JP5415211B2 - 電圧形インバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧形インバータの電流制御装置に関する。

図６は誘導電動機の速度制御装置の制御構成の一例である。図６において、１は電動機に駆動パワーを供給する直流電源，２は平滑コンデンサ，３は直流電力を３相交流電力に変換するインバータ，４は誘導電動機，５Ｕ，５Ｖ，５Ｗは電動機電流を検出するためのホールＣＴ、６は電動機の回転子の位置を検出する回転センサ、７は回転センサの出力信号から回転子の位置に応じた電気角信号θr、速度ωｒを求めて出力する回転検出回路、８は速度基準ωｒ＊と速度検出ωｒとの差を取る減算器、９は減算器８が出力する速度偏差を増幅して速度ωｒが速度基準ωｒ＊に追従するようトルク指令Ｔｒｑ＊を調節する速度制御回路、１０は磁束基準Φ＊とトルク基準Ｔｒｑ＊とからトルク分電流基準Ｉｑ＊、磁束分電流基準Ｉｄ＊、すべり角θＳ＊を演算して出力するベクトル演算回路、１１は、回転子位置信号θrとすべり角θＳ＊を加算して磁束位置信号θ０を出力する加算器、１２はホールＣＴ(５Ｕ， ５Ｖ， ５Ｗ)の出力信号を制御回路内のスケーリングに合わせ電流検出信号Ｉｕ， ＩＶ， ＩＷとして出力する電流検出回路、１３は磁束位置信号θ０を用いて電流検出信号Ｉｕ， ＩＶ， ＩＷを電動機の磁束に同期したｄｑ軸座標上の磁束分電流検出Ｉｄ， トルク分電流検出Ｉｑに変換する座標変換回路、１４ｄ， １４ｑはｄ軸、ｑ軸それぞれの電流基準Ｉｄ＊， Ｉｑ＊と電流検出Ｉｄ， Ｉｑとの差を取る減算器、
１５ｄ， １５ｑは減算器１４ｄ， １４ｑが出力する電流偏差を増幅する定常偏差補正制御回路、１６はｑ軸側の補正制御回路１５ｑの出力する補正信号Ｉｑc＊をリミットするリミッタ、１７ｄは補正制御回路１５ｄが出力する補正信号Ｉｄc＊と電流基準Ｉｄ＊とを加算して電流追従形ＰＷＭ用電流基準Ｉｄ＊＊を出力する加算器、１７ｑはリミッタ１６出力とＩｑ＊とを加算し、電流追従形ＰＷＭ用電流基準Ｉｑ＊＊を出力する加算器、１８はｑ軸側補正制御器１５ｑ出力Ｉｑc＊と弱め制御開始レベルＩｑｃＬＩＭ＊との差をとる減算器、１９は減算器１８の出力を増幅する磁束弱め制御回路、２０は磁束弱め制御回路の出力の下限を零とするリミッタである。

２１は強め磁束指令値Φ＊＊から磁束弱め制御回路出力を減算して、電動機の状態に応じた磁束指令Φ＊を出力する減算器である。

電流追従形ＰＷＭ用電流基準Ｉｄ＊＊， Ｉｑ＊＊は座標変換回路２２で固定子静止座標の３相電流基準Ｉｕ＊， ＩＶ＊， ＩＷ＊に変換され、減算器２３Ｕ， ２３Ｖ， ２３Ｗにて３相電流検出Ｉｕ， ＩＶ， ＩＷのそれぞれと差を取り電流追従形ＰＷＭ制御回路２４に与える。

電流追従形ＰＷＭ制御回路２４では電流検出Ｉｕ， Ｉｖ， ＩＷが電流基準Ｉｕ＊， Ｉｖ＊， ＩＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号でインバータ３の構成スイッチング素子をオンオフ制御する。

この方式は搬送波を使用せず、電流が指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接生成するので電流応答が極めて速い。運転周波数によってＰＷＭ波形が自動的、連続的に切り換わってゆくので意図的なＰＷＭ制御切替の必要がない。高速領域で制御不能に陥ることがなく連続して１パルス運転まで移行するなどの特徴を有する。

