JP5368777B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、矩形波電圧を交流電動機に印加して駆動制御する矩形波電圧制御モードを有する交流電動機の制御装置に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御する構成が一般的に用いられている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）に従ってモータ電流が制御される。

また、モータ出力を向上するために、矩形波電圧を交流電動機に印加して駆動制御する矩形波電圧制御とＰＷＭ制御に従ったＰＷＭ制御とを切換えて交流電動機を制御する構成が公知である。たとえば、特開２００７−１５９３６８号公報（特許文献１）による交流電動機の制御では、矩形波電圧制御およびＰＷＭ制御の間での制御方式切換時の出力トルクの変動を防止するための技術が記載されている。
特開２００７−１５９３６８号公報

ここで、特開２００７−１５９３６８号公報（特許文献１）に開示されたモータ制御方式では、矩形波電圧制御の選択時には、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルクフィードバック制御が実行される。このトルクフィードバック制御では、矩形波電圧制御部を構成する電子制御ユニット（ＥＣＵ）が、電流センサによって検出されたモータ電流を所定タイミング毎にサンプリングし、そのサンプリングしたモータ電流検出値を用いてトルク実績値を推定する。すなわち、矩形波電圧制御においては、モータ電流のサンプリング精度が、トルク実績値の推定精度に直結している。

ここで、一般的なＰＷＭ制御として用いられる正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波（代表的には三角波）の振幅以下の範囲に制限されるため、交流電動機に印加される線間電圧は正弦波となる。そのため、交流電動機への印加電圧の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１程度までしか高めることができない。

これに対して、矩形波電圧制御では、各相上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間および下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加することにより、変調率（インバータの直流リンク電圧に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比）を０．７８まで高めることができる。しかしながら、モータ印加電圧は、高調波成分を含むため、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。その結果、交流電動機を流れるモータ電流は、正弦波ではなく歪み成分を含んだものとなる。したがって、トルク実績値の推定精度を確保するためには、サンプリングされたモータ電流から歪み成分を除去するためのフィルタ処理を併せて実行することが必要となる。

しかしながら、このようなフィルタ処理をトルク実績値の推定処理に組み込むことによって、フィルタ時定数に起因した遅れが生じてしまうため、制御応答性が低下する可能性がある。特に、交流電動機の回転数が低いときには、トルクフィードバック制御の制御周期が長くなるため、フィルタ処理による遅れの影響が顕著となる。その一方で、遅れを解消する観点からフィルタの時定数を小さくした場合には、モータ電流に含まれる歪み成分の影響を抑制できなくなるため、トルク実績値の推定精度の低下に起因して交流電動機にトルク変動が発生する可能性がある。

なお、このような不具合を回避するためには、モータ電流のサンプリングとフィルタ処理を並行して実行する制御構成とすることが有効である。しかしながら、このような制御構成はＥＣＵの負荷を極度に高めることになり、結果として、装置コストの増大に繋がるおそれがある。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡易な装置構成で、矩形波電圧制御における制御応答性および制御安定性の向上を図ることである。

本発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、交流電動機の回転位置を検出する位置検出器と、交流電動機を動作指令に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧が交流電動機に印加されるように、インバータの制御指令を発生する矩形波電圧制御部とを備える。矩形波電圧制御部は、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて交流電動機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、トルク推定手段による推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、矩形波電圧の位相を決定する電圧位相制御手段と、電圧位相制御手段によって決定された位相に従った矩形波電圧が交流電動機に印加されるように、インバータでの電圧変換を制御する電圧制御手段とを含む。トルク推定手段は、予め設定された所定の第１の電気角毎に、電流検出器の出力に基づいて交流電動機の各相電流をサンプリングしてｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する角度割込処理を実行する。所定の第１の電気角は、角度割込処理の回数が交流電動機の回転数に応じて可変となるように設定される。

好ましくは、所定の第１の電気角は、交流電動機の回転数が低下するに従って角度割込処理の回数が多くなるように設定される。

好ましくは、トルク推定手段は、交流電動機の回転数と所定の基準回転数との比較結果に基づき、予め設定された第１の角度および第２の角度の間で、所定の第１の電気角を切替える割込角度設定手段を含む。割込角度設定手段は、第１の角度と第２の角度とをヒステリシスを持って切替える。

好ましくは、インバータは、矩形波電圧制御部からの制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含む。電圧制御手段は、予め設定された所定の第２の電気角毎に、電力半導体スイッチング素子に制御指令を出力するスイッチング割込処理を実行する。トルク推定手段は、角度割込処理の実行タイミングとスイッチング割込処理の実行タイミングとが一致する場合には、交流電動機の回転数に応じて角度割込処理を無効化する。

好ましくは、トルク推定手段は、交流電動機の回転数が所定の基準回転数を下回るときには、角度割込処理を無効化する。

好ましくは、インバータは、矩形波電圧制御部からの制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含む。電圧制御手段は、予め設定された所定の第２の電気角毎に、電力半導体スイッチング素子に制御指令を出力するスイッチング割込処理を実行する。所定の第１の電気角度は、前回のスイッチング割込処理の実行タイミングと今回のスイッチング割込処理の実行タイミングとの間に、複数回の角度割込処理が実行されるように設定される。トルク推定手段は、複数回の角度割込処理の各々において演算されたｄ軸電流およびｑ軸電流の時間軸方向の変化を平滑化させるフィルタ処理手段と、フィルタ処理手段によって平滑化されたｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて推定トルクを演算する推定トルク演算手段とを含む。

