JP5263024B2 - 回転角検出装置および回転速度検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁気抵抗効果素子（以後、ＭＲ（Magnetoresistive）素子と称す）を用いて構成された回転角検出装置に関する。

このようなＭＲ素子を用いた回転角検出装置は、例えば以下の特許文献１などにより知られている。

磁気抵抗効果素子（ＭＲ素子）には異方性磁気抵抗効果素子（Anisotropic Magnetoresistance、以下「ＡＭＲ素子」と呼ぶ）と巨大磁気抵抗効果素子（Giant Magnetoresistance、以下「ＧＭＲ素子」と呼ぶ）などが知られている。以下、ＧＭＲ素子を用いた磁界検出装置を例に、従来技術の概要を記す。

ＧＭＲ素子の基本構成を図２に示す。ＧＭＲ素子は、第１の磁性層（固定磁性層、あるいはピン磁性層）と第２の磁性層（自由磁性層）とを有し、両者の磁性層の間に非磁性層（スペーサ層）を挟み込んだ構成をとる。ＧＭＲ素子に外部磁界を印加すると、固定磁性層の磁化方向は変化せず固定されたままであるのに対し、自由磁性層の磁化方向２０は外部磁界の方向に応じて変化する。

ＧＭＲ素子の両端に電圧を印加すると素子抵抗に応じた電流が流れるが、その素子抵抗の大きさは固定磁性層の磁化方向θ_pと自由磁性層の磁化方向θ_fとの差Δθ＝θ_f−θ_pに依存して変化する。したがって、固定磁性層の磁化方向θ_pが既知であれば、この性質を利用してＧＭＲ素子の抵抗値を測ることで自由磁性層の磁化方向θ_f、すなわち外部磁界の方向を検出することができる。

ＧＭＲ素子の抵抗値がΔθ＝θ_f−θ_pにより変化するメカニズムは以下の通りである。

薄膜磁性膜中の磁化方向は、磁性体中の電子のスピンの方向と関連している。したがって、Δθ＝０の場合は自由磁性層中の電子と固定磁性層の電子とでは、スピンの向きが同一方向である電子の割合が高い。逆にΔθ＝１８０°の場合には両者の磁性層中の電子は、スピンの向きが互いに逆向きの電子の割合が高い。

図３は自由磁性層１１，スペーサ層１２，固定磁性層１３の断面を模式的に示したものである。自由磁性層１１および固定磁性層１３中の矢印は多数電子のスピンの向きを模式的に示したものである。図３（ａ）はΔθ＝０の場合であり、自由磁性層１１と固定磁性層１３のスピンの向きが揃っている。図３（ｂ）はΔθ＝１８０°の場合であり、自由磁性層１１と固定磁性層１３のスピンの向きが逆向きになっている。（ａ）のθ＝０の場合、固定磁性層１３から出た右向きスピンの電子は、自由磁性層１１中でも同じ向きの電子が多数を占めているため自由磁性層１１中での散乱が少なく、電子軌跡８１０のような軌跡を通る。一方、（ｂ）のΔθ＝１８０°の場合は、固定磁性層１３から出た右向きスピンの電子は、自由磁性層１１に入ると逆向きスピンの電子が多いため、散乱を強く受け、電子軌跡８１０のような軌跡を通る。このようにΔθ＝１８０°の場合では電子散乱が増えるため、電気抵抗が増加する。

Δθ＝０〜１８０°の中間の場合は、図３（ａ），（ｂ）の中間の状態になる。ＧＭＲ素子の抵抗値は

となることが知られている。Ｇ／ＲはＧＭＲ係数と呼ばれ、数％〜数１０％である。

このように電子スピンの向きによって、電流の流れ方（すなわち電気抵抗）を制御できることから、ＧＭＲ素子はスピンバルブ素子とも呼ばれる。

また、膜厚が薄い磁性膜（薄膜磁性膜）では、面の法線方向の反磁界係数が極端に大きいため、磁化ベクトルは法線方向（膜厚方向）に立ち上がることはできず、面内に横たわっている。ＧＭＲ素子を構成する自由磁性層１１，固定磁性層１３はいずれも十分薄いため、それぞれの磁化ベクトルは面内方向に横たわっている。

磁界検出装置では、図４に示したように、４個のＧＭＲ素子Ｒ₁（５１−１）〜Ｒ₄（５１−４）を使ってホイートストン・ブリッジを構成する。ここで、Ｒ₁（５１−１），Ｒ₃（５１−３）の固定磁性層の磁化方向をθ_p＝０とし、Ｒ₂，Ｒ₄の固定磁化層の磁化方向をθ_p＝１８０°と設定する。自由磁性層の磁化方向θ_fは外部磁界で決まるので４個のＧＭＲ素子で同一となるため、Δθ₂＝θ_f−θ_p2＝θ_f−θ_p1−π＝Δθ₁＋πの関係が成り立つ。ここで、Δθ₁は、θ_p＝０を基準としているので、Δθ₁＝θと置き換える。したがって、（数１）式からわかるように、Ｒ１，Ｒ３では（ｎ＝１，３）：

となり、Ｒ２，Ｒ４では（ｎ＝２，４）：

となる。

図４のブリッジ回路に励起電圧ｅ０を印加した時の端子１，２間の差電圧Δｖ＝ｖ₂−ｖ₁は以下のようになる：

これに（数２），（数３）式を代入し、ｎ＝１〜４についてＲ_n0が等しいと仮定し、Ｒ₀＝Ｒ_n0とおくと：

となる。このように、信号電圧Δｖはcosθに比例するので、磁界の方向θを検出することができる。

このように磁気抵抗素子は磁界方向を直接検出するという特徴がある。

回転角検出装置としては、レゾルバを用いたものがあり、例えば特開２００８−１１６６１号公報（特許文献２）に記載されている。レゾルバは特許文献２に記載の通り、ステータ・コイル〜ロータコア〜ステータ・コイルの経路のインダクタンスの変化を測定している。ロータコアの形状を適切に設定することにより、ロータコアとステータとのエアギャップ長さがロータ回転角により変化して、インダクタンスが変化する。すなわち、このインダクタンス変化を測定することで、ロータコアの回転角を測定する。

このようにレゾルバを代表とするインダクタンス検出型の回転角センサでは、エアギャップの精度が角度計測精度に影響するため、高精度な製作精度や組立精度が要求される。また、ロータ軸が太くなると共にレゾルバも大きくなり、コストも増大するという課題を持つ。

これに対し、ＧＭＲ素子などの磁気抵抗素子は、素子サイズが数mm角程度以下の大きさであり、小型，軽量である。また、磁気抵抗素子は磁界の方向を検出するため、ロータ軸が太くなっても小型のセンサを使用できる。

したがって、小型の回転検出装置を構成したい場合には、より小型・軽量のものが実現できるという特徴がある。また、例えば大型のモータを制御したいという場合には、安価な回転角検出装置を提供できるという特徴がある。

特許公報第３７９９２７０号公報 特開２００８−１１６６１号公報 特開２００８−１５１７７４号公報

磁気抵抗効果素子を用いた従来の回転角検出装置においては、センサ組み付け時に機械的な位置合わせが難しいという課題があった。

従来の回転角検出装置においては、電気的に校正を行う際に、校正用のアクチュエータ−エンコーダを用意して接続する必要があるという課題があった。

また、このため、回転角検出装置をシステム中に組み込んだ後で校正を行うことが困難であるという課題があった。このため、システム中に組み込んだ回転角検出装置を交換すると、校正が困難であり、実質的に回転角検出装置の交換が困難であるという課題があった。

従来の回転角検出装置においては、回転角検出装置の近傍に磁性体や高透磁率材料が存在すると、回転角の計測精度が劣化する場合があるという課題があった。

従来の回転角検出装置においては、回転角検出装置の近傍の磁性体や高透磁率材料の存在により磁界分布が複雑に変化すると、補正が十分に行えないという課題があった。

従来の回転角検出装置では、特に防水構造にする場合に、磁界センサの信号配線の取り出し部の構成が複雑になり、組立が複雑になるという課題があった。

従来の回転角検出装置では、磁界センサの出力信号から角度算出に時間を要し、高速回転時の回転速度算出が十分に対応できないという課題があった。

本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、回転角検出装置の補正を、校正用のエンコーダを用いることなく電気的に行う装置を提供する。

これにより自動車などのシステムに搭載後、センサ部分のみ交換することが可能になった。交換後に、回転角検出装置自体で校正ができるためである。

本発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。

回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサと、前記回転軸と同期して軸が回転する電動機を有し、前記回転軸の回転角度を角度信号として出力する回転角検出装置であって、前記回転角検出装置は補正工程を有し、前記補正工程においては、前記電動機により前記回転軸を、回転速度の時間変化率が既知の速度で１周以上回転させて前記角度信号の補正を行う回転角検出装置。

