JP2006034049A - ブラシレスモータの制御装置およびブラシレスモータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 センサレス方式のブラシレスモータを円滑に再起動させることが可能なブラシレスモータの制御装置を提供する。
【解決手段】 本発明は、インバータ回路部２０Ａと、誘起電圧サンプリング部２０Ｂと、擬似誘起電圧検出部２０Ｃと、パルス位置信号検出部２０Ｄと、位相補正部２０Ｅと、通電ロジック制御部２０Ｆとを備えたセンサレス方式ブラシレスモータ１０の制御装置２０に関する。
誘起電圧サンプリング部２０Ｂは、陽極電源線２５ａと固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗとの間に接続され分圧抵抗器２４ｕ１〜２４ｗ２にバイアス電圧をそれぞれ印加するバイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを有し、分圧抵抗器２４ｕ１〜２４ｗ２から全波誘起電圧信号を出力する構成である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ブラシレスモータの制御装置およびブラシレスモータ装置に係り、特に、センサレス方式のブラシレスモータの制御装置およびブラシレスモータ装置に関する。

従来から、ホール素子等の回転位置検出器を用いるのではなく、回転子の定常回転時に固定子巻線に誘起される誘起電圧を検出することによって回転子の回転位置検出を行うようにした所謂センサレス方式のブラシレスモータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

以下、図５乃至図８を参照しながら特許文献１と同様に構成された従来技術に係るブラシレスモータ装置について説明する。図５，図６は従来技術に係るブラシレスモータ装置の構成を示す図であり、図７，図８は図５に示すブラシレスモータ装置における各信号波形を示す図である。

従来のブラシレスモータ装置２０１は、回転子２１２の回転位置を推定するためのアナログ式の回転位置検出回路Ａを有して構成されている。この回転位置検出回路Ａには、固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗに誘起される誘起電圧を検出するための誘起電圧サンプリング部２２０Ｂ（抵抗分圧回路）と、誘起電圧サンプリング部２２０Ｂから出力された誘起電圧信号を積分する擬似誘起電圧検出部２２０Ｃ（ローパスフィルタ）と、擬似誘起電圧検出部２２０Ｃから出力された擬似誘起電圧信号と中性電位を比較するパルス位置信号検出部２２０Ｄ（コンパレータ）が設けられている。

そして、従来のブラシレスモータ装置２０１では、回転位置検出回路Ａから出力された回転パルス位置信号がマイコン２２０Ｅに入力され、このマイコン２２０Ｅにおいて回転パルス位置信号に基づき転流信号が生成されるようになっている。また、マイコン２２０Ｅにより生成された転流信号がドライバ回路２２０Ｆを介してインバータ回路部２２０Ａに出力され、インバータ回路部２２０Ａに設けられたスイッチング素子２２１ａ乃至２２１ｆによる転流動作によって固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗに順次電流が流れるようになっている。そして、固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗに順次電流が流れることにより駆動磁界が生じ、この駆動磁界によって回転子２１２が回転する構成となっている。

ところで、上記ブラシレスモータ装置２０１において、回転子２１２の回転中に何らかの異常が生じた場合には、インバータ回路部２２０Ａのスイッチング素子２２１ａ乃至２２１ｆが全てオフ状態となる。この状態からブラシレスモータ２１０を再起動させるには、インバータ回路部２２０Ａによって転流信号の出力を開始する前に、回転子２１２の回転位置を検出する必要がある。つまり、回転子２１２の回転位置を検出し、この回転子２１２の回転位置に応じて固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗに順次電流を流す必要がある。

ここで、回転子２１２の回転中に何らかの異常が生じたことによってインバータ回路部２２０Ａのスイッチング素子２２１ａ乃至２２１ｆが全てオフとなった状態でも、回転子２１２が惰性で回転をしているときには、回転子２１２の回転に伴ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗに誘起電圧が誘起される。

このとき、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗに誘起される誘起電圧は、図７に示すように、いずれも正弦波となる。例えば、図７の時刻ｔにおいては、Ｕ相の固定子巻線２１１ｕに誘起される誘起電圧およびＷ相の固定子巻線２１１ｗに誘起される誘起電圧はプラスとなり、Ｖ相の固定子巻線２１１ｖに誘起される誘起電圧はマイナスとなる。

