JP5302607B2 - 変調方法および送信装置ならびにｏｆｄｍ変調方法およびｏｆｄｍ送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、通信信号を生成する変調方法およびその送信装置に関する。そして、本発明は、ＯＦＤＭ方式の通信信号を生成するＯＦＤＭ変調方法およびそのＯＦＤＭ送信装置に関する。

通信信号によって情報伝達を行う通信システムでは、通信信号が送信装置から受信装置まで伝播する間に、多くの場合、通信信号にノイズが重畳してしまってエラーが生じてしまうため、例えば、受信確認の返信を受信することで送信装置側で受信装置の受信確認を行うデータ伝送制御が行われる。

例えば、８０２．１１ａ規格では、次のように行われる。図１２は、８０２．１１ａ規格で通信を行った場合における送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。図１３は、データ信号およびＡＣＫ信号の各フレーム構成を示す図である。図１４は、ＰＬＣＰヘッダ部の構成を示す図である。図１５および図１６は、データ信号を再送する場合における送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。

図１２に示すように、送信装置が情報伝達を行うべくデータ信号１を送信し、受信装置がこれを正しく（正常に）受信すると、その旨（受信確認）を送信装置に通知すべく、受信装置は、ＡＣＫ信号を返信する。そして、送信装置は、受信装置からこのＡＣＫ信号を受信することによって受信装置の受信確認を行って、次の情報伝達を行うべく、送信装置は、データ信号２を送信する。

８０２．１１ａ規格では、通信信号のフレーム構成は、図１３（Ａ）および（Ｂ）に示すように、１６μｓ（マイクロ秒）のＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Procedure）プリアンブル部と、これに続く４μｓのＰＬＣＰヘッダ部と、これに続くデータ部と、これに続く６ビット（ｂｉｔ）のＰＬＣＰテイル部とを備えて構成される。データ部には、データ信号では、図１３（Ａ）に示すように、１６ビットのサービス（SERVICE）、２４バイト（ｂｙｔｅ）のＭＡＣ（Medium Access Control）ヘッダ、８バイトのＬＬＣヘッダ、ＩＰの最大パケット長では１５００バイトのＩＰパケットおよび４バイトフレームチェックシーケンスが収容される。また、ＡＣＫ信号では、データ部には、１６ビットのサービス、１０バイトのＡＣＫおよび４バイトのフレームチェックシーケンスが収容される。また、ＰＬＣＰヘッダ部には、図１４に示すように、伝送速度を示す４ビットのＲＡＴＥ、１ビットの予約領域（Reserved）、データ部のデータ長を示す１２ビットのＬＥＮＧＴＨ、１ビットのパリティ（Parity）、６ビットのテイル（Tail）および１６ビットのサービスが含まれる。

このヘッダ部のサービスは、データ部のサービスであり、データ部に収容されている。これらサービスを除く、ＲＡＴＥ、予約領域、ＬＥＮＧＴＨ、パリティおよびテイルの各ヘッダ情報（ＳＩＧＮＡＬ）は、いわゆる逆高速フーリエ変換されることによってＯＦＤＭ変調され、さらにガードインターバルが付加されることによって１つのＯＦＤＭシンボルとなる。

ここで、ＩＰパケット長がイーサネット（登録商標）における最大値１５００バイトであって、符号化率が６４ＱＡＭであるとすると、伝送速度が５４Ｍｂｐｓであり、この場合におけるデータ信号の占有時間は、２４８μｓであり、ＡＣＫ信号の占有時間は、２３μｓである。

また、８０２．１１ａ規格では、アクセス制御にＣＳＭＡ／ＣＡ（Carrier Sense Multiple Access/Collision Avoidance）が採用されており、通信効率を改善すべく、フレーム間隔（ＩＦＳ、InterFrame Space）を制御する優先制御が行われている。フレーム間隔には、３態様があり、第１に、ＡＣＫ信号の応答（受信待ち）を待つ１６μｓのショート・ＩＦＳ（Short IFS、ＳＩＦＳ）と、第２に、キャリアセンスを行う際にチャネルがビジー（占有状態）からアイドル（非占有状態）に変わったと判断されるまでに必要な待ち時間である３４μｓのＤＣＦ・ＩＦＳ（Distributed Coordination Function IFS）と、第３に、ビジーがフレームエラーと検出された場合の待ち時間である７３μｓのイクステンド・ＩＦＳ（ＥＩＦＳ＝ＳＩＦＳ＋ＡＣＫフレーム長＋ＤＩＦＳ）とがあり、ＳＩＦＳの優先度は、最も高く、ＤＣＦ・ＩＦＳの優先度は、低い。

通信周期は、一のデータ信号を送信（送出）してから次のデータ信号を送信するまでの時間と定義すると、８０２．１１ａ規格では上記各フレーム間隔があるため、図１２に示すように、データ信号およびＡＣＫ信号の占有時間だけでなく、データ信号１の送信からＡＣＫ信号の受信までの１６μｓのＳＩＦＳと、ＡＣＫ信号の受信から次のデータ信号２の送信までの“１０１．５μｓのＤＩＦＳ＋バックオフ”とを加えた時間となる。したがって、正常な通信では、スループットは、３１Ｍｂｐｓとなる。

一方、エラーが生じた場合について説明する。エラー検出には、ヘッダ部のＲＡＴＥ、予約およびＬＥＮＧＴＨの偶パリティ（ＸＯＲ演算）がパリティとして用いられている。

エラー検出に成功した場合では、図１５に示すように、送信装置がデータ信号１を送信すると、受信装置は、ヘッダ部を用いてエラー検出を行う。エラーが検出されると、受信装置は、直ちにアイドル状態（受信待ち状態）に初期化され、キャリアセンスを行う。伝送路には、送信装置によるデータ信号１が存在するため、受信装置は、ビジーと判断し、前記アイドル状態を維持する。この間、送信装置は、２４８μｓのデータ信号１の送信を終了し、ＡＣＫ信号の応答を“１６μｓのＳＩＦＳ＋１３９．５μｓのバックオフ”だけ待機し、ＡＣＫ信号の応答がない場合にはデータ信号１の送信失敗と判断し、データ信号１の再送を行い、以下、図１２と同様となる。したがって、このエラー検出に成功し、再送が一度だけ実行される場合では、スループットは、１５．２Ｍｂｐｓとなる。

