JP5433608B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動車両に搭載されて駆動用モータと接続される電力変換装置は、直流電源から供給されるモータ駆動用の直流電力を交流電力に変換したり、モータから発生された交流電力を直流電源充電用の直流電力に変換したりする電力変換機能を有している。こうした電力変換機能を実現するため、電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチング素子が一般的に使用されている。こうしたスイッチング素子は、予め定められた耐圧を超える電圧が印加されると耐圧破壊を起こして破損してしまうため、印加電圧が耐圧を超えないようにする必要がある。

通常の電動車両では、電力を効率的に利用するために、制動時や坂を下る時などにモータを強制的に回転して発電機として働かせ、回生電圧（逆起電力）を発生して直流電源を充電している。しかし、モータの回転数が高くなるほど大きな回生電圧が発生するため、回生電圧が耐圧を超えることにより、スイッチング素子が耐圧破壊を起こしてしまうことがある。そこで、こうした耐圧破壊を防止するため、従来の電力変換装置では過電圧を抑制する手段が設けられている。

たとえば特許文献１には、モータを制御する電動機制御装置において、ＣＰＵの制御により、過電圧発生時にモータの回転位置に応じてスイッチング素子をオンさせ、モータの複数の相を直列に接続することによって、過電圧を抑制する方法が提案されている。

また、特許文献２には、インバータから直流電源に入力される回生電圧を検出し、その検出結果に基づいて、モータ駆動装置とモータの線間を開放または短絡の少なくともいずれかを行うように、インバータ制御手段によりインバータのスイッチング素子を制御する方法が述べられている。

特開２００２−１７０９８号公報 特開２００９−２８４７４７号公報

以上説明したような従来の過電圧抑制方法では、過電圧発生時にＣＰＵやインバータ制御手段によりスイッチング素子を制御して、モータの出力端子を電源の基準電位（接地端子）に接続することにより、モータと基準電位（接地端子）の間に電流を還流させて過電圧を抑制している。こうした制御を行うＣＰＵやインバータ制御手段は通常、モータ駆動用の直流電力を供給する直流電源とは別に設けられた制御用の電源回路から供給される電源、たとえば１２Ｖ電源などによって動作する。そのため、制御用の電源回路が正常に動作していない状態で過電圧が生じた場合、スイッチング素子の制御を行うことができず、その結果、過電圧を抑制できないという問題がある。

本発明による電力変換装置は、第１の直流電源から供給される直流電力をモータを駆動するための交流電力に変換する複数の電力変換素子と、第２の直流電源から電力が供給され、複数の電力変換素子の動作を制御するための第１の制御信号を出力する第１の制御回路と、モータが発生した交流電力に基づいて充電されることにより直流電力を蓄電する蓄電回路と、第１の直流電源または蓄電回路から供給される直流電力に基づいて電力を供給する電源回路と、蓄電回路の電圧を測定する電圧測定回路と、電源回路から電力が供給され、第２の直流電源が正常であるか否かを判定し、正常でないと判定した場合、電圧測定回路により測定された蓄電回路の電圧に基づいて複数の電力変換素子の動作を制御するための第２の制御信号を出力する第２の制御回路と、電源回路から電力が供給され、第１の制御信号または第２の制御信号に基づいて複数の電力変換素子を動作させるための駆動信号を出力する駆動回路と、を備え、複数の電力変換素子は、第１の直流電源の高電圧側に接続される上アームの電力変換素子、または第１の直流電源の低電圧側に接続される下アームの電力変換素子のいずれかであって、上アームの電力変換素子と下アームの電力変換素子とを直列に接続した直列回路が第１の直流電源に対して蓄電回路と並列に複数接続されており、第２の制御回路は、蓄電回路の電圧が所定の第１の電圧値以上である場合、上アームの電力変換素子または下アームの電力変換素子のいずれか一方を全てオンとし、他方を全てオフとするように第２の制御信号を出力する。

本発明によれば、制御用の電源回路が正常に動作していない状態で過電圧が生じた場合であっても、過電圧を抑制することができる。

従来の３相モータ駆動用電力変換装置の電気回路構成の例を示すブロック図である。 従来の３相モータ駆動用電力変換装置におけるゲートドライブ回路の電気的構成の例を示すブロック図である。 従来の３相モータ駆動用電力変換装置におけるAND回路の例を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態による電力変換装置の電気回路構成の例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路の例を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態による電力変換装置におけるAND回路の例を示す回路図である。 制御電源故障時のタイミングチャートの例を示す図である。 制御電源回復時のタイミングチャートの例を示す図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置の電気回路構成の例を示すブロック図である。 同時オン防止回路の例を示す論理回路図である。 同時オン防止回路の入出力の真理値表を示す図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路の回路図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置におけるAND回路の例を示す回路図である。

（従来技術の説明）
本発明を説明する前に、まず従来技術について以下に説明する。

（インバータの構成）
図１は、従来の３相モータ駆動用電力変換装置としてのインバータ１０１の電気回路構成の例を示すブロック図である。図１に示すインバータ１０１は、モータコントロール基板１０２、ゲートドライブ基板１０３、スイッチング素子であるＩＧＢＴを複数有するＩＧＢＴモジュール１０４、平滑コンデンサ１０９、および電流センサー１１０を主に備える。ＩＧＢＴモジュール１０４は、正極配線１１２と負極配線１１３により直流電源であるモータ駆動用の高圧電源１０６と接続されている。ここで、正極配線１１２は高圧電源１０６の正極側（高電圧側）とコンタクタ１０７を介して接続されており、負極配線１１３は高圧電源１０６の負極側（低電圧側）と接続されている。またインバータ１０１は、３相モータ１０５に接続されている。

ＩＧＢＴモジュール１０４では、正極配線１１２と負極配線１１３の間にスイッチング素子として動作するＮ型ＩＧＢＴが２段直列に接続（トーテムポール接続）されている。この２つのＩＧＢＴのうち、正極配線１１２側、すなわち高圧電源１０６の高電圧側に接続されるＩＧＢＴを上アームと呼び、負極配線１１３側、すなわち高圧電源１０６の低電圧側に接続されるＩＧＢＴを下アームと呼ぶ。インバータ１０１は３相モータ１０５を駆動するために、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の合計３相分の出力が必要である。そのため、ＩＧＢＴモジュール１０４には上下アームを直列に接続した直列回路が３つ内蔵されており、各相に対応するこれらの直列回路が高圧電源１０６に対して互いに並列に接続される。各相の直列回路において上アームのエミッタと下アームのコレクタを繋ぐ共通端子は、インバータ１０１の出力端子を介して３相モータ１０５とそれぞれ接続されている。

ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴのコレクタ-エミッタ間には、還流ダイオード（ＦＷＤ）がそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴのコレクタ側には還流ダイオードのカソードが接続され、ＩＧＢＴのエミッタ側には還流ダイオードのアノードが接続される。

平滑コンデンサ１０９は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴが行うスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制するためのものであり、正極配線１１２と負極配線１１３の間にＩＧＢＴモジュール１０４と並列に接続されている。すなわち、ＩＧＢＴモジュール１０４の各上下アームの直列回路は、高圧電源１０６に対して平滑コンデンサ１０９とそれぞれ並列に接続されている。