そして、インバータ回路部２２０Ａのスイッチング素子２２１ａ乃至２２１ｆが全てオフとなった状態では、上記時刻ｔの各相の固定子巻線２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗにおける電流の流れは図６に示すようになる。すなわち、Ｕ相の固定子巻線２１１ｕに流れる電流をＩｕ’、Ｖ相の固定子巻線２１１ｖに流れる電流をＩｖ’、Ｗ相の固定子巻線２１１ｗに流れる電流をＩｗ’とすると、これらの関係はＩｕ’＋Ｉｖ’＋Ｉｗ’＝０となる。

そして、時刻ｔにおいては、図７に示すように、Ｕ相の固定子巻線２１１ｕに誘起される誘起電圧とＷ相の固定子巻線２１１ｗに誘起される誘起電圧は、いずれもプラスである。従って、Ｕ相の固定子巻線２１１ｕに流れる電流Ｉｕ’とＷ相の固定子巻線２１１ｗに流れる電流Ｉｗ’は、いずれもプラス方向となる。一方、Ｖ相の固定子巻線２１１ｖに流れる電流Ｉｖ’はマイナス方向となる。つまり、Ｉｖ’＝−（Ｉｕ’＋Ｉｗ’）である。

また、分圧抵抗器２２４ｕ１，２２４ｕ２に流れる電流をＩ１’、分圧抵抗器２２４ｗ１，２２４ｗ２に流れる電流をＩ３’とすると、Ｉ１’＝Ｉｕ’、Ｉ３’＝Ｉｗ’となる。さらに、分圧抵抗器２２４ｕ１，２２４ｕ２の中間接続部から出力される誘起電圧信号の出力電圧をＶｕ１’、分圧抵抗器２２４ｗ１，２２４ｗ２の中間接続部から出力される誘起電圧信号の出力電圧をＶｗ１’とすると、これらの誘起電圧信号の出力電圧は、Ｖｕ１’＝Ｉ１’×Ｒ４’、Ｖｗ１’＝Ｉ３’×Ｒ６’となる。なお、Ｒ４’，Ｒ６’は、分圧抵抗器２２４ｕ２，２２４ｗ２の抵抗値である。

一方、分圧抵抗器２２４ｖ１，２２４ｖ２に流れる電流をＩ２’とすると、Ｉ２’については以下の通りとなる。すなわち、Ｖ端子におけるマイナスの誘起電圧の絶対値がダイオード２２２ｅの順方向電圧（通常、約０．７Ｖ）よりも大きいときには、ダイオード２２２ｅがオン状態となり、この場合には、Ｖ相の固定子巻線２１１ｖに流れる電流は、Ｉｖ’＝Ｉ５’＋Ｉ２’となる。なお、Ｉ５’はダイオード２２２ｅに流れる電流である。従って、この場合、分圧抵抗器２２４ｖ１，２２４ｖ２に流れる電流は、Ｉ２’＝Ｉｖ’−Ｉ５’となる。なお、Ｉ５’は、固定子巻線２１１ｖに流れる電流Ｉｖ’に比して微小である。

また、Ｖ端子におけるマイナスの誘起電圧の絶対値がダイオード２２２ｅの順方向電圧よりも小さいときには、ダイオード２２２ｅがオフ状態となり、この場合には、Ｉ５’＝０となる。つまり、分圧抵抗器２２４ｖ１，２２４ｖ２に流れる電流は、Ｉ２’＝Ｉｖ’である。

従って、Ｖ端子にマイナスの誘起電圧が生じている場合には、Ｖ端子におけるマイナスの誘起電圧の絶対値がダイオード２２２ｅの順方向電圧より大きいと、Ｖ端子のマイナスの誘起電圧はダイオード２２２ｅの順方向電圧にクランプされる。

そして、分圧抵抗器２２４ｖ１，２２４ｖ２の中間接続部から出力される誘起電圧信号をＳｖ１’とすると、誘起電圧信号Ｓｖ１’は、図８（ａ）に示すように、正弦波のマイナス部分がダイオード２２２ｅの順方向電圧にクランプされることによって一定値となる。つまり、誘起電圧信号Ｓｖ１’は半波となる。

続いて、この半波の誘起電圧信号Ｓｖ１’を擬似誘起電圧検出部２２０Ｃによって積分すると、図８（ｂ）に示すように擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’が得られる。さらに、擬似誘起電圧検出部２２０ＣのＶ相出力端子から出力された擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’の出力電圧をパルス位置信号検出部２２０Ｄにおいて基準電圧Ｓｃ’と比較すると、図８（ｃ）に示すように、矩形状の回転パルス位置信号Ｓｖ３’が得られる。なお、基準電圧Ｓｃ’は、基準電圧生成抵抗器２２９ｕ，２２９ｖ，２２９ｗによって形成されたものである。
特開２００２−１１９０８４（第４−６頁、図１−図３）