なお、バックオフは、端末間の送信機会を公平にするために、各端末にランダム（無作為）に与えられる再送するまでの待ち時間である。バックオフ時間は、スロット時間にランダム係数を乗算して決定される。このランダム係数の取り得る値の範囲は、コンテンションウィンドウ（ＣＷ）と呼ばれ、スロット時間の２のべき乗で増加する。ランダム係数の各値を取る確率は、等しいため、バックオフ時間は、スロット時間にＣＷ／２を乗算して計算され、スロット時間は、９μｓであり、ＣＷは、再送ごとに、１５、３１、６３、・・・と増加して行く。例えば、１回目の再送では、バックオフ時間は、１３９．５μｓである。

一方、図１４に示すように、パリティは、１ビットであるから、エラー検出に１／２の確率で失敗する可能性が存在する。ヘッダ部によるエラー検出に失敗すると、受信装置は、受信波の復調処理を続け、最終的にフレームチェックシーケンス（Frame Check Sequence、ＦＣＳ）によってパケットのエラーを検出することになる。

また、パリティのエラー検出に失敗するのではなく、ＲＡＴＥのＲＡＴＥ情報やＬＥＮＧＴＨのＬＥＮＧＴＨ情報が間違っていると、データ信号の受信時間（パケット長）を間違って計算してしまう。この確率は、４ビットのＲＡＴＥが１ビット固定であるため３ビットでＲＡＴＥ情報が判断され、そして、ＬＥＮＧＴＨが１２ビットであるため、（パリティのチェックが正しくない確率）×（（有効なＲＡＴＥおよびＬＥＮＧＴＨの全ビットの組み合わせ）−（全ての正しい組み合わせ））／（有効なＲＡＴＥおよびＬＥＮＧＴＨの全ビットの組み合わせ）であるから、（１／２）×（２＾１５−１）／２＾１５でほぼ１／２である。したがって、パリティのエラー検出に失敗するのではなく、ＲＡＴＥのＲＡＴＥ情報やＬＥＮＧＴＨのＬＥＮＧＴＨ情報が間違っている場合では、各時間を次のように定義すると、再送は、時間Ｂ（ｎ）＜時間Ａ＜時間Ｃ（ｎ）のケース１と、時間Ｃ（ｎ）＜時間Ａ＜時間Ｂ（ｎ＋１）のケース２とがある（ｎは１以上の整数）。
時間Ａ ；誤認識したパケット長＋ＥＩＦＳ＋バックオフ時間
時間Ｂ（ｎ）；（正しいパケット長＋ＳＩＦＳ＋バックオフ時間）×ｎ
時間Ｃ（ｎ）；（正しいパケット長×２＋ＳＩＦＳ＋バックオフ時間）×ｎ
これらケース１およびケース２は、いずれもフレームエラー検出によるエラー検出であるため、受信装置の待ち時間は、ＥＩＦＳ（７３μＳ）となる。

ケース１では、図１６（Ｂ）に示すように、再送のデータ信号１がキャリアセンス中に検出されるため、ヘッダ部によるエラー検出に失敗する場合と同様のタイムチャートとなり、スループットは、１５．２Ｍｂｐｓとなる。

また、ケース２では、図１６（Ａ）および（Ｃ）に示すように、再送のデータ信号１が受信されないため、再々送のデータ信号１が受信されることになるため、スループットは、９Ｍｂｐｓとなってしまう。
守倉正博、久保田周治（監修）、インプレス標準教科書シリーズ「改訂版 ８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書」、インプレスＲ＆Ｄ、２００６年２月２１日発行

ところで、ヘッダ部によるエラー検出の失敗、および、ＲＡＴＥのＲＡＴＥ情報やＬＥＮＧＴＨのＬＥＮＧＴＨ情報の誤りというヘッダ部の誤検出は、例えば無線チャネル等の伝送路におけるＳＮ比が劣化した場合に頻繁に起こり得て、このような場合にでは、上述したように、スループットが著しく低下してしまう。スループットは、例えば、正常に通信される場合の３０％弱に低下してしまう。

本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、伝送路のＳＮ比が劣化した場合でもスループットの低下を抑制することができるＯＦＤＭ変調方法およびＯＦＤＭ送信装置を提供することである。

本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。すなわち、本発明にかかる一態様では、プリアンブル部と、前記プリアンブル部以降のヘッダ部と、前記ヘッダ部以降のデータ部とを備えるフレーム構造の通信信号を生成する変調方法において、前記ヘッダ部のみを拡散符号で拡散変調する拡散工程を含み、前記通信信号には、ブロック伝送方式が採用され、前記拡散工程は、前記ヘッダ部に収容されるべきヘッダ情報に基づく変調データにさらに前記ブロック伝送方式におけるガードインターバルを付加したデータを前記拡散符号で拡散変調することを特徴とする。

このような構成の変調方法は、ヘッダ部を拡散変調することによってヘッダ部のロバスト性を向上することができ、伝送路のＳＮ比が劣化した場合でもスループットの低下を抑制することができる。
また、この構成によれば、拡散変調によってガードインターバル（ＧＩ）が長くなるため、より長い遅延波に対応可能となる。

また、これら上述の変調方法において、前記ヘッダ部は、適応サブキャリア変調の制御情報を含むヘッダ情報を収容することを特徴とする。

この構成によれば、通信信号に適応サブキャリア変調方式が用いられ、適応サブキャリア変調に応じた制御を行う場合に、適応サブキャリア変調の制御情報のロバスト性を向上することができ、適応サブキャリア変調に応じた制御を確実に行うことが可能となる。