好ましくは、電圧位相制御手段は、複数回の角度割込処理のうち最後の角度割込処理の実行タイミングにおいて、推定トルク演算手段によって演算された推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、矩形波電圧の位相を調整するためのフィードバック制御演算を実行する。

好ましくは、トルク推定手段は、電流検出器および位置検出器の出力を所定の変換周期でディジタル信号に変換する信号変換手段をさらに含む。所定の第１の電気角度は、角度割込処理の実行周期が、所定の変換周期よりも長くなるように設定される。

本発明によれば、簡易な装置構成で、矩形波電圧制御における制御応答性および制御安定性の向上を図ることができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

（全体システム構成）
図１は、この発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機Ｍ１に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

以下では、図２に示した３つの制御モードのうち、矩形波電圧制御を適用したときのモータ制御構成および該制御構成における問題点について説明する。

（矩形波電圧制御モードの制御構成の説明）
図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による、矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。図４で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、矩形波電圧制御部４００は、矩形波電圧制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

矩形波電圧制御部４００は、座標変換部４１０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

座標変換部４１０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

トルク推定部４２０は、座標変換部４１０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて、交流電動機Ｍ１の出力トルクを推定する。

具体的には、トルク推定部４２０は、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）を算出する。

Ｐｍｔ＝Ｉｄ・Ｖｄ＋Ｉｑ・Ｖｑ ・・・（１）
なお、（１）式において、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは、矩形波発生器４４０から発生する各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換により算出される。

そして、トルク推定部４２０は、求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される回転数Ｎｍを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／Ｎｍ ・・・（２）
あるいは、トルク推定部４２０は、図示は省略するが、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてトルク推定値Ｔｑを出力するトルク算出マップにより構成することも可能である。

さらには、これらの構成に代えて、交流電動機Ｍ１の特性式である下記（３）式に従ってトルク推定値Ｔｑを演算する構成とすることも可能である。

Ｔｑ＝Ｋｔ・Ｉｑ＋ｐ・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ・Ｉｑ ・・・（３）
（３）式において、Ｋｔはトルク定数［Ｎ・ｍ／Ａ］であり、ｐは極対数であり、Ｌｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］であり、Ｌｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］である。Ｋｔ，Ｌｄ，Ｌｑはモータの回路定数（モータ定数）として交流電動機Ｍ１の構成に従って一意に決定される。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波電圧制御モードの適用時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。

ただし、矩形波電圧制御モードではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御と比較して、その制御応答性は低下する。また、座標変換部４１０における座標変換の際には、検出されたモータ電流ｉｖ，ｉｗから歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。

（矩形波電圧制御における問題点）
次に、図４に示した一般的な矩形波電圧制御によるモータ制御構成の問題点について、図５および６を用いて説明する。特に、座標変換部４１０におけるモータ電流ｉｖ，ｉｗのサンプリングタイミングが交流電動機Ｍ１の出力トルクの推定精度に及ぼす問題点について説明する。

図５には、矩形波電圧制御モードにおける、電気角１周期（＝３６０ｄｅｇ）分の各相電圧波形が示される。各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、１パルス分のハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波パルスであり、相互に電気角６０ｄｅｇの位相差を有している。そのため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、システム電圧ＶＨを振幅として、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。これにより、モータ電流は、正弦波ではなく歪み成分を含んだものとなっている。

矩形波電圧制御モードにおいて、矩形波電圧位相の制御は、交流電動機制御全体を統括するメインループに対する割込処理として、電気角の１周期を細分化して実行される。なお、図３で説明したように、矩形波電圧制御は高回転数領域で実行されるため、矩形波電圧位相の制御周期は、メインループの制御周期よりも短くなる。

具体的には、図５を参照して、インバータ１４のスイッチング素子をオン・オフする割込処理は、電気角６０ｄｅｇ毎に発生する割込に応じて実行される。以下では、インバータ１４のスイッチング素子のオン・オフを制御する割込処理を「スイッチング割込処理」とも称し、該スイッチング割込処理を実行させるための割込を「スイッチング割込（ＳＷ割込）」とも称する。

このスイッチング割込が発生すると、矩形波電圧制御部４００は、以下に述べるスイッチング割込処理を行なうことにより、トルク実績値とトルク指令値との偏差に応じて、矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を実行する。

具体的には、まず、座標変換部４１０（図４）が現在のスイッチング割込における電流センサ２４（図１）の出力をサンプリングする。そして、座標変換部４１０は、周知の３相→２相変換式に従って、サンプリングしたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基にｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを演算する。

次に、トルク推定部４２０（図４）は、演算されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流を用いて、上述した方法によって交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｑを推定する。そして、ＰＩ演算部４３０（図４）がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｑの偏差ΔＴｒｑに応じて電圧位相φｖを生成すると、矩形波発生器４４０（図４）は、電圧位相φｖに従って矩形波電圧を発生するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