しかし電流追従形ＰＷＭには、原理的に定常誤差が存在する。電流追従型のＰＷＭは固定子静止座標上の電流基準と電流検出を比較し、その大小関係だけでＰＷＭ信号を発生するから、比例ゲインが無限大である。そのまま動作させるとスイッチング周波数が高くなりすぎる。このため、ヒステリシスによる不感帯やタイマによる遅延時間を設けてスイッチング周波数を制限する。この不感帯や遅延時間で定常誤差が生じる。

スイッチング周波数が低いほど定常誤差は大きく、電動機の制御性能への影響も大きい。

電流追従形ＰＷＭはスイッチング周波数に関らず高速応答が得られることが大きなメリットである。大電流のスイッチング素子を使用する産業用大型ドライブ、電車用主機ドライブなどに電流追従形ＰＷＭを適用すればスイッチング周波数を上げることなく電流応答を高速化できるので性能を飛躍的に向上させることができる。積極的にスイッチング周波数を下げ、性能・効率双方を向上させることも考えられる。しかし、これらの用途に電流追従形ＰＷＭを適用するためには定常偏差のない電流制御を実現する必要がある。定常偏差補正制御回路１５ｄ， １５ｑはこのためのものである。

もしも電流検出Ｉｄ， Ｉｑが電流基準Ｉｄ＊， Ｉｑ＊より小さければ補正制御回路１５ｄ， １５ｑが出力Ｉｄc＊， Ｉｑc＊を増やす。これにより電流追従形ＰＷＭ制御回路補正電流基準Ｉｄ＊＊， Ｉｑ＊＊が増加するので、電流追従型ＰＷＭによって電動機電流Ｉｄ， Ｉｑが増加して、もとの電流基準Ｉｄ＊， Ｉｑ＊との差が小さくなる。補正制御回路１５ｄ， １５ｑが積分要素を持っていれば、減算器１４ｄ， １４ｑが出力する偏差が微小なものであってもそれを積分して補正電流基準Ｉｄ＊＊， Ｉｑ＊＊を修正するので、ｄ軸ｑ軸いずれも定常偏差を零にできる。

電動機の中・低速領域では補正制御回路１５ｑが出力する補正信号Ｉｑc＊が微小なので弱め制御回路１９の出力信号は負となり、リミッタ２０にて下限値０にリミットされる。このためベクトル演算回路１０に与えられる磁束指令Φ＊は強め磁束指令Φ＊＊と等しい。

電動機の回転数が上がると誘起電圧が増加し電動機に電流を流しこめなくなる。このためｑ軸側の定常偏差補正回路１５ｑの出力信号は急速に増大する。１５ｑの出力信号が弱め開始レベルＩｑ＊CLIＭを超えると減算器１８の出力が正に転じ、弱め制御回路１９の出力は増加しはじめる。これによりベクトル演算回路１０に入力される磁束指令Φ＊は強め磁束指令Φ＊＊から弱め制御回路１９の出力を減じたものとなり磁束を弱めはじめる。ベクトル演算回路１０から出力されるＩｄ＊が小さくなり電動機磁束Φは小さくなる。これによって誘起電圧の増加が制限され、補正制御回路１５ｑの出力信号の値はリミット値Ｉｑ＊CLIＭに制御される。

ｑ軸側補正制御回路１５ｑ出力Ｉｑc＊はリミッタ１６を介して電流基準Ｉｑ＊と加算されているが、このリミッタ１６がないと磁束弱めが間に合わず制御不能に陥る場合がある。たとえば大振幅の力行トルク指令が与えられたとき、過渡的にＩｑc＊が大信号となるので磁束弱めが動作して、ｄ軸側電流基準が絞られ、電流検出Ｉｄよりも小さくなる。これによりＩｄc＊が負側に振れる。一方Ｉｑc＊は正側に振れる。ステップ変化だからｑ軸側の電流偏差は大きくＩｑc＊の増加速度は速い。１パルス領域では、磁束が弱まらなければｑ軸電流は流れることができない。このためＩｑc＊はますます正方向に増加する。一方磁束電流基準Ｉｄc＊が絞られることによってＩｄc＊も負側に増加する。

電流追従型ＰＷＭ制御がこの補正の入った電流基準に基づいてｄ軸側、ｑ軸側いずれも定常偏差なく電流制御しようとすると、それがためにｄ軸側、ｑ軸側いずれも基準通りの電流を流せなくなってしまう。