（ゲートドライブ基板）
ゲートドライブ基板１０３は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴに対してゲートドライブ回路２０１を１つずつ有している。すなわち、ゲートドライブ基板１０３には６つのゲートドライブ回路２０１が設けられており、そのうち３つは上アームの各ＩＧＢＴにそれぞれ対応し、残りの３つは下アームの各ＩＧＢＴにそれぞれ対応している。さらにゲートドライブ基板１０３は、電源回路１１５と、上アームと下アームにそれぞれ対応する２つのＡＮＤ回路１１８とを有している。

電源回路１１５は、モータコントロール基板１０２から出力される電源用電圧１１６（Ｖｃｃ電圧およびＧＮＤ電圧）を受け、これに基づいて、電源用電圧１１６から絶縁された電源を６つのゲートドライブ回路２０１へそれぞれ供給する。こうして電源回路１１５から供給される電源を用いて各ゲートドライブ回路２０１が動作する。

各ゲートドライブ回路２０１は、ドライバ回路１２１と、モータコントロール基板１０２から各相の上下アームに対してそれぞれ出力されるゲート制御信号１０８Ｐ（ゲート制御信号UP、VP、WP）および１０８Ｎ（ゲート制御信号UN、VN、WN）を入力してドライバ回路１２１へ出力するカプラ１１４と、異常時にドライバ回路１２１から出力されるフォルト信号を入力してＡＮＤ回路１１８へ出力するカプラ１１７とを有する。たとえば上アームのＷ相を例として説明すると、これに対応するゲートドライブ回路２０１のカプラ１１４には、モータコントロール基板１０２から上アームＷ相のゲート制御信号WPが入力される。

ドライバ回路１２１から出力されるフォルト信号は負論理であり、正常時は'H'レベルの信号が出力されている。ドライバ回路１２１の電源電圧が異常に低くなったり、対応するＩＧＢＴに過電流が発生するなどの異常状態が発生したりすると、ドライバ回路１２１は'H'レベルから'L'レベルにフォルト信号を変化させて出力する。

上アーム３相分のドライバ回路１２１からそれぞれ出力された３つのフォルト信号は、カプラ１１７を介して上アームのＡＮＤ回路１１８に入力される。いずれか少なくとも１つのフォルト信号が'L'レベルになると、ＡＮＤ回路１１８は'H'レベルから'L'レベルに出力を変化させ、上アームフォルト信号（ＦＬＴＰ信号）１１９としてモータコントロール基板１０２へ出力する。すなわち、上アームのＡＮＤ回路１１８は負論理におけるＯＲ回路となっており、上アームの３相のうちいずれか少なくとも１つにおいて異常が発生すると'L'レベルのＦＬＴＰ信号１１９を出力する。下アームに関しても同様の構成となっており、下アームの３相のうちいずれか少なくとも１つにおいて異常が発生すると、下アームのＡＮＤ回路１１８からモータコントロール基板１０２へ'L'レベルの下アームフォルト信号（ＦＬＴＮ信号）１２０を出力する。

（モータコントロール基板）
モータコントロール基板１０２は上位の制御装置（不図示）と接続されており、この制御装置から３相モータ１０５の運転状態を指令するための運転指令が入力される。また、電流センサー１１０により検出された３相モータ１０５に流れる電流の大きさが電流センス信号１１１としてモータコントロール基板１０２に入力される。こうして入力された運転指令および電流センス信号１１１に基づいて、モータコントロール基板１０２は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴの動作を制御するためのゲート制御信号１０８Ｐおよび１０８Ｎ、すなわち各相のゲート制御信号UP、VP、WP、UN、VNおよびWNをゲートドライブ基板１０３内の各ゲートドライブ回路２０１へ出力する。なお、モータコントロール基板１０２から出力されるこれらのゲート制御信号は負論理であり、対応するＩＧＢＴをオフする時には'H'レベルの信号が、オンする時には'L'レベルの信号がモータコントロール基板１０２からそれぞれ出力される。モータコントロール基板１０２は、車両用の１２Ｖ電源１００から供給される電力により動作する。

ここで注意すべきことがある。それは、モータコントロール基板１０２の基準電位とゲートドライブ基板１０３内の各ゲートドライブ回路２０１の基準電位とは互いに異なっているということである。具体的には、モータコントロール基板１０２へ電力を供給している１２Ｖ電源１００は車両用の電源であるため、その基準電位はインバータ１０１を搭載している車両のボディに接地されている。これにより、モータコントロール基板１０２の基準電位は車両ボディの電位となっている。一方、ゲートドライブ回路２０１の基準電位は上アームと下アームとで異なっている。上アーム用のゲートドライブ回路２０１の基準電位は、対応するＩＧＢＴのエミッタ電圧、すなわち３相モータ１０５に接続されているインバータ１０１の出力端子と同電位であり、下アームのゲートドライブ回路２０１の基準電位は、高圧電源１０６の負極電位となっている。これらの基準電位は、いずれもモータコントロール基板１０２の基準電位すなわち車両ボディの電位とは異なっている。このようにモータコントロール基板１０２の基準電位とゲートドライブ基板１０３内の各ゲートドライブ回路２０１の基準電位とが異なることにより、電源回路１１５は前述のように、モータコントロール基板１０２が出力する電源用電圧１１６から絶縁された電源を６つのゲートドライブ回路２０１へ供給している。

（ゲートドライブ回路）
図２は、ゲートドライブ回路２０１の電気的構成の例を示すブロック図である。図２のゲートドライブ回路２０１において、ドライバ回路１２１は主にゲートドライブＩＣ２０９およびバッファ２１０により構成されており、カプラ１１４および１１７はそれぞれフォトカプラで構成されている。このゲートドライブ回路２０１の動作について以下に説明する。なお、以下の説明では、上アームのＷ相を例として図２のゲートドライブ回路２０１の動作を説明するが、他のゲートドライブ回路２０１についても同様である。

モータコントロール基板１０２からゲート制御信号入力端子２１１を介してゲートドライブ回路２０１へ入力されたゲート制御信号WPは、カプラ１１４を介してゲートドライブＩＣ２０９に入力される。ここで、ゲート制御信号入力端子２１１とカプラ１１４の間に設けられている抵抗２０５は電流制限用抵抗である。カプラ１１４の出力は抵抗２０８を介して電源２０３にプルアップされている。モータコントロール基板１０２から負論理のゲート制御信号WPが入力されると、電源２０３の電圧レベルに応じた負論理の信号がカプラ１１４からゲートドライブＩＣ２０９へ出力される。

なお、モータコントロール基板１０２から入力されるゲート制御信号WPの基準電位は、モータコントロール基板１０２へ電力を供給する図１の１２Ｖ電源１００の基準電位と等しい。また、ゲート制御信号WPの信号レベルは、モータコントロール基板１０２におけるＶｃｃ電源と同じ５Ｖである。これに対して、ゲートドライブＩＣ２０９を含むドライバ回路１２１の基準電位２０４は、前述のゲートドライブ回路２０１の基準電位、すなわち３相モータ１０５に接続されているインバータ１０１の出力端子（上アームの場合）または高圧電源１０６の負極電位（下アームの場合）と同電位である。このように、カプラ１１４に入力されるゲート制御信号WPの基準電位と、カプラ１１４から出力されてゲートドライブＩＣ２０９に入力される信号の基準電位とは、互いに異なっている。また、ゲートドライブＩＣ２０９の信号レベルは、大電流を駆動するＩＧＢＴ２１６のゲート閾値電圧よりも高い１５Ｖとなっている。つまり、カプラ１１４は入力信号から絶縁された信号をゲートドライブＩＣ２０９へ伝送する役割に加えて、入出力信号レベルを変換する役割も担っている。