そして、本発明にかかる他の一態様では、これら上述のいずれかの変調方法によって生成した通信信号を送信する送信装置である。

そして、本発明にかかる他の一態様では、これら上述のいずれかの変調方法であって、前記通信信号にはＯＦＤＭ方式が採用されるＯＦＤＭ変調方法である。

そして、本発明にかかる他の一態様では、上述のＯＦＤＭ変調方法によって生成した通信信号を送信するＯＦＤＭ送信装置である。

このような送信装置ならびにＯＦＤＭ変調方法およびＯＦＤＭ送信装置は、ヘッダ部を拡散変調することによってヘッダ部のロバスト性を向上することができ、伝送路のＳＮ比が劣化した場合でもスループットの低下を抑制することができる。

本発明にかかる変調方法および送信装置ならびにＯＦＤＭ変調方法およびＯＦＤＭ送信装置は、伝送路のＳＮ比が劣化した場合でもスループットの低下を抑制することができる。

以下、本発明にかかる実施の一形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。また、総称する場合には添え字を省略した参照符号で示し、個別の構成を指す場合には添え字を付した参照符号で示す。

本実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置は、プリアンブル部と前記プリアンブル部以降のヘッダ部と前記ヘッダ部以降のデータ部とを備えるフレーム構造における前記ヘッダ部のみを拡散符号で拡散変調する変調方法によって生成された通信信号を送信および受信する通信システムを構成する送信装置および受信装置のそれぞれ一例である。前記通信信号には、ブロック伝送方式が採用され、前記拡散符号で拡散変調する拡散工程は、前記ブロック伝送方式におけるガードインターバルを付加する前に、前記ヘッダ部に収容されるべきヘッダ情報に基づく変調データを前記拡散符号で拡散変調するものである。そして、本実施形態では、前記ブロック伝送方式の一例としてＯＦＤＭ方式が採用されており、また、拡散符号の一例としてＢａｒｋｅｒ符号が採用されている。

図１は、実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置の各構成を示す図である。図２は、実施形態におけるデータ信号およびＡＣＫ信号のフレーム構成を示す図である。

ＯＦＤＭ送信装置は、周波数軸上で直交関係を有する狭帯域サブキャリア（狭帯域搬送波）をディジタル変調して多重化する通信方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）方式の通信信号（ＯＦＤＭ信号）を生成して送信するための装置であり、ＯＦＤＭ受信装置は、このＯＦＤＭ信号を受信するための装置である。これらＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置からＯＦＤＭ通信システムが構成される。そして、このＯＦＤＭ信号には、本実施形態では、適応サブキャリア変調が適用されている。

適用サブキャリア変調は、各サブキャリア（搬送波）ごとに変調方式、送信電力および符号化率等の伝送パラメータをＯＦＤＭ送受信装置間の伝送路特性（伝送路の通信状態）に応じて適応的に決定する方式である。この適用サブキャリア変調では、情報データの通信開始に先立って、まず、伝送路特性を評価するための評価用パケットをＯＦＤＭ送信装置がＯＦＤＭ受信装置へ送信し、この評価用パケットに基づいてＯＦＤＭ受信装置がいわゆるエラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）を見積もり、この見積もったＥＶＭに基づいて予め設定された所定の基準に従って、ＯＦＤＭ送受信装置間で使用するサブキャリア、変調方式および符号化率等の伝送パラメータを決定し、この決定した伝送パラメータに関する情報をＯＦＤＭ送信装置へ返送する。これによってＯＦＤＭ送信装置は、ＯＦＤＭ受信装置で決定した伝送パラメータに応じてＯＦＤＭ信号のパケットを作成し、情報データの通信を開始する。

このようなＯＦＤＭ送信装置ＳＤは、例えば、図１に示すように、１次変調部１、１１と、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）２、１２と、ＯＦＤＭ変調部３、１３と、ガードインターバル付加部（ＧＩ付加部）４と、アップサンプル（Up-sample）／ＦＩＲ部５と、ディジタル／アナログ変換部（ＤＡＣ部）６と、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４と、拡散変調部１５と、プリアンブル生成部２１とを備えて構成されている。

送信すべきデータ（送信データ）は、例えば６４ＱＡＭ変調によって１次変調部１で１次変調され、Ｓ／Ｐ変換部２に入力される。Ｓ／Ｐ変換部２では、１次変調された送信データは、シリアル／パラレル変換（直列／並列変換）されることによってサブキャリア数に分割され、ＯＦＤＭ変調部３へ入力される。例えば、８０２．１１ａ規格では、５２本のサブキャリアが利用されるが、パイロット用に４本のサブキャリアが使用されるため、データ用に４８本のサブキャリアが使用される。ＯＦＤＭ変調部３では、各サブキャリアは、逆高速フーリエ変換されることによって周波数領域から時間領域へ変換（ＯＦＤＭ変調）され、これによって送信データのマルチキャリア信号となる。

一方、ヘッダ情報は、予め設定された所定の変調方式、例えばＢＰＳＫ変調によって１次変調部１１で１次変調され、Ｓ／Ｐ変換部１２に入力される。Ｓ／Ｐ変換部１２では、１次変調されたヘッダ情報は、シリアル／パラレル変換（直列／並列変換）されることによってサブキャリア数に分割され、ＯＦＤＭ変調部１３へ入力される。ヘッダ情報は、物理レイヤにおいてパケット信号を受信処理する上で必要な情報であり、例えば、データ部１０３の伝送速度やデータ長等が含まれる。また、本実施形態では、ヘッダ情報には、伝送パラメータを示す適応サブキャリア変調の制御信号が含まれる。ＯＦＤＭ変調部１３では、各サブキャリアは、逆高速フーリエ変換されることによって、周波数領域から時間領域へ変換（ＯＦＤＭ変調）され、これによってヘッダ情報のマルチキャリア信号となる。そして、このヘッダ情報のマルチキャリア信号は、拡散変調部１５へ入力され、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４で生成され、拡散変調部１５へ入力されたＢａｒｋｅｒ符号で拡散変調される。Ｂａｒｋｅｒ（バーカー）符号は、［１、−１、１、１、−１、１、１、１、−１、−１、−１］で構成される拡散符号の一つであり、例えば、８０２．１１ｂ規格で拡散符号として利用されている。