リミッタ１６によってｑ軸側については過渡的には偏差を許して制御することになる。一方、ｄ軸側はリミットされていないのでＩｑc＊が弱め制御開始レベルを超えている間、磁束を弱めつづける。最終的には充分に磁束が弱まりＩｑc＊は弱め制御開始レベルに一定に制御される。定常偏差補正制御回路は積分要素を持っているのでＩｑc＊が一定値に制御されるということはＩｑがＩｑ＊に等しく制御されているということである。一方、ｄ軸側電流は常に偏差がないように制御するので、１パルス領域でもＩｄ， Ｉｑいずれの電流も基準値どおりに制御できることになる。

これによって電流応答に優れる電流追従型ＰＷＭを用いながら、高精度の電流制御が可能となり、精度・応答の双方に優れた高性能のベクトル制御を実現することができる。

また、従来のＰＩ制御型のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式ではｑ軸電流制御出力（電圧基準）が実際に出力可能なｑ軸電圧を超えることのないよう早めに弱めなければならなかったが、本方式では、電流制御のための電圧が不足してきたことを検知して始めて磁束を弱める。これにより、完全な１パルス電圧での磁束弱め制御が可能となり出力容量増大、弱め領域での効率改善が可能となる。

特許３２６７５２４号公報 特開２００３−２３５２７０号公報

小笠原 他、「高調波抑制と高速電流応答を可能とした電流制御型ＰＷＭインバータ」、電気学会論文誌Ｂ １０６巻２号

電流追従制御型ＰＷＭでスイッチング周波数をヒステリシスによって制限している場合、スイッチング周波数は電動機のインダクタンス、インバータ直流電圧、電動機回転数、電流の大きさなどさまざまな要因によって変動する。大容量のスイッチング素子のスイッチング周波数が変動すると、冷却能力が要求され冷却フィンが大型化してしまう。本方式の高速追従性を利用して従来よりも低いスイッチング周波数でインバータ損失を減らそうとするときスイッチング周波数の変動は好ましくない。

ヒステリシスを用いた電流追従制御型ＰＷＭでスイッチング周波数を制御する方式が、非特許文献１に紹介されている。

スイッチング周波数を検出して、指令値とつき合わせて、偏差を積分し、その逆数をヒステリシスとしている。スイッチング周波数が指令値よりも高ければ偏差はマイナスとなり積分器出力が小さくなるのでその逆数であるヒステリシスは大きくなる。ヒステリシス領域が広がればスイッチング周波数は下がり、ヒステリシス領域が狭くなればスイッチング周波数は高くなるので、これでスイッチング周波数を制御できる。

数kＨｚ程度のスイッチング周波数が許容され、全領域ＰＷＭ制御を行なうのであればこの方式で問題ない。しかし、数百Ｈｚのスイッチング周波数しか許容されない大型スイッチング素子を用いたインバータでは問題が出てくる。数百Ｈｚのような低周波数ではスイッチング周波数検出のサンプリングが充分早くないため、制御を速くできない。このため、応答が遅く、電流指令のステップ変化、急加減速時などに制御が間に合わずスイッチング周波数が過渡的に急上昇して素子に熱的ダメージを与える危険性がある。

また１パルス領域近辺ではスイッチング周波数が下がってくるのをヒステリシスを小さくして指令値に等しくなるまでスイッチング周波数を上げるように制御するが、これは不要な動作である。運転周波数の低い領域でスイッチング周波数が下がった場合、電流リップルが大きくなるのでスイッチング周波数が下がらないように制御する必要がある。しかし１パルス領域近辺では一定のヒステリシスでもスイッチング周波数が下がるのであり、電流リップルが大きくなるという問題は生じない。むしろ１パルスに近づけてスイッチング損失を減らすほうが好ましい。

本発明の第１の目的は電動機のＰＷＭ領域でスイッチング周波数制御の応答が遅くとも電流指令のステップ変化、急加減速時にヒステリシスを急速に制御しスイッチング周波数をほぼ一定に保つことにある。

