JP5428325B2 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、および、モータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。

従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。

このようなモータの制御装置は、一般的にはモータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきフィードバック制御を行う。また、一般的にはこの制御は、モータを駆動するスイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子のオン・オフ（典型的にはＰＷＭ信号のデューティ比）によりモータの各相への印加電圧を適宜に設定することにより行われる。したがって、モータ制御装置では、モータを駆動するスイッチング回路に与えられる電圧、典型的には電源電圧が測定され、測定された電圧に基づき上記制御が行われることが多い。

なお、本願発明に関連して、特許文献１には、電源電圧とモータの両方の端子の電圧とを測定し、これらに基づいてアシスト時のモータ端子電圧を補正する構成が開示されている。また、特許文献２には、バッテリの平均電圧とモータに流れるピーク電流とを測定し、これらに基づいて補正電流値を算出する構成が開示されている。
特開２００１−２７８０８６号公報 特開２００５−１７０２２５号公報

しかし、上記特許文献１、２は、いずれもモータの各相に対する補正を行うわけではないので、制御の精度が十分でない場合が生じる。例えば、モータを駆動するスイッチング回路には、シャント抵抗や配線抵抗などによる電圧降下により、電源電圧がそのままモータに印加されるわけではない。したがって、特にモータに大きな電流が流れる場合には上記抵抗によりモータの各相でモータに流そうとする電流とモータに実際に流れる電流とのずれが大きくなるため、制御の精度が低下する。

それ故に、本発明は、モータ駆動回路に与えられる電圧に基づき、配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できるモータ制御装置、および、これを備えた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

第１の発明は、ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段と、
前記制御手段で求めたレベルの電圧を用いて単位周期毎に所定のパルス幅を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するモータ駆動信号生成手段と、
前記モータ駆動信号生成手段からの前記パルス幅変調信号に基づき、前記モータを駆動するための複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子が前記パルス幅変調信号によってオン・オフされることにより前記モータに電流を供給するスイッチング回路を含むモータ駆動回路と、
電源から所定の配線を介して前記モータ駆動回路に加わる電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
前記制御手段は、前記スイッチング素子のオン・オフ状態に応じて、前記モータ駆動回路に加わる電圧の変化であって前記配線の抵抗を含む抵抗による電圧の降下が補償されるように、前記電圧検出手段による検出電圧に基づき、前記ｎ相それぞれに対する前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、
前記制御手段は、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値と前記モータのロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い前記指令電圧のレベルを求めるオープンループ制御手段を含むことを特徴とする。

第３の発明は、第１または第２の発明において、
前記制御手段は、前記単位周期内において前記ｎ相のうちの各相につき、基準となる電圧値から変化した電圧値までの前記モータ駆動回路に加わる電圧の電圧変化量に変化時間を乗算した値と前記変化した電圧値に所定の補正期間を乗算した値とが等しくなるような前記補正期間だけ、前記パルス幅変調信号のオン期間が前記電圧変化に応じて増加または減少されるよう、前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする。

第４の発明は、第１から第３までのいずれか１つの発明において、
前記制御手段は、前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
前記電流値算出手段により求めた電流値と、前記電圧検出手段により検出した電圧とに基づいて前記電源からの所定の配線の抵抗を含む抵抗の値を算出し、算出された抵抗値と前記電流値とに基づき前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする。

第５の発明は、第１から第４までのいずれか１つの発明において、
前記制御手段は、前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
前記電流値算出手段により求めた電流値と、前記電源からの所定の配線の抵抗を含む抵抗の値とに基づいて、前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加されたオン期間が前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、または前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少されたオン期間がゼロ以上となるよう、算出された前記抵抗値および前記電流値算出手段により求めた電流値に基づき前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限することを特徴とする。

第６の発明は、第５の発明において、
前記制御手段は、前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記補正期間を最小値とし前記１周期に相当する期間を最大値とする範囲内で定められる長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加される前のオン期間に対して加えた期間が前記１周期に相当する期間を超えないよう、または前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少される前のオン期間から差し引いた期間がゼロ以上となるよう、前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限するとともに、前記ｎ相の全てに対応するオン期間から、前記補正期間を最小値とし前記制限期間を最大値とする範囲内で定められる長さの半分の長さの期間を補正により増加される場合には差し引き、補正により減少される場合には加えた期間を新たなオン期間とすることを特徴とする。

第７の発明は、第５または第６の発明において、
前記制御手段は、前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記オン期間について許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、算出された前記制限期間に基づき前記制限値を算出することを特徴とする。

第８の発明は、第１から第６までのいずれか１つの発明において、
前記電圧検出手段は、
前記電源の正極側に繋がる前記モータ駆動回路の一端に加わる電圧を検出する第１の検出手段と、
前記電源の負極側に繋がる前記モータ駆動回路の他端に加わる電圧を検出する第２の検出手段と、
前記第１の検出手段により検出される電圧と、前記第２の検出手段により検出される電圧との差分値を算出することにより、前記モータ駆動回路に加わる電圧を検出する演算手段と
を含むことを特徴とする。

第９の発明は、第４から第８までのいずれか１つの発明において、
前記抵抗値を記憶する記憶手段をさらに備え、
前記制御手段は、前記指令電圧のレベルを求める時間間隔より長い間隔を空けて前記抵抗値を算出し、算出された抵抗値を前記記憶手段に記憶させるとともに、前記抵抗値が算出されないときに前記記憶手段に記憶された抵抗値と前記電流値とに基づき前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする。

第１０の発明は、第１から第９までのいずれかの１つの発明に係るモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置である。

上記第１の発明によれば、制御手段により配線抵抗等による相毎の電圧の変化が補償されるよう指令電圧のレベルが補正されるので、このことにより配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

また上記第１の発明によれば、電圧検出手段で求めた電圧に基づき指令電圧のレベルが補正されることにより配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第２の発明によれば、モータの回路方程式に従いオープンループ制御を行う場合において検出電流のフィードバックがない場合であっても配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第３の発明によれば、制御手段により各相につき電圧変化量に変化時間を乗算した値と変化した電圧値に補正期間を乗算した値とが等しくなるような補正期間だけ、パルス幅変調信号のオン期間が電圧変化に応じて増加または減少されるよう指令電圧のレベルが補正されるので、例えば電圧制御型のパルス幅変調器（インバータ）に適した構成で配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第４の発明によれば、電流値算出手段により求めた電流値と、電圧検出手段により検出した電圧とに基づいて抵抗の値を算出し、算出された抵抗値に基づき指令電圧のレベルを補正するので、例えば抵抗値を算出後はその再算出まで電圧検出手段による電圧検出を行うことなく配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第５の発明によれば、典型的にはオン期間がパルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、算出された抵抗値に基づき指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に指令電圧のレベルを制限することにより、異常な制御状態となることを回避することができ、また配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第６の発明によれば、制限期間の半分の期間を典型的には補正により増加される前のオン期間に対して加えた期間が１周期に相当する期間を超えないような制限値を算出し、算出された制限値以下に指令電圧のレベルを制限するとともに、ｎ相全てに対応するオン期間から例えば制限期間の半分の期間を差し引いた期間を新たなオン期間とする。したがって、上記のように制限値を緩和することにより制限を半分にすることができるのでオン期間の範囲をより広げることができ、また異常な制御状態となることを回避することができ、さらに配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第７の発明によれば、電圧値にＰＷＭ信号のオン期間について（例えば装置の設計上）許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値に基づき制限期間を算出するので、ＰＷＭ信号の１周期に相当する期間に基づき制限期間を算出する場合よりも制限を緩和することができるのでオン期間の範囲をより広げることができ、また異常な制御状態となることを回避することができ、さらに配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

上記第８の発明によれば、演算手段で第１および第２の検出手段により検出される電圧の差分値を算出することによりモータ駆動回路に加わる電圧を検出するので、典型的にはマイコンなどの演算手段に通常内蔵されるＡ／Ｄ変換器と演算機能とを使用することで、オペアンプなどの高価な電子部品を使用することなく安価で簡易な構成でモータ駆動回路に加わる電圧を検出することができる。