しかしながら、上記従来技術に係るブラシレスモータ装置２０１では、上述のように、誘起電圧サンプリング部２２０Ｂから出力される誘起電圧信号Ｓｖ１’は半波となる。従って、後続の擬似誘起電圧検出部２２０Ｃではこの半波の誘起電圧信号Ｓｖ１’を基に積分を行うので、擬似誘起電圧検出部２２０Ｃから出力される擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’の振幅が小さくなる（図８（ｂ）参照）。さらに、パルス位置信号検出部２２０Ｄにおいては、この振幅の小さな擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’に基づいて回転パルス位置信号Ｓｖ３’が生成されるので、回転パルス位置信号Ｓｖ３’の位相ずれが大きくなる（図８（ｃ）参照）。

従って、上述のように回転パルス位置信号Ｓｖ３’の位相ずれが大きい状態では、マイコン２２０Ｅにおいて回転子２１２の回転位置を精度良く推定することができないので、ブラシレスモータ１０を再起動させるときに、脱調したり回転子２１２が停止したりするなどの不具合が生ずることがあった。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、所謂センサレス方式のブラシレスモータを制御するための制御装置において、ブラシレスモータを円滑に再起動させることが可能なブラシレスモータの制御装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、所謂センサレス方式のブラシレスモータを備えたブラシレスモータ装置において、ブラシレスモータを円滑に再起動させることが可能なブラシレスモータ装置を提供することにある。

前記課題は、本発明によれば、陽極電源線と陰極電源線との間に複数のスイッチング素子がブリッジ接続されると共に前記複数のスイッチング素子間のブリッジ接続部がブラシレスモータの固定子巻線に接続されてなるインバータ回路部と、前記固定子巻線と前記陰極電源線との間に接続され前記固定子巻線に誘起された誘起電圧に基づいて誘起電圧信号を出力する分圧抵抗器を有して構成された誘起電圧サンプリング部と、該誘起電圧サンプリング部から出力された誘起電圧信号に基づいて前記複数のスイッチング素子に転流信号を出力する制御回路部と、を備えてなるブラシレスモータの制御装置において、前記誘起電圧サンプリング部には、前記陽極電源線と前記固定子巻線との間に接続され前記分圧抵抗器にバイアス電圧を印加するバイアス抵抗器が設けられたこと、により解決される。

このように、誘起電圧サンプリング部に陽極電源線と固定子巻線との間に接続され分圧抵抗器にバイアス電圧を印加するバイアス抵抗器が設けられていると、固定子巻線に誘起された誘起電圧にプラスのバイアス電圧を加えることができるので、これにより、誘起電圧サンプリング部から出力される誘起電圧信号を全波とすることが可能となる。

ここで、請求項２に記載のように、バイアス抵抗器が、インバータ回路部のスイッチング素子が接続された陽極電源線と異なる陽極電源線に接続されていると好適である。すなわち、インバータ回路部に電源を供給する電源装置とバイアス抵抗器に電源を供給する電源装置とが別物となるようにすると好適である。このようにすると、スイッチング素子が接続された陽極電源線に電源を供給しても、この状態では、バイアス抵抗器に電源が供給されないので、所謂スタンバイ状態における消費電力を低く抑えることが可能となる。

そして、ブラシレスモータを制御する制御回路を備えてなるブラシレスモータ装置において、前記制御回路に、請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置を用いると好適である。

このように、本発明によれば、誘起電圧サンプリング部から出力される誘起電圧信号を全波とすることができるので、従来に比して、制御回路部に出力される回転パルス位置信号の位相ずれを小さくすることができる。これにより、回転子の回転位置検出精度を向上させることができるので、ブラシレスモータに脱調や回転停止などの不具合が生ずることを防止することが可能となる。

以下、本発明の一実施形態について、図を参照して説明する。なお、以下に説明する部材、配置等は、本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨に沿って各種改変することができることは勿論である。

図１乃至図３は本発明の一実施形態を示す図で、図１はブラシレスモータ装置の構成を示す図、図２はブラシレスモータ装置における電流の流れを示す図、図３はブラシレスモータ装置の各信号波形を示す図である。