しかしながら、このようにスイッチング割込における電流センサ２４の出力をサンプリングする構成とした場合には、図６に示すように、モータ電流に含まれる歪み成分に起因して、交流電動機Ｍ１の出力トルクの推定精度が低下するという問題が生じてしまう。

図６（ａ）には、矩形波電圧制御モードにおける、モータ電流（Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）の波形が示される。モータ電流は、正弦波ではなく歪み成分を含んでいる。この歪み成分は、インバータ１４のスイッチング素子のオン・オフ時に顕著に現れる。そのため、スイッチング割込毎にモータ電流をサンプリングする構成では、図６（ａ）の波形上に付された○印のポイントがサンプリングされることにより、サンプリングされたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗは歪み成分を反映したものとなる。したがって、このモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを３相−２相変換したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑには、図８に示されるような大きな変動が発生する。

また、図６（ｂ）には、スイッチング割込毎にサンプリングされたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて推定されたトルクＴｑが示される。トルク推定値Ｔｑには、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの変動の影響を受けて、周期的な変動が生じている。このトルク推定値Ｔｑとトルク推定値Ｔｑｃｏｍとの偏差ΔＴｑに応じてトルクのフィードバック制御が行なわれると、交流電動機Ｍ１にはトルク変動が発生するおそれがある。

このようなトルク推定値Ｔｑの変動を抑えるためには、スイッチング割込毎にサンプリングされたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを、時間軸方向に平滑化するフィルタ処理を実行することによって、モータ電流検出値ｉｖ，ｉｗから歪み成分を除去することが有効である。図６（ｂ）では、モータ電流検出値ｉｖ，ｉｗ（実電流）を用いて推定されたトルクＴｑに併せて、フィルタ処理が施されたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを用いて推定されたトルクＴｑが示される。これら２つのトルク推定値Ｔｑを比較すると、モータ電流検出値にフィルタ処理がなされたトルク推定値Ｔｑではトルク変動が抑えられており、その結果、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑが安定していることが分かる。これにより、トルク偏差ΔＴｑに応じたトルクのフィードバック制御の安定性を高めることができる。

しかしながら、その一方で、このようにモータ電流の歪み成分を除去するためのフィルタ処理をスイッチング割込処理に組み込むことによって、フィルタ時定数に起因した遅れが生じることから、制御応答性が低下する可能性がある。特に、低回転数域では、スイッチング割込処理の制御周期（電気角６０ｄｅｇ分に相当）が長くなるため、フィルタ処理による遅れの影響がより顕著となる。

すなわち、フィルタ処理においては、下記（４）式に従って、サンプリングされたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを時間的に平滑化した、フィルタモータ電流検出値ｉｖｆ，ｉｗｆが算出される。

ｉｖｆ＝｛ｉｖｆ−ｉｖｆ（０）｝・Ｔｓ／τ＋ｉｖｆ ・・・（４）
（４）式において、ｉｖｆ（０）はフィルタモータ電流検出値ｉｖｆの前回値を示し、Ｔｓはモータ電流のサンプリング周期を示し、τはフィルタの時定数を示す。このうち、モータ電流のサンプリング周期Ｔｓは、スイッチング割込処理の制御周期に値する。

ここで、低回転数域では、高回転数域と比較してスイッチング割込処理の制御周期が長くなるため、フィルタ処理による遅れが増長される。その一方で、フィルタの時定数τを小さくした場合には、モータ電流に含まれる歪み成分の影響を抑制できなくなるため、交流電動機Ｍ１にトルク変動が発生する可能性がある。

これには、モータ電流のサンプリングとフィルタ処理を並行して実行する制御構成とすることでフィルタ処理による遅れの影響を軽減することができるものの、その一方で、制御装置３０を構成するＥＣＵの負荷を極度に高めることになる。なお、ＥＣＵを複雑化することでこのような並行処理を実行することが可能となるが、装置コストの増大を招くおそれがある。

そこで、本実施の形態に従う矩形波電圧制御においては、フィルタ処理を用いることなくモータ電流から歪み成分を効果的に除去するために、スイッチング割込間に新たな角度割込を発生させ、モータ電流をサンプリングするための割込処理を行なう構成とする。たとえば図５には、ＳＷ割込間の中間に角度割込を発生させた例が示されている。

図７（ａ）には、図５に示す角度割込毎にサンプリングされたモータ電流検出値を基に算出された等価モータ電流（Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）の波形が示される。等価モータ電流は、図６（ａ）に示すモータ電流（実電流）と比較して、正弦波により近づいていることが分かる。また、この等価モータ電流を基に算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、図８に示されるように、変動が低減されたものとなっている。

図７（ｂ）には、角度割込毎にサンプリングされたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて推定されたトルクＴｑが示される。トルク推定値Ｔｑには、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの変動が低減されたことを受けて、変動が抑えられている。したがって、このトルク推定値Ｔｑとトルク推定値Ｔｑｃｏｍとの偏差ΔＴｑが安定していることから、トルク偏差ΔＴｑに応じたトルクのフィードバック制御の安定性を高めることが可能となる。

ここで、本構成において、上述したフィルタ処理を行なった場合と同程度以上の歪み除去効果を得るためには、スイッチング割込間に設ける角度割込の回数を増やすことによって、モータ電流のサンプリング回数を増やすことが有効である。