ゲートドライブＩＣ２０９は、カプラ１１４を介して入力されたゲート制御信号WPに基づいて、バッファ２１０を介してゲート駆動信号２１２を発生する。このゲート駆動信号が対応するＩＧＢＴ２１６へ出力されることにより、ＩＧＢＴ２１６においてゲート−エミッタ間電圧が与えられ、ＩＧＢＴ２１６がゲート駆動信号に応じてオンまたはオフされる。なお、ゲートドライブＩＣ２０９およびバッファ２１０は、ドライバ回路１２１の基準電位２０４に対して供給される電源２０３により動作する。

ここで、ＩＧＢＴ２１６はセンスエミッタ端子２１５を有しており、ＩＧＢＴ２１６のコレクタ−エミッタ間に流れる電流を非常に弱く分流した電流がセンスエミッタ端子２１５から電流センス抵抗２１３に流れ出している。ゲートドライブＩＣ２０９は、この電流を電流センス抵抗２１３に現れる電圧降下、つまり過電流検知信号２１４によって測定することで、ＩＧＢＴ２１６に過電流が流れた場合にそれを検知することができる。ＩＧＢＴ２１６に過電流が流れたことを検知すると、ゲートドライブＩＣ２０９はフォルト信号２１８として’L’レベルの信号をカプラ１１７へ出力する。このフォルト信号２１８により、カプラ１１７がオンされ、フォルト信号出力端子２１７を介して図１のＡＮＤ回路１１８へ’L’レベルのフォルト信号が出力される。

（ＡＮＤ回路）
図３は、ＡＮＤ回路１１８の例を示す回路図である。図３に示すように、ＡＮＤ回路１１８の入力側には、上アームまたは下アームの３相に対応する３つのゲートドライブ回路２０１に含まれる３つのカプラ１１７のコレクタ出力が、フォルト信号出力端子２１７を介してワイヤードＯＲ、つまり短絡されて接続されている。ＡＮＤ回路１１８は、これらのコレクタ出力を抵抗９０１を介してモータコントロール基板１０２のＶｃｃ電源にプルアップすることによって構成できる。これにより、負論理におけるＯＲ回路、つまり正論理におけるＡＮＤ回路１１８が構成される。

（インバータの動作）
次に、図１を参照してインバータ１０１の動作の概要を説明する。インバータ１０１は、ＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴをスイッチングするために、モータコントロール基板１０２からゲートドライブ基板１０３の６つのゲートドライブ回路２０１に対して、符号１０８Ｐ、１０８Ｎに示すＰＷＭ方式のゲート制御信号UP、VP、WP、UN、VNおよびWNを送信する。ここでモータコントロール基板１０２とゲートドライブ基板１０３とは前述のように基準電位が異なるので、モータコントロール基板１０２とゲートドライブ基板１０３の間におけるゲート制御信号の送受信は、絶縁信号伝送装置であるカプラ１１４を介して行われる。各ゲートドライブ回路２０１は、入力されたゲート制御信号に基づいて、対応するＩＧＢＴのゲート−エミッタ端子間に電圧を与え、ＩＧＢＴをスイッチングする。こうしてＩＧＢＴモジュール１０４の各ＩＧＢＴを所定のタイミングでそれぞれスイッチングさせることにより、高圧電源１０６から供給される直流電力が交流電力に変換され、各ＩＧＢＴを介してモータ１０５に電流が流れてモータ１０５が駆動される。このときモータ１０５に流れる電流は電流センサー１１０で観測され、電流センス信号１１１としてモータコントロール基板１０２にフィードバックされる。これによってモータコントロール基板１０２はモータ１０５に流れる電流を制御し、モータ１０５の駆動を制御する。

従来の３相モータ駆動用電力変換装置であるインバータ１０１は、以上説明したような構成を有している。

（第１の実施形態）
次に、本発明の第１の実施形態による電力変換装置について、図４〜８を用いて以下に説明する。

（インバータの構成）
図４は、本発明の第１の実施形態による電力変換装置としてのインバータ３００の電気回路構成の例を示すブロック図である。図４において、図１に示した従来のインバータ１０１と共通する構成には同一の符号を付しており、３相モータ１０５、電流センサー１１０および電流センス信号１１１は図示を省略している。また、ＩＧＢＴモジュール１０４が有する上下アームの各ＩＧＢＴについても図示を省略している。

図４に示すインバータ３００は、図１に示した従来のインバータ１０１が備えるモータコントロール基板１０２およびゲートドライブ基板１０３に替えて、モータコントロール基板３１２およびゲートドライブ基板３０１を備えている。モータコントロール基板３１２は、図１のモータコントロール基板１０２と比べて、モータコントロール基板１０２が入出力する前述の各信号に加えて、１２Ｖ電源１００が正常に供給されているか否かを表す１２Ｖactive信号３０３をゲートドライブ基板３０１へ出力する点と、ゲートドライブ基板３０１が後述する３相ショート制御を実施しているか否かを表す３相ショート制御実施信号（３ＰＳactive信号）３０５がゲートドライブ基板３０１から入力される点とが異なっている。一方、ゲートドライブ基板３０１は、図１のゲートドライブ基板１０３と比べて、電源回路１１５に替えて電源回路３１１を有している点と、マイコン３０２および高電圧分圧回路３０６を有する点とが主に異なっている。

電源回路３１１は、正極配線１１２と負極配線１１３の間に接続されている。これにより、図１の電源回路１１５とは異なり、モータコントロール基板３１２から出力される電源用電圧１１６ではなく、高圧電源１０６から供給される直流電力に基づいて電源を発生し、６つのゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ供給する。なお、後述するようにコンタクタ１０７が開放状態となることでインバータ３００と高圧電源１０６の接続が切断された場合、正極配線１１２と負極配線１１３の間には平滑コンデンサ１０９に蓄積された電荷量に応じた電圧が印加される。このとき電源回路３１１は、高圧電源１０６の代わりに平滑コンデンサ１０９から供給される直流電力に基づいて電源を発生し、ゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ供給する。

高電圧分圧回路３０６は、正極配線１１２の電圧をマイコン３０２で測定できる電圧に分圧し、マイコン３０２へ出力する。マイコン３０２は、高電圧分圧回路３０６からの出力電圧を測定することにより、正極配線１１２と負極配線１１３の間の電圧、すなわち基準電位に対する正極配線１１２の電圧を測定する。こうして基準電位に対する正極配線１１２の電圧を測定することにより、マイコン３０２は、コンタクタ１０７がオンの場合は高圧電源１０６の電圧を測定し、コンタクタ１０７がオフの場合は平滑コンデンサ１０９の電圧を測定することができる。