回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサと、前記回転軸と同期して軸が回転する電動機を有し、前記回転軸の回転角度を角度信号として出力する回転角検出装置であって、前記電動機と前記回転軸と前記磁石とは筐体で覆われており、前記磁界センサは前記筐体の外側に配置されており、前記筐体は前記電動機を覆う筐体主部と前記磁石を覆う筐体ハウジング部とを有し、前記筐体ハウジング部の材料は、磁化率が０.０１以下の材料であり、前記回転角検出装置は補正工程を有し、前記補正工程においては、前記電動機により前記回転軸を、回転速度の時間変化率が既知の速度で１周以上回転させて前記角度信号の補正を行う回転角検出装置。

回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサと、前記回転軸と同期して軸が回転する電動機を有し、前記回転軸の回転角度を角度信号として出力する回転角検出装置であって、前記電動機と前記回転軸と前記磁石とは筐体で覆われており、前記磁界センサは前記筐体の外側に配置されており、前記筐体は前記電動機を覆う筐体主部と前記磁石を覆う筐体ハウジング部とを有し、前記筐体ハウジング部の材料は、磁化率が０.０１以下の材料であり、前記筐体ハウジング部と前記磁界センサとを遮蔽板で覆い、前記遮蔽板は磁化率１０００以上の材料である回転角検出装置。

回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサと、前記回転軸と同期して軸が回転する電動機を有し、前記回転軸の回転角度を角度信号として出力する回転角検出装置であって、前記電動機と前記回転軸と前記磁石とは筐体で覆われており、前記磁界センサは前記筐体の外側に配置されており、前記筐体は前記電動機を覆う筐体主部と前記磁石を覆う筐体ハウジング部とを有する回転角検出装置であって、前記筐体ハウジング部は磁化率が０.０１以下の金属材料であり、前記筐体ハウジング部のうち、前記磁石と前記磁界センサとの間に位置する部分の厚さｔ（ｍ）は以下の関係式を満たすことを特徴とする回転角検出装置：

ここで、Ｎ_pは前記磁石の着磁極数を２で割った値、ｆ（Ｈｚ）は前記回転軸の最高回転周波数、χ前記筐体ハウジング部材料の磁化率、ρは前記筐体ハウジング部材料の抵抗率ρ（Ωｍ）である。

回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサとを有し、前記回転軸の回転速度を速度信号として出力する回転速度検出装置であって、前記磁界センサは前記回転軸の回転角度の余弦に比例した第１の信号を出力する第１のブリッジと、前記回転角度の正弦に比例した第２の信号を出力する第２のブリッジとを有し、前記第１の信号の時間微分と前記第２の信号との比から前記速度信号を算出する回転速度検出装置。

回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサとを有し、前記回転軸の回転角を角度信号として出力する回転角検出装置であって、前記磁界センサは前記回転軸の回転角度の余弦に比例した第１の信号を出力する第１のブリッジと、前記回転角度の正弦に比例した第２の信号を出力する第２のブリッジとを有し、前記第１の信号の時間微分と前記第２の信号との比を第１の中間信号とし、前記第２の信号の時間微分と前記第１の信号との比を第２の中間信号とし、前記第１の中間信号と前記第２の中間信号との差が、あらかじめ設定した範囲を超えた場合に障害検知信号を出力することを特徴とする回転角検出装置。

以上のように、本発明によれば、回転角検出装置の校正を、校正用のアクチュエータ−エンコーダを用いることなくできるようになった。

これにより自動車などのシステムに搭載後、センサ部分のみ交換することが可能になった。交換後に、回転角検出装置自体で校正ができるためである。

本発明により、回転角検出装置の周辺に磁性体や高透磁率材料が配置されたシステム中においても、高精度な角度計測が可能になった。

本発明によれば、高速な回転速度でも追従する応答速度に優れた回転速度検出装置が実現できる。

本発明によれば、回転角検出装置または回転速度検出装置に異常が発生した場合にエラー検知信号を発生することで、信頼性を高めることができる。

本発明の第５の実施例の回転角検出装置の構成を示す断面図である。 巨大磁気抵抗素子の構成を模式的に示す図である。 巨大磁気抵抗素子中での電子の挙動を模式的に説明する図である。 本発明の第１の実施例の回転角検出装置で用いる磁界センサ内のセンサブリッジを模式的に示す図である。 本発明の第１の実施例の回転角検出装置の構成を示す断面図である。 磁界センサの大きさと設置ズレとの関係を説明する模式図である。 磁界角度とロータ角度の関係を示す図である。 磁界角度とロータ角度とのズレ量δを示す図である。 センサ磁石の外側の磁界方向を模式的に示す図である。 本発明の第１の実施例における磁界センサのオフセット調整方法を示す図である。 本発明の第１の実施例における角度原点の調整方法を説明する図である。 参照表を作成する方法を模式的に示す図である。 一定速度で回転時の時間と回転角との関係を示す図である。 本発明の回転角度検出装置が設置されたシステム内での角度座標を示す図である。 本発明の第５の実施例の回転角検出装置の構成を示す断面図である。 回転軸の回転周波数と磁界透過率の関係を示す図である。 本発明の第７の実施例における回転角検出装置の構成を示す断面図である。 本発明の第７の実施例における回転角検出装置の構成を示す側面図である。 本発明の第８の実施例における回転角検出装置の構成を示す断面図である。 本発明の第８の実施例における回転角検出装置の構成を示す側面図である。 本発明の第９の実施例における回転速度検出装置の構成を示す断面図である。 本発明の第９の実施例における回転速度検出装置の信号処理アルゴリズムを示す図である。 本発明の第１０の実施例における回転速度検出装置の信号処理アルゴリズムを示す図である。 本発明の第１の実施例におけるセンサ素子部の構成を示す模式図である。 本発明の第１の実施例における磁界センサの構成を示す図である。 本発明の第２の実施例におけるセンサ素子部の構成を説明する図である。 本発明の第３の実施例における励起電圧波形と検出タイミングを説明する図である。 本発明の第４の実施例におけるセンサ素子部の構成を模式的に示す図である。 本発明の第４の実施例における励起電圧波形と検出タイミングを説明する図である。 本発明の第１１の実施例における磁界センサの構成を示す図である。 本発明の第１１の実施例における磁界センサと検出回路部の構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、実施例の図面を参照して詳細に説明する。先ず、本発明による磁界検出装置の第１の実施例を、巨大磁気抵抗素子（ＧＭＲ素子）により構成された磁界検出装置を例として説明する。

図５を用いて、本発明による回転角検出装置の第１の実施例を述べる。

図５は本実施例の回転角検出装置の断面図を示す。本実施例はモータ部１００と回転角検出部２００とで構成される。

モータ部１００は、複数の固定磁極と複数の回転磁極との磁気的作用により複数の回転磁極が回転することにより回転トルクを発生するものであって、複数の固定磁極を構成するステータ１１０及び複数の回転磁極を構成するロータ１２０から構成される。ステータ１１０は、ステータコア１１１と、ステータコア１１１に装着されたステータコイル１１２から構成されている。ロータ１２０は、ステータ１１０の内周側に空隙を介して対向配置され、回転可能に支持されている。本実施例では、モータ１００として、三相交流式の表面磁石型同期モータを用いている。

筐体は、円筒状のフレーム１０１と、フレーム１０１の軸方向両端部に設けられた第１ブラケット１０２および第２ブラケット１０３から構成されている。第１ブラケット１０２の中空部には軸受１０６が、第２ブラケット１０３の中空部には軸受１０７がそれぞれ設けられている。これらの軸受は回転軸１２１を回転可能なように支持している。

フレーム１０１と第１ブラケット１０２との間にはシール部材（図示せず）が設けられている。シール部材は、環状に設けられたＯリングであり、フレーム１０１と第１ブラケット１０２によって軸方向及び径方向から挟み込まれて圧縮する。これにより、フレーム１０１と第１ブラケット１０２との間を封止でき、フロント側を防水できる。また、フレーム１０１と第２ブラケット１０３との間もシール部材（図示せず）により防水されている。

ステータ１１０は、ステータコア１１１と、ステータコア１１１に装着されたステータコイル１１２から構成され、フレーム１０１の内周面に設置されている。ステータコア１１１は、複数の珪素鋼板を軸方向に積層して形成した磁性体（磁路形成体）であり、円環状のバックコアと、バックコアの内周部から径方向内側に突出して、周方向に等間隔に配置された複数のティースから構成されている。