はじめに、図１を参照しながら、本発明の一実施形態に係るブラシレスモータ装置の構成について説明する。
図１に示す本発明の一実施形態に係るブラシレスモータ装置１は、例えば、不図示の車両に設けられたエンジンのラジエータを冷却する冷却装置に好適に使用されるものであり、ブラシレスモータ１０と、制御装置としてのコントローラ２０を有して構成されている。

ブラシレスモータ１０は、駆動磁界を発生する固定子１１と、固定子１１から発生する駆動磁界によって回転する回転子１２を有して構成されている。固定子１１には、Ｙ字状に結線されたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗが設けられており、回転子１２には、永久磁石（図１において符号省略）が設けられている。

コントローラ２０は、直流電源装置３０から電源供給を受けると共にブラシレスモータ１０を駆動させるものであり、例えば、ワンチップ化された電気回路や小型の制御装置等により構成される。本例のコントローラ２０は、インバータ回路部２０Ａと、誘起電圧サンプリング部２０Ｂと、擬似誘起電圧検出部２０Ｃと、パルス位置信号検出部２０Ｄと、位相補正部２０Ｅと、通電ロジック制御部２０Ｆを有して構成されている。

インバータ回路部２０Ａは、上アームおよび下アームとがブリッジ接続されたいわゆる全波駆動回路により構成されている。すなわち、インバータ回路部２０Ａの上アームは、スイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃおよびダイオード２２ａ，２２ｂ，２２ｃにより構成され、下アームは、スイッチング素子２１ｄ，２１ｅ，２１ｆおよびダイオード２２ｄ，２２ｅ，２２ｆにより構成されている。

スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆは、ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成されており、陽極電源線２５ａと陰極電源線２５ｂとの間で、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の三相にブリッジ接続されている。スイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃのドレインは、陽極電源線２５ａにそれぞれ接続されており、スイッチング素子２１ｄ，２１ｅ，２１ｆのソースは、陰極電源線２５ｂにそれぞれ接続されている。

また、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆのゲートは、通電ロジック制御部２０Ｆの出力端子にそれぞれ接続されており、スイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃとスイッチング素子２１ｄ，２１ｅ，２１ｆの各ブリッジ接続における中間接続部Ｕ，Ｖ，Ｗは固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗにそれぞれ配線接続されている。

そして、スイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃは、ゲートに与えられる転流信号に基づいて陽極電源線２５ａから固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗへの電流の流れをスイッチングする。また、スイッチング素子２１ｄ，２１ｅ，２１ｆは、ゲートに与えられる転流信号に基づいて固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗから陰極電源線２５ｂへの電流の流れをスイッチングする。

ダイオード２２ａ乃至２２ｆは、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆのスイッチングによって発生するサージ電圧を解放するためのものである。本例のダイオード２２ａ乃至２２ｆは、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆにそれぞれ並列接続されると共に、陽極電源線２５ａから陰極電源線２５ｂへの電流の流れに対して逆方向になるように配線接続されている。なお、ダイオード２２ａ乃至２２ｆは、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子２１ａ乃至２１ｆにそれぞれ内蔵されている。

誘起電圧サンプリング部２０Ｂは、回転子１２の回転に応じて固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗに誘起された誘起電圧を検出するためのものであり、バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗと、分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２，２４ｖ１，２４ｖ２，２４ｗ１，２４ｗ２を有して構成されている。

バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗは、固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗの各Ｕ，Ｖ，Ｗ端子にバイアス電圧を与えるものである。バイアス抵抗器２３ｕは、スイッチング素子２１ａと並列になるように固定子巻線１１ｕと陽極電源線２５ａとの間に接続されている。同様に、バイアス抵抗器２３ｖは、スイッチング素子２１ｂと並列になるように固定子巻線１１ｖと陽極電源線２５ａとの間に接続されており、バイアス抵抗器２３ｗは、スイッチング素子２１ｃと並列になるように固定子巻線１１ｗと陽極電源線２５ａとの間に接続されている。バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗは、いずれも等しい抵抗値（例えば、１ｋΩ〜１００ｋΩ）となっている。

分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２は、固定子巻線１１ｕの端子電圧を分圧するためのものである。同様に、分圧抵抗器２４ｖ１，２４ｖ２は、固定子巻線１１ｖの端子電圧を分圧するためのものであり、分圧抵抗器２４ｗ１，２４ｗ２は、固定子巻線１１ｗの端子電圧を分圧するためのものである。分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２，２４ｖ１，２４ｖ２，２４ｗ１，２４ｗ２は、いずれも等しい抵抗値となっている。