またマイコン３０２は、モータコントロール基板３１２から出力される１２Ｖactive信号３０３をカプラ３０４を介して入力し、これに基づいて１２Ｖ電源１００からモータコントロール基板３１２へ供給される制御電源が正常に機能しているか否かを判定する。制御電源が正常に機能していないと判定した場合、マイコン３０２は下アームの各ＩＧＢＴのスイッチングを制御するための３相ショート信号３０７を出力する。この３相ショート信号３０７は、３分割された後、３つずつ設けられたカプラ３１４と２入力ＡＮＤ回路３１３を介して、下アームに対応する３つのドライバ回路１２１へそれぞれ出力される。このように、ゲートドライブ基板３０１ではマイコン３０２から下アームの３相すべてのドライバ回路１２１へ同一の３相ショート信号３０７を出力できるようになっている。つまり、下アームの３相すべてのＩＧＢＴを同時にオンオフできるようになっている。さらにこのとき、マイコン３０２は、カプラ３０８を介してモータコントロール基板３１２へ３ＰＳactive信号３０５を出力し、３相ショート制御を実施中であることを通知する。

（電源回路）
図５は、本発明の第１の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路としての電源回路３１１の例を示す回路図である。図５に示すように、電源回路３１１は、トランス４０１、トランス１次側回路４５１、トランス２次側回路４５２、フィードバック回路４５３、スタートアップ回路４５４および５Ｖ電源４５５から構成されており、正極配線１１２および負極配線１１３を介して、正極入力端子４４８と負極入力端子４４９が高圧電源１０６および平滑コンデンサ１０９に接続される。トランス２次側回路４５２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の上下アームのそれぞれに対して設けられており、計６個ある。図５では、Ｕ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２を破線により示している。なお、図５にはフライバック方式で動作する電源回路３１１の回路図の例を示している。

（トランス１次側回路）
トランス１次側回路４５１は、フィードバック回路４５３の電圧出力が１５Ｖになるようにトランス４０１の１次側電流を制御する。各トランス２次側回路４５２は、トランス４０１の２次側電流を整流し、対応するドライバ回路１２１へ直流電圧をそれぞれ出力する。フィードバック回路４５３は、トランス２次側回路４５２のダミー回路であり、これらと同様の直流電圧を出力することにより、トランス１次側回路４５１に対してフィードバック信号を出力している。また、フィードバック回路４５３はトランス１次側回路４５１の電源にもなっている。スタートアップ回路４５４は、電源回路３１１の起動時においてフィードバック回路４５３の電圧出力が現れるまでの間、トランス１次側回路４５１の電源となる回路である。５Ｖ電源４５５は、マイコン電源用の５Ｖ出力４５６を有しており、フィードバック回路４５３の出力に基づいて５Ｖ出力４５６から図４のマイコン３０２へ電源を出力する。また、５Ｖ電源４５５はマイコン用のウォッチドッグタイマを内蔵しており、マイコン３０２が暴走した時はリセットをかける機構が備わっている。

トランス１次側回路４５１は、第１の電源切り替えダイオード４２５、ＰＷＭＩＣ電源抵抗４２６、ＰＷＭＩＣ４２７、ＩＣパスコン４２８、ＩＣ電源ツェナーダイオード４２９、ゲート抵抗４３０、ＦＥＴプルダウン抵抗４３１、トランス駆動ＦＥＴ４３２、トランス電流測定抵抗４３３、フィルタ抵抗４３４、フィルタ容量４３５、発振抵抗４３６、発振容量４３７、ＶＲＥＦパスコン４３８、エラーアンプ抵抗４３９、エラーアンプ容量４４０およびトランスパスコン４４１から構成されている。

第１の電源切り替えダイオード４２５は、フィードバック回路４５３の出力電圧がスタートアップ回路４５４の出力電圧より高くなった場合にオンし、電源をフィードバック回路４５３の出力からスタートアップ回路４５４の出力へ切り替える。ＰＷＭＩＣ電源抵抗４２６は、ＰＷＭＩＣ４２７の電源電流を流れすぎないように制御する。ＰＷＭＩＣ４２７は、フィードバック回路４５３の出力とトランス４０１の１次側電流を監視することによって、トランス駆動ＦＥＴ４３２をＰＷＭ制御する。ＩＣパスコン４２８およびＩＣ電源ツェナーダイオード４２９は、ＰＷＭＩＣ４２７の電源を安定化する。ゲート抵抗４３０は、ＰＷＭＩＣ４２７の出力電流を流れすぎないように制限する。ＦＥＴプルダウン抵抗４３１は、ＰＷＭＩＣ４２７の故障等によって出力がハイインピーダンス（断線）状態となった場合に、トランス駆動ＦＥＴ４３２の入力をゲートドライブ基板３０１の基準電位であるＧＮＤＮ４０３に落とし、回路が不安定になるのを防ぐ。トランス駆動ＦＥＴ４３２は、ＰＷＭＩＣ４２７から出力されるＰＷＭパルスに応じてトランス４０１の１次側に電流を流す。トランス電流測定抵抗４３３は、トランス４０１の１次側電流を電圧に変換する。フィルタ抵抗４３４およびフィルタ容量４３５はフィルタであり、トランス電流測定抵抗４３３の電圧に乗っているノイズを除去してＰＷＭＩＣ４２７に送る。発振抵抗４３６、発振容量４３７およびＶＲＥＦパスコン４３８は、ＰＷＭＩＣ４２７に内蔵されている発振回路の外付け部品であり、ＰＷＭパルスの発振周波数を設定する。エラーアンプ抵抗４３９およびエラーアンプ容量４４０は、ＰＷＭＩＣ４２７に内蔵されているアンプの外付け部品であり、フィードバック回路４５３からのフィードバック信号を増幅してＰＷＭＩＣ４２７に取り込む際の増幅率を設定する。トランスパスコン４４１は、トランス４０１の１次側電流用のパスコンである。

（トランス２次側回路）
各トランス２次側回路４５２は、整流ダイオード４１６、平滑コンデンサ４１７およびブリーダ抵抗４１８を有すると共に、対応するドライバ回路１２１へ直流電圧を出力するための出力端子および基準端子を有している。たとえば、Ｕ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２は、絶縁電源出力端子（ＶＵＰ）４０４と絶縁電源基準端子（ＧＵＰ）４０５を有しており、これによりＵ相上アームのＩＧＢＴを駆動するドライバ回路１２１と接続される。同様に、Ｕ相下アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＵＮ）４０６と絶縁電源基準端子（ＧＵＮ）４０７を、Ｖ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＶＰ）４０８と絶縁電源基準端子（ＧＶＰ）４０９を、Ｖ相下アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＶＮ）４１０と絶縁電源基準端子（ＧＶＮ）４１１を、Ｗ相上アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＷＰ）４１２と絶縁電源基準端子（ＧＷＰ）４１３を、Ｗ相下アームに対応するトランス２次側回路４５２は絶縁電源出力端子（ＶＷＮ）４１４と絶縁電源基準端子（ＧＷＮ）４１５を、それぞれ有しており、これらによって対応するドライバ回路１２１と接続されている。

整流ダイオード４１６は、トランス４０１の２次側電流の片側方向の電流だけ通して、平滑コンデンサ４１７に充電する。平滑コンデンサ４１７は、整流ダイオード４１６を流れる電流を充電し、上記の出力端子と基準端子、たとえばＵ相上アームに対応する絶縁電源出力端子（ＶＵＰ）４０４と絶縁電源基準端子（ＧＵＰ）４０５の間に出力電圧を発生させる。ブリーダ抵抗４１８は、電源回路３１１の負荷がゼロの時でもＰＷＭパルスを間欠させず、出力電圧を安定化させるために設けられているダミーの小さい負荷である。