上記第９の発明によれば、一度算出された抵抗値が記憶手段により記憶され、繰り返し使用されるので、抵抗値の算出回数を少なくすることにより、制御手段の演算負荷を下げることができる。

上記第１０の発明によれば、高い精度でモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができるので、スムーズな操舵補助が可能となる。

以下、本発明の各実施形態について添付図面を参照しつつ説明する。
＜１． 第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。

図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。

電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。

ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。

この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。

本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、この電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。

図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、電流センサ１４、および電圧センサ１６を備えている。

ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３とは、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めたレベルの電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、モータを駆動制御するための信号として、マイコン２０で求めた３相の電圧のレベルに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ−ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。このようにモータ駆動回路１３は、複数のスイッチング素子を有し、ブラシレスモータ１に電流を供給するスイッチング回路として機能する。

電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。

ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期（以下「ＰＷＭ周期」という）内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。３相の駆動電流の和はゼロになるので、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。したがって、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a は、マイコン２０に入力される。

電圧センサ１６は、差動増幅器を含み、その入力端の一方はモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に接続され、その入力端の他方はモータ駆動回路１３とシャント抵抗１７との間に接続され、その出力端は３相電圧補正部２９に接続されている。このように電圧センサ１６を設けることにより、モータ駆動回路１３の両端に印加される電圧Ｖｂを正確に検出することができる。なお、図２ではシャント抵抗１７の一端が電源のプラス側に接続される場合には、電圧センサ１６の入力端の一方はモータ駆動回路１３とこのシャント抵抗１７との間に接続される。

マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、角速度算出部２５、Φ算出部２６、および３相電圧補正部２９として機能する。マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す指令電流値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧（以下、指令電圧という）のレベルを求める。

角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。角速度算出部２５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ω_e を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。

指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電流とｑ軸電流を求める（以下、前者をｄ軸指令電流ｉ_d ^*、後者をｑ軸指令電流ｉ_q ^*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して指令電流を求める。アシストマップを用いることにより、ある大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*を求めることができる。

なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸指令電流ｉ_q ^*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸指令電流ｉ_d ^*は、典型的にはゼロに設定される。

オープンループ制御部２２は、ｄ軸指令電流ｉ_d ^* 、ｑ軸指令電流ｉ_q ^* および角速度ω_e に基づき、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸電圧とｑ軸電圧を求める（以下、前者をｄ軸指令電圧ｖ_d 、後者をｑ軸指令電圧ｖ_q という）。ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q は、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
ｖ_d＝（Ｒ＋ＰＬ_d）ｉ_d ^*−ω_eＬ_qｉ_q ^* …（１）
ｖ_q＝（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q ^*＋ω_eＬ_dｉ_d ^*＋ω_eΦ …（２）
ただし、式（１）と（２）において、ｖ_d はｄ軸指令電圧、ｖ_q はｑ軸指令電圧、ｉ_d ^*はｄ軸指令電流、ｉ_q ^*はｑ軸指令電流、ω_e はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌ_d はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌ_q はｑ軸の自己インダクタンス、Φはｕ、ｖ、ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌ_d 、Ｌ_q およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、上記回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。

ｄｑ軸／３相変換部２３は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q を３相交流座標軸上の指令電圧に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸指令電圧ｖ_d とｑ軸指令電圧ｖ_q に基づき、次式（３）〜（５）を用いてｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を求める。
Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓθ−ｖ_q×ｓｉｎθ｝ …（３）
Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓ（θ−２π／３）
−ｖ_q×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（４）
Ｖ_w＝−Ｖ_u−Ｖ_v …（５）
なお、式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。

３相電圧補正部２９は、ｄｑ軸／３相変換部２３で求めたｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w に対して、電圧センサ１６により検出されるモータ駆動回路１３の両端電圧に基づき、ＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗により生じる電圧降下を補償するための補正を行い、補正された新たなｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を生成し出力する。上記補正の詳しい内容は改めて後述する。

このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の指令電流ｉ_d ^* 、ｉ_q ^* を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を求める処理と、指令電圧ｖ_d 、ｖ_q を３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に変換する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の指令電圧Ｖ_u 、Ｖ_v 、Ｖ_w に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の指令電圧に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは、操舵補助に用いられる。

Φ算出部２６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された角度θと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力される。Φ算出部２６は、まず電流値ｉ_a に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流を求め（以下、前者をｕ相検出電流ｉ_u 、後者をｖ相検出電流ｉ_v という）、これらをｄｑ座標軸上の電流値に変換する。より詳細には、Φ算出部２６は、ｕ相検出電流ｉ_u とｖ相検出電流ｉ_v に基づき、次式（６）と（７）を用いてｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を求める。
ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ−ｉ_u×ｓｉｎ（θ−２π／３）｝ …（６）
ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ−ｉ_u×ｃｏｓ（θ−２π／３）｝ …（７）
なお、式（６）と（７）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めたものである。

次に、Φ算出部２６は、ω_e ≠０のときに、ｑ軸指令電圧ｖ_q 、ｄ軸検出電流ｉ_d 、ｑ軸検出電流ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式（８）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。
Φ＝｛ｖ_q−（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q−ω_eＬ_dｉ_d｝／ω_e …（８）
なお、式（８）は、式（２）のｄ軸指令電流ｉ_d ^*とｑ軸指令電流ｉ_q ^*にｄ軸検出電流ｉ_d とｑ軸検出電流ｉ_q を代入し、その式をΦについて解いたものである。

Φ算出部２６は、求めたΦ値をオープンループ制御部２２に対して出力する。オープンループ制御部２２は、式（２）を用いてｑ軸指令電圧ｖ_q を求めるときに、Φ算出部２６で算出されたΦ値を使用する。このようにマイコン２０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求め、ｑ軸指令電圧ｖ_q を求めるときにはそのΦ値を使用する。

以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦを求めて使用するとともに、指令電流値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御の指令電圧を求める。次に、３相電圧補正部２９におけるｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w に対する補正動作について詳述する。

上記実施形態において、電流センサ１４は、図２に示すようにモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているため、電流センサ１４内のシャント抵抗や配線抵抗などの電圧降下により、電源電圧がそのままモータに印加される電圧となるわけではない。従って、実際にモータに印加される電圧を正確に取得する必要がある。そこで、実際にモータの駆動回路（インバータ）に印加される電源電圧部分を検出する手段（ここでは電圧センサ１６）を設ければ、モータに印加される電圧を正確に取得して制御を正確に安定して行うことができる。

もっとも、検出される電圧は常に一定であるわけではなく、モータ駆動回路１３に含まれるＭＯＳ−ＦＥＴそれぞれの導通状態により、上記抵抗を流れる３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）の有無および種類が変化するため、上記検出電圧も変化する。例えば、上記６つのＭＯＳ−ＦＥＴのうち上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされるとき、下側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴはオフされるので、駆動電流はモータ駆動回路１３内を還流し、上記配線抵抗等には電流が流れない。その結果、モータに印加される電圧が低下することはない。しかし、上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴが１つまたは２つがオンされるとき、駆動電流は上記配線抵抗等に流れるので、モータに印加される電圧が低下することになる。

図４は、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｖ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。また図５は、図４に示される補正を行った後の上記モータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。

この図４に示されるように、１ＰＷＭ周期の開始時点である時刻ｔ１で３相／ＰＷＭ変調器１２から与えられる各ＰＷＭ信号に基づき、モータ駆動回路１３に含まれる６つのＭＯＳ−ＦＥＴのうち上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされることにより、モータに印加されるべきｕ相電圧Ｖｐ＿ｕ、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖ、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗは共に上記回路の両端電圧Ｖｂと等しくなる。なお厳密にはモータ駆動回路１３内部の抵抗（例えばＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗など）による電圧降下は生じるが、ここでは説明の便宜のためこのような電圧降下は生じないものとする。この時刻ｔ１では、上述したように、モータに印加される電圧が低下することはない。