分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２は、固定子巻線１１ｕと陰極電源線２５ｂとの間に直列に接続されている。同様に、分圧抵抗器２４ｖ１，２４ｖ２は、固定子巻線１１ｖと陰極電源線２５ｂとの間に直列に接続されており、分圧抵抗器２４ｗ１，２４ｗ２は、固定子巻線１１ｗと陰極電源線２５ｂとの間に直列に接続されている。

また、分圧抵抗器２４ｕ１と分圧抵抗器２４ｕ２の中間接続部は、擬似誘起電圧検出部２０Ｃの入力端子に接続されている。同様に、分圧抵抗器２４ｖ１と分圧抵抗器２４ｖ２の中間接続部と、分圧抵抗器２４ｗ１と分圧抵抗器２４ｗ２の中間接続部も、擬似誘起電圧検出部２０Ｃの入力端子に接続されている。この構成により、誘起電圧サンプリング部２０Ｂは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各誘起電圧信号を擬似誘起電圧検出部２０Ｃに出力することができるようになっている。

なお、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆが全てオフとなっていて回転子１２が停止している状態では、Ｕ相の分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２からなる抵抗分圧回路にバイアス抵抗器２３ｕによるバイアス電圧が印加されるので、Ｕ相の端子電圧Ｖｕは、Ｖｕ＝（Ｒ１＋Ｒ４）×Ｖｂ／（Ｒ１０＋Ｒ１＋Ｒ４）となる。なお、Ｒ１は分圧抵抗器２４ｕ１の抵抗値、Ｒ４は分圧抵抗器２４ｕ２の抵抗値、Ｖｂは直流電源装置３０の出力電圧値、Ｒ１０はバイアス抵抗器２３ｕの抵抗値である。Ｖ相の端子電圧Ｖｖ、Ｗ相の端子電圧Ｖｗについても同様である。また、Ｕ相の端子電圧Ｖｕ、Ｖ相の端子電圧Ｖｖ、Ｗ相の端子電圧はＶｗ、いずれも等しくなっている。さらに、固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗのＹ結線中心点の電位Ｖｃについても、Ｖｃ＝Ｖｕ＝Ｖｖ＝Ｖｗが成立する。

擬似誘起電圧検出部２０Ｃは、抵抗器２６とコンデンサ２７からなるローパスフィルタ（積分回路）により構成されている。本例の擬似誘起電圧検出部２０Ｃは、誘起電圧サンプリング部２０Ｂから出力された各相の誘起電圧信号をそれぞれ積分して、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の擬似誘起電圧信号を生成し、これをパルス位置信号検出部２０Ｄに出力するように構成されている。

パルス位置信号検出部２０Ｄは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応するコンパレータ２８を有して構成されている。各相のコンパレータ２８には、擬似誘起電圧検出部２０Ｃから出力された各相の擬似誘起電圧信号と、基準電位生成抵抗器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗによって生成された基準電圧信号が入力されるようになっている。また、本例の各相のコンパレータ２８は、擬似誘起電圧検出部２０Ｃから出力された擬似誘起電圧信号と、基準電位生成抵抗器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗによって生成された基準電圧信号の大小を比較してゼロクロス信号を生成し、これを回転パルス位置信号として位相補正部２０Ｅに出力するように構成されている。

位相補正部２０Ｅは、パルス位置信号検出部２０Ｄから出力された回転パルス位置信号の位相を転流タイミングまで遅延させるものである。

通電ロジック制御部２０Ｆは、不図示の外部コントローラから出力された制御信号に基づいて所定の演算を行うと共に、位相補正部２０Ｅから出力された回転パルス位置信号に基づいて六相の転流信号生成し、これをスイッチング素子２１ａ乃至２１ｆのゲートに出力するように構成されている。

次に、図１乃至図３を参照しながら、上記構成からなるブラシレスモータ装置１の動作について説明する。
不図示の上位コントローラから出力された制御信号が通電ロジック制御部２０Ｆに入力されると、通電ロジック制御部２０Ｆは、不図示の同期信号出力回路から出力された同期信号に基づいて転流信号を生成し、これをインバータ回路部２０Ａに出力する。

インバータ回路部２０Ａに転流信号が入力されると、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆが順次スイッチングされる。そして、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆが順次スイッチングされると、固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに所定の順序で電流が流れ、固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗのうち、電流が流れた固定子巻線から駆動磁界が発せられ、ブラシレスモータ１０の強制駆動が開始される。