（フィードバック回路）
フィードバック回路４５３は、整流ダイオード４１９、平滑コンデンサ４２０、ブリーダ抵抗４２１、分圧抵抗４２２および４２３、パスコン４２４から構成されている。

整流ダイオード４１９、平滑コンデンサ４２０およびブリーダ抵抗４２１は、トランス２次側回路４５２に備えられている前述の整流ダイオード４１６、平滑コンデンサ４１７およびブリーダ抵抗４１８とそれぞれ同様の動作を行う。分圧抵抗４２２および４２３は、フィードバック回路４５３の出力電圧ＶＦＢ４０２を分圧してフィードバック信号を発生させている。この分圧比は、フィードバック回路４５３の出力電圧が目標電圧の１５Ｖになったときに、分圧電圧すなわちフィードバック信号電圧がＰＷＭＩＣ４２７の電圧基準値と等しくなるように設定されている。

（スタートアップ回路）
スタートアップ回路４５４は、降圧抵抗４４２、ツェナーダイオード４４３、安定化容量４４４、高圧ＦＥＴ４４５、第２の切り替えダイオード４４６、出力安定化容量４４７から構成されており、正極入力端子４４８と負極入力端子４４９によって正極配線１１２および負極配線１１３に接続されている。これにより、前述のように正極配線１１２および負極配線１１３を介して、正極入力端子４４８と負極入力端子４４９が高圧電源１０６および平滑コンデンサ１０９に接続される。

降圧抵抗４４２とツェナーダイオード４４３は、高圧ＦＥＴ４４５のゲートにツェナー電圧を与える。ツェナー電圧は１０Ｖ程度であり、フィードバック回路４５３の出力電圧より低い電圧とする。安定化容量４４４は、ツェナー電圧を安定化させる。高圧ＦＥＴ４４５は、正極入力端子４４８からトランス１次側回路４５１へ電源電圧を供給する。なお高圧ＦＥＴ４４５は、ツェナー電圧から高圧ＦＥＴ４４５のゲート閾値電圧および第２の切り替えダイオード４４６の順方向電圧を減算した所定値（Vstartupとする）よりもトランス１次側回路４５１の電源電圧が低い時にオンとなり、高い時にオフとなる。これにより、トランス１次側回路４５１の電源電圧はVstartupで安定化する。第２の切り替えダイオード４４６は、トランス１次側回路４５１の電源電圧がVstartupよりも高い時にオフとなり、スタートアップ回路４５４からトランス１次側回路４５１への電源供給を遮断する。出力安定化容量４４７は、トランス１次側回路４５１の電源電圧を安定化する容量である。

（ＡＮＤ回路）
図６は、マイコン３０２から出力された３相ショート信号３０７がカプラ３１４を介して入力される２入力ＡＮＤ回路３１３の例を示す回路図である。なお、図６では３つのＡＮＤ回路３１３のうち、Ｕ相下アームに対応するものを例示している。図６に示すように、ＡＮＤ回路３１３の入力側には、Ｕ相下アームのゲート制御信号UNが入力されるカプラ１１４のコレクタ出力と、３つのカプラ３１４のうち１つのコレクタ出力とが共通に接続されている。ＡＮＤ回路３１３は、これらのコレクタ出力を抵抗９０４を介して図２の電源２０３、すなわち対応するドライバ回路１２１の信号レベルにプルアップすることによって構成できる。すなわち、ＡＮＤ回路３１３の出力は、カプラ１１４および３１４のオープンコレクタ出力である。これにより、負論理におけるワイヤードＯＲ回路、つまり正論理におけるＡＮＤ回路３１３が構成される。なお、他のＶ相下アームおよびＷ相下アームに対応するＡＮＤ回路３１３も同様である。

（制御電源喪失時の動作）
図７は、インバータ３００における制御電源故障時のタイミングチャートの例を示す図である。図７において、符号５０３に示すタイミングチャートは、正極配線１１２と負極配線１１３の間に供給される電源電圧の変化の様子を表している。マイコン３０２は、前述のように高電圧分圧回路３０６によって分圧された正極配線１１２の電圧を測定することで電源電圧５０３を測定する。その下には、前述した１２Ｖactive信号３０３、３相ショート信号３０７および３相ショート制御実施信号（３ＰＳactive信号）３０５の変化の様子を表すタイミングチャートをそれぞれ示している。さらにその下には、モータコントロール基板３１２からＵ相、Ｖ相およびＷ相の各相に対して出力される下アームのゲート制御信号１０８Ｎを代表して、図４の符号３１５に示すＵ相下アームのゲート制御信号UNと、これに対応するドライバ回路１２１から出力されるＵ相下アームのゲート駆動信号３０９とについて、これらの変化の様子を表すタイミングチャートをそれぞれ示している。

たとえば時刻ｔ１において、モータコントロール基板３１２へ制御電源としての電力を供給している１２Ｖ電源１００が故障すると、車両の上位制御装置（不図示）がコンタクタ１０７をオフして開放状態とする。これにより、インバータ３００と高圧電源１０６の接続が切断され、高圧電源１０６から電源回路３１１への電力供給が遮断される。このときの正極配線１１２と負極配線１１３の間の電源電圧５０３は、平滑コンデンサ１０９に蓄積された電荷量、すなわち充電量に応じて決定される。このとき、電源回路３１１は平滑コンデンサ１０９から供給される直流電力を用いて電源を発生し、各ゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ供給する。一方、モータコントロール基板３１２は、１２Ｖ電源１００からの制御電源が供給されないためにその機能を喪失している。そのため、モータコントロール基板３１２からゲートドライブ基板３０１に対して出力される各相上下アームのゲート制御信号は、カプラの１次側のダイオードに電流が流れず、Ｕ相下アームのゲート制御信号UN３１６のように、全てＩＧＢＴのオフを表す'H'レベルとなる。これにより、各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'L'レベルとなる。その結果、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての上下アームＩＧＢＴがオフとなる。

上記のように制御電源が異常となった場合、１２Ｖactive信号３０３が時刻ｔ１において'H'レベルから'L'レベルに変化することで、モータコントロール基板３１２からゲートドライブ基板３０１に対して、制御電源が異常であることが通知される。すると、この１２Ｖactive信号３０３の変化により、マイコン３０２は、１２Ｖ電源１００が正常な状態ではなく、モータコントロール基板３１２に対して制御電源が正しく供給されていないものと判定し、所定の遅延時間経過後の時刻ｔ２において、３ＰＳactive信号３０５を'H'から'L'に変化させる。これにより、３相ショート制御を実施してマイコン３０２から下アームの各ドライバ回路１２１へ３相ショート信号３０７の出力を開始したことをモータコントロール基板３１２に通知する。ここで、３ＰＳactive信号３０５は負論理であり、'H'は３相ショート制御を実施していないことを、'L'は３相ショート制御を実施していることをそれぞれ表す。