複数のティースのそれぞれには、ステータコイル１１２を構成する巻線導体が集中的に巻回されている。複数の巻線導体は、ステータコイル１１２の一方のコイルエンド部（第２ブラケット１０３側）の軸方向端部に並置された結線部材によって相毎に電気的に接続され、さらには３相巻線として電気的に接続されている。３相巻線の結線方式にはΔ（デルタ）結線方式とＹ（スター）結線方式がある。本実施例では、Δ（デルタ）結線方式を採用している。

ロータ１２０は、回転軸１２１の外周面上に固定されたロータコアと、ロータコアの外周表面に固定された複数のマグネットと、マグネットの外周側に設けられたマグネットカバー１２２ａ，１２２ｂとを備えている。マグネットカバー１２２は、マグネットのロータコアからの飛散を防止するためのものであって、ステンレス鋼（俗称ＳＵＳ）などの非磁性体から形成された円筒部材又は管状部材である。

次に、回転角検出部２００の構成を説明する。

回転角検出部２００は、磁界センサ２０１とセンサ磁石２０２とで構成されている。回転角検出部２００はハウジング２０３と第２ブラケット１０３とで囲まれた空間に設置されている。センサ磁石２０２は回転軸１２１と連動して回転する軸に設置されており、回転軸１２１が回転位置を変えると、それに応じて発生する磁界方向が変化する。この磁界方向を磁界センサ２０１で検出することにより回転軸１２１の回転角（回転位置）を計測できる。

センサ磁石２０２０は、２極着磁された２極磁石、あるいは４極以上に着磁された多極磁石である。

磁界センサ２０１は、磁界の方向に応じて出力信号が変化するものであり、磁気抵抗素子で構成する。磁気抵抗素子には異方性磁気抵抗素子（Anisotropic magnetresisitance、ＡＭＲ）と巨大磁気抵抗素子（giant magnetoresistance、ＧＭＲ）、トンネル磁気抵抗素子（tunneling magnetoresistance、ＴＭＲ）などがある。本実施例では、巨大磁気抵抗素子（ＧＭＲ素子）を磁界センサ２０１に用いた。

磁界センサ２０１は、磁界センサの設置場所の磁界の方向θ_mを、磁界センサが持つ基準角度θ_m0を基準として検出する。すなわち、θ＝θ_m−θ_m0に対応する信号を出力する。本実施例で用いた磁界センサ２０１は２個のＧＭＲ素子で構成されており、それぞれcos（θ_m−θ_m0）、およびcos（θ_m−θ_m0）に比例した信号を出力する。

磁界センサ２０１はセンサ支持台２０６により第２ブラケット１０３に固定されている。センサ支持台２０６は磁束方向に影響を与えないように、アルミニウムや樹脂など磁化率が０.１以下の材料で構成するのが好ましい。本実施例ではアルミニウムで構成した。

なお、磁界センサ２０１はモータ部に対して固定されていればよく、第２ブラケット１０３以外の構成要素に固定してももちろん構わない。モータ部に対して固定されていれば、回転軸１２１の回転角が変化してセンサ磁石２０２の方向が変化した場合、磁界センサ２０１部での磁界方向変化を検出することで回転軸１２１の回転角を検出することができるからである。

磁界センサ２０１にはセンサの配線２０８が接続されている。センサの配線２０８により磁界センサ２０１の出力信号を伝送する。

磁界センサ２０１は、センサ素子部３０１と検出回路部３０２とから構成される。センサ素子部３０１には複数個のＧＭＲ型素子がブリッジ構成で入っている。検出回路部３０２はＧＭＲ素子に印加する電圧を供給する駆動回路部とＧＭＲ素子の出力信号を検出・処理する信号処理回路で構成される。

センサ素子部３０１の構成を述べる。

図２４に示すように、センサ素子部３０１は、ＧＭＲ素子５１で構成されるブリッジ構成を２組有する。それぞれのブリッジをＣＯＳブリッジとＳＩＮブリッジと呼ぶ。２つのブリッジはＧＭＲ素子の固定磁化層の磁化方向θ_pが異なる。ＣＯＳブリッジでは、θ_p＝０（Ｒ₁（５１Ａ−１）とＲ₃（５１Ａ−３））とθ_p＝１８０°（Ｒ₂（５１Ａ−２）とＲ₄（５１Ａ−４））に設定している。したがって、磁界方向θの角度原点をθ_p＝０にとると、前述の通り、信号電圧ΔＶ＝Ｖ₂−Ｖ₁はcosθに比例した信号を出力する。

ここでｅ₀は、図２４のｅ端子に印加する電圧であり、ブリッジの励起電圧と呼ぶ。一方、ＳＩＮブリッジでは、固定磁化層の磁化方向θ_pをθ_p＝９０°（Ｒ₁（５１Ｂ−１）とＲ₃（５１Ｂ−３））とθ_p＝２７０°（Ｒ₂（５１Ｂ−２）とＲ₄（５１Ｂ−４））に設定している。そのため、磁界方向θの角度原点をθ_p＝０にとると：

となり、sinθに比例した信号を出力する。したがって、２つのブリッジの出力信号の比をとるとtanθになるので、磁界方向θは以下のように求まる：

ＡrcＴan関数は±９０°の範囲しか出力しないが、後述のようにΔＶ_sとΔＶ_cの符号を適切に考慮することで、０〜３６０°の全角度範囲にわたって磁界角度θを計測することができる。

次に、検出回路部３０２の構成を図２５を用いて述べる。

図２５は本実施例の検出回路部３０２の構成を示すブロック図である。検出回路部３０２は駆動回路部３４０と信号処理部３５０から構成される。駆動回路部３４０はセンサ素子部３０１のブリッジの励起電圧を供給する回路群であり、正極性出力回路３４１をブリッジのｅ端子に接続し、負極性出力回路３４５をｇ端子に接続する。本実施例では、正極性出力回路３４１は５Ｖの直流電圧を出力し、負極性出力回路３４５はアース電位を出力するようにした。

なお、負極性出力回路３４５は、励起電圧印加時に、正極性出力回路と比べて「負電位」の電圧を出力するという意味で「負極性」と呼ぶものであり、必ずしもアース電位に対して負の電圧を出力するわけではない。

また、ＧＭＲ素子ブリッジを励起しない期間、すなわち、磁界方向θ_mに応じたセンサ出力を測定しない期間においては、正極性出力回路との正負の状態は不問である。例えば、後述の実施例では、ＧＭＲ素子ブリッジを励起しない期間には、正極性出力回路と負極性出力回路の出力電圧を等しくしている。

信号処理部３５０は、センサ素子部３０１の出力信号を検出・処理する。センサ素子部３０１内のＣＯＳブリッジのＶ２，Ｖ１端子の信号は検出回路３５１Ａで差動検出され、１０倍程度に増幅される。この信号をＡＤ変換器（アナログ−デジタル変換器）３５２Ａでデジタル信号に変換した後、角度算出部３７１に入力される。ＳＩＮブリッジの出力信号も同様に処理され、角度算出部３７１に入力される。

角度算出部３７１での演算処理について述べる。式（数８）からわかるように、ＡrcＴan［ΔＶ_s／（−ΔＶ_c）］を計算すれば、磁界角度θは求まる。しかし、これには２つの問題がある：（ａ）第１は、ＡrcＴan（ ）関数は−９０°〜９０°の範囲しか求まらないため、３６０°の全方向を知ることができない。（ｂ）第２は、ΔＶ_cの絶対値が小さくなると、ΔＶ_cの誤差の影響が大きくなり、θの算出精度が悪くなる。

問題（ｂ）に対処するため角度算出部３７１では以下の方法でθを求める。まず、ΔＶ_cとΔＶ_sの絶対値の大小関係を判定する。｜ΔＶ_c｜が｜ΔＶ_s｜より大きい場合には、

により角度θを求める。逆に、｜ΔＶ_c｜が｜ΔＶ_s｜より小さい場合には、

により角度θを求める。このようにすることで、分母が小さくなることによる計算誤差拡大を防ぐ。

問題（ａ）には以下の方法で対処する。ΔＶ_cとΔＶ_sの正負から、θが第何象限に入っているかを判定し（象限判定）、それと（数９），（数１０）で算出する値とを組み合わせることで、０〜３６０°の範囲にわたってθを正しく算出する。

以上の方法で、磁界の角度θが求まる。しかし、後述の通り、回転軸１２１の回転角度と磁界の角度とは、必ずしも一致しない。両者を明確に区別するために、本明細書ではこれ以降、磁界の角度（方向）を磁界角度θ_mと表し、回転軸１２１の回転角度をロータ角θ_rと表す。

後述の通り、磁気抵抗素子を用いた回転角検出装置においては、磁界角度θ_mとロータ角θ_rとを明確に区別することが本質的に重要である。

また、高精度な回転角検出装置を実現するには、磁界角度θ_mとロータ角θ_rとを正しく対応づけることが必要であり、この方法を次に述べる。

次に、磁界センサ２０１の出力信号の補正方法について述べる。

磁気抵抗型素子を用いた磁界センサ２０１の大きさはレゾルバと比べると小さく、典型的には５mm角程度である。このように磁界センサの大きさが小さいことにより、設置誤差による角度誤差が増大する課題がある。以下に具体的に述べる。