これら送信データのマルチキャリア信号と拡散変調されたヘッダ情報のマルチキャリア信号とは、ＧＩ付加部４へ入力され、ガードインターバル（ＧI）がＧＩ付加部で付加され、その時間的な先頭に、プリアンブル生成部２１で生成されたＰＬＣＰプリアンブルが付け加えられてフレーム化される。このフレーム化されたＯＦＤＭ信号は、アップサンプル／ＦＩＲ部５に入力され、アップサンプル／ＦＩＲ部５では、ナイキストの定理で示される理論上必要な２倍以上のサンプル周波数にアップサンプリングされ、ＤＡＣ部６へ入力される。ＤＡＣ部６では、ＯＦＤＭ信号は、ディジタルからアナログへ変換され、図略のアナログフロントエンド部へ入力され、図略の送信アンテナから送信される。

なお、このようなヘッダ情報を拡散変調したＯＦＤＭ信号は、拡散後のスペクトラム広がりを抑制するべく、いわゆるルートコサインフィルタで波形整形されてもよい。

一方、ＯＦＤＭ受信装置ＲＤは、例えば、図１に示すように、復調部３１、４１と、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）３２、４２と、ＯＦＤＭ復調部３３、４３と、ＧＩ除去部３４と、ＦＩＲ／ダウンサンプル（down-sample）部３５と、アナログ／ディジタル変換部（ＡＤＣ部）３６と、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部４４と、逆拡散変調部４５とを備えて構成されている。

図略の受信アンテナで受信された受信波は、図略のアナログフロントエンド部を介してＡＤＣ部３６へ入力され、ＡＤＣ部３６でアナログからディジタルへ変換され、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５へ入力され、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５でデジタル回路の所定のサンプル周波数にダウンサンプルされ、ＧＩ除去部３４へ入力され、ＧＩ除去部３４でＧＩが除去される。ＧＩが除去されたデータ部１０３は、ＯＦＤＭ復調部３３へ入力される一方、ＧＩが除去されたＰＬＣＰヘッダ部１０２は、逆拡散変調部４５へ入力される。

データ部１０３は、ＯＦＤＭ復調部３３で高速フーリエ変換されることによって時間領域から周波数領域へ変換（ＯＦＤＭ復調）され、これによって各サブキャリア信号となり、Ｐ／Ｓ変換部３２へ入力される。これら各サブキャリア信号は、Ｐ／Ｓ変換部３２でパラレル／シリアル変換（並列／直列変換）されることによって１つの受信データとされ、復調部３１へ入力される。この受信データは、復調部３１でＰＬＣＰヘッダ部１０２に収容されていたヘッダ情報のＲＡＴＥ情報に従って６４ＱＡＭ復調処理され、データが復調される。

また、ＰＬＣＰヘッダ部１０２（１０２−１〜１０２−１１）は、逆拡散変調部４５で、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部４４で生成され、逆拡散変調部４５へ入力されたＢａｒｋｅｒ符号で圧縮処理（逆拡散処理）され、ＯＦＤＭ復調部４３へ入力される。圧縮処理されたＰＬＣＰヘッダ部１０２は、ＯＦＤＭ復調部４３で高速フーリエ変換されることによって時間領域から周波数領域へ変換（ＯＦＤＭ復調）され、これによって各サブキャリア信号となり、Ｐ／Ｓ変換部４２へ入力される。これら各サブキャリア信号は、Ｐ／Ｓ変換部４２でパラレル／シリアル変換（並列／直列変換）されることによって１つの受信データとされ、復調部４１へ入力される。この受信データは、復調部４１で予め設定された所定の復調処理、例えばＢＰＳＫ復調処理され、ヘッダ情報が復調される。

図３は、実施形態におけるＯＦＤＭ送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。図４は、実施形態における、データ信号を再送する場合におけるＯＦＤＭ送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。図４（Ａ）は、送信側を示し、図４（Ｂ）は、受信側を示す。

このような構成のＯＦＤＭ送信装置ＳＤでは、データ信号やＡＣＫ信号等のＯＦＤＭ信号１００は、図２に示すように、背景技術と同様に、受信同期を確立するためのプリアンブル信号を収容するＰＬＣＰプリアンブル部１０１と、ヘッダ情報を収容するＰＬＣＰヘッダ部１０２と、送信すべきデータを収容するデータ部１０３と、畳み込み符号化を終端するための付加ビットを収容するＰＬＣＰテイル部１０４とを備えて構成されるが、ヘッダ情報がＢａｒｋｅｒ符号によって拡散変調されているので、ＰＬＣＰヘッダ部１０２は、信号ベクトル長が１１倍に長くなり、１１のＯＦＤＭシンボル１０２−１〜１０２−１１となっている。通常のＰＬＣＰヘッダ部は、４μＳであるが、このように本実施形態のＰＬＣＰヘッダ部１０２（１０２−１〜１０２−１１）は、帯域を広げないためにサンプルレートを変えることなく、Ｂａｒｋｅｒ符号の拡散符号でヘッダ情報を拡散変調されるので、１１倍の４４μＳとなる。なお、一般に、拡散変調は、拡散変調しない場合の通常のサンプルレートよりも早いレートで拡散される。

したがって、データ信号を再送することなく、ＯＦＤＭ送信装置ＳＤおよびＯＦＤＭ受信装置ＲＤ間で通信を行った場合には、図３に示すように、ＩＰパケット長がイーサネットにおける最大値１５００バイトであるとすると、通信周期は、“２４８μＳ＋４０μＳ”のデータ信号１の送信と、１６μＳのＳＩＦＳと、“２３μＳ＋４０μＳ”のＡＣＫ信号の受信と、１０１．５μＳのバックオフ時間とから構成され、スループットは、２５．６Ｍｂｐｓとなる。