時刻ｔ２において３相ショート制御を開始した直後、正極配線１１２と負極配線１１３の間に供給される電源電圧５０３、すなわち平滑コンデンサ１０９の電圧は、所定のオン閾値５０１よりも大きい。このときマイコン３０２は、３相ショート信号３０７を'L'から'H'に変化させる。そうすると、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'H'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての下アームＩＧＢＴがオンして３相ショート状態となる。このとき、モータ１０５において発生した回生電流がモータ１０５と負極配線１１３の基準電位の間を還流し、平滑コンデンサ１０９に充電されなくなり、電源回路３１１で電力を消費するので、時刻ｔ２以降は電源電圧５０３が次第に下がっていく。ここでオン閾値５０１は、平滑コンデンサ１０９やＩＧＢＴの耐圧などに応じて設定されることが好ましい。

その後も電源電圧５０３が下がり続け、時刻ｔ３において所定のオフ閾値５０２を下回ると、マイコン３０２は所定の遅延時間経過後の時刻ｔ４において、３相ショート信号３０７を'H'から'L'に変化させる。そうすると、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'L'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての下アームＩＧＢＴがオフする。これにより、３相全ての上下アームＩＧＢＴが再びオフとなる。これによって電源電圧５０３の下降が止まり、電源電圧５０３がドライバ回路１２１の活動下限を下回るのを防ぐことができる。このときモータ１０５が回転していると、モータ１０５からの回生電流が上アームの還流ダイオードを介して平滑コンデンサ１０９の正極側に出力されることにより平滑コンデンサ１０９が充電され、時刻ｔ４以降において電源電圧５０３が上昇する。ここでオフ閾値５０２は、マイコン３０２が３相ショート信号３０７を切り替えるための遅延時間等を考慮して、ゲートドライブ回路２０１が活動できる電圧の下限よりも余裕を持たせて高い電圧に設定されていることが好ましい。

なお、３相ショート状態にしてから一定時間以上経過しても電源電圧５０３がオフ閾値５０２を下回らない場合にも、上記と同様にマイコン３０２により３相ショート信号３０７を'H'から'L'に変化させることが好ましい。このようにして３相ショート状態が一定時間以上継続しないようにすることで、ＩＧＢＴに長時間電流が流れて発熱により耐熱温度を超えないようにすることができる。

時刻ｔ４以降で電源電圧５０３が上がり続け、時刻ｔ５においてオン閾値５０１を上回ると、マイコン３０２は所定の遅延時間経過後の時刻ｔ６において、３相ショート信号３０７を'L'から'H'に変化させる。そうすると、時刻ｔ２と同様に、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号は、Ｕ相下アームのゲート駆動信号３０９のように全て'H'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての下アームＩＧＢＴがオンして３相ショート状態となる。これによって再び、時刻ｔ６以降において電源電圧５０３の上昇が止まり、電源電圧５０３が平滑コンデンサ１０９やＩＧＢＴの耐圧を上回るのを防ぐことができる。

時刻ｔ７において電源電圧５０３がオフ閾値５０２を下回ると、マイコン３０２は時刻ｔ８において、時刻ｔ４と同様に３相ショート信号３０７を'H'から'L'に変化させ、下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号を全て'L'レベルとする。これにより、３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフとして、電源電圧５０３の下降を防ぐ。以降においても同様の３相ショート制御を行うことにより、電源電圧５０３がオフ閾値５０２からオン閾値５０１の範囲内となるように制御する。

なお、以上説明した制御電源喪失時の動作において、３相ショート制御を開始した直後に電源電圧５０３がオフ閾値５０２よりも小さい場合は、電源電圧５０３がオン閾値５０１を上回るまでの間、マイコン３０２から出力される３相ショート信号３０７を'L'レベルに維持することが好ましい。これにより、３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフとして、モータ１０５からの回生電流により平滑コンデンサ１０９を充電し、電源電圧５０３を上昇させることができる。また、３相ショート制御を開始した直後の電源電圧５０３がオフ閾値５０２からオン閾値５０１の範囲内である場合は、３相ショート信号３０７を'L'レベルと'H'レベルのどちらにしてもよい。

（制御電源回復時の動作）
図８は、インバータ３００における制御電源回復時のタイミングチャートの例を示す図である。図８に示す各タイミングチャートは、図７の各タイミングチャートと同じ信号の変化の様子をそれぞれ示すものである。なお、時刻ｔ１からｔ６までの間は、図７と同様の動作である。

時刻ｔ９において１２Ｖ電源１００が故障から復帰し、モータコントロール基板３１２への制御電源の供給が再開されると、１２Ｖactive信号３０３が'L'レベルから'H'レベルに変化することで、モータコントロール基板３１２からゲートドライブ基板３０１に対して、制御電源が正常であることが通知される。すると、この１２Ｖactive信号３０３の変化により、マイコン３０２は、１２Ｖ電源１００が正常な状態であり、モータコントロール基板３１２に対して制御電源が正しく供給されているものと判定し、所定の遅延時間経過後の時刻ｔ１０において、３相ショート信号３０７を'L'レベルに変化させてその出力を止める。そうすると、これに応じて下アームの各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号が全て'L'レベルとなり、ＩＧＢＴモジュール１０４において３相全ての上下アームＩＧＢＴがオフとなる。さらにこのとき、マイコン３０２は時刻ｔ１０において３ＰＳactive信号３０５を'L'から'H'に変化させる。これにより、モータコントロール基板３１２に対して、３相ショート制御を終了してマイコン３０２から下アームの各ドライバ回路１２１への３相ショート信号３０７の出力を停止したことを通知する。

上記のようにマイコン３０２からの３ＰＳactive信号３０５が'H'になると、これに応じてモータコントロール基板３１２は、時刻ｔ１１において、Ｕ相下アームのゲート制御信号UN３１５のように、各相上下アームのゲート制御信号の出力を再開する。これにより、各ドライバ回路１２１から出力されるゲート駆動信号がＵ相下アームのゲート駆動信号３０９のようにＰＷＭ制御に応じて変化し、通常のモータ制御に戻る。

なお、モータコントロール基板３１２は、制御電源の供給が再開されても、マイコン３０２からの３ＰＳactive信号３０５が'L'から'H'に変化するまでの間は、ゲート制御信号の出力を再開しないようにする。これにより、マイコン３０２による３相ショート制御とモータコントロール基板３１２によるＰＷＭ制御とが重複して行われることを防ぎ、上下アームのＩＧＢＴが同時にオンしてしまう等の誤動作を回避することができる。

以上述べたように、インバータ３００では、１２Ｖ電源１００からの制御電源が供給されない場合でも、電源回路３１１から供給される電力により各ドライバ回路１２１が動作してＩＧＢＴの３相ショート制御を行うので、モータ１０５の回生電圧による過電圧を抑制することができる。すなわち、モータ１０５の回生電圧によって電源電圧５０３が過電圧に近くなると、３相全ての下アームＩＧＢＴをオンにし、上アームをオフにする３相ショート状態とする。するとモータ電流は下アームＩＧＢＴを介してモータ１０５と電源電圧５０３の基準電位の間を還流し、平滑コンデンサ１０９が充電されなくなるので、電源電圧５０３の上昇が止まって徐々に下がり、過電圧を抑制することができる。