次に、図４に示されるように、時刻ｔ２で上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧Ｖｐ＿ｕを制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴがオフされると（すなわち排反的に制御される下側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧Ｖｐ＿ｕを制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされると）モータに印加されるべきｕ相電圧Ｖｐ＿ｕは接地電位と等しくなる。なお厳密には完全に等しくならない点については前述した。またこの時刻ｔ２において上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｖ相電圧Ｖｐ＿ｖとｗ相電圧Ｖｐ＿ｗとを制御するための２つのＭＯＳ−ＦＥＴはオンされたままであるので、ｕ相電流ｉｕが配線等を通ってモータ駆動回路１３に流れることになる。そのため、上記配線抵抗等によりモータに印加される電圧が低下する。図４では、低下後の両端電圧が電圧Ｖｂ１として示されている。したがって、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖおよびｗ相電圧Ｖｐ＿ｗも同様に電圧Ｖｂ１に低下する。

続いて、図４に示されるように、時刻ｔ３で上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧とｖ相電圧とを制御するための２つのＭＯＳ−ＦＥＴがオフされると（すなわち排反的に制御される下側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｕ相電圧とｖ相電圧とを制御するための２つのＭＯＳ−ＦＥＴがオンされると）モータに印加されるべきｖ相電圧Ｖｐ＿ｖもまたｕ相電圧Ｖｐ＿ｕと同様に接地電位と等しくなる。またこの時刻ｔ３において上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｗ相電圧を制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴのみがオンされたままであるので、ｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖが配線等を通ってモータ駆動回路１３に流れることになる。そのため、上記配線抵抗等によりモータに印加される電圧がさらに低下する。図４では、電圧Ｖｂ１からさらに低下した後の両端電圧が電圧Ｖｂ２として示されている。したがって、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗも電圧Ｖｂ２に低下する。

ここで、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖは、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔ１までの間、電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１に低下している。この電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの１ＰＷＭ周期内における時間平均値の低下を補償すればよい。したがって、本来は時刻ｔ３で接地電位に変化するｖ相電圧Ｖｐ＿ｖを時刻ｔ３から補正期間ΔＴ１だけ電圧Ｖｂ１に維持した後、時刻ｔ４で接地電位に変化するよう制御すればよい。この補正期間ΔＴ１の算出については後述する。

図５では、上記のように補償されたｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが示されている。図５に示されるように、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖは、時刻ｔ２において電圧Ｖｂ１に低下するが、その電圧は時刻ｔ４まで維持された後に接地電位に変化する。

このようにｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが変化すると、図５に示されるようにｗ相電圧Ｖｐ＿ｗも時刻ｔ２から時刻ｔ４まで電圧Ｖｂ１に低下し、さらに時刻ｔ４において上側の３つのＭＯＳ−ＦＥＴのうちｗ相電圧を制御するためのＭＯＳ−ＦＥＴのみがオンされるので、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗは電圧Ｖｂ２に低下する。この電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの場合と同様にｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの（１ＰＷＭ周期内における）時間平均値の低下を補償すればよいので、本来は時刻ｔ５で接地電位に変化するｗ相電圧Ｖｐ＿ｗを時刻ｔ５から補正期間ΔＴ２だけ電圧Ｖｂ２に維持した後、時刻ｔ６で接地電位に変化するよう制御すればよい。この補正期間ΔＴ２の算出については後述する。

以上のように、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖおよびｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの時間平均値の低下が補償されるようモータ駆動回路１３に含まれるＭＯＳ−ＦＥＴのオン期間（およびオフ期間）を適宜に変更することにより、配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。以下、上記オン期間の変更について具体的に説明する。

図６は、上記補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。図６に示されるステップＳ１０において、３相電圧補正部２９は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間に電圧センサ１６により検出されるモータ駆動回路１３の両端の電圧Ｖｂと、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間に検出される低下した上記回路両端の電圧Ｖｂ１と、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの間に検出されるさらに低下した上記回路両端の電圧Ｖｂ２とを取得する。なお、これらの電圧値の検出は同時でなくてもよく、その一部は次のＰＷＭ周期またはその次のＰＷＭ周期以降において検出されてもよい。

次にステップＳ１２において、３相電圧補正部２９は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔ１と、電圧Ｖｂおよび電圧Ｖｂ１とに基づき、補正により延長されるべき時刻ｔ３から時刻ｔ４までの補正期間ΔＴ１を算出する。具体的には、期間Ｔ１における電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１への電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの１ＰＷＭ周期内における時間平均値の低下を補償すればよいので、この低下分に相当する時刻ｔ２から時刻ｔ３までの図４に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの図４に示される斜線部分の面積と等しくなればよい。このことは次式（９）のように表すことができる。
（Ｖｂ−Ｖｂ１）×Ｔ１＝Ｖｂ１×ΔＴ１ …（９）

したがって、上式（９）をΔＴ１について整理すれば、３相電圧補正部２９は、次式（１０）を用いてΔＴ１を算出することができる。
ΔＴ１＝（Ｖｂ−Ｖｂ１）×Ｔ１／Ｖｂ１ …（１０）

３相電圧補正部２９は、算出されたΔＴ１に基づき、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが接地電位となる時刻を時刻ｔ３から時刻ｔ４へ延長するようｖ相指令電圧Ｖ_v を補正する。このｖ相指令電圧Ｖ_v は、３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されｖ相に対応するＭＯＳ−ＦＥＴに与えられるＰＷＭ信号Ｖのデューティ比を定める電圧である。具体的には３相／ＰＷＭ変調器１２は、１ＰＷＭ周期内で接地電位から所定電位（ここでは指令電圧の最高値）まで線形に変化し、所定電位から接地電位へ瞬時的に戻るノコギリ波をその内部で生成しており、ＰＷＭ信号Ｖは、このノコギリ波の電位がｖ相指令電圧Ｖ_v よりも大きい時にオフ電位となり、小さい時にオン電位となる。このノコギリ波の電位は、例えば図４に示される時刻ｔ１において接地電位から線形に上昇し、時刻ｔ６以降の図示されない１ＰＷＭ周期の終了時点で上記所定電位から接地電位へ瞬時的に戻る。このようなノコギリ波の電位変化は予め定められたものであるので、３相電圧補正部２９は、ＰＷＭ信号Ｖがオフ電位となる時刻（すなわちｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが接地電位となる時刻）が時刻ｔ３から時刻ｔ４へ延長されるようにｖ相指令電圧Ｖ_v を補正する。なお、３相／ＰＷＭ変調器１２は、上記ノコギリ波に代えて周知の三角波を使用することもできるが、この場合にはオン期間の前後にオフ期間が分かれるように配されるので、電圧センサ１６による電位検出のタイミング設定が厳しくなる。なお、ここではこのノコギリ波の周波数は２０ｋＨｚであり、上記ＰＷＭ周期は５０μｓである。

続いてステップＳ１４において、３相電圧補正部２９は、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間Ｔ２と、期間Ｔ１と、補正期間ΔＴ１と、電圧Ｖｂ２とに基づき、補正により延長されるべき時刻ｔ５から時刻ｔ６までの補正期間ΔＴ２を算出する。具体的には、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１への電圧低下および時刻ｔ４から時刻ｔ５までの電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ２への電圧低下をともに補償するためにはｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの１ＰＷＭ周期内の時間平均値の低下を補償すればよいので、この低下分に相当する時刻ｔ２から時刻ｔ５までの図５に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの図５に示される斜線部分の面積と等しくなればよい。このことは次式（１１）のように表すことができる。
（Ｖｂ−Ｖｂ１）×（Ｔ１＋ΔＴ１）
＋（Ｖｂ−Ｖｂ２）×（Ｔ２−ΔＴ１）＝Ｖｂ２×ΔＴ２ …（１１）

したがって、上式（１１）をΔＴ２について整理すれば、３相電圧補正部２９は、次式（１２）を用いてΔＴ２を算出することができる。
ΔＴ２＝（（Ｖｂ−Ｖｂ１）×（Ｔ１＋ΔＴ１）
＋（Ｖｂ−Ｖｂ２）×（Ｔ２−ΔＴ１））／Ｖｂ２ …（１２）

３相電圧補正部２９は、算出されたΔＴ２に基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を時刻ｔ５から時刻ｔ６へ延長するようｗ相指令電圧Ｖ_w を補正する。この補正についてはｖ相指令電圧Ｖ_v を補正する場合と同様であるので、説明を省略する。このように補正を行った後、処理はステップＳ１０に戻り、モータが停止するまで１から数ＰＷＭ周期毎に上記処理が繰り返される（Ｓ１４→Ｓ１０→…→Ｓ１４）。