本発明の第２の目的は１パルス領域に近づくとスイッチング周波数が自然に下がり１パルスモードになるようにヒステリシスを制御することにある。

上記課題は、電流Ｉｕ，ＩＶ，ＩＷとＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊との比較結果に基づいて電流Ｉｕ，ＩＶ，ＩＷがＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電圧形インバータの制御装置において、インバータのスイッチング周波数を検出するスイッチング周波数検出回路と、前記スイッチング周波数検出がスイッチング周波数指令値に従うようヒステリシスの大きさを制御するフィードバック制御回路と、電流基準ごとのヒステリシスと電動機の回転数の関係を示すヒステリシステーブルを有しており、所望スイッチング周波数を得るヒステリシスとなるように、ヒステリシスの大きさを制御するフィードフォワード制御回路とを有し、前記フィードバック制御回路と前記フィードフォワード制御回路に基づき、前記電流追従型ＰＷＭ制御回路のスイッチング周波数を支配するヒステリシスを算出し、前記電流追従型ＰＷＭ回路に与えることにより達成することが出来る。

上記課題は、電流Ｉｕ， ＩＶ， ＩＷとＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊との比較結果に基づいて電流Ｉｕ， ＩＶ， ＩＷがＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電圧形インバータの制御装置において、インバータのスイッチング周波数を検出するスイッチング周波数検出回路と、前記スイッチング周波数検出がスイッチング周波数指令値に従うようヒステリシスの大きさを制御する積分型の制御回路と、積分型制御回路出力が負にならないようリミットするリミット回路と、電動機の回転数と電流基準とを入力され該回転数、該電流基準の時に前記リミット回路出力との和が所望スイッチング周波数を得るヒステリシスとなるように、電流基準ごとのヒステリシスと電動機の回転数の関係を示すヒステリシステーブルを用いて、最適ヒステリシスより幾分小さなヒステリシスを出力するルックアップテーブル回路とを有し、前記リミット回路出力と前記ルックアップテーブル出力とを加算した値を前記電流追従型ＰＷＭ制御回路のスイッチング周波数を支配するヒステリシスとして前記電流追従型ＰＷＭ回路に与えることにより達成することが出来る。

本発明により、電動機のＰＷＭ領域でスイッチング周波数制御の応答が遅くとも電流指令のステップ変化、急加減速時にヒステリシスを急速に制御しスイッチング周波数をほぼ一定に保つことができる。

また、１パルス領域に近づくとスイッチング周波数が自然に下がり１パルスモードになるようにヒステリシスを制御することができる。

本発明のインバータの制御装置の実施例の制御構成 本発明の主要部であるスイッチング周波数制御回路の詳細構成 電流追従型ＰＷＭ制御回路で使用するヒステリシス曲線の説明図 本発明の作用の説明図 スイッチング周波数制御回路の他の実施例 従来の電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電動機制御装置の制御構成

（第１の実施の形態）
（構成）
本発明に基づく第１の実施の形態の電動機制御装置について、図を参照し詳細に説明する。図１は、本発明に基づく第１の実施の形態の電動機制御装置の制御構成図である。図２は、本発明の主要部であるスイッチング周波数制御回路の詳細構成図である。尚、図６と同一構成のものについては、同符号を付して説明を省略する。

本発明に基づく第１の実施の形態の電動機制御装置は、図６に記載された従来の電動機制御装置の構成に、２５のスイッチング周波数制御回路を新たに設けた点を特徴のひとつとしている。

スイッチング周波数制御回路２５はゲート信号Ｇｕ， ＧＶ， ＧＷ， Ｇｘ， Ｇｙ， Ｇｚ、速度ωｒ， トルク分電流指令Ｉｑ＊を入力され、電流追従型ＰＷＭ制御回路の許容誤差領域の広さを定めるヒステリシスＨｙｓを出力する。インバータ直流電圧Ｖｄcが広範囲に変化するバッテリ駆動装置や電車などでは直流電圧ＶｄcによってもヒステリシスＨｙｓを調整する必要がある。

図２にスイッチング周波数制御回路２５の詳細を示す。図２において３０はスイッチング周波数検出回路、３１は減算器、３２は積分器、３３は逆数回路、３４はリミッタ、３５はルックアップテーブル回路、３６は加算器である。フィードバック制御回路は、スイッチング周波数検出回路３０、減算器３１、積分器３２、逆数回路３３、リミッタ３４から構成されており、フィードフォワード制御回路は、ルックアップテーブル回路３５から構成されている。