一方、データ信号を再送する場合では、ヘッダ情報が拡散変調されているので、背景技術の欄で説明したようなＲＡＴＥのＲＡＴＥ情報の誤りやＬＥＮＧＴＨのＬＥＮＧＴＨ情報の誤りは、ほとんど生じることないため、図１６に示す各ケースを想定する必要がない。この場合では、データ部１０３のエラーに起因する再送のケースが想定され、図４に示すように、ＯＦＤＭ受信装置ＲＶは、受信波の復調処理を続け、最終的にフレームチェックシーケンス（ＦＣＳ）によってパケットのエラーを検出することになるが、１６μＳのＳＩＦＳおよび１３９．５μＳのバックオフ時間後の再送によるデータ信号１をキャリアセンス中に検出することができ、以下図３に示すタイムチャートとなる。したがって、スループットは、１３．７Ｍｂｐｓとなる。

このように本実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置ＳＤおよびＯＦＤＭ変調方法では、ヘッダ情報が拡散変調されるため、正常にデータを送受信する場合にはＰＬＣＰヘッダ部１０２の冗長性によりスループットが上述のように若干低下するが、データ信号を再送する場合にはＰＬＣＰヘッダ部１０２の耐ノイズ性能の向上により背景技術の図１６に示す各ケースが想定されず、図４に示すケースであるから、最低のスループットが背景技術の９Ｍｂｐｓから上述の１３．７Ｍｂｐｓに向上する。このように本実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置ＳＤおよびＯＦＤＭ変調方法では、ＰＬＣＰヘッダ部１０２を拡散変調することによってＰＬＣＰヘッダ部１０２のロバスト性を向上することができ、伝送路のＳＮが劣化した場合でもスループットの低下を抑制することが可能となる。最悪のケースで、背景技術では、スループットが約７１％（＝（１−９／３１）×１００）低下するが、本実施形態では、約５６％（＝（１−１３．７／３１）×１００）のスループットの低下で済む。なお、正常にデータを送受信する場合におけるスループットの若干の低下は、より低い多値変調（例えば、ＢＰＳＫやＱＰＳＫ）が用いられる場合には、より少なくなる。

また、ＯＦＤＭ信号に適応サブキャリア変調方式が用いられ、適応サブキャリア変調に応じた制御を行う場合に、この適応サブキャリア変調の制御情報がヘッダ情報に含まれるので、適応サブキャリア変調の制御情報のロバスト性を向上することができ、適応サブキャリア変調に応じた制御を確実に行うことが可能となる。

図５は、ＢＰＳＫ変調におけるＳＮ比対エラー率を示す図である。図５の横軸は、ｄＢ単位で表すＳＮ比（ＳＮＲ）であり、その縦軸は、ビットエラー率（ＢＥＲ）である。図６は、特定の周波数にＡＭ変調波を妨害波（ノイズ）として注入した場合におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。図６の横軸は、周波数（frequency）であり、その縦軸は、ｄＢ単位で表す信号レベル（level）である。図６（Ａ）は、ＰＬＣＰヘッダ部１０２を拡散変調する本実施形態の場合であり、図６（Ｂ）は、ＰＬＣＰヘッダ部を拡散変調しない背景技術の場合である。図５に示す◆および○は、図６に示すように、特定の周波数にＡＭ変調波を妨害波（ノイズ）として注入した場合のビットエラー率を示している。図５に示す○は、ＰＬＣＰヘッダ部１０２を拡散変調する本実施形態の場合であり、図５に示す◆は、ＰＬＣＰヘッダ部を拡散変調しない背景技術の場合である。

図５に示すように、例えば、ビットエラー率が１０＾−８となるためには、ＰＬＣＰヘッダ部１０２を拡散変調する本実施形態の場合では、符号化利得が約９ｄＢである誤り訂正符号を用いることによって前記ビットエラー率１０＾−８を達成することが可能である。しかしながら、ＰＬＣＰヘッダ部を拡散変調しない背景技術の場合では、ＳＮ比が０ｄＢでの前記ビットエラー率１０＾−８がいわゆるシャノン限界を超えており、実現することができない。

さらに、ガードインターバルを拡散後に付加することにより、対象とする伝送路の遅延プロファイルに従って最適なガードインターバル長を選択することができ、効率的な伝送が実現できる。例えば、遅延プロファイルの測定の結果、有意な遅延波が５μＳまで存在する場合では、ガードインターバル長を５μＳとすればよい。

なお、上述の実施形態では、拡散変調の拡散符号にＢａｒｋｅｒ符号を用いたが、これに限定されるものではなく、例えば、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号、嵩（かさみ）符号およびウォルシュ−アダマール符号を利用することが可能である。

図７は、第１変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置の各構成を示す図である。図８は、第１変形形態におけるデータ信号およびＡＣＫ信号のフレーム構成を示す図である。

また、上述の実施形態では、ＯＦＤＭ変調部１３でヘッダ情報を逆高速フーリエ変換することによってＯＦＤＭ変調したヘッダ情報を拡散変調した後にＧＩを付加したが、ヘッダ情報を逆高速フーリエ変換することによってＯＦＤＭ変調したＰＬＣＰヘッダ部１０２にＧＩを付加した後に拡散変調してもよい。

また、上記第１変形形態において、ＰＬＣＰヘッダ部１０２に収容されるべきヘッダ情報を逆高速フーリエ変換してさらにＧＩを付加した信号を拡散符号で拡散変調してもよい。

このような第１変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置ＳＤＡは、例えば、図７に示すように、１次変調部１、１１と、Ｓ／Ｐ変換部２、１２と、ＯＦＤＭ変調部３、１３と、ガードインターバル付加部（ＧＩ付加部）５１、５２と、アップサンプル／ＦＩＲ部５と、ＤＡＣ部６と、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４と、拡散変調部１５と、プリアンブル生成部２１とを備えて構成されている。