以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、配線抵抗による電圧変化がない場合にｖ相およびｗ相におけるモータに印加されるべき電圧の時間平均値（または時間積分値）が、実際にｖ相およびｗ相におけるモータに印加される電圧の（１ＰＷＭ周期内での）時間平均値（または時間積分値）とそれぞれ対応する相で略一致するよう、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を補正する。このことにより配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

なお、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられており、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となるが、各相毎に電流センサを配置したモータ制御装置であっても同様の効果を得ることができる。また、本実施形態に係るモータ制御装置はオープンループ制御を用いているが、フィードバック制御を行うモータ制御装置であっても同様の効果を得ることができる。

＜２． 第２の実施形態＞
本発明に係る第２の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成は、図１に示される第１の実施形態の場合と同様であるので、その説明を省略する。

図７は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。この構成を図２に示される第１の実施形態の構成と比較すればわかるように、本実施形態では、３相電圧補正部３９は、その動作と電流センサ１４により検出された電流値ｉ_a を取得する点とが異なる。その他の構成要素は第１の実施形態の場合と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。

図８は、本実施形態における３相電圧補正部３９で補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。図８に示されるステップＳ２０において、３相電圧補正部３９は、図４に示される時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間に電圧センサ１６により検出されるモータ駆動回路１３の両端の電圧Ｖｂと、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間に検出される低下した上記回路両端の電圧Ｖｂ１と、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの間に検出されるさらに低下した上記回路両端の電圧Ｖｂ２とを取得する。なお、後述するように、電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２のいずれか一方の取得は省略されてもよい。

次にステップＳ２２において、３相電圧補正部３９は、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a に基づき、図４に示される時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間に３相の駆動電流のうちｕ相電流ｉｕを取得し、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの間にモータ駆動回路１３に流れるｕ相電流ｉｕとｖ相電流ｉｖとの和を取得する。なお、後述するようにｕ相電流ｉｕまたはこれとｖ相電流ｉｖとの和のいずれか一方の取得は省略されてもよい。またここでは、ステップＳ２０における電圧値の取得と、ステップＳ２２における電流値の取得とはほぼ同一時点で行われるが、マイコン２０に内蔵されるＡ／Ｄ変換器の数が十分でない場合には異なるＰＷＭ周期内で検出が行われてもよい。

続いてステップＳ２４において、３相電圧補正部３９は、電源から上記回路両端までの電流経路における配線等の抵抗（以下単に「配線抵抗」という）Ｒを算出する。図４を参照して前述したように、時刻ｔ１から時刻ｔ２まではモータ駆動回路１３内を電流が還流するため電源から上記配線等に電流は流れないが、時刻ｔ２から時刻ｔ３まではｕ相電流ｉｕが流れ、時刻ｔ３から時刻ｔ５まではｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖが流れる。したがって、上記配線抵抗Ｒは次式（１３）または次式（１４）のいずれかにより求めることができる。
Ｒ＝（Ｖｂ−Ｖｂ１）／｜ｉｕ｜ …（１３）
Ｒ＝（Ｖｂ−Ｖｂ２）／｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜ …（１４）

ここでは検出誤差をなくすため、３相電圧補正部３９は、上式（１３）、（１４）に基づき算出されたそれぞれの配線抵抗Ｒの平均値を配線抵抗Ｒとして算出する。もっとも、これらの式のいずれか一方のみで配線抵抗Ｒを算出してもよい。その場合には使用されなかった式に用いられる回路両端の電圧値および電流値は検出されなくてよい。

次にステップＳ２６において、３相電圧補正部３９は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔ１と、電圧Ｖｂと、ｕ相電流ｉｕとに基づき、補正により延長されるべき時刻ｔ３から時刻ｔ４までの補正期間ΔＴ１を算出する。この場合も第１の実施形態の場合と同様、期間Ｔ１における電圧Ｖｂから電圧Ｖｂ１への電圧低下を補償するためにはｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの１ＰＷＭ周期内における時間平均値の低下を補償すればよいので、この低下分に相当する時刻ｔ２から時刻ｔ３までの図４に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの図４に示される斜線部分の面積と等しくなればよい。このことは次式（１５）のように表すことができる。
（Ｒ×｜ｉｕ｜）×Ｔ１＝（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｕ｜））×ΔＴ１ …（１５）

したがって、上式（１５）をΔＴ１について整理すれば、３相電圧補正部３９は、次式（１６）を用いてΔＴ１を算出することができる。
ΔＴ１＝（Ｒ×｜ｉｕ｜）×Ｔ１／（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｕ｜）） …（１６）

３相電圧補正部３９は、第１の実施形態の場合と同様、算出されたΔＴ１に基づき、ｖ相電圧Ｖｐ＿ｖが接地電位となる時刻を時刻ｔ３から時刻ｔ４へ延長するようｖ相指令電圧Ｖ_v を補正する。

また、３相電圧補正部３９は、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間Ｔ２と、期間Ｔ１と、補正期間ΔＴ１と、ｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖとに基づき、補正により延長される時刻ｔ５から時刻ｔ６までの補正期間ΔＴ２を算出する。この場合も第１の実施形態の場合と同様、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗの時間平均値の低下を補償すればよいので、この低下分に相当する時刻ｔ２から時刻ｔ５までの図５に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ５から時刻ｔ６までの図５に示される斜線部分の面積と等しくなればよい。このことは次式（１７）のように表すことができる。
（Ｒ×｜ｉｕ｜）×（Ｔ１＋ΔＴ１）＋（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜）×（Ｔ２−ΔＴ１） ＝（Ｖｂ−（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜））×ΔＴ２ …（１７）

したがって、上式（１７）をΔＴ２について整理すれば、３相電圧補正部３９は、次式（１８）を用いてΔＴ２を算出することができる。
ΔＴ２＝（（（Ｒ×｜ｉｕ｜）×（Ｔ１＋ΔＴ１）
＋（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜）×（Ｔ２−ΔＴ１））
／（Ｖｂ−（Ｒ×｜（ｉｕ＋ｉｖ）｜）） …（１８）

３相電圧補正部３９は、第１の実施形態の場合と同様、算出されたΔＴ２に基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を時刻ｔ５から時刻ｔ６へ延長するようｗ相指令電圧Ｖ_w を補正する。

続いて、ステップＳ２８において、３相電圧補正部３９は、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a に基づき、３相の駆動電流のうちｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖを取得する。なお、前述したようにｕ相電流ｉｕまたはこれとｖ相電流ｉｖとの和のいずれか一方の取得は省略されてもよい。このように検出電流の取得を行った後、処理はステップＳ２６に戻り、１から数ＰＷＭ周期毎に上記処理が繰り返される（Ｓ２８→Ｓ２６→Ｓ２８）。なお、この繰り返し処理中に、適宜の周期で回路両端の電圧Ｖｂが検出されてもよい。電源電圧自体が変化することもあるからである。また、上記ステップＳ２０〜Ｓ２４の処理は装置起動時から１度だけ実行されるように記載されているが、実際には周囲温度の変化やモータの温度上昇等により配線抵抗Ｒは変化するので、数秒に一度などの適宜の時間間隔でステップＳ２０〜Ｓ２４の処理が行われることが好ましい。もちろん計算負荷が問題にならない場合には、補正値を算出する毎に上記処理を行ってもよい。

以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、配線抵抗による電圧変化がない場合にｖ相およびｗ相におけるモータに印加されるべき電圧の時間平均値が、実際にｖ相およびｗ相におけるモータに印加される電圧の時間平均値とそれぞれ対応する相で略一致するよう、一旦配線抵抗Ｒを求め、以後はｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w を補正する。このことにより配線抵抗Ｒを算出した後は、これを再度算出するまでｕ相電流ｉｕとｖ相電流ｉｖとを検出するだけで（電圧センサ１６により電圧検出を行うことなく）配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