スイッチング周波数検出回路３０は、Ｇｕ，GＶ，GＷ，Ｇｘ，Gｙ，Ｇｚ各ゲート信号について所定周期間の立ち上がり、立ち下がり回数を測定し、それらの総和をスイッチング周波数検出ＦｓＷとして出力する。６アームのゲート信号の代わりに３相のＰＷＭ信号から検出することもできるが、ゲート信号から検出するほうが好ましい。ゲート信号は上下アームの短絡を防ぐためのデッドタイムが入った後の信号なので、ＰＷＭ信号には含まれるがゲート信号ではデッドタイムで除去されるパルスのカウントがなくなる。またＰＷＭ信号に含まれている非常に狭い幅のパルスは素子にダメージを与えるため、ゲート信号ではパルスの最小幅が確保される。狭幅パルスは最小幅まで広げられることもあるが、デッドタイムとの関係で除去されることもあり、ＰＷＭ信号とゲート信号とではパルス数が異なってくる。このため、実際に素子に与えられるゲート信号を用いて計数した方が正確である。またゲート信号の場合、最小幅以下の周期のクロックパルスで計数すれば計数もれがないので、正確な検出回路を容易に作れるというメリットもある。

減算器３１にてスイッチング周波数検出ＦｓＷとスイッチング周波数指令値ＦｓＷ＊との差(ＦｓＷ＊ - ＦｓＷ)がとられ、偏差(ＦｓＷ＊ - ＦｓＷ) は積分器３２にて積分される。スイッチング周波数を下げるためにはヒステリシスを広げなければならないので積分値は逆数回路３３にて逆数を取る。リミッタ３４によって逆数回路出力信号の下限値を０にリミットしてフィードバック制御によるスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＩとする。

ルックアップテーブル回路３５はいくつかのＩｑ＊の電流値ごとに所定のスイッチング周波数となるヒステリシスと運転周波数ωｒとの関係を示すヒステリシステーブルを内蔵しており、適宜補間をおこなって、与えられるωｒとＩｑ＊とに応じたスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＦＦを出力する。

２つのスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＩとＨｙｓＦＦは加算器３６で加算され図１の電流追従型ＰＷＭ制御回路２４にヒステリシスＨｙｓとして与えられる。

ここでヒステリシスについて説明する。誘導機負荷の場合、スイッチング周波数をある一定値に保とうとするヒステリシスは概略図３（Ａ）のような曲線となる。インバータ直流電圧が定格値のとき電動機定格回転数の１／２〜２／３付近で最も大きなヒステリシスが必要になる。回転数のゼロ近辺では電動機の誘起電圧が小さいので誘起電圧による電流の減衰が遅くなる。逆に定格回転数に近づくとインバータ出力電圧と誘起電圧との差が小さくなるため電流の増加が緩やかになる。したがって図３（Ａ）のような曲線となる。

本実施の形態の電圧型インバータの制御装置ではルックアップテーブルから出力するヒステリシスを図３（Ｂ）のようにする。すなわち、第１の所定運転周波数以下の低回転域ではヒステリシスに第１の下限値を設け、第２の所定運転周波数以上の高回転域ではヒステリシスに第２の下限値を設ける。

また最終的に必要とされる図３（Ａ）の値に対して、ルックアップテーブル回路３５から出力される値は例えば図３（Ａ）の値に対して０.７〜０.９程度を乗じた値とする。これはテーブルに記録するヒステリシスの値を最初から０.７〜０.９程度を乗じた値としてもよいし、テーブルには１倍のヒステリシスの値を書いておきルックアップテーブル回路の出力段に０.７〜０.９を乗じる乗算器をおいてもよい。

（作用）
図１に記載の第１の実施の形態の電圧型インバータの制御装置と第２図に記載の従来のインバータの制御装置との違いはスイッチング周波数制御の有無だけなのでスイッチング周波数制御回路２５の作用について以下説明する。

図４の（Ａ）はスイッチング周波数制御回路２５が出力するヒステリシスと運転周波数との関係、（Ｂ）にはその時のスイッチング周波数を示す。（Ａ）にはスイッチング周波数制御回路２５のフィードフォワード側が出力するヒステリシスＨｙｓＦＦとフィードバック側が出力するヒステリシスＨｙｓＩの内訳をも記している。