今、図６に示すように、長さＬ［mm］の磁界センサを取り付ける際、長さＬ方向に垂直な方向の取付誤差をδｘ［mm］とする。以下の議論では、磁界センサの基準角度θ_m0は長さＬ方向であると考えても一般性を失わない。すると、取付誤差δｘによる設置角度のズレδθは以下の式で表される。

磁界角検出装置が示す回転角にδθ_mだけの誤差が含まれることになる。

磁界センサの機械的な取付誤差δｘは典型的には０.２mmである。磁界センサの長さＬ＝１００mmの場合、角度誤差δθ_mは０.１°（degree）となり許容範囲の精度である。一方、Ｌ＝５mmの場合、角度誤差δθ_mは２.３°となる。これは回転角検出装置として十分な精度が得られないことを示す。

取付誤差の許容度を増大する目的で、磁界センサ２０１のモジュール長さＬを１００mm程度に大きくすることは可能である。しかし、そのような場合であっても、モジュール内での磁気抵抗素子ブリッジ５５の設置、ワイヤボンディング、モールド工程において上記のδｘに相当する取付誤差が発生する。モジュール内の磁気抵抗素子ブリッジ４４の大きさはさらに小さいので、δｘによる角度ズレの影響は大きい。

また、モジュールサイズを大きくすることは、取付誤差の許容度を増大できるという点で利点はあるが、一方、小型・軽量であるという磁気抵抗素子型磁気センサの利点を十分に生かせないという問題がある。

センサ磁石２０２が発生する磁界の方向θ_mと回転軸の回転角度θ_rとは、必ずしも一致しない。これには少なくとも以下の３つがある。（１）磁界方向θ_mの原点（ゼロ点）と回転軸の回転角度θ_rの原点とが一致していない要因、（２）磁石が発生する磁界が平行磁界からズレていることによる要因、（３）磁石の着磁誤差による要因、である。

（１）の磁界方向θ_mの原点と回転角度θ_r原点の不一致の原因は、上記ような磁気センサの設置誤差，センサ磁石２０２を回転軸１２１に設置する際の機械誤差などがある。これら２つの原点を合わせる方法については、後述する。ここでは、θ_mとθ_rの原点は一致している場合を考える。

（２）センサ磁石２０２が発生する磁界が平行磁界の場合は、回転軸の回転角度θ_rと磁界角度θ_mとが一致する。しかし、平行磁界ではない場合にはθ_rとθ_mとでズレが生じる。このことを図７を用いて説明する。図７はセンサ磁石２０２の周辺部近傍Ｐ点に磁界センサ２０１を配置した際の、Ｐ点での磁界方向を模式的に示したものである。いま、センサ磁石が生成する磁界が平行磁界であれば、センサ磁石２０２が角度θ_rだけ回転した場合、Ｐ点での磁界方向は点線矢印５１１で図示した方向になり、磁界角度θ_mはセンサ磁石２０２の回転角度θ_rと等しくなる。一方、磁界が平行磁界でない場合にはＰ点での磁界方向は磁界５１２のようになり、回転角度θ_rとズレが生じる。このズレ量をδと定義する。すなわち、δ＝θ_m−θ_rと定義する。

一般に、磁石から動径方向に漏れ出る磁界は平行磁界ではない。例えば、特開２００８−１５１７７４（特許文献３）に記載されているように、磁石の回転面内で測定した磁界強度ベクトルの動径成分Ｈ_rと径方向成分Ｈ_θとは以下の式で表される：

ここで、定数Ｃは、１〜２程度の値の定数である。ここで、高調波成分Ａ₃＝Ａ₅＝０で、かつＣ＝１の場合は、Ｈ_r＝Ａ₁cosθ，Ｈ_θ＝Ａ₁sinθとなり、平行磁界を表す。この場合は回転軸角度θ_rと磁界角度θ_mとが一致する。

ここで、磁界方向角度θ_mのθ_rからのズレ量δを次式で定義する：

例えば、Ａ₁＝１，Ａ₃＝−０.１２，Ａ₅＝０.０１４，Ｃ＝１.２６８の場合について、（数１２），（数１３）を用いて計算される磁界方向角度θ_mとロータ角θ_rとのズレ量δを計算した結果を図８に示す。この条件では、ズレ量δは±１５°程度であり、かなり大きい。また、回転軸の回転角度θ_rの位置によりズレ量δが変化するため、単純な方法、例えば０°と３６０°との間の線形補間では補正できないことがわかる。

図８のズレ量分布をもとにしてセンサ磁石２０２の近傍の磁界方向分布を模式的に示したのが図９である。このように、図８のズレ量分布は、磁界がセンサ磁石の周辺で広がっていることに対応している。また、θ_r＝０，９０°，１８０°，２７０°においてズレ量δがゼロになることは、図９からわかるように磁界の対称性に起因する。

（３）センサ磁石を着磁する際の着磁誤差があると、回転軸の回転角度θ_rと磁界角度θ_mとの対応関係に誤差が生じる。

（回転角検出装置の校正方法）
以上（１）〜（３）で述べたように、磁気抵抗素子を用いた磁界検出装置では、磁界角度θ_mという実体を伴う物理量があること、そしてその物理量θ_mとセンサ磁石の回転角度θ_rとは別の物理量なので、条件によってはズレが生じると理解することが重要である。本明細書では、この差をズレ量δと定義している。

言い換えると、磁界センサ２０１が正しく調整されている場合、磁界センサ２０１は磁界角度θ_mを正しく計測している。したがって、（ａ）磁界センサ２０１を正しく調整することと、（ｂ）磁界角度θ_mとセンサ磁石２０２の回転角度θ_rとの対応関係を正しく求めることが重要である。

以下に、これら（ａ），（ｂ）の調整をするための具体的手段を述べる。

まず（ａ）「磁界センサを正しく調整する」については、具体的にはオフセットの調整が重要である。ここでオフセットには、磁界センサ２０１を構成する磁気抵抗素子のバラツキなどに起因する磁界センサのオフセットと、磁界センサの出力信号を検出・処理する検出回路のオフセットがある。

いずれのオフセットも、磁界センサの出力信号にオフセットが重畳されることになる。すると、ＣＯＳブリッジの出力信号とＳＩＮブリッジの出力信号との比をとってもtanθと等しくならない。したがって、磁界角度θ_mを正しく計測できない。

オフセット調整の具体的手順は、θ_m＝０においてＳＩＮブリッジの信号出力のオフセットをゼロに調整し、θ_m＝９０°においてＣＯＳブリッジの信号出力のオフセットをゼロに調整する。

したがって、磁界角度θ_mの原点を知る必要がある。しかし、設計上は回転軸の回転角θ_rと磁界角度θ_mとの対応関係が既知であっても、磁界センサ２０１の取付誤差、またはセンサ磁石２０２の取付誤差や製造誤差のために、正確なθ_m原点が不明である。

本実施例では以下の手段で磁界角度原点を求める。その手段のフローを図１０に示した。

まず回転軸１２１の回転角θ_rの原点を任意の位置に設定する。この任意に原点を設定した回転軸座標をθ_r′とする。

次に、回転軸１２１を一定速度でＮ回転させる。ここでＮ≧１である。回転させながら回転角度θ_r′と磁界角度θ_mとの関係を測定する。ここで、磁界角度θ_mの値は磁界センサ２０１の信号から計算する。回転角度θ_rの値は、実際には時刻ｔを測定して計算する。その方法は後で詳述する。

Ｎ回転分のθ_r′とθ_mとの関係を測定するには、始点位置と終点位置を知る必要があるが、これには磁界角度θ_mの測定を用いる。すなわち、測定開始時のθ_m値と同じθ_m値が得られるまでの期間計測すればよい。なお、Ｎ回転分計測する際には、同じθ_m値がＮ回繰り返されるまで計測する。

θ_r′とθ_mの関係を測定したら、次式によりズレ量δ′を計算する。

このようにしてズレ量δ′が回転角θ_r′の関数として求まる。図１１（ａ）はこれを模式的に示したものである。

（δ′，θ_r′）の測定データの個数は、１回転につき１００点程度取得すればよい。

次に、δ′値のθ_r′に関する加重平均値を求める。

実際の（δ′，θ_r′）の測定データは離散的データなので、（数６）において積分処理は積算処理として処理される。

なお、回転軸を一定速度で回転させているので、（δ′，θ_r′）の測定データを等時間間隔でサンプリングすれば、θ_r′のサンプリング点は等間隔になるので、（数６）は次式のようにδ′の平均値算出に簡略化される。