なお、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられており、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となるが、各相毎に電流センサを配置したモータ制御装置であっても同様の効果を得ることができる。また、本実施形態に係るモータ制御装置はオープンループ制御を用いているが、フィードバック制御を行うモータ制御装置であっても同様の効果を得ることができる。

＜３． 第３の実施形態＞
本発明に係る第３の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成は、図１に示される第１の実施形態の場合と同様であるので、その説明を省略する。また本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成は、図７に示される第２の実施形態の場合と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。本実施形態では、３相電圧補正部３９の補正動作の内容は第２の実施形態の場合と同様であるが、補正結果に対して制限を行う動作と、その制限値を算出する動作が行われる点で、第２の実施形態とは異なる。

図９は、本実施形態における３相電圧補正部３９で補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。図９に示されるステップＳ２０〜Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２８の処理内容（３相電圧補正部３９の動作内容）は、図８に示されるステップＳ２０〜Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２８の処理内容と同一であるので説明を省略する。

ここで図９に示される各ステップの処理を図８に示される各ステップの処理と比較すればわかるように、本実施形態では第２の実施形態の処理に対してステップＳ２５における制限値の算出処理が追加されており、適宜のタイミングで実施される。すなわち、詳しくは後述するステップＳ２５の処理が行われた後、第２の実施形態と同様、ステップＳ２６において、３相電圧補正部３９は、補正期間ΔＴ１を算出してｖ相指令電圧Ｖ_v を補正し、かつ補正期間ΔＴ２を算出してｗ相指令電圧Ｖ_w を補正する。次にステップＳ２８において、３相電圧補正部３９は、ｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖを取得する。続いてステップＳ３０において、３相電圧補正部３９は、制限値の算出タイミングか否かを判定する。具体的にはステップＳ２５の補正処理の回数をカウントして所定回数（例えば数回）に達すれば算出タイミングであると判定する。この判定の結果、算出タイミングである場合（ステップＳ３０においてＹｅｓである場合）、ステップＳ２５の制限値算出処理が行われ、上記動作が繰り返される（Ｓ３０→Ｓ２５→…→Ｓ３０）。またこの判定の結果、算出タイミングでない場合（ステップＳ３０においてＮｏである場合）、ステップＳ２６の処理に戻り上記動作が繰り返される（Ｓ３０→Ｓ２６→…→Ｓ３０）。このように制限値の算出を補正値の算出毎に行わないのは、計算負荷を下げるためである。したがって計算負荷が問題にならない場合（１ＰＷＭ期間内に計算が終了する場合）には、精度を高めるためにこれらの処理を補正値の算出毎に行うことが好ましい。

次に上記ステップＳ２５における制限値の算出処理について２つの方法に分けて説明する。これら２つの方法ではいずれも、３相電圧補正部３９において補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまわないような制限値を算出する。ただしこの制限値は、補正後ではなく補正前の値を制限するものであって、補正前のオン期間の長さを制限するものであってもよいし、補正前における全期間に対するオン期間の割合を示すデューティ比を制限するものであってもよいし、（当然補正前である）ｄｑ軸／３相変換部２３で求めたｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w や、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸指令電圧ｖ_d およびｑ軸指令電圧ｖ_q などを制限するものであってもよい。

なお、ここでは説明の便宜のため、上記制限値を補正前のオン期間の長さを制限するための値であるものとして説明するが、実際には制限値を設定しやすいｄ軸指令電圧ｖ_d およびｑ軸指令電圧ｖ_q が制限対象として使用される。この場合には上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖ_q がちょうどゼロになるよう設定されるので、制限値は実際には絶対値として、すなわち上限値と下限値の形で設定されることになる。

まず図１０および図１１を参照して、上記第１の処理方法について説明する。図１０は、第１の処理方法で上記制限値による制限がなされない場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図１０に示されるように、補正前のオン期間は時刻ｔ５の時点で終了しており、これを上述した第２の実施形態における補正を行うことにより、補正後のオン期間は時刻ｔ７の時点で終了している。しかし、１ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍは、時刻ｔ１から時刻ｔ６までの期間であるので、１ＰＷＭ周期内にあるべきオン期間が次のＰＷＭ周期に渡っており、異常な制御状態となる。そこで、第１の処理方法を用いた補正により、図１１に示されるようにこの異常な制御状態を解消することができる。

図１１は、第１の方法により上記制限値による制限がなされる場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図１１に示されるように、補正後のオン期間はＰＷＭ周期の終了時点である時刻ｔ６より後述する制限期間Ｔｃ前の時刻ｔ４で終了している。したがって、補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまうことがなく、異常な制御状態とはならない。この制限期間Ｔｃの算出方法について詳しく説明する。

図１０に示される例では、ｕ相とｖ相のオン期間は非常に短く、また同時に終了しているので、図４に示される場合のように上記オン期間にｕ相電流ｉｕが流れることはなく、非常に長いｗ相のオン期間にｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖ（すなわち負のｗ相電流−ｉｗ）が流れることによる電圧降下のみが生じている。ここで、上記ｕ相とｖ相のオン期間がゼロであり、ｗ相のオン期間が１ＰＷＭ周期の期間と一致すると仮定した場合に、第１または第２の実施形態に示されるように補正期間ΔＴ２が最も長くなる。

したがって、制限期間Ｔｃはこの最も長い補正期間ΔＴ２によって補正が行われる場合であってもなお補正後のオン期間がＰＷＭ周期内に収まるよう設定されなければならない。よって、上記最も長い場合に相当する時刻ｔ１から時刻ｔ６までの図１１に示される斜線部分の面積が、時刻ｔ４から時刻ｔ６までの図１１に示される斜線部分の面積と等しくなれば、少なくとも補正後のオン期間がＰＷＭ周期を超えることはない。このことは次式（１９）のように表すことができる。
（Ｒ×｜ｉｗ｜）×Ｔｐｗｍ＝（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｗ｜））×Ｔｃ …（１９）

したがって、上式（１９）をＴｃについて整理すれば、３相電圧補正部３９は、次式（２０）を用いてＴｃを算出することができる。
Ｔｃ＝（Ｒ×｜ｉｗ｜）×Ｔｐｗｍ／（Ｖｂ−（Ｒ×｜ｉｗ｜）） …（２０）

なお、上述したｕ相とｖ相のオン期間がゼロであり、ｗ相のオン期間が１ＰＷＭ周期の期間と一致するとした仮定は、ｗ相のオン期間が最も長くなりうる場合を想定したものであって最も余裕のある制限値を簡単に求めるためには好適である。しかし、ｗ相のオン期間は１ＰＷＭ周期の期間と一致しないことが多いので、上式（１９）、（２０）におけるＰＷＭ周期Ｔｐｗｍに代えて、第１または第２の実施形態における（例えば１ＰＷＭ周期前などの過去の）補正期間に相当する期間Ｔ１と期間Ｔ２との和を用いてもよい。また上式（１７）を参照して上記Ｔｃを求めてもよい。さらにこのように実際の補正期間を用いると制限値に余裕がなくなる場合があるので、この補正期間に対して予め定めた余裕期間を加算した期間や余裕割合を乗算した期間、すなわち（最も余裕がない）実際の補正期間を最小値とし、（最も余裕がある）上記１ＰＷＭ周期の期間を最大値とする範囲内で定められる長さの期間を用いてもよい。そうすれば或る程度余裕のある制限値を簡単に求めることができる。さらにまた、ＰＷＭ信号のオン期間について、典型的には装置の設計上許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値に基づき制限期間を算出してもよい。この場合には１ＰＷＭ周期に基づき制限期間を算出する上記場合よりも制限を緩和することができるのでオン期間の範囲をより広げることができる。

３相電圧補正部３９は、算出されたＴｃに基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を最大で（最も遅くて）時刻ｔ４までになるよう３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されるｗ相指令電圧Ｖ_w を制限する。なおｗ相指令電圧Ｖ_w は、３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されｗ相に対応するＭＯＳ−ＦＥＴに与えられるＰＷＭ信号Ｗのデューティ比を定める電圧であることは前述したとおりであるので、上記ｗ相指令電圧Ｖ_w の制限値は容易に算出される。この制限値を超える電圧値は制限値に制限される。また、その他の相の電圧に対しても制限値は共通に使用することができる。