続いて、同期信号の切り替え周期を短くして回転子１２の速度を上昇させる。そして、同期信号の切り替え周期が所定値となった状態で強制駆動からセンサレス駆動に切り替える。すなわち、通電ロジック制御部２０Ｆにおいてパルス位置信号検出部２０Ｄから出力された回転パルス位置信号に基づいて転流信号を生成し、これによって回転子１２をセンサレス方式によって回転させる。

ここで、本例のブラシレスモータ装置１において、回転子１２の回転中に何らかの異常が生じた場合には、インバータ回路部２０Ａのスイッチング素子２１ａ乃至２１ｆを全てオフ状態とする。これにより、固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗの駆動磁界が消滅し、回転子１２がフリーな状態となる。これにより、回転子１２は惰性で回転をし続ける。ここで、回転子１２の回転中に何らかの異常が生じたことによってインバータ回路部２０Ａのスイッチング素子２１ａ乃至２１ｆが全てオフとなった状態でも、回転子１２が惰性で回転をしているときには、回転子１２の回転に伴って固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに誘起電圧が誘起される（例えば、図７参照）。

ここで、図７の時刻ｔにおける各相の固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに流れる電流について図２を参照しながら説明する。図２に示すように、Ｕ相の固定子巻線１１ｕに流れる電流をＩｕ、Ｖ相の固定子巻線１１ｖに流れる電流をＩｖ、Ｗ相の固定子巻線１１ｗに流れる電流をＩｗとすると、これらの関係はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０となる。

また、バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに流れる電流をＩ１０，Ｉ１１，Ｉ１２とし、分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２に流れる電流をＩ１、分圧抵抗器２４ｖ１，２４ｖ２に流れる電流をＩ２、分圧抵抗器２４ｗ１，２４ｗ２に流れる電流をＩ３とすると、Ｉ１＝Ｉ１０＋Ｉｕ、Ｉ２＝Ｉ１１−Ｉｖ、Ｉ３＝Ｉ１２＋Ｉｗとなる。

さらに、分圧抵抗器２４ｕ１，２４ｕ２の中間接続部から出力される誘起電圧信号の出力電圧をＶｕ１、分圧抵抗器２４ｖ１，２４ｖ２の中間接続部から出力される誘起電圧信号の出力電圧をＶｖ１、分圧抵抗器２４ｗ１，２４ｗ２の中間接続部から出力される誘起電圧信号の出力電圧をＶｗ１とすると、各相の誘起電圧信号の出力電圧は、Ｖｕ１＝Ｉ１×Ｒ４、Ｖｖ１＝Ｉ２×Ｒ５、Ｖｗ１＝Ｉ３×Ｒ６となる。なお、Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６は、分圧抵抗器２４ｕ２，２４ｖ２，２４ｗ２の抵抗値である。

そして、図７の時刻ｔの各相における抵抗分圧回路の流れについては、図２に示すように、Ｉ１＝Ｉ１０＋Ｉｕ＞０、Ｉ２＝Ｉ１１−Ｉｖ＞０、Ｉ３＝Ｉ１２＋Ｉｗ＞０となる。このように、いずれの抵抗分圧回路においても、電流の流れはプラス方向となる。

特に、Ｖ相については、従来技術に係る誘起電圧サンプリング部（２２０Ｂ）と異なり、ダイオード２２ｅはオフのままで、Ｉ２＞０、Ｖｖ１＞０となる。従って、誘起電圧サンプリング部２０ＢのＶ相から出力される誘起電圧信号Ｓｖ１は、図３（ａ）に示すように、全波となる。

そして、この全波の誘起電圧信号Ｓｖ１をローパスフィルタからなる擬似誘起電圧検出部２０Ｃによって積分すると、図３（ｂ）に示すように擬似誘起電圧信号Ｓｖ２が得られる。さらに、擬似誘起電圧検出部２０ＣのＶ相出力端子から出力された擬似誘起電圧信号Ｓｖ２の出力電圧をパルス位置信号検出部２０Ｄにおいて基準電圧Ｓｃと比較すると、図３（ｃ）に示すように、矩形状の回転パルス位置信号Ｓｖ３が得られる。なお、基準電圧Ｓｃは、基準電圧生成抵抗器２９ｕ，２９ｖ，２９ｗによって形成されたものである。

ここで、図３において、破線で示してあるのは、本発明との比較のために示した従来技術に係る誘起電圧信号Ｓｖ１’、擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’、回転パルス位置信号Ｓｖ３’である。