（Ａ）においてＴ２を付した区間はフィードフォワードＨｙｓＦＦとフィードバックＨｙｓＩが加算されて電流追従型ＰＷＭ制御回路に供給されるので、（Ｂ）の該当区間のスイッチング周波数は、フィードバック制御のスイッチング周波数指令ＦｓＷ＊の値となるようにヒステリシスが制御される。

低速のＴ１の区間はスイッチング周波数をＦｓＷ＊にするための値よりも大きなＨｙｓＦＦがフィードフォワード側から出力される。フィードバック制御側はスイッチング周波数を指令値に等しく制御しようとして負信号を出力するがリミッタ３４により、負信号はゼロでリミットされてしまう。このため最終的なヒステリシスとしてＨｙｓＦＦがそのまま出力される。これにより（Ｂ）に示すようにＴ１とＴ２の境界点のスイッチング周波数はＦｓＷ＊に等しいが回転数が下がるにつれてスイッチング周波数も低下する。

Ｔ２よりも周波数の高いＴ３の区間もＴ１区間と同様にスイッチング周波数をＦｓＷ＊にするための値よりも大きなＨｙｓＦＦがフィードフォワード側から出力される。フィードバック側のＨｙｓＩはゼロである。このため一定のＨｙｓＦＦが電流追従型ＰＷＭ制御回路に供給されるので（Ｂ）に示すように回転数が上がるとともにスイッチング周波数は下がりやがて１パルスとなる。
Ｔ４の区間はすべて１パルスである。

Ｔ３， Ｔ４の区間で用いられる一定のＨｙｓＦＦの値は、Ｔ３の区間の広さを決める。小さくするとＴ３の区間が狭くなり、（Ｂ）に示すスイッチング周波数のＦｓＷ＊から１パルスまでのスイッチング周波数低下の傾斜が急になり、大きくすると傾斜が緩やかになる。

Ｔ１区間は始動時にスイッチング周波数をいきなりＦｓＷ＊にしようとせず傾斜をもってＦｓＷ＊に近づけてゆく。

Ｔ１区間からＴ２区間に移るとき、あるいはＴ３区間からＴ２区間に移るとき、どちらにおいてもスイッチング周波数の偏差がゼロの状態からフィードバック制御が動作しはじめるので、応答の遅いフィードバック制御でもスイッチング周波数のオーバシュート量を小さくすることができる。また図３（Ａ）、図４（Ａ）でわかるようにＴ１， Ｔ３はいずれもＴ２に比べてヒステリシスが小さな区間であり、同一回転数でも力行／回生状態によってヒステリシスが大きく変化する領域でもある。このため、フィードバック制御だけでは制御が間に合わずスイッチング周波数が高くなりすぎる可能性がある。本発明ではこれらの区間がフィードフォワードだけになるので安定した電流波形を得ることができる。

（効果）
スイッチング周波数は、素子の冷却装置の体格・重量に直結する。このためスイッチング損失の大きい大型半導体素子を用いたドライブ装置ではきわめて重要である。

電流追従型ＰＷＭ制御は従来のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式とは異なり、スイッチング周波数によって電流応答の速さが左右されないという特長を持っている。したがって電流追従型ＰＷＭ制御を用いれば、制御性能を下げることなく、スイッチング周波数を下げ、素子の発熱を抑制して冷却装置を小型化することが可能となる。

しかし具体的な冷却装置の設計のためには単に従来よりスイッチング周波数を減らせるというだけでなく、スイッチング周波数が所定周波数以上には上がらないという明確な保証が必要であり、そのためにはスイッチング周波数の管理が必要になってくる。

本発明はそれを実現するためになされたものである。

電流追従型ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を左右するヒステリシスを積分制御だけで行なうと、電流基準のステップ変化、周波数の急変等時にスイッチング周波数のオーバーシュートは避けられない。特にスイッチング周波数を低く制御しなければならない場合には、制御サンプリングが長くなるため応答が遅くスイッチング周波数が所定値以上となる期間も長くなる。また積分制御だけだと１パルス領域近傍までスイッチング周波数を指令値どおりに制御しようとする。１パルス領域では運転周波数とスイッチング周波数が等しくなるから、切り換わるポイント付近でスイッチング周波数制御が不安定気味となる。

一方、スイッチング周波数を所定値に保つために必要なヒステリシスは種々の要因で値が変動するので、すべての要因に対し対応できるようなフィードフォワード制御は極めて困難である。