なお、スイッチング割込処理および角度割込処理の処理時間は、モータ回転数によらず一定であるのに対して、電気角１周期分に相当する時間は、モータ回転数が低くなるほど長くなる。したがって、交流電動機Ｍ１の回転数が低ければ、角度割込の回数を増やすことによってもＥＣＵの負荷が増大することがない。

そこで、本実施の形態においては、スイッチング割込間における角度割込の回数を交流電動機Ｍ１の回転数に応じて可変となるように設定する構成とする。これにより、ＥＣＵの負荷を増大させることなく、モータ電流から歪み成分を効果的に除去することができる。そのため、交流電動機Ｍ１の出力トルクの推定精度を確保するためのＥＣＵの複雑化が不要となる。この結果、簡易な装置構成で、矩形波電圧制御の制御安定性ならびに制御応答性を高めることが可能となる。

（本実施の形態による矩形波電圧制御）
図９は、本実施の形態に従う矩形波電圧制御におけるスイッチング割込処理および角度割込処理を説明する図である。

図９を参照して、スイッチング割込は、電気角６０ｄｅｇ毎に設定されている。これに対して、スイッチング割込間に設けられる角度割込は、交流電動機Ｍ１の回転数に応じてその回数が可変となるように設定される。図９では、その一例として、角度割込の回数は、交流電動機Ｍ１の３つの回転数域（高回転数域、中回転数域および低回転数域）で互いに異なる値に設定されている。

具体的には、高回転数域では、スイッチング割込間の中間に１回の角度割込が設定されているのに対し、中回転数域ではスイッチング割込間に２回の角度割込が設定され、低回転数域ではスイッチング割込間に３回の角度割込が設定されている。すなわち、交流電動機Ｍ１の回転数が低くなるに従って角度割込の回数が増加するように設定されている。

なお、このような構成としたことにより、高回転数域では、電気角３０ｄｅｇ毎にスイッチング割込処理および角度割込処理のいずれかが実行されることとなる。また、中回転数域では、電気角２０ｄｅｇ毎にスイッチング割込処理および角度割込処理のいずれかが実行されることとなる。さらに、低回転数域では、電気角１５ｄｅｇ毎にスイッチング割込処理および角度割込処理のいずれかが実行されることとなる。

さらに、本実施の形態では、上記の構成において、中回転数域および低回転数域では、スイッチング割込におけるモータ電流のサンプリングを禁止するものとする。すなわち、中回転数域および低回転数域においては、スイッチング割込間に設けられた複数の角度割込においてのみ、モータ電流のサンプリングが行なわれる。

このように中回転数域および低回転数域においてスイッチング割込におけるモータ電流のサンプリングを禁止したのは、交流電動機Ｍ１の回転数が低くなるほど、インバータ１４のスイッチング素子のオン・オフ時に発生する歪み成分が大きくなることに起因している。すなわち、中回転数域および低回転数域では、高回転数域と比較して相対的に出力トルクが大きい。そのため、より大きなモータ電流が交流電動機Ｍ１を通過する。このとき、モータ電流が大きくなるに従って交流電動機Ｍ１のインダクタンスが低下するため、回転数の低下に伴ないスイッチング素子のオン・オフ時に生じる歪み成分が増大する。したがって、スイッチング割込におけるモータ電流のサンプリングを禁止することにより、モータ電流に含まれる歪み成分を効率的に除去することができる。この結果、交流電動機Ｍ１の出力トルクの推定精度を向上することができる。

なお、本実施の形態では、スイッチング割込におけるモータ電流のサンプリングを禁止する構成としたが、スイッチング割込においてサンプリングされたモータ電流検出値を無効化するものであれば、当該構成に代えて、スイッチング割込においてサンプリングされたモータ電流検出値を、後述するモータ電流検出値の平均化処理に使用しない構成としてもよい。

また、本実施の形態においては、上記の構成において、トルク偏差ΔＴｑに応じた矩形波電圧の位相φｖのフィードバック制御演算を、スイッチング割込間に設けられた少なくとも１回の角度割込のうち、最終回の角度割込において実行するものとする。

すなわち、図９を参照して、高回転数域においては、１回の角度割込においてフィードバック制御演算が実行され、中回転数域においては、２回の角度割込のうちの最終回の角度割込においてフィードバック制御演算が実行され、低回転数域においては、３回の角度割込のうちの最終回の角度割込においてフィードバック制御が実行される。

なお、以下では、簡単のため、スイッチング割込間に設けられた少なくとも１回の角度割込のうち、最終回の角度割込を、モータ電流のサンプリングおよびフィードバック制御演算のための角度割込としての「フィードバック角度割込（ＦＢ角度割込）」と称するのに対し、最終回を除いた残りの角度割込を、モータ電流のサンプリングのための角度割込としての「中間角度割込」と称するものとする。

フィードバック角度割込においては、トルク推定値Ｔｑを算出するにあたって、角度割込毎にサンプリングされたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの平均化処理が行なわれる。これにより、上述した従来のフィルタ処理と比較して、ＥＣＵの負荷を増大させることなく、モータ電流の歪み成分を除去することができる。

具体的には、高回転数域では、スイッチング割込間の角度割込が１回のみであるため、下記（５），（６）式に従って、前回のスイッチング割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗと、今回のフィードバック角度割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｆｂとの平均化処理が行なわれる。