したがって、回転軸を一定速度で回転させ、かつ等時間間隔で（δ′，θ_r′）の測定値をサンプリングすると、より好ましい。

（数６）または（数７）で求めたδ′_av値を用いて、回転角座標を次式で定義し直す。

このように定義すると、δ値とθ_r値との関係は図１１（ｂ）のようになる。すなわち、δの加重平均値はゼロになる。これは、（数６）または（数７）から明らかである。

このようにズレ量δの加重平均値がゼロの場合、θ_rとθ_mの原点が一致する。これは、図９に示したような磁界分布の対称性によるものである。

次に、この回転角座標θ_rにおいて、θ_r＝θ_m＝０の位置で回転軸を停止させ、磁界センサ２０１のＳＩＮブリッジ信号がゼロになるようにオフセット調整する。次に、θ_r＝９０°の位置で回転軸を停止させ、磁界センサのＣＯＳブリッジ信号がゼロになるようにオフセット調整する。

このようにして、磁界センサ２０１のオフセット調整を完了する。

以上の説明から明らかなように、θ_r原点とθ_m原点とを精度良く一致させるには、δ′_avを精度よく求めることが重要である。本方法では、（数６）または（数７）で表される通り、全ての測定データ点を用いてδ′_av値を算出するので、個々の測定誤差，測定ノイズによる影響を受けにくく、２つの原点を精度よく一致させることができる。

また、回転軸の回転回数Ｎを増やすほど、測定データ点数が増えるため、測定誤差やノイズの影響が低減され、精度が向上する。

次に、（ｂ）「磁界角度θ_mとセンサ磁石２０２の回転角度θ_rとの対応関係を正しく求める」方法を述べる。

（ａ）に述べた方法により磁界センサ２０１のオフセット調整は完了しているので、磁界センサ２０１の信号から求めた磁界角度θ_mは、磁界センサ２０１の設置場所での磁界方向を正しく表している。したがって、（数１４）で定義されるズレ量δと磁界角度θ_mとの関係から、次式により回転角θ_rが求まる。

具体的な方法を以下に述べる。

回転軸１２１を一定速度で１回転以上回転させ、１回転に対応する期間で回転軸θ_rと磁界角度θ_mとを測定する。ここで、θ_rは時刻から算出し、磁界角度θ_mは磁界センサ２０１の出力信号から算出する。

測定するデータ点数（サンプリング点数）は、本実施例では１回転で１００点にした。サンプリング点数は大きいほど回転角度θ_rが精度良く求まる。一方、サンプリング点数が多いと補正演算を行う信号処理回路のメモリを多く消費する。したがって、両者のバランスから適当な大きさに設定する。

測定した（θ_r，θ_m）のデータ点から、各データ点でのズレ量δを（数１９）式により求めることで、δをロータ角θ_rの関数として得る。これを図１２（ａ）に示す。次に、このデータを基にして、δを磁界角度θ_mの関数に変換する。これを図１２（ｂ）に示す。このようにして、磁界角度θ_mを引数としたδの参照表（Look-up Table）を得る。

このように、磁界角度θ_mを引数にした参照表にすることで、実測データから算出した磁界角度θ_mから、そのθ_mに対応したズレ量δを算出できるようになる。これが、本実施例のポイントである。

この参照表を、磁界センサ２０１の信号処理回路のメモリ部に記憶・保持させる。これで校正を完了する。

回転角検出回路の動作時、すなわち、回転角度を計測する際の信号処理方法を次に述べる。

まず、磁界センサ２０１からの出力信号に基づいて磁界角度θ_mを算出する。具体的には、磁界センサからは−cosθ_mに比例した信号Ｖ_cosと、sinθ_mに比例した信号Ｖ_sinとが出力されるので、次式を用いてθ_mを算出する。

次に、（δ，θ_m）の参照表を用いてθ_m値に対応するズレ量δを求める。参照表にθ_m値と等しい値がない場合には、近傍の値から補間して対応するδ値を算出する。本実施例では、補間法として線形補間を用いた。線形補間法はＣＰＵの演算時間を要する乗算の回数が少ないため、高速に演算できるという利点がある。

回転角θ_rは、θ_r＝θ_m−δとして求まる。

この方法により、従来の方法では電気角で±１０°程度の計測誤差があったのに対し、本方法を用いると、計測誤差は電気角で±０.６°に減少し、計測精度が向上した。

本実施例で重要なことは、参照表の引数をロータ角θ_rではなく、磁界角度θ_mにしていることである。この理由は、計測時に磁界センサ２０１が計測するのは磁界角度θ_mだからである。このため、実測値θ_mから直接、対応するズレ量δを知ることができる。

（δ，θ_m）の参照表として、θ_mを等間隔で作成することで参照表の読み出し処理の高速化と参照表用メモリの低減を達成できる。その具体的方法を以下に述べる。以下の説明では、参照表の入力変数θ_mを変数「ｘ」とし、参照表から読み出される値（関数値）δを「ｆ（ｘ）」とする。

入力変数ｘの最小値をｘ_min＝ｘ［０］、最大値をｘ_max＝ｘ［Ｎ_max］とし、この範囲をＮ_max個に等間隔で分割する。ｆ（ｘ）を離散化した関数をｆｎ［ｎ］とし、ｆ（ｘ）＝ｆ（ｘ［ｎ］）＝ｆｎ［ｎ］と定義する。すると、任意の入力値ｘに対し、

を計算し、得られた値ｉｘの整数部をｎ、小数部をｒとする。すると

これは、入力値ｘの最近傍値ｘ［ｎ］とｘ［ｎ＋１］とに対応する参照表値ｆｎ［ｎ］とｆｎ［ｎ＋１］とを用いて、１次関数で補間したものである（すなわち、線形補間した）。

（数３２）の「Ｎ_max／（ｘ_max−ｘ_min）」値は、参照表作成時（すなわち、校正時）に計算しておき定数として処理回路のメモリに保管しておく。このようにすると、回転角検出装置の動作時の処理では、除算処理が不要になる。一般に、マイクロコントローラでは除算処理には長時間を要するので、本方法により高速化する。

また、この方法では、任意の入力値ｘに対して参照表の参照位置を（数２２）で表される１回の演算で特定できるので、高速化できる。

本方法では、参照表に保存するデータはｆｎ［ｎ］（ｎ＝０〜Ｎ_max），ｘ_min，ｘ_max，Ｎ_max／（ｘ_max−ｘ_min）のみであり、ｘ［ｎ］（ｎ＝０〜Ｎ_max）のデータは不要である。したがって、保管用メモリが低減できる。

回転軸１２１の回転角度θ_rを求める方法を以下に述べる。

図１３は、回転軸１２１が一定速度ωで回転している時の測定時刻ｔと回転軸１２１の回転角度θ_rとの関係を示したものである。一定速度ωで回転しているので、ｔとθ_rは比例関係にある。

図１３からわかるように、任意の時刻ｔでの回転角θ_r（ｔ）は次式で表される：

ここでＴは１回転に要する時間（周期）である。周期Ｔは、磁界センサ２０１で測定される磁界角度θ_mが開始時（ｔ＝０）と同じ値になるまでの時間を測定することで求まる。

一定速度で回転している場合には、（数２４）を用いて回転角θ_rを知ることができる。ここで重要なことは、θ_rを設定するのにあらたにエンコーダなどの校正装置を必要としないことである。

図１３および（数２４）では、時刻ｔ＝０でのθ_r位置をゼロとしたが、任意の値であってもθ_rの原点位置がシフトするだけで相対位置は同様に求まることは明らかである。θ_rとθ_mとの原点位置の関係は上述の方法で一致させることができる。

次に、回転速度が時刻により既知の割合で変化する場合を考える。回転速度ωの変化率Ａ（ｔ）が時間変化すると考えて、ω（ｔ）＝ω₀＊Ａ（ｔ）とする。この場合、時刻ｔでの回転角θ_r（ｔ）は次式で求まる。

例えば、一定加速度で回転速度が変化する場合や、回転速度が既知の割合で変動する（リップルがある）場合などは、（数２５）を用いることで、時刻ｔでの回転角θ_rを求めることができる。

本実施例では、磁界センサ２０１で実測された磁界角度θ_mを用いて参照表からズレ量δを算出し、ロータ角θ_rを求める。したがって、磁界角度θ_mに対してズレ量δが一義的に決まる必要がある。

センサ磁界２０１が２極磁石の場合は、この条件を満たす。２極磁石とは１個のＮ極と１個のＳ極とを有する磁石である。２極磁石では、回転軸１２１が１回転した際、磁界角度θ_mも１周期変化するので、上記の条件を満たす。