すなわち、このＯＦＤＭ送信装置ＳＤＡは、図１に示すＯＦＤＭ送信装置ＳＤに対し、ＯＦＤＭ部３の出力および拡散変調部１５の出力が入力されるＧＩ付加部４に代え、ＯＦＤＭ変調部３の出力が入力されるＧＩ付加部５１、および、ＯＦＤＭ変調部１３の出力が入力されるとともにその出力が拡散変調部１５へ出力されるＧＩ付加部５２を備えている。

このような構成のＯＦＤＭ送信装置ＳＤＡでは、ＯＦＤＭ変調部３でＯＦＤＭ変調されて生成された送信データのマルチキャリア信号は、ＧＩ付加部５１でガードインターバル（ＧI）が付加される。また、ＯＦＤＭ変調部１３でＯＦＤＭ変調されて生成されたヘッダ情報のマルチキャリア信号は、ＧＩ付加部５２でガードインターバル（ＧI）が付加される。このＧＩを付加されたヘッダ情報のマルチキャリア信号は、拡散変調部１５へ入力され、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４で生成され、拡散変調部１５へ入力されたＢａｒｋｅｒ符号で拡散変調される。そして、これら拡散変調部１５から出力された拡散変調のヘッダ情報のＯＦＤＭシンボルと、ＧＩ付加部５１から出力された送信データのＯＦＤＭシンボルとは、その時間的な先頭に、プリアンブル生成部２１で生成されたＰＬＣＰプリアンブルが付け加えられてフレーム化される。

このため、このＯＦＤＭ送信装置ＳＤＡで生成されるＯＦＤＭ信号１００Ａは、図８に示すように、背景技術と同様に、ＰＬＣＰプリアンブル部１０１と、ＰＬＣＰヘッダ部２０１と、データ部１０３と、ＰＬＣＰテイル部１０４とを備えて構成とされるが、ＰＬＣＰヘッダ部２０１がＢａｒｋｅｒ符号によって拡散変調されたＧＩ２０２およびヘッダ情報（ＳＩＧＮＡＬ）２０３を備えた構成となる。このＰＬＣＰヘッダ部２０１は、従来のＰＬＣＰヘッダ部を１１倍に長くしたものとなり、４４μＳとなる。

この第１変形形態では、サブキャリア本数Ｎｓは、そのままで、高速フーリエ変換のサンプリング周波数ｆｓは、Ｐを拡散長とすると、ｆｓ／Ｐとなり、また、ＰＬＣＰヘッダ部２０１のＯＦＤＭシンボルは、１個である。

一方、第１変形形態におけるＯＦＤＭ受信装置ＲＤＡは、例えば、図７に示すように、復調部３１、４１と、Ｐ／Ｓ変換部３２、４２と、ＯＦＤＭ復調部３３、４３と、ＧＩ除去部５３、５４と、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５と、ＡＤＣ部３６と、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部４４と、逆拡散変調部４５とを備えて構成されている。

図１に示すＯＦＤＭ受信装置ＲＤでは、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５の出力がＧＩ除去部３４を介してＯＦＤＭ復調部３３および逆拡散変調部４５へそれぞれ入力されたが、このＯＦＤＭ受信装置ＲＤＡでは、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５の出力がＧＩ除去部５３を介してＯＦＤＭ復調部３３へ入力されるとともにＦＩＲ／ダウンサンプル部３５の出力が逆拡散変調部４５およびＧＩ除去部５４を介してＯＦＤＭ復調部４３へ入力される。

このような構成のＯＦＤＭ受信装置ＲＤＡでは、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５でデジタル回路の所定のサンプル周波数にダウンサンプルされた受信信号は、ＧＩ除去部５３へ入力され、ＧＩ除去部５３でＧＩが除去され、ＯＦＤＭ復調部３３へ入力され、ＯＦＤＭ復調部３３でＯＦＤＭ復調される。また、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５でデジタル回路の所定のサンプル周波数にダウンサンプルされた受信信号は、逆拡散変調部４５へ入力され、逆拡散変調部４５で、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部４４で生成され、逆拡散変調部４５へ入力されたＢａｒｋｅｒ符号で圧縮処理され、ＧＩ除去部５４へ入力され、ＧＩ除去部５４でＧＩが除去され、ＯＦＤＭ復調部４３へ入力され、ＯＦＤＭ復調部４３でＯＦＤＭ復調される。

このような構成によってもＯＦＤＭ送信装置ＳＤＡおよびその変調方法は、ＰＬＣＰヘッダ部２０１を拡散変調することによってＰＬＣＰヘッダ部２０１のロバスト性を向上することができ、伝送路のＳＮ比が劣化した場合でもスループットの低下を抑制することが可能となる。また、ＧＩが１１倍に長くなるため、より長い遅延波に対応可能となる。

図９は、第２変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置の各構成を示す図である。図１０は、第２変形形態におけるデータ信号およびＡＣＫ信号のフレーム構成を示す図である。

また、上述の実施形態では、ＰＬＣＰヘッダ部１０２に収容されるべきヘッダ情報を逆高速フーリエ変換した信号を拡散変調した後にＧＩを付加したが、ヘッダ情報のＯＦＤＭシンボルを複数コピーし、これらヘッダ情報の各ＯＦＤＭシンボルとＢａｒｋｅｒ符号を構成する各符号とをそれぞれ乗算することによって拡散変調してもよい。

このような第２変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢは、例えば、図９に示すように、１次変調部１、１１と、Ｓ／Ｐ変換部２、１２と、ＯＦＤＭ変調部３、１３と、ガードインターバル付加部（ＧＩ付加部）６１、６２と、コピー部６３と、カウント部６４と、アップサンプル／ＦＩＲ部５と、ＤＡＣ部６と、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４と、拡散変調部６５と、プリアンブル生成部２１とを備えて構成されている。

すなわち、このＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢは、図１に示すＯＦＤＭ送信装置ＳＤに対し、ＯＦＤＭ部３の出力および拡散変調部１５の出力が入力されるＧＩ付加部４に代え、ＯＦＤＭ変調部３の出力が入力されるＧＩ付加部６１、および、ＯＦＤＭ変調部１３の出力が入力されるとともにその出力がコピー部６３を介して拡散変調部６５へ出力されるＧＩ付加部５２を備え、さらに、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４に接続されＢａｒｋｅｒ符号生成部１４から出力される符号数をカウント（計数）するカウント部６４を備えている。