本発明ではフィードフォワード制御とフィードバック制御とを組合わせ、概算値をフィードフォワードで与え、フィードバック制御で精密に合わせ込むことによってスイッチング周波数の過渡応答と制御精度の双方を満足させる。

また、本発明では、フィードバック制御はフィードフォワード制御で出力されるヒステリシスを増やす方向にしか機能しないようにし、零回転付近と１パルス近傍以上ではフィードフォワード制御で出力するヒステリシス幅を一定幅に保つようにした。これにより、図４（Ａ）に示すように
その領域ではフィードバック制御出力が自然にゼロに近づき、フィードフォワードだけの動作に移行するので、スイッチング周波数は指令値以下の周波数に安定に制御される。

（他の実施の形態）
電車に電力を供給する架線電圧、電気自動車の電源となるバッテリ等は電圧が大きく変動する。これらを電源とするインバータの場合、図２のスイッチング周波数制御回路ではスイッチング周波数を一定に保てない。図５のスイッチング周波数制御回路はこれに対応するものである。

図５ではインバータ直流電圧検出Ｖｄcがあらたに加わっている。要素３７， ４０に現れる定数ＶｄｃＴＢＬはヒステリシステーブル作成時に想定した直流電圧である。

電動機回転数ωｒは倍率器３７によって定数ＶｄｃＴＢＬ倍され、割り算器３８によって直流電圧検出Ｖｄcで除算された後ルックアップテーブル回路３５に入力される。これによってωｒの代わりに
ω’r = (ＶｄｃＴＢＬ/Ｖｄc)・ωｒ
を用いてテーブルが引かれる。直流電圧１５００Ｖのとき６０ＨｚでＰＷＭから１パルスに移行する電動機は直流電圧が７５０Ｖになったら３０Ｈｚで１パルスに移行する。このため、直流電圧１５００Ｖで作ったテーブルを７５０Ｖで読み出すときには(１５００/７５０)・ωｒを用いる。これにより７５０Ｖ-３０Ｈｚで１５００Ｖ-６０Ｈｚのときのヒステリシスを読み出すことができる。

ただし電流変化率は（電圧／インダクタンス）だから、電圧が半分になったらヒステリシスも半分でよい。このためルックアップテーブル回路出力ＨｙｓＦＦは乗算器３９によって直流電圧検出Ｖｄcを乗じられ倍率器４０によって(１/ＶｄｃＴＢＬ)倍される。これによって ＨｙｓＦＦの代わりに
ＨｙｓＦＦ’=(Ｖｄc/ＶｄｃＴＢＬ)・ＨｙｓＦＦ
が用いられる。７５０ＶのときのＨｙｓＦＦ’=(７５０/１５００)・ＨｙｓＦＦ で、１５００Ｖのときの半分のヒステリシスになる。このＨｙｓＦＦ’が加算器３６でフィードバック制御によるヒステリシスＨｙｓＩと加算され、電流追従型ＰＷＭ２４にヒステリシスＨｙｓとして与えられる。

以上によって、直流電圧変動の大きい用途においてもスイッチング周波数をほぼ一定に保つことが可能となり、大容量のスイッチング素子を用いたインバータに電流追従型ＰＷＭを適用して、スイッチング周波数の低周波数化によりスイッチング損失を減らしつつ、電流応答を高速化し、性能を向上させることができる。

またルックアップテーブル回路に収めるヒステリシス曲線はそのまま用いるのでなくフィードバック制御との和で用いるから精度が求められない。このためテーブル作成が容易である。

なお、本発明は中小容量の高速なスイッチング素子を用いたインバータにも適用することができる。本発明によって電流制御、速度制御など他の制御系との間の干渉が起きないようにスイッチング周波数制御の制御ゲインを低くすることができる。中小容量のインバータでもスイッチング周波数の変動が少なければ冷却系の設計が容易になりより小型・安価なインバータを提供できる。

