されて転流タイミング判定が行われる。この時、比較回路６ｇ２はＴ１が正回転を示すときはＴ３のＰＷＭのオンのタイミングで検出を行い、逆回転を示すときはＴ３のＰＷＭオフのタイミングで検出をおこなう。

通電状態にあって、転流タイミング検出回路６ｇから回転方向判定回路６ｄに約１００ｍｓの間検出信号が出力されない場合、転流判定回路６ｄはモータが停止状態にあると判断してＴ１信号を所定の短時間に切り替えて、Ｔ１に同期して逆起電圧変換回路７の出力を正回転と逆回転の信号を切り替えると共に転流タイミング検出回路６ｇの基準電圧発生回路６ｇ３から出力される基準電圧を同様に正回転時の値と逆回転時の値に切り替え、且つ比較回路６ｇ２は正回転ではＰＷＭのオンのタイミングで、逆回転ではＰＷＭオフのタイミングで測定し、正回転か逆回転かどちらかの転流タイミングが検出されるのを待って、転流タイミングの検出された回転方向の駆動制御を継続する。

図７は上記実施例の電動バイクの始動時の運転例で、上り坂の始動で電動バイクが後退する状態から発進した例である。最初の始動方式決定の過程は逆起電圧が小さくて観測できていないが制動の通電の過程が観測できる。Ｕ相→Ｗ相の通電に続いてＵ相→Ｖ相の通電へと引き次がれ、Ｗ相→Ｖ相の通電状態でＵ相の端子電圧は電源電圧の１／２の値に張り付いて転流タイミングの検出されない停止状態になったことが観測される。この間の約１００ｍｓは電動バイクが通電状態にありながら坂道に抗して停止している状態にある。この約１００ｍｓあとに正回転の転流タイミングが検出されて正転の制御に引き継がれている。以上のように本実施例は、電動バイクの始動前の逆回転、正回転、停止状態の様々な発進状態にあってもスムーズに正回転の加速制御に引き継ぐことを可能にしている。
図５に示した様々な状態からの駆動制御をセンサレスのブラシレスモータにおいて実現できていることがわかる。

ブラシレスモータの転流制御を説明する図 逆起電圧極性信号検出を説明する図 逆起電圧極性信号検出を説明する図 通電状態の相端子電圧 全体の制御フロー図 実施例を説明するブロック図（イ），（ロ） 実施例の実測図

１ 直流電源
２ インバータ回路
３ ブラシレスモータ
４ 電流検出器
５ ドライバ回路
６ 通電制御回路
６ａ 運転制御回路
６ｂ 始動制御回路
６ｃ ロータ初期位置検出回路
６ｄ 回転方向判定回路
６ｅ 通電相分配回路
６ｆ パルス幅変調回路
６ｇ 転流タイミング検出回路
６ｇ１ 相選択回路
６ｇ２ 比較回路
６ｇ３ 基準電圧発生回路
６ｇ４ 回転速度計数回路
７ 逆起電圧変換回路
７ａ 抵抗分割回路
７ｂ 加算増幅回路
８ 逆起電圧信号
９ 運転指令信号

Claims (4)

1. 直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、この出力端に接続されたブラシレスモータと、パルス幅変調回路（以後ＰＷＭ回路と呼ぶ）を介して上記インバータ回路に接続され、ステータ巻き線に誘起する逆起電圧を参照してパルス幅変調信号（以後ＰＷＭ信号と呼ぶ）が前記インバータ回路の電源側のスイッチング素子をオンオフして駆動電力を供給する駆動電力制御手段を備えた通電制御回路とを具備したブラシレスモータ駆動装置において、
   上記通電制御回路は、上記ステータ巻き線の端子電圧が第一の基準電圧以上に達してハイ期間信号を出力し、第一の基準電圧以下の低電圧の第二の基準電圧以下に達してロー期間信号を出力する逆起電圧極性信号検出手段を備え、
   三相の巻き線端子電圧を、所定の電圧、望ましくは上記インバータ回路のフライホイールダイオードの順方向電圧相当の電圧を加算して増幅する加算演算回路を介して上記逆起電圧極性信号検出手段に与える構成とし、
   ステータ巻き線に通電する前の始動時において三相巻き線のそれぞれの上記逆起電圧極性信号を検出して上記ハイ期間信号とロー期間信号の発生順序と発生位置からロータの回転方向と始動駆動相とを決定する始動方式とし、
   通電前の始動時に上記始動方式が決定されて逆回転方向とその制動の通電相が決定された場合、通電の開始とともに上記逆起電圧極性検出手段を上記ＰＷＭ信号のオフ期間のタイミングに同期して逆起電圧極性信号を検出する手段となし、この逆起電圧極性信号から逆回転の制動の通電相と転流タイミングを決定して制動の通電制御を継続し、さらに制動の通電制御によって上記転流タイミングが一定期間検出されなければロータ停止と判定することを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
2. 上記三相のステータ巻き線の各端子を高抵抗、望ましくは１００ｋΩ程度の高抵抗で接地して、上記ステータ巻き線の端子電圧が第一の基準電圧以上に達してハイ期間信号を出力し、第一基準電圧以下の低電圧の第二の基準電圧以下に達してロー期間信号を出力する逆起電圧極性信号検出手段としたことを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータの駆動装置。
3. 
   上記通電制御回路は、三相の巻き線が通電制御状態にあって、逆回転もしくは正回転から減速して一定時間転流タイミングが検出されなくなったとき、同じ通電相の通電を継続して、正回転駆動の転流タイミング検出手段と、上記の逆回転の転流タイミング検出手段とを交互に切り換えて、逆回転の転流タイミングが検出された場合は逆回転の制動制御を、正回転の転流タイミングが検出され場合は正回転の通電制御を行うことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータの駆動装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか一に記載のブラシレスモータ駆動装置を含む電動車両。