Ｉｄ＝（ｉｄ＿ｓｗ＋ｉｄ＿ｆｂ）／２ ・・・（５）
Ｉｑ＝（ｉｑ＿ｓｗ＋ｉｑ＿ｆｂ）／２ ・・・（６）
これに対して、低回転数域では、下記（７），（８）式に従って、前々回の中間角度割込におけるモータ電流検出値を基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｃｅｎｔ１およびｑ軸電流ｉｑ＿ｃｅｎｔ１、前回の中間角度割込におけるモータ電流検出値を基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｃｅｎｔ２およびｑ軸電流ｉｑ＿ｃｅｎｔ２、および今回のフィードバック角度割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｆｂとの平均化処理が行なわれる。

Ｉｄ＝（ｉｄ＿ｃｅｎｔ１＋ｉｄ＿ｃｅｎｔ２＋ｉｄ＿ｆｂ）／３ ・・・（７）
Ｉｑ＝（ｉｑ＿ｃｅｎｔ１＋ｉｑ＿ｃｅｎｔ２＋ｉｑ＿ｆｂ）／３ ・・・（８）
また、中回転数域においても、低回転数域の場合と同様の方法に従って、前回の中間角度割込におけるモータ電流検出値を基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｃｅｎｔ１およびｑ軸電流ｉｑ＿ｃｅｎｔ１と、今回のフィードバック角度割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｆｂとの平均化処理が行なわれる。

以上に述べた平均化処理によってｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが算出されると、このｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いてトルク推定値Ｔｑが算出される。そして、トルク推定値Ｔｑとトルク推定値Ｔｑｃｏｍとの偏差ΔＴｑに応じて、矩形波電圧の位相φｖのフィードバック制御演算が実行される。

なお、本実施の形態では、角度割込毎のモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗに基づくｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの平均化処理によってｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する構成としたが、これに代えて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを、時間軸方向に平滑化するフィルタ処理によってｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する構成としてもよい。

図１および図４に示すこの発明の実施の形態と本願発明との対応関係については、電流センサ２４が「電流検出器」に相当し、回転角センサ２５が「位置検出器」に相当し、制御装置３０ならびに矩形波電圧制御部４００が「矩形波電圧制御部」に相当する。

以上の処理は、図１０〜図１４に示すような処理フローにまとめることができる。
（処理フロー）
図１０は、交流電動機制御全体を統括するメインループの処理手順を示すフローチャートである。なお、図１０に示すフローチャートの各ステップについては、制御装置３０に予め格納されたメインループプログラムを所定の制御周期で実行することによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。

図１０を参照して、制御装置３０は、まず、モータ駆動システム１００（図１）を搭載した電動車両全体を統括する上位ＥＣＵからのトルク指令値Ｔｑｃｏｍを入力する処理を実行する（ステップＳ０１）。なお、トルク指令値Ｔｑｃｏｍは、アクセルペダルの踏込量、ブレーキペダルの踏込量、シフトレバーのポジションを含む運転者要求および走行状況（加速中または減速中など）を基に算出された電動車両の走行に必要な総合出力に応じて算出されたものである。

次に、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じて、電動車両内における電力需給に応じた制御指令を生成し、その制御指令に応じて、直流電圧発生部１０♯から交流電動機Ｍ１へ所定の放電電力を供給する処理を実行する（ステップＳ０２）。

最後に、制御装置３０は、回転角センサ２５からの回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度を演算する処理を実行する（ステップＳ０３）。

図１１は、図１０に示したメインループに対する割込処理の処理手順を示すフローチャートである。なお、図１１に示すフローチャートの各ステップについては、矩形波電圧制御モードの選択時において、制御装置３０に予め格納された割込処理プログラムを電気角の１周期を細分化した所定周期で実行することによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。

図１１を参照して、矩形波電圧制御部４００は、現在がスイッチング割込および角度割込のいずれであるかを判定する（ステップＳ０２１）。そして、スイッチング割込である場合には、矩形波電圧制御部４００は、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するような電圧位相φｖの矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を出力する（ステップＳ０２２）。さらに、矩形波電圧制御部４００は、電流センサ２４（図１）の出力をサンプリングし、周知の３相→２相変換式に従って、サンプリングしたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基にｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗを演算する（ステップＳ０２３）。なお、ステップＳ０２３については、演算したｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗを、交流電動機Ｍ１の回転数に応じて無効化することが可能である。

これに対して、矩形波電圧制御部４００は、現在が角度割込である場合には、さらに、中間角度割込およびフィードバック角度割込のいずれであるかを判定する（ステップＳ０２４）。そして、中間角度割込である場合には、矩形波電圧制御部４００は、電流センサ２４（図１）の出力をサンプリングし、周知の３相→２相変換式に従って、サンプリングしたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗに基づき、ｄ軸電流ｉｄ＿ｃｅｎｔおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｃｅｎｔを演算する（ステップＳ０２５）。