このような構成のＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢでは、ＯＦＤＭ変調部３でＯＦＤＭ変調されて生成された送信データのマルチキャリア信号は、ＧＩ付加部６１でガードインターバル（ＧI）が付加される。また、ＯＦＤＭ変調部１３でＯＦＤＭ変調されて生成されたヘッダ情報のマルチキャリア信号は、ＧＩ付加部５２でガードインターバル（ＧI）が付加される。このＧＩを付加されたヘッダ情報のマルチキャリア信号は、ヘッダ情報のＯＦＤＭシンボルであり、コピー部６３で順次にコピー（複製）され、そのコピーのヘッダ情報のＯＦＤＭシンボルが拡散変調部６５へ入力される。一方、このコピーのヘッダ情報のＯＦＤＭシンボルがコピー部６３から拡散変調部６５へ入力されるタイミングに合わせて、Ｂａｒｋｅｒ符号を構成する各符号が順次にＢａｒｋｅｒ符号生成部１４から拡散変調部６５へ入力される。そして、拡散変調部６５では、図１０に示すように、コピー部６３から入力されたコピーのヘッダ情報のＯＦＤＭシンボル３０１とＢａｒｋｅｒ符号生成部１４から入力されたＢａｒｋｅｒ符号を構成する符号が乗算される。

例えば、上述したように、ｂａｒｋｅｒ符号は、［１、−１、１、１、−１、１、１、１、−１、−１、−１］の各符号で構成される拡散符号であり、第１番目の“１”と第１番目にコピーされたヘッダ情報のＯＦＤＭシンボル３０１−１とが拡散変調部６５で乗算され、第２番目の“−１”と第２番目にコピーされたヘッダ情報のＯＦＤＭシンボル３０１−２とが拡散変調部６５で乗算され、そして、第３番目の“１”と第３番目にコピーされたヘッダ情報のＯＦＤＭシンボル３０１−３とが拡散変調部６５で乗算され、以下同様に、第１１番目まで演算される。

また、カウント部６４は、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４から出力される符号数をカウントしており、そのカウント値がｂａｒｋｅｒ符号の符号数である１１になると、コピー部６３に制御信号を出力し、コピーのヘッダ情報のＯＦＤＭシンボルを出力することをコピー部６３に停止させる。

そして、これら拡散変調部６５から出力された拡散変調のヘッダ情報の１１個のＯＦＤＭシンボルと、ＧＩ付加部６１から出力された送信データのＯＦＤＭシンボルとは、その時間的な先頭に、プリアンブル生成部２１で生成されたＰＬＣＰプリアンブルが付け加えられてフレーム化される。

このため、このＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢで生成されるＯＦＤＭ信号１００Ｂは、図１０に示すように、背景技術と同様に、ＰＬＣＰプリアンブル部１０１と、ＰＬＣＰヘッダ部３０１と、データ部１０３と、ＰＬＣＰテイル部１０４とを備えて構成とされるが、ＰＬＣＰヘッダ部３０１がＢａｒｋｅｒ符号の各符号［１、−１、１、１、−１、１、１、１、−１、−１、−１］とそれぞれ乗算されたヘッダ情報のＯＦＤＭシンボル３０１−１、３０１−２、３０１−３、・・・、３０１−１１によって構成される。したがって、このＰＬＣＰヘッダ部３０１は、Ｂａｒｋｅｒ符号の各符号でそれぞれ乗算された従来のＰＬＣＰヘッダ部を１１個備えたものとなり、４４μＳとなる。

一方、第２変形形態におけるＯＦＤＭ受信装置ＲＤＢは、例えば、図９に示すように、復調部３１、４１と、Ｐ／Ｓ変換部３２、４２と、ＯＦＤＭ復調部３３、４３と、ＧＩ除去部６６、６７と、カウンタ部６８と、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５と、ＡＤＣ部３６と、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部４４と、逆拡散変調部６９とを備えて構成されている。

図１に示すＯＦＤＭ受信装置ＲＤでは、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５の出力がＧＩ除去部３４を介してＯＦＤＭ復調部３３および逆拡散変調部４５へそれぞれ入力されたが、このＯＦＤＭ受信装置ＲＤＢでは、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５の出力がＧＩ除去部６６を介してＯＦＤＭ復調部３３へ入力されるとともにＦＩＲ／ダウンサンプル部３５の出力が逆拡散変調部６９およびＧＩ除去部６７を介してＯＦＤＭ復調部４３へ入力され、そして、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部１４から出力される符号数をカウントするカウント部６８がＢａｒｋｅｒ符号生成部１４に接続されている。

このような構成のＯＦＤＭ受信装置ＲＤＢでは、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５でデジタル回路の所定のサンプル周波数にダウンサンプルされた受信信号は、ＧＩ除去部６６へ入力され、ＧＩ除去部６６でＧＩが除去され、ＯＦＤＭ復調部３３へ入力され、ＯＦＤＭ復調部３３でＯＦＤＭ復調される。また、ＦＩＲ／ダウンサンプル部３５でデジタル回路の所定のサンプル周波数にダウンサンプルされた受信信号は、逆拡散変調部６９へ入力され、逆拡散変調部６９で、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部４４で生成され、逆拡散変調部６９へ入力されたＢａｒｋｅｒ符号の各符号で圧縮処理され、ＧＩ除去部６７へ入力され、ＧＩ除去部６７でＧＩが除去され、ＯＦＤＭ復調部４３へ入力され、ＯＦＤＭ復調部４３でＯＦＤＭ復調される。

このような構成によってもＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢおよびその変調方法は、ＰＬＣＰヘッダ部３０１（３０１−１、３０１−２、３０１−３、・・・）を拡散変調することによってＰＬＣＰヘッダ部３０１のロバスト性を向上することができ、伝送路のＳＮ比が劣化した場合でもスループットの低下を抑制することが可能となる。