なお、この発明は、前記実施の形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、前記実施の形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。例えば、実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施の形態に亘る構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１：直流電源，２：コンデンサ，３：インバータ，４：モータ
５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ：ホールＣＴ，６：回転センサ， ７：回転検出回路
８：減算器、９：速度制御回路、１０：磁束弱め関数発生器、
１０：ベクトル演算回路、１１：加算器、１２：電流検出器、
１３：座標変換回路、１４ｄ、１４ｑ：減算器、
１５ｄ、１５ｑ：定常偏差補正制御回路、１６：リミッタ、
１７ｄ， １７ｑ：加算器、１８：減算器、１９：磁束弱め制御回路、２０：リミッタ
２１：減算器、２２：座標変換回路、２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ：減算器
２４：電流追従型ＰＷＭ制御回路、
２５：スイッチング周波数制御回路、
３０：スイッチング周波数検出回路、３１：減算器、３２： 積分器、３３： 逆数回路、
３４：リミッタ、３５：ルックアップテーブル回路、３６：加算器
３７：倍率器、３８：割り算器、３９：乗算器、４０：倍率器

Claims (5)

1. 電流Ｉｕ，ＩＶ，ＩＷとＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊との比較結果に基づいて電流Ｉｕ，ＩＶ，ＩＷがＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電圧形インバータの制御装置において、
   インバータのスイッチング周波数を検出するスイッチング周波数検出回路と、
   前記スイッチング周波数検出がスイッチング周波数指令値に従うようヒステリシスの大きさを制御するフィードバック制御回路と、
   電流基準ごとのヒステリシスと電動機の回転数の関係を示すヒステリシステーブルを有しており、所望スイッチング周波数を得るヒステリシスとなるように、ヒステリシスの大きさを制御するフィードフォワード制御回路とを有し、
   前記フィードバック制御回路と前記フィードフォワード制御回路に基づき、前記電流追従型ＰＷＭ制御回路のスイッチング周波数を支配するヒステリシスを算出し、前記電流追従型ＰＷＭ回路に与えることを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
2. 電流Ｉｕ，ＩＶ，ＩＷとＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊との比較結果に基づいて電流Ｉｕ，ＩＶ，ＩＷがＰＷＭ用電流基準Ｉｕ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を直接発生する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電圧形インバータの制御装置において、
   インバータのスイッチング周波数を検出するスイッチング周波数検出回路と、前記スイッチング周波数検出がスイッチング周波数指令値に従うようヒステリシスの大きさを制御する積分型の制御回路と、
   積分型制御回路出力が負にならないようリミットするリミット回路と、電動機の回転数と電流基準とを入力され該回転数、該電流基準の時に前記リミット回路出力との和が所望スイッチング周波数を得るヒステリシスとなるように、電流基準ごとのヒステリシスと電動機の回転数の関係を示すヒステリシステーブルを用いて、最適ヒステリシスより幾分小さなヒステリシスを出力するルックアップテーブル回路とを有し、
   前記リミット回路出力と前記ルックアップテーブル出力とを加算した値を前記電流追従型ＰＷＭ制御回路のスイッチング周波数を支配するヒステリシスとして前記電流追従型ＰＷＭ回路に与えることを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
3. 請求項１または請求項２記載の電圧形インバータの制御装置において、電動機のＰＷＭ領域の大部分は記リミット回路出力との和が所望スイッチング周波数を得るヒステリシスとなるように、最適ヒステリシスより幾分小さなヒステリシスを出力するが、１パルス領域近傍よりも高い回転数では電流値に関らず一定の値のヒステリシスを出力するルックアップテーブル回路を用いたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
4. 請求項１または請求項２記載の電圧形インバータの制御装置において、電動機のＰＷＭ領域の大部分は記リミット回路出力との和が所望スイッチング周波数を得るヒステリシスとなるように、最適ヒステリシスより幾分小さなヒステリシスを出力するが、零回転付近の低速領域では電流値、
   回転数に関らず一定の値のヒステリシスを出力するルックアップテーブル回路を用いたことを特徴とする電圧形インバータの制御装置。
5. 請求項１または請求項２記載の電圧形インバータの制御装置には電動機の回転数と電流基準の他にインバータ直流電圧検出信号が入力され、ヒステリシス曲線作製時に用いた直流電圧を直流電圧検出信号で除した値を回転数に乗じた値を補正回転数として前記ルックアップテーブル回路に入力し、ヒステリシス曲線作製時に用いた直流電圧で直流電圧検出信号を除した値をルックアップテーブル回路から出力されるヒステリシスに乗じて補正ヒステリシスとし、補正ヒステリシスを前記電流追従型ＰＷＭ制御回路に与えることを特徴とする電圧形インバータの制御装置。

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