ここで前述したように、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を最大で（最も遅くて）時刻ｔ４までになるよう、実際には制限しやすいｑ軸指令電圧ｖ_q に対して制限が行われる。この場合には上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖ_q がちょうどゼロになるよう設定されるので、制限値は実際には絶対値として設定され、具体的には図１１に示されるように、各相の電圧が接地電位となる時刻を最小で（最も早くて）時刻ｔ１から制限期間Ｔｃだけ後の時刻ｔ３とし、最大で（最も遅くて）時刻ｔ４までになるようｑ軸指令電圧ｖ_q に対して制限が行われる。なお、ここで上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖ_q がちょうどゼロになるよう設定されているのは一例に過ぎず、これに限定されるわけではない。

次に、図１２に示されるような異常な制御状態を解消するための第２の処理方法を用いた補正について、図１３を参照して説明する。上記第１の処理方法は簡便な方法であるのに対して、以下に説明する第２の処理方法はより複雑であるが、第１の処理方法よりも制限値をより緩和的な値（最小値または最大値により近い値）にすることができるので、オン期間の範囲をより広げることができる。

図１２は、第２の処理方法で上記制限値による制限がなされない場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図１２に示される例は、図１０に示される例とは異なってｕ相電圧およびｖ相電圧の補正前のオン期間は時刻ｔ３の時点で終了している。その他の点は図１０に示される例とほぼ同様であって、補正後のオン期間は１ＰＷＭ周期の終了時点である時刻ｔ６より後の時刻ｔ７の時点で終了しており、異常な制御状態となる。そこで、第２の処理方法を用いた補正により、図１２に示されるようにこの異常な制御状態を解消することができる。

図１３は、第２の方法により上記制限値による制限がなされる場合における、１ＰＷＭ周期内におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正内容とを説明するための図である。この図１３に示されるように、補正後のオン期間はＰＷＭ周期の終了時点である時刻ｔ６より後述する制限期間Ｔｃの半分の期間（Ｔｃ／２）前の時刻ｔ４’である。したがって、このままでは制限期間を緩和的に設定することができるとしても補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまう場合があり得る。そこで各相のオン期間から上記制限期間の半分の期間Ｔｃ／２をそれぞれ差し引く（制限値設定に関わる）補正を行う。このことにより、補正後のオン期間が当該ＰＷＭ周期を超えてしまうことがなくなる。なお、この制限期間の半分の期間Ｔｃ／２は、上式（２０）により得られる制限期間Ｔｃを２で割った値であるので、その算出方法の説明は省略する。また、各相のオン期間から上記制限期間の半分の期間Ｔｃ／２をそれぞれ差し引くのではなく、実際の補正期間の半分の期間をそれぞれ差し引く構成であってもよいし、さらにはこの実際の補正期間を最小値とし上記制限期間を最大値とする範囲内で定められる長さの半分の長さの期間をそれぞれ差し引く構成であってもよい。そうすれば、補正後のオン期間をさらに広げつつＰＷＭ周期を超えないようにすることができる。

このように３相電圧補正部３９は、算出されたＴｃに基づき、ｗ相電圧Ｖｐ＿ｗが接地電位となる時刻を最大で（最も遅くて）時刻ｔ４’までになるよう３相／ＰＷＭ変調器１２から出力されるｗ相指令電圧Ｖ_w を制限するとともに、各相に対応するオン期間が制限期間の半分の期間Ｔｃ／２だけ短くなるようｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w に対する（制限値設定に関わる）補正を行う。

なお、このように各相に対応するオン期間を同じ期間だけ増減させてもモータの制御に影響することはない。なぜなら、３相の印加電圧を同じだけ変化させる場合には例えば次式（２１）のようにいずれの相間電圧も変化しないからである。
（Ｖｐ＿ｕ−Ｔｃ／２）−（Ｖｐ＿ｖ−Ｔｃ／２）＝Ｖｐ＿ｕ−Ｖｐ＿ｖ …（２１）

また、上記ＰＷＭ信号のデューティ比を５０％にするためのｑ軸指令電圧ｖ_q がちょうどゼロになるよう設定されているのは一例に過ぎず、これに限定されるわけではないが、制限値が絶対値として設定されれば各相に対応するオン期間が少なくとも制限期間の半分の期間Ｔｃ／２以上に設定されることになるので、この制限期間の半分の期間Ｔｃ／２だけ短くなるようｕ相指令電圧Ｖ_u 、ｖ相指令電圧Ｖ_v およびｗ相指令電圧Ｖ_w に対して行われる上記補正は、必ず実現することができることになる。そのため、上記構成が好適である。

以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、各相に対応するオン期間を１ＰＷＭ周期内に収めるよう、制限値による制限を行うことにより、異常な制御状態となることを回避することができ、また配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。

＜４． 各実施形態における変形例＞
第１の実施形態では電流センサ１４が設けられるが、φ算出部２６を省略する場合にはこの電流センサ１４を省略してもよい。また、第２の実施形態の場合でも以下の場合には電流センサ１４を省略してもよい。すなわち、第２および第３の実施形態では、３相電圧補正部３９は、電流センサ１４により検出されたｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖに基づき補正を行うが、これらに代えてその推定値であるｕ相推定電流ｉｕａおよびｖ相推定電流ｉｖａを周知の手法で算出し、算出された推定値に基づき補正を行ってもよい。この算出方法としては、例えば駆動回路（インバータ）に入力される電圧に基づき出力電流の推定を行う適応オブザーバを用いる方法などが知られている。

また、これらの推定値に代えて指令電流算出部２１により算出されるｄ軸指令電流ｉ_d ^* およびｑ軸指令電流ｉ_q ^* を３相交流座標軸上の指令電流に変換することにより得られるｕ相指令電流ｉ_u ^* およびｖ相指令電流ｉ_v ^* に基づき補正を行ってもよい。これらの場合には電流センサ１４を省略することができる。

第１から第３までの各実施形態では、接地電位（正確にはモータ駆動回路１３における下側の３相の結合点）を基準にデューティ比が大きくなるよう（延長期間が長くなるよう）補正が行われるが、モータ駆動回路１３における上側の３相の結合点を基準にデューティ比が小さくなるよう（延長期間に対応する縮小期間が長くなるよう）補正が行われてもよい。この場合は上記第１から第３までの実施形態の場合とは逆に、配線抵抗によりモータ駆動回路の両端に印加される電圧が上昇することになるので、ｕ相電圧Ｖｐ＿ｕおよびｖ相電圧Ｖｐ＿ｖの時間平均値の上昇が補償されるようｕ相指令電圧Ｖ_u およびｖ相指令電圧Ｖ_v を補正する。このことにより配線抵抗等による制御精度の低下を解消または抑制し、高い精度でモータを駆動できる。なお、上記補償のための補正期間または制限期間は、前述した第１から第３までの各実施形態に記載の算出方法を参照すれば容易に算出することができる。また、この場合は最小のオン期間がゼロ以上でなければならず、また第３の実施形態の場合とは逆に各相のオン期間に制限期間をそれぞれ加える（制限値設定に関わる）補正を行うことになる。

第１から第３までの各実施形態では、オープンループ制御部２２によるオープンループ制御が行われるが、モータに流れる電流の検出値に基づくフィードバック制御が行われてもよい。もっともフィードバック制御では、一般的なオープンループ制御の場合とは異なり、配線抵抗等により生じる指令電流値と検出電流値とのずれが解消される方向に制御されることになるが、この場合であっても、配線抵抗等による制御精度の低下を上記構成により予め解消または抑制することができるので、結果的に遅れなく高い精度でモータを駆動できる。なお、第１から第３までの各実施形態では、３相モータを例に説明したが、ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータであっても本発明を同様に適用することが可能である。

第１から第３までの各実施形態では、電圧センサ１６は差動増幅器を含み、その出力端は３相電圧補正部２９に接続されているが、差動増幅器を構成する電子部品、具体的にはオペアンプなどは比較的高価であり設置のために或る程度のスペースを必要とするので、装置のコストアップやサイズアップにつながることがある。そこで、モータ駆動回路１３両端の電圧を直接または簡単なレベルシフト回路などの検出用回路を介してマイコン２０の図示されないＡ／Ｄ変換回路に入力する構成も好適である。以下、第１の実施形態の変形例として図１４を参照してこの構成について説明する。