また、妨害波（ノイズ）がＡＭ変調信号である場合において、このＡＭ変調信号におけるキャリア（搬送波）の周波数がＯＦＤＭ信号におけるサブキャリアの周波数に一致すると、Ｂａｒｋｅｒ符号で逆拡散処理（圧縮処理）する場合にサンプルされるポイントによっては、拡散符号の位相が打ち消され、逆拡散の効果が減殺されてしまう。しかしながら、この第２変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢおよびその変調方法では、拡散変調されたサンプルが時間方向に間隔を置いて配置されるので、ＡＭ変調信号の位相がＢａｒｋｅｒ符号の位相情報を消し難くなる。したがって、この第２変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置ＳＤＢおよびその変調方法は、より優れた拡散変調の効果を奏する。その一例を図１１に示す。

図１１は、ＡＭ変調信号をＢａｒｋｅｒ符号で逆拡散した場合におけるそのＡＭ値を示す図である。図１１の横軸は、周波数であり、その縦軸は、逆拡散後のＡＭ値である。
ＡＭ変調信号は、その変調周波数がキャリア周波数に較べて充分に低いと仮定され、そのキャリア周波数分のみが対象とされ、ｓｉｎ（２π・ｋ・△ｆ・ｎ・Ｔｓ）と関数表現した。ここで、Ｔｓは、８０２．１１ａ規格の場合の１／２０ＭＨｚとされ、△ｆは、ｆｓ／ＮＦＦＴ＝２０ＭＨｚ／６４とされた。

図１１（Ａ）は、Σｓｉｎ（２π・ｋ・△ｆ・ｎ・Ｔｓ）＊Ｂａｒｋｅｒ（ｎ）で上述の実施形態により得られた逆拡散値であり、図１１（Ｂ）は、Σｓｉｎ（２π・ｋ・△ｆ・（１＋８０（ｎ−１））・Ｔｓ）＊Ｂａｒｋｅｒ（ｎ）で上述の第２変形形態により得られた逆拡散値である。ここで、Ｂａｒｋｅｒ（ｎ）は、第ｎ番目のＢａｒｋｅｒ符号の符号値である。したがって、本実施形態および第２変形形態では、Σは、ｎについて１から１１までの和を求める。

図１１（Ａ）と図１１（Ｂ）を比較するとから分かるように、逆拡散後にＡＭ変調信号の影響が小さくなる０クロスの周波数が図１１（Ａ）よりも図１１（Ｂ）の方が多く存在している。したがって、第２変形形態は、様々な周波数のＡＭ変調信号のノイズに対してロバスト性が向上している。

ここで、実施形態及びその第１変形形態では、ＯＦＤＭ変調部３、１３およびＯＦＤＭ復調部３３、４３のサンプル周波数ｆｓは、それぞれｆｓおよびｆｓ／Ｐであるが、第２変形形態におけるＯＦＤＭ変調部３、１３およびＯＦＤＭ復調部３３、４３のサンプル周波数ｆｓは、ｆｓである。

本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に為し得ることであると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するレベルのものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。

実施形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置の各構成を示す図である。 実施形態におけるデータ信号およびＡＣＫ信号のフレーム構成を示す図である。 実施形態におけるＯＦＤＭ送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。 実施形態における、データ信号を再送する場合におけるＯＦＤＭ送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。 ＢＰＳＫ変調におけるＳＮ比対エラー率を示す図である。 特定の周波数にＡＭ変調波を妨害波（ノイズ）として注入した場合におけるＯＦＤＭ信号の波形を示す図である。 第１変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置の各構成を示す図である。 第１変形形態におけるデータ信号およびＡＣＫ信号のフレーム構成を示す図である。 第２変形形態におけるＯＦＤＭ送信装置およびＯＦＤＭ受信装置の各構成を示す図である。 第２変形形態におけるデータ信号およびＡＣＫ信号のフレーム構成を示す図である。 ＡＭ変調信号をＢａｒｋｅｒ符号で逆拡散した場合におけるそのＡＭ値を示す図である。 ８０２．１１ａ規格で通信を行った場合における送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。 データ信号およびＡＣＫ信号の各フレーム構成を示す図である。 ＰＬＣＰヘッダ部の構成を示す図である。 データ信号を再送する場合における送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。 データ信号を再送する場合における送受信装置間の通信のタイムチャートを示す図である。

符号の説明

ＳＤ、ＳＤＡ、ＳＤＢ ＯＦＤＭ送信装置
ＲＤ、ＲＤＡ、ＲＤＮ ＯＦＤＭ受信装置
１４、４４、Ｂａｒｋｅｒ符号生成部
１５、６５ 拡散変調部
４５、６９ 逆拡散変調部
６３ コピー部
６４、６８ カウンタ部
１００、１００Ａ、１００Ｂ ＯＦＤＭ信号
１０２、２０１、３０１ ＰＬＣＰヘッダ部

Claims (5)

1. プリアンブル部と、前記プリアンブル部以降のヘッダ部と、前記ヘッダ部以降のデータ部とを備えるフレーム構造の通信信号を生成する変調方法において、
   前記ヘッダ部のみを拡散符号で拡散変調する拡散工程を含み、
   前記通信信号には、ブロック伝送方式が採用され、
   前記拡散工程は、前記ヘッダ部に収容されるべきヘッダ情報に基づく変調データにさらに前記ブロック伝送方式におけるガードインターバルを付加したデータを前記拡散符号で拡散変調すること
   を特徴とする変調方法。
2. 前記ヘッダ部は、適応サブキャリア変調の制御情報を含むヘッダ情報を収容すること
   を特徴とする請求項１に記載の変調方法。
3. 請求項１または２に記載の変調方法によって生成した通信信号を送信する送信装置。
4. 請求項１または２に記載の変調方法であって、前記通信信号にはＯＦＤＭ方式が採用されるＯＦＤＭ変調方法。
5. 請求項４に記載のＯＦＤＭ変調方法によって生成した通信信号を送信するＯＦＤＭ送信装置。
   

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