一方、フィードバック角度割込である場合には、矩形波電圧制御部４００は、電流センサ２４（図１）の出力をサンプリングし、周知の３相→２相変換式に従って、サンプリングしたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基にｄ軸電流ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｆｂを演算する（ステップＳ０２６）。そして、矩形波電圧制御部４００は、角度割込毎に算出されたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの平均化処理によってｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出すると、このｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて交流電動機Ｍ１の出力トルクＴｑを推定する。そして、トルク推定値Ｔｑとトルク推定値Ｔｑｃｏｍとの偏差ΔＴｑに応じて、矩形波電圧の位相φｖのフィードバック制御演算を実行する（ステップＳ０２７）。

以下に、図１１に示すスイッチング割込、中間角度およびフィードバック角度割込の各々についての詳細な処理手順を説明する。

図１２は、スイッチング割込処理の処理手順を示すフローチャートである。
図１２を参照して、矩形波電圧制御部４００は、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するような電圧位相φｖの矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を出力する（ステップＳ１１）。

次に、矩形波電圧制御部４００は、回転角センサ２５により検出された交流電動機Ｍ１の回転角θをサンプリングする。そして、サンプリングした回転角θおよび極対数ｐを積算することにより、交流電動機Ｍ１の電気角検出値φを取得する（ステップＳ１２）。

また、矩形波電圧制御部４００は、電流センサ２４により検出されたモータ電流ｉｖ，ｉｗをサンプリングしてモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを取得する（ステップＳ１３）。そして、矩形波電圧制御部４００は、サンプリングしたモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に、周知の３相→２相変換式に従ってｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗを演算する（ステップＳ１４）。

最後に、矩形波電圧制御部４００は、次回の角度割込を指定するための電気角である割込角度を設定する（ステップＳ１５）。この次回割込角度は、後述する処理手順に従って交流電動機Ｍ１の回転数に応じて可変に設定される。

図１３は、中間角度割込処理の処理手順を示すフローチャートである。
図１３を参照して、矩形波電圧制御部４００は、回転角センサ２５により検出された交流電動機Ｍ１の回転角θをサンプリングし、そのサンプリングした回転角θおよび交流電動機Ｍ１の極対数ｐを積算することによって交流電動機Ｍ１の電気角検出値φを取得する（ステップＳ２１）。

次に、矩形波電圧制御部４００は、電流センサ２４により検出されたモータ電流ｉｖ，ｉｗをサンプリングしてモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを取得すると（ステップＳ２２）、モータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に、周知の３相→２相変換式に従ってｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗを演算する（ステップＳ２３）。

最後に、矩形波電圧制御部４００は、次回の角度割込を指定するための電気角である割込角度を設定する（ステップＳ２４）。この次回割込角度は、交流電動機Ｍ１の回転数に応じて可変に設定される。

図１４には、交流電動機Ｍ１の回転数と次回割込角度との関係が示される。図１４を参照して、次回割込角度は、交流電動機Ｍ１の回転数が低下するに従って小さくなるように設定される。これにより、図９で示したように、角度割込の回数を交流電動機Ｍ１の回転数に応じて可変とすることができる。

なお、矩形波電圧制御部４００は、図１４に示す関係を、次回割込角度を設定するためのマップとして図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）に予め保持しておき、スイッチング割込または中間角度割込において、ＲＯＭから読出したマップを用いて、交流電動機Ｍ１の回転数に基づいて次回割込角度を設定する。

図１５は、図１２および図１３における次回割込角度設定処理の詳細を示すフローチャートである。なお、図１５では、一例として、交流電動機Ｍ１の回転数に応じて、次回割込角度を電気角３０ｄｅｇおよび電気角１５ｄｅｇの間で切替える場合の処理手順について説明する。

図１５を参照して、矩形波電圧制御部４００は、回転角センサ２５からの回転角θに基づき現在の交流電動機Ｍ１の回転数を演算すると、回転数が予め設定された所定の基準回転数Ｎａを超えるか否かを判定する（ステップＳ１００）。回転数が基準回転数Ｎａを超えている場合（ステップＳ１００においてＹＥＳの場合）には、矩形波電圧制御部４００は、回転数が基準回転数Ｎａを上回る状態が所定時間Ｔａを超えて継続しているか否かを判定する（ステップＳ１０１）。

具体的には、矩形波電圧制御部４００は、内部にカウンタ回路を有しており、交流電動機Ｍ１の回転数が基準回転数Ｎａを超えたと判定されると、カウンタ値をインクリメントする。一方、回転数が基準回転数Ｎａ以下と判定されると、カウンタ値をリセットする。このようにして矩形波電圧制御部４００は、割込毎に交流電動機Ｍ１の回転数と基準回転数Ｎａとの比較結果に応じて、カウンタ値をインクリメントまたはリセットする。そして、カウンタ値が予め設定された基準値を超えた場合に、回転数が基準回転数Ｎａを上回る状態が所定時間Ｔａを超えて継続していると判定する。

そして、回転数が基準回転数Ｎａを上回る状態が所定時間Ｔａを超えて継続している場合（ステップＳ１０１においてＹＥＳの場合）には、矩形波電圧制御部４００は、次回割込角度を、現在の電気角から電気角３０ｄｅｇ後となるように設定する（ステップＳ１０２）。

一方、回転数が基準回転数Ｎａを上回る状態が所定時間Ｔａを超えて継続していない場合（ステップＳ１０１においてＮＯの場合）には、矩形波電圧制御部４００は、カウンタ値をインクリメントするとともに（ステップＳ１０３）、前回の割込角度を保持する（ステップＳ１０４）。