本例では、誘起電圧サンプリング部２０Ｂから出力される誘起電圧信号Ｓｖ１が全波となっているので、従来のように半波である誘起電圧信号Ｓｖ１’から擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’を生成する場合に比較して、図３（ｂ）に示すように、擬似誘起電圧信号Ｓｖ２の振幅を大きくすることができる。

また、本例では、擬似誘起電圧検出部２０Ｃから出力される擬似誘起電圧信号Ｓｖ２の振幅が従来よりも大きいので、図３（ｃ）に示すように、従来の回転パルス位置信号Ｓｖ３’と比較して、回転パルス位置信号Ｓｖ３の位相ずれを小さくすることができる。すなわち、理想では、誘起電圧信号Ｓｖ１（Ｓｖ１’）の位相が０°（時刻ｔ０）から９０°（時刻ｔ１）で回転パルス位置信号Ｓｖ３（Ｓｖ３’）が立ち上がるところを、従来技術では、回転パルス位置信号Ｓｖ３’の位相が−βだけずれている。

一方、本例では、回転パルス位置信号Ｓｖ３の位相のずれが従来よりも小さい−αに留まっている。このように、本例では、従来の回転パルス位置信号Ｓｖ３’と比較して、回転パルス位置信号Ｓｖ３の位相ずれを小さくすることができる。

そして、パルス位置信号検出部２０Ｄから出力された回転パルス位置信号Ｓｖ３は、位相補正部２０Ｅにおいて所定の位相だけ遅延される。ここで位相を遅延させるのは、回転パルス位置信号Ｓｖ３の立ち上がる時刻を理想の立ち上がり時刻（時刻ｔ１）にまで持って行くためである。

そして、位相補正部２０Ｅから出力された回転パルス位置信号Ｓｖ３に基づいて六相の転流信号を生成し、これをスイッチング素子２１ａ乃至２１ｆのゲートに出力する。これにより、固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗに所定の順序で電流が流れ、固定子巻線１１ｕ、１１ｖ、１１ｗのうち、電流が流れた固定子巻線から駆動磁界が発せられ、ブラシレスモータ１０が再起動される。

このとき、本実施形態では、回転パルス位置信号Ｓｖ３の位相ずれが小さいので、回転子１２の回転位置検出精度を向上させることができる。従って、ブラシレスモータ１０に脱調や回転停止などの不具合が生ずること無く、ブラシレスモータ１０を円滑に再起動することができる。

上記したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（イ）本実施形態によれば、誘起電圧サンプリング部２０Ｂから出力される誘起電圧信号Ｓｖ１が全波となっているので、従来のように半波である誘起電圧信号Ｓｖ１’から擬似誘起電圧信号Ｓｖ２’を生成する場合に比較して、図３（ｂ）に示すように、擬似誘起電圧信号Ｓｖ２の振幅を大きくすることができる。

（ロ）本実施形態によれば、擬似誘起電圧検出部２０Ｃから出力される擬似誘起電圧信号Ｓｖ２の振幅が従来よりも大きいので、図３（ｃ）に示すように、従来の回転パルス位置信号Ｓｖ３’と比較して、回転パルス位置信号Ｓｖ３の位相ずれを小さくすることができる。

（ハ）本実施形態によれば、回転パルス位置信号Ｓｖ３の位相ずれを小さくすることができるので、回転子１２の回転位置検出精度を向上させることができる。従って、ブラシレスモータ１０に脱調や回転停止などの不具合が生ずることを防止することが可能である。

なお、本発明の実施の形態は、以下のように改変することができる。
すなわち、上記実施形態では、バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗがインバータ回路部２０Ａと共通の陽極電源線２５ａに接続されていたが、本発明はこれに限定されるものではない。その他にも、例えば、図４に示す改変例に係るブラシレスモータ装置１０１のように、バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗが、インバータ回路部２０Ａのスイッチング素子２１ａ乃至２１ｆが接続された陽極電源線２５ａと異なる陽極電源線１２５ａに接続されていても良い。つまり、インバータ回路部２０Ａに電源を供給する直流電源装置３０とバイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに電源を供給する直流電源装置１３０とが別物となるように構成しても良い。

このように、インバータ回路部２０Ａに電源を供給する直流電源装置３０とバイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに電源を供給する直流電源装置１３０を別物とすると、スイッチング素子２１ａ乃至２１ｆが接続された陽極電源線２５ａに電源を供給しても、この状態では、バイアス抵抗器２３ｕ，２３ｖ，２３ｗに電源が供給されないので、所謂スタンバイ状態における消費電力を低く抑えることが可能である。なお、図４において、上記実施形態に係る部材については同一符号を用いて示してある。