図１４は、モータ駆動回路の両端電圧をそれぞれ取得する第１の実施形態の変形例に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。このモータ制御装置に備えられるマイコン２０には第１のＡ／Ｄ変換器１６３および第２のＡ／Ｄ変換器１６４が内蔵されている。この第１のＡ／Ｄ変換器１６３の入力端子は、コンデンサを含む第１の抵抗分圧回路１６１を介してモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に接続されており、第２のＡ／Ｄ変換器１６４の入力端子は、コンデンサを含む第２の抵抗分圧回路１６２を介してモータ駆動回路１３とシャント抵抗１７との間に接続されている。

なお、第１および第２の抵抗分圧回路１６１，１６２は、第１および第２のＡ／Ｄ変換器１６３，１６４の入力に適した電圧となるようレベルシフトを行う機能を有し、また内蔵されるコンデンサにより入力信号を平滑化する機能を有している。この回路は必ずしも２つの抵抗素子と容量素子により構成される必要はないが、このような簡易な構成により装置の製造コストを下げることができる。

３相電圧補正部２９は、第１のＡ／Ｄ変換器１６３からデジタル値に変換されたモータ駆動回路１３の電源プラス側の一端の電圧値を受け取り、また同時に第２のＡ／Ｄ変換器１６４からデジタル値に変換されたモータ駆動回路１３の電源マイナス側の一端の電圧値を受け取る。そして、３相電圧補正部２９は、これらの電圧値の差を計算することにより、モータ駆動回路１３両端の電圧を取得することができる。したがって、第１の抵抗分圧回路１６１および第１のＡ／Ｄ変換器１６３と、第２の抵抗分圧回路１６２および第２のＡ／Ｄ変換器１６４とは、それぞれ電圧の検出手段として機能し、また３相電圧補正部２９は、これらの検出手段により得られる電圧値の差を計算する演算手段として機能することになる。このように、簡単な回路構成により、オペアンプなどを使用する場合と比べて、装置のコストダウンやサイズダウンを実現することができる。

なお、マイコン２０にＡ／Ｄ変換器が１つしか内蔵されていない場合には、第１および第２の抵抗分圧回路１６１，１６２の一方の出力端をＡ／Ｄ変換器に接続するとともに、その他方とＡ／Ｄ変換器との間に所定の時間だけ電圧を保持するサンプルホールド回路を取り付け、Ａ／Ｄ変換器が所定の時間差で同一時点の電圧値を取得する構成であってもよい。また、上記サンプルホールド回路を取り付けない場合、比較的短い時間差で上記２つの出力端からの信号を順次取得し、この時間差の影響が少ない時、すなわちモータ回転速度が小さい時に補正演算のために使用する構成であってもよい。

次に、上記第２または第３の実施形態では、電圧センサ１６により測定された電圧を使用することにより、装置の動作中に配線抵抗Ｒを測定する構成であるが、例えば図１５に示される各測定点間の電圧を測定することにより、装置の製造時点での配線抵抗Ｒを算出してもよい。

図１５は、モータ駆動回路基板の測定点を示す回路図である。図１５に示されるように、モータ駆動回路１３を含むモータ駆動回路基板３０は、ブラシレスモータ１の各相とモータ配線で接続されるとともに、車載バッテリ１００とコネクタ３３を介して電源配線で接続されている。

したがって、このモータ駆動回路基板３０における配線抵抗は、測定点Ｐａと測定点Ｐｂとの間に設けられるリレー３１およびコイル３２の（等価）抵抗を含む配線抵抗と、測定点Ｐｃと測定点Ｐｄとの間に設けられるシャント抵抗１７を含む配線抵抗との和から容易に求めることができる。そこで、所定の電流を流しつつ、上記対応する２測定点間の電圧をそれぞれ測定することにより、各相についての配線抵抗を容易に算出することができる。

このようにして製造時に上記配線抵抗Ｒを算出した後、３相電圧補正部３９は、算出された配線抵抗Ｒの値を例えばフラッシュメモリなどにより構成される図示されない記憶部に記憶する。具体的には、製造時に上記メモリへ配線抵抗Ｒの値を書き込む。そうすれば、第２または第３の実施形態の場合のように、装置の動作時に配線抵抗Ｒを算出する必要がないので、電圧センサ１６を省略することができ、またこれらの実施形態の場合よりも演算負荷を下げることができる。

また、製造時における抵抗値算出のためにモータ駆動回路基板に流されるべき電流は、測定に適した値であれば限定はないが、例えば実際の動作時に流れるべき電流または実際に動作させたときに流れる電流を使用してもよい。さらに、電圧値および電流値の測定には、ここでは装置外部の（テスト用の）測定器が使用されるが、モータ駆動回路基板３０に内蔵される図示されないセンサ類や電流センサ１４および電圧センサ１６が使用されてもよい。ここで、電圧センサ１６が使用される場合、製造時に１回だけ、図８に示したステップＳ２０〜Ｓ２４の処理を行う場合には、第２（または第３）の実施形態と同様の構成で同様の効果を得ることができる。このときに測定された値に基づき算出される配線抵抗Ｒの値は、前述したようなフラッシュメモリなどにより構成される記憶部に記憶される。

このことは第２または第３の実施形態においても（測定および算出のタイミングは異なるが）全く同じである。すなわち前述したように上記実施形態では数秒に一度などの適宜の時間間隔でステップＳ２０〜Ｓ２４の処理が行われることが好ましい。したがって、補正値を算出する毎に上記処理を行う場合を除き、この算出間隔より長い時間間隔を空けて（例えば数秒ごとに）抵抗値を算出し、算出された抵抗値をフラッシュメモリなどの記憶部に記憶させるとともに、抵抗値が算出されないときに記憶部に記憶された抵抗値と電流値とに基づきステップＳ２６の補正処理が行われることが好ましい。そうすれば、抵抗値の算出回数を少なくすることにより、マイコン２０の演算負荷を下げることができる。

続いて、上記第２および第３の実施形態およびその変形例の構成において記憶される配線抵抗Ｒの値は、実際に測定された電圧値および電流値に基づき算出されるが、実際に測定することなく、計算により算出されてもよい。具体的には、例えば図１５に示される測定点Ｐａと測定点Ｐｂとの間の抵抗値は、使用されるリレー３１の設計上（カタログ上）の抵抗値と、コイル３２の設計上の（等価）抵抗値と、モータ駆動回路基板３０の銅パターン配線の抵抗値と、コネクタ３３および図示されないバスバーなどの部品の設計上の抵抗値とを合算することにより算出することができる。なお、この配線抵抗Ｒの値は、数値シミュレーションや実験などにより求めてもよいし、設計上の使用値としてもよい。

ここで、以上のようにして算出される配線抵抗Ｒの値は、各電子部品の製造バラツキなどにより、実際の値とは異なることが多い。しかし、図１６に示されるように、その相違はモータ１のトルクリップルが許容できる範囲に比べて十分に小さくなるよう、設計することも可能である。以下、図１６を参照して説明する。

図１６は、配線抵抗とトルクリップルとの関係を示す図である。なお、この図１６に示される関係は一般的なシミュレーション計算の結果得られたものである。図１６に示されるように、モータのトルクリップルは、配線抵抗Ｒとして設計時に定められた設定値Ｒｓｅｔから離れるほど大きくなる傾向が見られる。この傾向は使用条件を変えた条件Ａと条件Ｂとで変わることがない。したがって、製造時における実際の配線抵抗の値が設計時における配線抵抗値である設定値Ｒｓｅｔよりも非常に大きいかまたは非常に小さい場合、設計上許容されるトルクリップル許容値Ｔｈより大きくなり、装置として使用することができないものとなる。しかし、配線抵抗Ｒは、製造され得る最小の配線抵抗Ｒｍｉｎから最大の配線抵抗Ｒｍａｘまでの値の範囲が実際のバラツキの範囲となり、図１６を参照すればこの範囲内では配線抵抗Ｒがどのような値をとってもトルクリップル許容値Ｔｈより小さくなることがわかる。