これに対して、回転数が基準回転数Ｎａ以下となる場合（ステップＳ１００においてＮＯの場合）には、矩形波電圧制御部４００は、回転数が基準回転数Ｎａ以下となる状態が所定時間Ｔｂを超えて継続しているか否かを判定する（ステップＳ１０５）。

具体的には、矩形波電圧制御部４００が、交流電動機Ｍ１の回転数が基準回転数Ｎａ以下と判定されると、カウンタ回路のカウンタ値をインクリメントする。一方、回転数が基準回転数Ｎａを上回ると判定されると、カウンタ値をリセットする。このようにして矩形波電圧制御部４００は、割込毎に交流電動機Ｍ１の回転数と基準回転数Ｎａとの比較結果に応じて、カウンタ値をインクリメントまたはリセットする。そして、カウンタ値が予め設定された基準値を超えた場合に、回転数が基準回転数Ｎａ以下となる状態が所定時間Ｔｂを超えて継続していると判定する。

そして、回転数が基準回転数Ｎａ以下となる状態が所定時間Ｔｂを超えて継続している場合（ステップＳ１０５においてＹＥＳの場合）には、矩形波電圧制御部４００は、次回割込角度を、現在の電気角から電気角１５ｄｅｇ後となるように設定する（ステップＳ１０６）。

一方、回転数が基準回転数Ｎａ以下となる状態が所定時間Ｔａを超えて継続していない場合（ステップＳ１０５においてＮＯの場合）には、矩形波電圧制御部４００は、カウンタ値をインクリメントするとともに（ステップＳ１０７）、前回の割込角度を保持する（ステップＳ１０８）。

なお、図１５のステップＳ１０１における所定時間Ｔａおよびステップ１０５における所定時間Ｔｂは、所定時間Ｔａよりも所定時間Ｔｂが短くなるように設定される。これは、低回転数域では、高回転数域と比較して交流電動機Ｍ１の出力トルクが大きくなるため、回転数の変化速度が相対的に高いことによる。

以上に述べたように、次回割込角度の切替は、交流電動機Ｍ１の回転数および基準回転数Ｎａの比較結果が継続する時間にヒステリシスを持たせることによって、運転者の急加速要求や急減速要求などに応じて交流電動機Ｍ１の回転数が急変した場合に、ＳＷ割込間で割込角度の切替が繰り返されるチャタリングが発生するのを防止することができる。

なお、継続時間にヒステリシスを持たせる構成に代えて、基準回転数Ｎａにヒステリシスを持たせる構成とすることによっても、割込角度のチャタリングを防止することができることは明らかである。

図１６は、フィードバック角度割込処理の処理手順を示すフローチャートである。
図１６を参照して、矩形波電圧制御部４００は、回転角センサ２５により検出された交流電動機Ｍ１の回転角θをサンプリングし、そのサンプリングした回転角θおよび極対数ｐを積算することによって交流電動機Ｍ１の電気角検出値φを取得する（ステップＳ３１）。

また、矩形波電圧制御部４００は、電流センサ２４により検出されたモータ電流ｉｖ，ｉｗをサンプリングしてモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを取得すると（ステップＳ３２）、モータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に、周知の３相→２相変換式に従ってｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗを演算する（ステップＳ３３）。

次に、矩形波電圧制御部４００は、角度割込毎に算出されたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの平均化処理によってｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出すると、このｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて交流電動機Ｍ１の推定トルク値Ｔｑを演算する（ステップＳ３４）。

図１７は、図１６におけるトルク推定値演算処理の詳細を示すフローチャートである。なお、図１７では、一例として、交流電動機Ｍ１の回転数に応じて、次回割込角度を電気角３０ｄｅｇおよび電気角１５ｄｅｇの間で切替える場合の処理手順について説明する。

図１７を参照して、矩形波電圧制御部４００は、現在の割込角度が電気角３０ｄｅｇであるか否かを判定する（ステップＳ２００）。現在の割込角度が電気角３０ｄｅｇであれば（ステップＳ２００においてＹＥＳの場合）、矩形波電圧制御部４００は、上記（５），（６）式に従って、前回のスイッチング割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｓｗおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｓｗと、今回のフィードバック角度割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｆｂとの平均化処理を実行する（ステップＳ２０１）。

一方、現在の割込角度が電気角３０ｄｅｇでない場合（ステップＳ２００においてＮＯの場合）、すなわち、電気角１５ｄｅｇである場合には、矩形波電圧制御部４００は、上記（７），（８）式に従って、前々回の中間角度割込におけるモータ電流検出値を基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｃｅｎｔ１およびｑ軸電流ｉｑ＿ｃｅｎｔ１、前回の中間角度割込におけるモータ電流検出値を基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｃｅｎｔ２およびｑ軸電流ｉｑ＿ｃｅｎｔ２、および今回のフィードバック角度割込におけるモータ電流検出値ｉｖ，ｉｗを基に算出されたｄ軸電流ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流ｉｑ＿ｆｂとの平均化処理を実行する（ステップＳ２０２）。

そして、ステップＳ２０１またはＳ２０２の平均化処理によってｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが算出されると、矩形波電圧制御部４００は、このｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを用いて、上記（１），（２）式に従って、トルク推定値Ｔｑを算出する（ステップＳ２０３）。