なお、この後に電源電圧５０３が下がりつづけ、それによって電源回路３１１からドライバ回路１２１へ供給される電源の電圧がドライバ回路１２１の活動限界電圧に近づくと、３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフする。するとモータ電流が再び還流ダイオードを介して流れることにより、平滑コンデンサ１０９が充電され、電源電圧５０３が上昇する。これにより、電源回路３１１からドライバ回路１２１へ供給される電源の電圧が低下してドライバ回路１２１の活動が停止してしまうことを避ける。もしもドライバ回路１２１が活動を停止すると、３相全ての上下アームＩＧＢＴがオフ状態に維持されたままとなり、３相ショート状態として過電圧を抑制することができなくなるため、インバータ３００は破壊してしまう。また、電源電圧５０３の再上昇に伴ってドライバ回路１２１を再起動させたとしても、再起動にはある程度の時間が必要であるので、インバータ３００が破壊するまでに間に合わない可能性がある。したがって、以上説明したように電源電圧５０３がドライバ回路１２１の活動限界電圧になる前に３相全ての上下アームＩＧＢＴをオフすることによって、ドライバ回路１２１を活動させたままにでき、回生電圧による電源電圧５０３の再上昇に対しても過電圧を抑制することが可能となる。

以上説明した第１の実施の形態によれば、次の作用効果を奏することができる。

（１）インバータ３００は、高圧電源１０６から供給される直流電力を３相モータ１０５を駆動するための交流電力に変換する複数のＩＧＢＴと、１２Ｖ電源１００から電力が供給され、ＩＧＢＴの動作を制御するためのゲート制御信号を出力するモータコントロール基板３１２と、モータ１０５が発生した交流電力に基づいて充電されることにより直流電力を蓄電する平滑コンデンサ１０９と、高圧電源１０６または平滑コンデンサ１０９から供給される直流電力に基づいて電力を供給する電源回路３１１と、電源回路３１１から電力が供給され、モータコントロール基板３１２からのゲート制御信号またはマイコン３０２からの３相ショート信号３０７に基づいてＩＧＢＴを動作させるためのゲート駆動信号を出力するドライバ回路１２１と、マイコン３０２とを備える。マイコン３０２は、１２Ｖ電源１００が故障してコンタクタ１０７がオフされたときに、平滑コンデンサ１０９の電圧を電源電圧５０３として測定する。マイコン３０２はまた、電源回路３１１から電力が供給され、１２Ｖ電源１００が正常であるか否かを判定し、正常でないと判定した場合、測定した電源電圧５０３に基づいてＩＧＢＴの動作を制御するための３相ショート信号３０７を出力する。具体的には、電源電圧５０３が所定のオン閾値５０１以上である場合、下アームのＩＧＢＴを全てオンとし、他方の上アームのＩＧＢＴを全てオフとするように、マイコン３０２は'H'レベルの３相ショート信号３０７を出力する。このようにしたので、制御用の電源回路である１２Ｖ電源１００が正常に動作していない状態で過電圧が生じた場合であっても、過電圧を抑制することができる。

（２）マイコン３０２は、電源電圧５０３がオン閾値５０１よりも低い所定のオフ閾値５０２以下である場合、上アームのＩＧＢＴおよび下アームのＩＧＢＴを全てオフとするように、'L'レベルの３相ショート信号３０７を出力する。このようにしたので、電源電圧５０３が低下してドライバ回路１２１の活動が停止してしまうことを避け、電源電圧５０３が再上昇した場合にも過電圧を抑制することができる。

（３）マイコン３０２は、３相ショート信号３０７を制御しているときに１２Ｖ電源１００が正常であると判定した場合、３相ショート信号３０７の制御を止めるようにした。これにより、モータコントロール基板３１２からのゲート制御信号の出力を再開し、通常のモータ制御に戻ることができる。

（４）マイコン３０２が３相ショート信号３０７を出力しているか否かを表す３相ショート制御実施信号（３ＰＳactive信号）３０５をマイコン３０２からモータコントロール基板３１２へ出力するようにした。これにより、マイコン３０２が３相ショート信号３０７を制御しているか否かをモータコントロール基板３１２において容易に判断することができる。

（５）モータコントロール基板３１２は、マイコン３０２が３相ショート信号３０７を制御していることを表す'L'レベルの３ＰＳactive信号３０５がマイコン３０２から出力されているときには、ゲート制御信号を出力しないようにした。これにより、マイコン３０２からの３相ショート信号３０７とモータコントロール基板３１２からのゲート制御信号とが同時に出力されることでＩＧＢＴが誤動作してしまうのを防止できる。

（６）電源回路３１１から供給される電力によって動作するマイコン３０２を用いて、平滑コンデンサ１０９の電圧を電源電圧５０３として測定する回路を実現するようにした。これにより、１２Ｖ電源１００が正常でない場合であっても、平滑コンデンサ１０９の電圧を測定して３相ショート信号３０７を出力することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態による電力変換装置について、図９〜１３を用いて以下に説明する。

（インバータの構成）
図９は、本発明の第２の実施形態による電力変換装置としてのインバータ７０１の電気回路構成の例を示すブロック図である。図９も前述の図４と同様に、図１に示した従来のインバータ１０１と共通する構成には同一の符号を付しており、３相モータ１０５、電流センサー１１０および電流センス信号１１１は図示を省略している。また、ＩＧＢＴモジュール１０４が有する上下アームの各ＩＧＢＴについても図示を省略している。

図９に示すインバータ７０１は、図４に示した第１の実施形態によるインバータ３００と比べて、ゲートドライブ基板３０１に替えてゲートドライブ基板７０２を備えている。このゲートドライブ基板７０２は、同時オン防止回路７０３をさらに備えている。また、電源回路３１１の代わりに電源回路１０１１を有しており、各３つのカプラ３１４およびＡＮＤ回路３１３の代わりに各３つのカプラ７０７およびＡＮＤ回路７０８を有している。これらの点が図４のゲートドライブ基板３０１とは異なっている。

モータコントロール基板３１２から出力された各ゲート制御信号は、ゲートドライブ基板７０２において同時オン防止回路７０３に入力される。このとき、上アームのゲート制御信号１０８Ｐは同時オン防止回路７０３に直接入力され、下アームのゲート制御信号１０８ＮはＡＮＤ回路７０８を介して同時オン防止回路７０３に入力される。

同時オン防止回路７０３は、入力された各ゲート制御信号のうち、同一相の上下アームに対応するゲート制御信号のペアに対して、その両方が同時にターンオン指令となることを防止する。具体的には、同一相の上下アームのゲート制御信号のペアが両方とも'L'レベルである場合、つまりどちらもターンオン指令となった場合は、ＩＧＢＴの上下アーム短絡を防止するため、両信号を'H'レベルに変化させてターンオフ指令を出力する。

図１０は、同時オン防止回路７０３の例を示す論理回路図である。ここではＵ相の上下アームに対応する１ペア分の論理回路図のみを示している。図１０に示す回路は、インバータゲート２つとＮＡＮＤ回路２つから構成されている。Ｕ相上アームのゲート制御信号UPおよびＵ相下アームのゲート制御信号UNが２つのインバータゲートにそれぞれ入力され、２つのＮＡＮＤ回路から信号UP1およびUN1がそれぞれ出力される。