以上のように、上記第２および第３の実施形態およびその変形例の構成において記憶される配線抵抗Ｒの値は、上記のような計算により算出されてもよく、その場合には電圧センサ１６を省略できるとともに、モータ１のトルクリップルを許容値以下に抑制することができる。

次に、第１から第３までの各実施形態では、電圧センサ１６による電圧検出が必要である理由として、電流センサ１４内のシャント抵抗や配線抵抗などの電圧降下により、電源電圧がそのままモータに印加される電圧となるわけではない点を挙げたが、さらにモータ駆動回路１３の両端に並列に接続される図１７に示す電解コンデンサ３４の等価抵抗および接続点までの配線抵抗との直列抵抗による電圧降下も無視できない。

図１７は、本実施形態の変形例における車載バッテリとモータ駆動回路との配線等を含む回路図である。この図１７を参照すればわかるように、モータ駆動回路１３の両端に並列に接続される電解コンデンサ３４にも電流が流れるため、この電解コンデンサ３４の等価抵抗による電圧降下を含めた配線抵抗等の電圧降下による影響を受けないよう、電圧センサ１６によってモータ駆動回路１３両端の電圧が検出される。したがって、第２および第３の実施形態における３相電圧補正部３９は、電源からモータ駆動回路１３の両端までの電流経路における配線等の抵抗である配線抵抗Ｒを算出するが、この配線抵抗Ｒの算出には上記電解コンデンサ３４の等価抵抗および接続点までの配線抵抗も含まれることが好ましい。なおこのことは上記変形例においても同様である。

本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示す概略図である。 上記実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態の３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。 上記実施形態におけるモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｖ相電圧に対する補正を説明するための図である。 上記実施形態において、図４に示した補正を行った後のモータ駆動回路の両端に印加される電圧の変化と、モータ各相の印加電圧の変化と、この変化に対するｗ相電圧に対する補正を説明するための図である。 上記実施形態における補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態における補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態における補正を行うための制御手順を示すフローチャートである。 上記実施形態における第１の処理方法で制限値による制限がなされない場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態における第１の処理方法で制限値による制限がなされる場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態における第２の処理方法で制限値による制限がなされない場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態における第２の処理方法で制限値による制限がなされる場合における、各印加電圧の変化を説明するための図である。 上記実施形態の変形例におけるモータ駆動回路の両端電圧をそれぞれ取得するモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 上記実施形態の変形例におけるモータ駆動回路基板の測定点を示す回路図である。 上記実施形態の変形例における配線抵抗とトルクリップルとの関係を示す図である。 上記実施形態の変形例における車載バッテリとモータ駆動回路との配線等を含む回路図である。

符号の説明

１３…モータ駆動回路、１４…電流センサ、１６…電圧センサ、１７…シャント抵抗、２０…マイコン、３１…リレー、３２…コイル、３３…コネクタ、３４…電解コンデンサ、１６１…第１の抵抗分圧回路、１６２…第２の抵抗分圧回路、Ｖｂ，Ｖｂ１，Ｖｂ２…モータ駆動回路の両端電圧

Claims (10)

1. ｎ相（ｎは３以上の自然数）のモータを駆動するモータ制御装置であって、
   前記モータの駆動に用いられる指令電圧のレベルを求める制御手段と、
   前記制御手段で求めたレベルの電圧を用いて単位周期毎に所定のパルス幅を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成するモータ駆動信号生成手段と、
   前記モータ駆動信号生成手段からの前記パルス幅変調信号に基づき、前記モータを駆動するための複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子が前記パルス幅変調信号によってオン・オフされることにより前記モータに電流を供給するスイッチング回路を含むモータ駆動回路と、
   電源から所定の配線を介して前記モータ駆動回路に加わる電圧を検出する電圧検出手段とを備え、
   前記制御手段は、前記スイッチング素子のオン・オフ状態に応じて、前記モータ駆動回路に加わる電圧の変化であって前記配線の抵抗を含む抵抗による電圧の降下が補償されるように、前記電圧検出手段による検出電圧に基づき、前記ｎ相それぞれに対する前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする、モータ制御装置。
2. 前記制御手段は、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値と前記モータのロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い前記指令電圧のレベルを求めるオープンループ制御手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記制御手段は、前記単位周期内において前記ｎ相のうちの各相につき、基準となる電圧値から変化した電圧値までの前記モータ駆動回路に加わる電圧の電圧変化量に変化時間を乗算した値と前記変化した電圧値に所定の補正期間を乗算した値とが等しくなるような前記補正期間だけ、前記パルス幅変調信号のオン期間が前記電圧変化に応じて増加または減少されるよう、前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする、請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記制御手段は、前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
   前記電流値算出手段により求めた電流値と、前記電圧検出手段により検出した電圧とに基づいて前記電源からの所定の配線の抵抗を含む抵抗の値を算出し、算出された抵抗値に基づき前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする、請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記制御手段は、前記モータに流れている検出された電流の量を示す検出電流値、前記モータに供給すべき電流の量を示す指令電流値、および前記モータに流れていると推定される電流の量を示す推定電流値のうちのいずれか１つの電流値を求める電流値算出手段を含み、
   前記電流値算出手段により求めた電流値と、前記電源からの所定の配線の抵抗を含む抵抗の値とに基づいて、前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加されたオン期間が前記パルス幅変調信号の１周期に相当する期間を超えないよう、または前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少されたオン期間がゼロ以上となるよう、算出された前記抵抗値および前記電流値算出手段により求めた電流値に基づき前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限することを特徴とする、請求項１から請求項４までのいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記制御手段は、前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記補正期間を最小値とし前記１周期に相当する期間を最大値とする範囲内で定められる長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最大の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により増加される前のオン期間に対して加えた期間が前記１周期に相当する期間を超えないよう、または前記制限期間の半分の期間を、前記ｎ相のうち最小の電圧が加わる相に対応するオン期間であって前記補正により減少される前のオン期間から差し引いた期間がゼロ以上となるよう、前記指令電圧のレベルを制限する制限値を算出し、算出された制限値以下に前記指令電圧のレベルを制限するとともに、前記ｎ相の全てに対応するオン期間から、前記補正期間を最小値とし前記制限期間を最大値とする範囲内で定められる長さの半分の長さの期間を補正により増加される場合には差し引き、補正により減少される場合には加えた期間を新たなオン期間とすることを特徴とする、請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記制御手段は、前記電流値算出手段により求めた電流値に対して前記抵抗値を乗算して得られる電圧値に、前記オン期間について許容される最大の期間と最小の期間との差の長さの期間を乗算した値と、前記抵抗により変化した電圧値に所定の制限期間を乗算した値とが等しくなるような前記制限期間を算出し、算出された前記制限期間に基づき前記制限値を算出することを特徴とする、請求項５または請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記電圧検出手段は、
   前記電源の正極側に繋がる前記モータ駆動回路の一端に加わる電圧を検出する第１の検出手段と、
   前記電源の負極側に繋がる前記モータ駆動回路の他端に加わる電圧を検出する第２の検出手段と、
   前記第１の検出手段により検出される電圧と、前記第２の検出手段により検出される電圧との差分値を算出することにより、前記モータ駆動回路に加わる電圧を検出する演算手段と
   を含むことを特徴とする、請求項１から請求項６までのいずれか１項に記載のモータ制御装置。
9. 前記抵抗値を記憶する記憶手段をさらに備え、
   前記制御手段は、前記指令電圧のレベルを求める時間間隔より長い間隔を空けて前記抵抗値を算出し、算出された抵抗値を前記記憶手段に記憶させるとともに、前記抵抗値が算出されないときに前記記憶手段に記憶された抵抗値と前記電流値とに基づき前記指令電圧のレベルを補正することを特徴とする、請求項４から請求項８までのいずれか１項に記載のモータ制御装置。
10. 請求項１から請求項９までのいずれか１項に記載のモータ制御装置を備えた、電動パワーステアリング装置。

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