再び図１６を参照して、矩形波電圧制御部４００は、ステップＳ３５により、トルク推定値Ｔｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め（ステップＳ３５）、求められた制御偏差に応じて、矩形波電圧の電圧位相指令φｖを設定する（ステップＳ３６）。

最後に、矩形波電圧制御部４００は、次回のスイッチング割込を指定するための電気角であるスイッチング割込角度を設定する（ステップＳ３７）。

以上のように、本実施の形態によれば、角度割込処理における割込角度を、交流電動機Ｍ１の回転数に応じて、スイッチング割込間における角度割込の回数が可変となるように設定する構成とすることにより、フィルタ処理を用いることなく交流電動機Ｍ１を流れるモータ電流のサンプリング精度を確保することができる。この結果、簡易な装置構成で、矩形波電圧制御の制御安定性ならびに制御応答性を高めることが可能となる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムの全体構成図である。 この発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係を示す図である。 この発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による、矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 矩形波電圧制御モードにおける、電気角１周期分の各相電圧波形を示す図である。 一般的な矩形波電圧制御モードの選択時における、モータ電流およびトルク推定値の波形を示す図である。 この発明の実施の形態による矩形波電圧制御モードの選択時における、モータ電流およびトルク推定値の波形を示す図である。 図６および図７に示したモータ電流を基に算出されたｄ軸電流およびｑ軸電流を示す図である。 この発明の実施の形態に従う矩形波電圧制御におけるスイッチング割込処理および角度割込処理を説明する図である。 交流電動機制御全体を統括するメインループの処理手順を示すフローチャートである。 図１０に示したメインループに対する割込処理の処理手順を示すフローチャートである。 スイッチング割込処理の処理手順を示すフローチャートである。 中間角度割込処理の処理手順を示すフローチャートである。 交流電動機Ｍ１の回転数と次回割込角度との関係を示す図である。 図１２および図１３における次回割込角度設定処理の詳細を示すフローチャートである。 フィードバック角度割込処理の処理手順を示すフローチャートである。 図１６におけるトルク推定値演算処理の詳細を示すフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１１，２４ 電流センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 座標変換部、４２０ トルク推定部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (6)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記交流電動機の回転位置を検出する位置検出器と、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧が前記交流電動機に印加されるように、前記インバータの制御指令を発生する矩形波電圧制御部とを備え、
   前記矩形波電圧制御部は、
   前記電流検出器および前記位置検出器の出力に基づいて前記交流電動機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
   前記トルク推定手段による推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、前記矩形波電圧の位相を決定する電圧位相制御手段と、
   前記電圧位相制御手段によって決定された位相に従った矩形波電圧が前記交流電動機に印加されるように、前記インバータでの電圧変換を制御する電圧制御手段とを含み、
   前記トルク推定手段は、予め設定された所定の第１の電気角毎に、前記電流検出器の出力に基づいて前記交流電動機の各相電流をサンプリングしてｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する角度割込処理を実行し、
   前記所定の第１の電気角は、前記交流電動機の回転数が低下するに従って前記角度割込処理の回数が多くなるように設定される、交流電動機の制御装置。
2. 前記トルク推定手段は、前記交流電動機の回転数と所定の基準回転数との比較結果に基づき、予め設定された第１の角度および第２の角度の間で、前記所定の第１の電気角を切替える割込角度設定手段を含み、
   前記割込角度設定手段は、前記第１の角度と前記第２の角度とをヒステリシスを持って切替える、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記インバータは、前記矩形波電圧制御部からの前記制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含み、
   前記電圧制御手段は、予め設定された所定の第２の電気角毎に、前記電力半導体スイッチング素子に前記制御指令を出力するスイッチング割込処理を実行し、
   前記トルク推定手段は、前記角度割込処理の実行タイミングと前記スイッチング割込処理の実行タイミングとが一致する場合には、前記交流電動機の回転数に応じて前記角度割込処理を無効化する、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記トルク推定手段は、前記交流電動機の回転数が所定の基準回転数を下回るときには、前記角度割込処理を無効化する、請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記インバータは、前記矩形波電圧制御部からの前記制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含み、
   前記電圧制御手段は、予め設定された所定の第２の電気角毎に、前記電力半導体スイッチング素子に前記制御指令を出力するスイッチング割込処理を実行し、
   前記所定の第１の電気角は、前回の前記スイッチング割込処理の実行タイミングと今回の前記スイッチング割込処理の実行タイミングとの間に、複数回の前記角度割込処理が実行されるように設定され、
   前記トルク推定手段は、
   前記複数回の前記角度割込処理の各々において演算された前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の時間軸方向の変化を平滑化させるフィルタ処理手段と、
   前記フィルタ処理手段によって平滑化された前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流に基づいて前記推定トルクを演算する推定トルク演算手段とを含む、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電圧位相制御手段は、前記複数回の前記角度割込処理のうち最後の前記角度割込処理の実行タイミングにおいて、前記推定トルク演算手段によって演算された前記推定トルクと前記トルク指令値との偏差に応じて、前記矩形波電圧の位相を調整するためのフィードバック制御演算を実行する、請求項５に記載の交流電動機の制御装置。

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