したがって、本発明は、センサ磁石として２極磁石を用いた場合には、磁石，センサの設置誤差，磁石の着磁誤差、など任意の誤差要因を補正できるため、特に大きな効果を得ることができる。

センサ磁石として多極磁石を用いた場合を述べる。Ｎ極とＳ極をＮ組有する（２Ｎ）極磁石を考える。この場合、磁石が１回転すると磁界角度はＮ周期変化する。ここで、各周期をセクタと呼ぶ。すなわち、（２Ｎ）極磁石はＮセクタを有する。

１セクタの範囲では、磁界角度θ_mに対してズレ量δは一義的に決まる。したがって、（２Ｎ）極磁石で、セクタ間の着磁誤差が無視できる範囲の場合には、本発明の補正方法は有効である。

また、回転軸１２１の使用範囲が１セクタよりも小さい場合にも、使用範囲内でθ_mからδが一義的に決定するので、有効である。

セクタ間の着磁誤差が無視できない多極磁石を用いる場合には、光学的エンコーダなどの回転位置検出器を回転軸１２１に取り付けて、現在どのセクタに属しているかのセクタ情報を取得する。そして、このセクタ情報を用いて磁界角度θ_mに対応するズレ量δを求めればよい。この場合の回転位置検出器に必要な角度分解能は、どのセクタに属しているか認識できるだけの分解能で十分である。

また、回転角度移動量から、現在の所属セクタは算出できるので、どのセクタに所属しているかの所属情報を検出回路部３０２内に記憶しておいてもよい。所属セクタ情報と実測された磁界角度θ_mとからズレ量δを算出できる。この場合、センサ磁界２０１の複数のセクタのうちのひとつに、機械的な切り欠きを形成するなどして、磁界分布を変えることで、特定のセクタを磁気的に識別できるようにしておくとよい。

磁気抵抗素子を用いて回転角を検出する装置において、回転軸の回転角と磁界センサの出力値との対応関係を測定し、それを用いて補正を行う方法は、例えば特許公報第３７９９２７０号に記載されている。

しかしながら、この従来例では回転軸の回転角と磁気抵抗素子の出力電圧との関係を近似式で表して補正をおこなっている。近似式を用いた場合には、回転角と磁気抵抗素子の出力電圧との関係は、複雑な場合、すなわち、本実施例の図１２に即して言えば、δとθ_mの関係（以下「δ−θ_m分布」と呼ぶ）が複雑な形状の場合には、近似式も複雑にしなければならず、補正計算に必要な演算時間が増加してしまうという問題がある。本実施例では、δ−θ_m分布が複雑な形状であっても、近傍データ点間の線形補間で処理できるので、演算時間が短くてすむ。

また、近似式で表す場合には、δ−θ_m分布が複雑な形状な場合、近似式では誤差が大きくなる傾向がある。本実施例では、δ−θ_m分布がどのような形状であっても対応できる。

本発明において、簡単な磁界分布補正法を併用してもよい。すなわち、参照表作成時には、磁界角度θ_mの代わりに、何らかの補正処理を施した角度（補正角度）θ_adjを用いて、

としてズレ量を算出し、δと補正角度θ_adjとの関係を（θ_adjを引数にして）参照表を作成する。計測時には、磁界センサ２０１から計測される磁界角度θ_mから補正角度θ_adjを計算した後、θ_r＝θ_adj−δにより、正しいロータ角θ_rが求まる。

磁界角度θ_mの代わりに補正角度θ_adjを用いることでズレ量δが小さくなれば、補正の精度が向上する。また、特に、補正角度を用いることで、ズレ量δの角度依存性が小さくなれば、補間によるδ値算出の精度が向上するため、参照表のデータ点数が少なくても正確な補正が可能になる。したがって、参照表のデータ点数を削減でき、少ないメモリ量で補正が可能になる。

また、特許公報第３７９９２７０号に記載された方法では、回転軸の回転角と磁気抵抗素子の出力電圧との関係を計測する際、回転軸の回転角を既知の値に設定する必要があるため、ロータリーエンコーダを別途用意して補正のための計測を行う。これに対して、本発明では、エンコーダを別途用意することなく、上述の通り補正を完了できる。

以上のように製作した回転角検出装置をシステムに組み込む際の構成を述べる。本実施例では、自動車の電動パワーステアリング装置に回転角検出装置を組み込む場合を述べる。

図１４は電動パワーステアリング装置を模式的に示したものである。

電動パワーステアリング装置のシステムとしての角度原点（システム原点）にシステムを設定し、その状態での回転軸１２１の回転角θ_r0を読み出す。具体的には、磁界センサ２０１の信号を測定して磁界角度θ_mを求め、ズレ量δの参照表を用いることで回転軸１２１の回転角θ_rが求まる。そして、システム原点に対応する回転角θ_r0を、電動パワーステアリング装置の制御装置（電子コントロール・ユニットＥＣＵ）に記憶・保管する。

回転角検出装置のシステムへの設置時に組み付け誤差があった場合でも、システム原点に対応する回転角θ_r0値がわかっていれば誤差の補償ができる。

パワーステアリング装置などのシステムにおいて必要な情報は、システムとしての角度θ_sysである。本実施例によれば、磁界センサ２０１の出力信号から得られる磁界角度θ_mから、システムとしての角度θ_sysが正確に得られる。

本発明による第２の実施例を図２６および図２７を用いて述べる。本実施例は、磁界センサ２０１の温度特性を大幅に改善させる方法である。

磁気抵抗素子を用いた回転角センサでは、温度がわかると計測精度が劣化するという課題があった。すなわち、温度特性が悪いという課題である。本実施例では磁界センサ２０１の検出方法を改善することで磁界センサ２０１の温度特性を改善する。

磁気抵抗素子での温度特性の劣化の原因は、磁界センサ２０１を構成するセンサ素子部３０１の出力信号にオフセット電圧が重畳するためである。この点を説明する。（数６）においてＧＭＲ係数Ｇ／Ｒは温度変化するので、ΔＶ_cの値は温度が変わると変化する。しかし、（数６），（数７），（数８）からわかるように、磁界角θ_mは、ΔＶ_sとΔＶ_cの比から算出されるため、係数Ｇ／Ｒの温度変化は相殺されるため、計測値から算出されるθ値は、理想的には温度変化しないはずである。

しかし、実際のＧＭＲ素子のブリッジではΔＶ_cやΔＶ_sにオフセット電圧が重畳する。

したがって、比ΔＶ_s／ΔＶ_cがtanθに等しくならず、また、比ΔＶ_s／ΔＶ_cを求めても分子と分母のＧＭＲ係数Ｇ／Ｒは相殺せず温度により変化することになる。

このため、室温において検出回路３５１Ａにおいてオフセット調整して、オフセット電圧ΔＶ_c（ｏｆｓ）を除去して正しい磁界角度θ_mが求まるようにしても、温度を変えるとオフセット値が変化するため、正しいθ_m値が得られない。これが温度特性が劣化する原因である。

信号電圧ΔＶ_cにオフセット電圧が発生する原因は、ブリッジを構成する素子の特性にバラツキがあるため、θ＝９０°（すなわち、cosθ＝０）においても４個の素子の抵抗値が等しくならないためである。

図２６は本実施例で用いる磁界センサ２０１内のブリッジの構成を示す模式図である。

本実施例では磁界センサ２０１を構成するセンサ素子部３０１内のＣＯＳブリッジは、４個のＧＭＲ素子５１−１，５１−２，５１−３，５１−４を有する。図２６はこれらの素子の結線方法を示したものである。また、図２６では図示を省略したが、ＳＩＮブロックについても同様である。以下、ＣＯＳブロックを用いて説明する。

ＧＭＲ素子５１−１と５１−４とを有するハーフブリッジは、正極性出力回路ｅ１（３４１）と負極性出力回路ｇ１（３４５）に結線され、ＧＭＲ素子５１−１と５１−４の接続部を信号端子Ｖ１とする。

ＧＭＲ素子５１−２と５１−３とを有するハーフブリッジは、正極性出力回路ｅ２（３４２）と負極性出力回路ｇ２（３４６）に結線され、ＧＭＲ素子５１−２と５１−３の接続部を信号端子Ｖ２とする。

信号端子Ｖ₁と信号端子Ｖ₂とは検出回路３５１に結線され、それらの差動電圧ΔＶ＝Ｖ₂−Ｖ₁を信号として検出する。

本実施例の特徴は、４個のＧＭＲ素子で構成されるブリッジ回路に供給する電源電圧として、２つのハーフブリッジでそれぞれ異なる電圧ｅ１，ｅ２を供給することにある。このような構成にすることで後述のようにオフセット電圧を除去することが可能になる。