図１１は、図１０に示した同時オン防止回路７０３の入出力の真理値表である。この真理値表に示すように、入力されたゲート制御信号UPおよびUNが両方とも'L'レベルのときには、これらを反転した'H'レベルの出力信号UP1およびUN1が同時オン防止回路７０３から出力される。それ以外の場合は、入力されたゲート制御信号UPおよびUNと、出力信号UP1およびUN1とがそれぞれ同じとなる。このように、同じ相で上下アームのＩＧＢＴが同時にオンとなるゲート制御信号がモータコントロール基板３１２から誤って出力されても、これらを反転した信号を同時オン防止回路７０３から出力することで、ＩＧＢＴを上下アーム同時オンから防止することができる。

マイコン３０２から出力された３相ショート信号３０７は、３分割された後、３つのカプラ７０７へそれぞれ入力される。各カプラ７０７は、入力された３相ショート信号３０７の基準電位をゲートドライブ基板７０２の基準電位からモータコントロール基板３１２の基準電位に変換した後、３つのＡＮＤ回路７０８のうち対応するものへと出力する。各ＡＮＤ回路７０８では、カプラ７０７から入力された３相ショート信号３０７とモータコントロール基板３１２から入力された下アームゲート制御信号との間で負論理のＯＲがとられ、下アームのゲート制御信号として同時オン防止回路７０３へ出力される。

電源回路１０１１は、第１の実施形態による電源回路３１１と同様に６つのゲートドライブ回路２０１およびマイコン３０２へ電源を供給するのに加えて、さらにカプラ７０７において３相ショート信号３０７の基準電位の変換に用いるための電源を出力する機能を有している。

図１２は、本発明の第２の実施形態による電力変換装置のゲートドライブ用電源回路としての電源回路１０１１の例を示す回路図である。図５に示した第１の実施形態による電源回路３１１と比べて、図１２の電源回路１０１１では、トランス１００２の２次側に６個のトランス２次側回路４５２に加えてさらに出力相１００７が１つ設けられている。この出力相１００７は、各トランス２次側回路４５２と同じく１５Ｖの電源電圧を出力するが、その基準電位１００３はモータコントロール基板３１２の基準電位となっている。さらに、５Ｖ電源１００６を有しており、そこから符号１００５に示す５Ｖ出力Vcc-GDを出力している。

図１３は、マイコン３０２から出力された３相ショート信号３０７がカプラ７０７を介して入力される２入力ＡＮＤ回路７０８の例を示す回路図である。なお、図１３では３つのＡＮＤ回路７０８のうち、Ｕ相下アームに対応するものを例示している。図１３に示すように、ＡＮＤ論理回路９０３の一方の入力はＵ相下アームのゲート制御信号UNであり、もう一方の入力は３つのカプラ７０７のうち１つのコレクタ出力である。カプラ７０７のコレクタ出力は、抵抗９０２を介して図１２の符号１００５に示す５Ｖ出力Vcc-GDにプルアップされている。また、カプラ７０７の出力側の基準電位は、モータコントロール基板３１２の基準電位に等しくなっている。なお、他のＶ相下アームおよびＷ相下アームに対応するＡＮＤ回路７０８も同様である。

以上説明した第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の作用効果を奏することができる。

なお、以上説明した各実施の形態では、３相ショート制御を行うことによって３相下アームのＩＧＢＴを全てオンとし、３相上アームのＩＧＢＴを全てオフすることとしたが、上下アームを入れ替えてもよい。すなわち、３相上アームのＩＧＢＴを全てオンとし、３相下アームのＩＧＢＴを全てオフすることで３相ショート制御を行ってもよい。このようにする場合、図４や図９に例示した電気回路構成は、それに応じたものに変形されることは言うまでもない。

また、以上説明した各実施の形態では、車両に搭載される電力変換装置を例として説明したが、本発明の適用範囲はこれに限定されず、様々な用途の電力変換装置において適用することができる。以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

１０１ インバータ
１０２ モータコントロール基板
１０３ ゲートドライブ基板
１０４ ＩＧＢＴモジュール
１０５ ３相モータ
１０６ 高圧電源
１０７ コンタクタ
１０９ 平滑コンデンサ
１１０ 電流センサー
１１１ 電流センス信号
１１２ 正極配線
１１３ 負極配線
１１４ カプラ
１１５ 電源回路
１１７ カプラ
１１８ ＡＮＤ回路
１２１ ドライバ回路
２０１ ゲートドライブ回路
３００ インバータ
３０１ ゲートドライブ基板
３０２ マイコン
３０４ カプラ
３０６ 高電圧分圧回路
３０８ カプラ
３１１ 電源回路
３１２ モータコントロール基板
３１３ ＡＮＤ回路
３１４ カプラ
７０１ インバータ
７０２ ゲートドライブ基板
７０３ 同時オン防止回路
７０７ カプラ
７０８ ＡＮＤ回路
１０１１ 電源回路

Claims (6)

1. 第１の直流電源から供給される直流電力をモータを駆動するための交流電力に変換する複数の電力変換素子と、
   第２の直流電源から電力が供給され、前記複数の電力変換素子の動作を制御するための第１の制御信号を出力する第１の制御回路と、
   前記モータが発生した交流電力に基づいて充電されることにより直流電力を蓄電する蓄電回路と、
   前記第１の直流電源または前記蓄電回路から供給される直流電力に基づいて電力を供給する電源回路と、
   前記蓄電回路の電圧を測定する電圧測定回路と、
   前記電源回路から電力が供給され、前記第２の直流電源が正常であるか否かを判定し、正常でないと判定した場合、前記電圧測定回路により測定された前記蓄電回路の電圧に基づいて前記複数の電力変換素子の動作を制御するための第２の制御信号を出力する第２の制御回路と、
   前記電源回路から電力が供給され、前記第１の制御信号または前記第２の制御信号に基づいて前記複数の電力変換素子を動作させるための駆動信号を出力する駆動回路と、を備え、
   前記複数の電力変換素子は、前記第１の直流電源の高電圧側に接続される上アームの電力変換素子、または前記第１の直流電源の低電圧側に接続される下アームの電力変換素子のいずれかであって、前記上アームの電力変換素子と前記下アームの電力変換素子とを直列に接続した直列回路が前記第１の直流電源に対して前記蓄電回路と並列に複数接続されており、
   前記第２の制御回路は、前記蓄電回路の電圧が所定の第１の電圧値以上である場合、前記上アームの電力変換素子または前記下アームの電力変換素子のいずれか一方を全てオンとし、他方を全てオフとするように前記第２の制御信号を出力することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第２の制御回路は、前記蓄電回路の電圧が前記第１の電圧値よりも低い所定の第２の電圧値以下である場合、前記上アームの電力変換素子および前記下アームの電力変換素子を全てオフとするように前記第２の制御信号を出力することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   前記第２の制御回路は、前記第２の制御信号を制御しているときに前記第２の直流電源が正常であると判定した場合、前記第２の制御信号の制御を止めることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１乃至３いずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記第２の制御回路が前記第２の制御信号を制御しているか否かを表す制御実施信号を前記第１の制御回路へ出力する制御実施信号出力回路をさらに備えることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記第１の制御回路は、前記第２の制御回路が前記第２の制御信号を制御していることを表す制御実施信号が前記制御実施信号出力回路から出力されているときには、前記第１の制御信号を出力しないことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１乃至５いずれか一項に記載の電力変換装置において、
   前記電圧測定回路は、前記電源回路から供給される電力によって動作するマイコンを用いて実現されることを特徴とする電力変換装置。

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