本発明の一実施形態に係るブラシレスモータ装置の構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係るブラシレスモータ装置における電流の流れを示す図である。 本発明の一実施形態に係るブラシレスモータ装置の各信号波形を示す図である。 本実施形態の改変例に係るブラシレスモータ装置の構成を示す説明図である。 従来技術に係るブラシレスモータ装置の構成を示す図である。 従来技術に係るブラシレスモータ装置における電流の流れを示す図である。 従来技術に係るブラシレスモータ装置における誘起電圧の電圧波形を示す図である。 従来技術に係るブラシレスモータ装置の各信号波形を示す図である。

符号の説明

１，１０１，２０１ ブラシレスモータ装置、１０，２１０ ブラシレスモータ、１１ 固定子、１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ，２１１ｕ，２１１ｖ，２１１ｗ 固定子巻線、１２，２１２ 回転子、２０ コントローラ、２０Ａ，２２０Ａ インバータ回路部、２０Ｂ，２２０Ｂ 誘起電圧サンプリング部、２０Ｃ，２２０Ｃ 擬似誘起電圧検出部、２０Ｄ，２２０Ｄ パルス位置信号検出部、２０Ｅ，２２０Ｅ 位相補正部、２０Ｆ，２２０Ｆ 通電ロジック制御部、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ，２１ｅ，２１ｆ，２２１ａ，２２１ｂ，２２１ｃ，２２１ｄ，２２１ｅ，２２１ｆ スイッチング素子、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，２２ｅ，２２ｆ，２２２ｅ ダイオード、２３ｕ，２３ｖ，２３ｗ バイアス抵抗器、２４ｕ１，２４ｕ２，２４ｖ１，２４ｖ２，２４ｗ１，２４ｗ２，２２４ｕ１，２２４ｕ２，２２４ｖ１，２２４ｖ２，２２４ｗ１，２２４ｗ２ 分圧抵抗器、２５ａ，１２５ａ 陽極電源線、２５ｂ 陰極電源線、２６ 抵抗器、２７ コンデンサ、２８ コンパレータ、２９ｕ，２９ｖ，２９ｗ，２２９ｕ，２２９ｖ，２２９ｗ 基準電圧生成抵抗器、３０，１３０ 直流電源装置

Claims (3)

1. 陽極電源線と陰極電源線との間に複数のスイッチング素子がブリッジ接続されると共に前記複数のスイッチング素子間のブリッジ接続部がブラシレスモータの固定子巻線に接続されてなるインバータ回路部と、
   前記固定子巻線と前記陰極電源線との間に接続され前記固定子巻線に誘起された誘起電圧に基づいて誘起電圧信号を出力する分圧抵抗器を有して構成された誘起電圧サンプリング部と、
   該誘起電圧サンプリング部から出力された誘起電圧信号に基づいて前記複数のスイッチング素子に転流信号を出力する制御回路部と、を備えてなるブラシレスモータの制御装置において、
   前記誘起電圧サンプリング部には、前記陽極電源線と前記固定子巻線との間に接続され前記分圧抵抗器にバイアス電圧を印加するバイアス抵抗器が設けられたことを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
2. 陽極電源線と陰極電源線との間に複数のスイッチング素子がブリッジ接続されると共に前記複数のスイッチング素子間のブリッジ接続部がブラシレスモータの固定子巻線に接続されてなるインバータ回路部と、
   前記固定子巻線と前記陰極電源線との間に接続され前記固定子巻線に誘起された誘起電圧に基づいて誘起電圧信号を出力する分圧抵抗器を有して構成された誘起電圧サンプリング部と、
   該誘起電圧サンプリング部から出力された誘起電圧信号に基づいて前記複数のスイッチング素子に転流信号を出力する制御回路部と、を備えてなるブラシレスモータの制御装置において、
   前記誘起電圧サンプリング部には、前記陽極電源線に接続された電源と異なる電源に接続される陽極電源線と前記固定子巻線との間に接続され前記分圧抵抗器にバイアス電圧を印加するバイアス抵抗器が設けられたことを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
3. ブラシレスモータを制御する制御回路を備えてなるブラシレスモータ装置において、
   前記制御回路に、請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータの制御装置を用いたことを特徴とするブラシレスモータ装置。

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