図２６に記したように、ＧＭＲ素子５１−１，５１−２，５１−３，５１−４の抵抗値をそれぞれＲ₁，Ｒ₂，Ｒ₃，Ｒ₄とする。

ＧＭＲ素子Ｒ₁（５１−１）とＲ₃（５１−３）の固定磁性層１３の磁化方向をθ_p＝０とする。また、ＧＭＲ素子Ｒ₂（５１−２）とＲ₄（５１−４）の固定磁性層１３の磁化方向をθ_p＝１８０°とする。自由磁性層の磁化方向θ_fは外部磁界で決まるので４個のＧＭＲ素子で同一となるため、Δθ_f2＝θ_f−θ_p2＝θ_f−θ_p1−π＝Δθ₁＋πの関係が成り立つ。Δθ₁は、θ_p＝０を基準としているので、Δθ₁＝θとする。したがって、（数１）式からわかるように、Ｒ１，Ｒ３では（数２）式が成り立つ（ｎ＝１，３）。また、Ｒ₂，Ｒ₄では（数３）式が成り立つ（ｎ＝２，４）。

図２６のブリッジ回路での端子１，２間の差電圧Δｖ＝ｖ₂−ｖ₁は以下のようになる：

ここで、ＧＭＲ素子以外のケースにも拡張し、一般的な以下のケースを考える。ブリッジ回路で対向する１組であるＲ₁，Ｒ₃は以下のように変化する場合を考える（ｎ＝１，３）：

対向する別の組であるＲ₂，Ｒ₄は以下のように変化する場合を考える（ｎ＝２，４）：

具体的な例としてＧＭＲ素子の場合を考えると、磁界の方向がθ＝９０°の時の値がＲ_n0に対応する。これは式（数２），（数３）と式（数２９），（数３０）を比較すれば明らかである。

まず、ΔＲ＝０の場合の図２６のブリッジ回路端子１，２間の差電圧Δｖ＝ｖ₂−ｖ₁は、式（数２８）から以下のように求まる：

ΔＲ＝０の時の値なので、Δｖ０と定義する。次に、ΔＲ≠０の場合を求めると以下のようになる：

式（数３２）の第１項の分子は、式（数３１）の分子と同一である。したがって、Δｖ０＝０とすれば、式（数３２）から以下の比例関係が得られる。

ここで、比例係数Ｃは式（数３３）である。

すなわち、電圧差（ｅ２−ｅ１）を調整することで式（数３１）で定義されるΔｖ０がゼロにすれば、図２６のブリッジ回路の信号電圧Δｖにはオフセット電圧が取り除かれ、Δｖは変化量ΔＲに比例するという望ましい特性が実現できる。

本実施例では２組のハーフブリッジ回路に印加する励起電圧ｅ１，ｅ２を個別に調整できることが本質的である。この点を明確にするために、従来例との違いを明確にする。

従来の構成（図４）では、４個のＧＭＲ素子のバラツキなどの原因により、θ＝９０°の場合でも関係式「Ｒ₁Ｒ₃＝Ｒ₂Ｒ₄」が満たされず、式（数４）の分子がゼロにならない。すなわち、信号電圧Δｖにオフセット電圧が残る。式（数３１）に即して述べると、関係式「Ｒ₁Ｒ₃＝Ｒ₂Ｒ₄」が満たされた理想的なブリッジでは、ｅ１＝ｅ２の時（数３１）の第１項と第２項がともにゼロになる。しかし、素子のばらつきなどの要因で関係式「Ｒ₁Ｒ₃＝Ｒ₂Ｒ₄」が満たされない場合には、（数３１）の第１項はゼロにならず、オフセット電圧が発生する。これに対し、本実施例では、式（数３１）からわかるように、電圧差（ｅ２−ｅ１）を調整することでθ＝９０°の時点でΔｖ０をゼロに設定することができる。これにより、上記の通りオフセット電圧を除去できるわけである。

次に図２６の構成のセンサ素子ブリッジについて、温度特性を考察する。

物質の抵抗値の温度特性は以下の形で表される。

式（数３２）の第１項の分子に式（数３５）を代入して数式を整理すると、（１＋ａΔＴ）倍になることがわかる。したがって、ある温度でΔｖ０＝０としてあれば、任意の温度についてΔｖ０＝０になる。

すなわち、本実施例によれば、ある温度、例えば室温でΔｖ０＝０になるように電圧差（ｅ２−ｅ１）を調整すれば、任意の温度についてΔｖ０＝０となり、式（数３４）の比例関係が得られる。すなわち、オフセットがない信号を広い温度範囲で実現できる。

このように本実施例によれば、磁界検出装置を作成後の検査・調整工程を１つの温度、例えば室温にて調整するのみでよいので、検査・調整工程の工程数を大幅に低減できる。

次に、ＧＭＲ素子を使った磁界検出装置を考える。Ｒ₁，Ｒ₃は式（数２）より以下のようになる：

式（数２９）とを比較すると、ＧＭＲ素子を用いた場合の差電圧信号は以下のようになる。

すなわち、磁界方向θの余弦（cosine）に比例した信号が得られる。そこで、これをΔＶ_cと記す。

定数Ｃは式（数３３）から求まる値である。

本実施例の回転角検出装置では、モータ部１００の構成は実施例１と同じである。回転角検出部２００の構成は実施例１と同様であるが、磁界センサ２０１を上記の構成に置き換えたものである。また、磁界センサ２０１が計測する磁界角度θ_mとロータ角θ_rとを対応づける補正方法は実施例１と同じである。

本実施例によれば、温度特性が改善され、かつ磁界補正により高精度なロータ角度計測ができるため、広い温度範囲で高精度に動作する回転角検出装置を実現できる。

本実施例では、磁界センサ２０１の検出回路部３０２のバイアス電圧設定（Δｅ＝ｅ２−ｅ１の調整）を室温において行うだけで、広い温度範囲で正確なロータ角度計測ができるため、製品の校正・調整工程が少なくて済み、低コストな回転角検出装置を提供できる。

次に、本発明による第３の実施例として、検出回路部３０２の回路的なオフセットを低減する構成を述べる。本実施例の回転角検出装置では、モータ部１００の構成は実施例１と同じである。回転角検出部２００の構成は実施例２と同様である
図２７を用いて本実施例を述べる。

本実施例では検出回路に起因するオフセット電圧を除去することで高精度に磁界検出を行う。

図２７は、図２６に示した構成のＧＭＲ素子のハーフブリッジに印加する励起電圧波形を示したものである。図２６のｅ１，ｅ２端子に印加する励起電圧波形をそれぞれＶｅ（１），Ｖｅ（２）とし、ｇ１，ｇ２端子に印加する励起電圧波形をそれぞれＶｇ（１），Ｖｇ（２）とする。またこのときの差電圧信号ΔＶ＝Ｖ₂−Ｖ₁も図２７に示した。

時刻ｔ₁においては、Ｖｅ（ｉ），Ｖｇ（ｉ）端子ともに基準電圧Ｖ_agを印加する（ｉ＝１，２）。すなわち、ブリッジ回路の正極性側端子ｅ１と負極性側端子ｇ１とが共に同一電位Ｖ_agであるから、Ｖ₁端子，Ｖ₂端子ともに信号電圧はＶ_agになる。したがって、差電圧信号ΔＶ＝Ｖ₂−Ｖ₁はゼロになる。

したがって、検出回路３５１の出力電圧Vdet（ｔ）が時刻ｔ₁で示す電圧Vdet（ｔ₁）は、検出回路３５１に起因するオフセット電圧である。時刻ｔ₂において、正極性出力回路３４１からは正極性パルス６１１が出力され、負極性出力回路３４５からは負極性パルス６１２が出力される。これにより、差電圧信号ΔＶ＝Ｖ₂−Ｖ₁には磁界方向に応じた信号電圧が発生する。

時刻ｔ₂とｔ₁との差信号：ΔＶ_det＝Ｖ_det（ｔ₂）−Ｖ_det（ｔ₁）は、検出回路３５１に起因するオフセット電圧を除去した信号電圧となる。このようにして、検出回路系に起因するオフセット電圧を除去し、高精度な磁界検出ができる。

同様にして、ΔＶ_det＝Ｖ_det（ｔ₄）−Ｖ_det（ｔ₃）は時刻ｔ₄における信号電圧となる。

このように、本実施例においては、図２６に示すブリッジ回路において４つの端子ｅ１，ｅ２，ｇ１，ｇ２を同一の電圧（図２７ではＶ_ag）に設定し、この時点の検出回路の電圧Ｖ_sig（ｔ₁）を基準信号として差し引くことが本質的である。これにより、ＧＭＲ素子に起因するオフセット電圧と検出回路に起因するオフセット電圧とを確実に分離することができる。

また、本実施例では、基準信号Ｖ_det（ｔ₁）を先に測定してから、ＧＭＲ素子を励起した信号電圧Ｖ_det（ｔ₂）を求め、信号電圧ΔＶ_det＝Ｖ_det（ｔ₂）−Ｖ_det（ｔ₁）を求めている。このような順序にすることで、信号測定時（サンプリング時）と信号処理後の出力信号との時間遅れ（タイムラグ）を最小化している。これは、例えばモータの回転角の計測など高速応答性が要求される磁界検出回路において特に重要な構成である。

本実施例では、ＧＭＲ素子を励起して通電するのは、正極性パルス６１１および負極性パルス６１２を印加する期間のみである。したがって、低消費電力な磁界検出装置が実現できる。具体的には、印加電圧期間のデューティ比を１０％に設定すると、消費電力は１０分の１になる。

本実施例では、ＧＭＲ素子で消費される電力を低減することができるため、通電によるＧＭＲ素子の熱発生（ジュール熱）を低減でき、温度上昇によるＧＭＲ素子の特性変化も抑制できる利点がある。

また、本実施例においては、正極性パルス６１１の電圧振幅と負極性パルス６１２の電圧振幅とを概ね等しい値に設定した。このようにすると、信号電圧Ｖ₁，Ｖ₂の電圧値がゼロ点検出時（図２７の時刻ｔ₁）と信号検出時（時刻ｔ₂）とで大きく変化しないので、差動検出器３５１の同相信号除去比ＣＭＲＲの要求性能が少なくて済む、という利点がある。

本発明による第４の実施例を図２８と図２９を用いて述べる。本実施例は、第２の実施例と同様の構成において、磁界センサ２０１の構成を下記の通り変更したものである。

図２８は本実施例で用いる磁界センサ２０１のセンサ素子部３０１の構成を示す図である。図２９は本実施例で用いる励起電圧波形と検出タイミングを示す図である。

図２８に示すように、本実施例ではセンサ素子部３０１から出る端子数を減らし、センサ素子部３０１と検出回路部３０２との間の配線数を少なくした構成である。図２８に図示したように、ＧＭＲ素子で構成された各ハーフブリッジのｇ端子を共通に結線する。また、ＣＯＳブリッジのｅ２端子とＳＩＮブリッジのｅ２端子とを共通にする。

前述の通り、磁界センサ２０１の温度特性劣化の要因である信号オフセット電圧は、ＧＭＲ素子の特性バラツキにより生じるものである。したがって、オフセット電圧をゼロにするためのバイアス電圧Δｅ＝ｅ２−ｅ１の最適値は、ＣＯＳブリッジ用の値とＳＩＮブリッジ用の値とで異なる。

そこで、本実施例では、ＣＯＳブリッジ用の励起電圧とＳＩＮブリッジ用の励起電圧を時間的にずらして印加することで、配線の共通化を可能にし、センサ素子部３０１の端子数の削減を可能にした。

図２９は、本実施例で用いる励起電圧波形と検出タイミングを示す図であり、第３の実施例における図２７に対応するものである。ＣＯＳブリッジとＳＩＮブリッジの共通ｅ２端子への印加電圧は、ＣＯＳ用正極性パルス６２１とＳＩＮ用正極性パルス６２２とを時間的にずらして印加する。ｇ端子には、負極性パルス６１２を印加する。

このようにすると、ＣＯＳブリッジの信号電圧ΔＶ_cとＳＩＮブリッジの信号電圧ΔＶ_sとは図２９に示したように変化する。時刻ｔ₀でゼロ点信号Ｖ_zを測定する。そして、時刻ｔ₁でＣＯＳブリッジの信号を取得し、時刻ｔ₂でＳＩＮブリッジの信号を取得する。

このようにして、ＣＯＳブリッジとＳＩＮブリッジとも、各々のブリッジに最適な励起電圧バイアスΔｅを印加した状態で信号を測定しているので、信号電圧のオフセットは除去される。したがって、第２の実施例に記載した通り、良好な温度特性を持った磁界センサ２０１が得られる。

なお、本実施例ではセンサ素子部３０１の構成を図２８のようにしたが、これは一例にすぎず、ｅ端子あるいはｇ端子を共通化する、その他の組み合わせにおいても本実施例が適用できることは言うまでもない。

本発明による第５の実施例を図１を用いて述べる。

本実施例は、磁界センサを回転角検出装置筐体の外側に設置したものである。このような構成にすることで、磁界センサの取り付けを容易にする。また、磁界センサの配線を回転角検出装置筐体の外側に取り出す必要がなくなるので、特に防水構造の回転角検出装置において組み立て・製作が容易になる。

本実施例の回転角検出装置はモータ部と回転角検出部２００とから構成されている。モータ部の構成は第１の実施例１のモータ部と同様である。

回転角検出部２００は、回転軸１２１に設置されたセンサ磁石２０２と、モータ部筐体に取り付けられたハウジング２０３と、磁界センサ２０１とで構成されている。

本実施例では防水仕様の回転角検出装置としている。そのため、ハウジング２０３と第２ブラケット１０３との間にシール部材２１０を挿入している。これにより、ハウジング２０３−第２ブラケット１０３−フレーム１０１−第１ブラケット１０２とで防水性を確保している。本明細書では、このように外部環境から防水性を確保する境界を「防水境界」と呼ぶ。

防水境界を構成する部材間にはシール部材などを挿入することで、その内部に水が入り込まないような構造にする。したがって、防水境界に電気配線を通す場合には、樹脂でモールドしたコネクタで防水境界を構成し、その内部と外部にそれぞれ電気配線を接続するなどの方法で構成しなければならない。

磁界センサ２０１は、ハウジング２０３の外側に設置する。本実施例においては、このように防水境界の外側に磁界センサ２０１が設置されているため、その信号の配線２０８も防水境界の外側にあり、防水境界を交差する必要がない。したがって、信号の配線２０８の構成が簡単な構成ですむという利点がある。

センサ磁石２０２と磁界センサ２０１との間にハウジング２０３が位置しているため、ハウジング２０３の材料と形状は、一定の条件を満たす必要がある。

ハウジング２０３には、磁化率χが０.０１以下の材料を用いる。このようにすると、比透磁率μ_r＝１＋χは０.９９〜１.０１の範囲になり、空気の比透磁率１とほぼ同じになる。したがって、静磁界はハウジング２０３の存在に影響されない。このような材料としては、アルミニウム（χ＝２×１０^-5），銅（χ＝−９×１０^-6）や銅の合金（黄銅，白銅など），樹脂などがある。

ハウジング材料として金属材料を用いることが好ましい場合がある。樹脂材料と比較して、金属材料の方が機械強度が強い、加工が容易であるなどの理由による。ハウジングとして金属を用いる場合には、磁化率の条件に加えて以下の制約がある。すなわち、時間的に変化する磁界を検出できなくてはならない。

回転軸１２１が周波数ｆ［Ｈｚ］で回転すると、センサ磁石２０２も回転するため、ハウジング２０３を横切る磁界は時間変化をする。磁界センサが十分に磁界を検出できるようにするために、ハウジング２０３のうちセンサ磁石２０２と磁界センサ２０１の間の部分の厚さｔ（単位は［ｍ］）は以下の条件を満たすように設定した。

ここで、δ_skin（単位は［ｍ］）はハウジング２０３の構成材料の表皮の厚さ（skin depth）であり、ρはハウジングの抵抗率［Ωｍ］、μ₀は真空の透磁率（＝４π×１０^-7）、μ_rはハウジング２０３の材料の比透磁率で、磁化率χとはμ_r＝１＋χの関係がある。また、ｆは回転軸１２１の最高回転周波数であり、Ｎ_pはセンサ磁石の磁極数を２で除したものである。すなわち、Ｎ_p＊ｆは１秒間に磁界が変化する繰り返し周波数を表す。

（数３８）式から、ハウジング２０３のうちセンサ磁石２０２と磁界センサ２０１の間の部分の厚さｔ（単位は［ｍ］）について、次式が導かれる：

具体的には、Ｎ_p＝４（８極磁石）、回転周波数１５,０００rpm、材料としてアルミニウム（抵抗率ρ＝２.７５×１０^-8Ωｍ）を用いた場合、ハウジング２０３の板厚の条件は（数３９）から１.３mm以下になる。

また、Ｎ_p＝４（８極磁石），回転周波数１５,０００rpm，材料として真鍮、すなわちＣｕ（６５％）−Ｚｎ（３５％）合金（抵抗率ρ＝６×１０^-8Ωｍ）を用いた場合、ハウジング２０３の板厚の条件は（数３９）から１.９mm以下になる。

時間的に変動する磁界が物質中を通過すると、物質内の自由電子が渦電流を発生するため物質を通過する磁界の強度が減衰する。図１６は、板厚１.３mmの種々の材料について、実効的回転周波数と磁界の透過率との関係を示したものである。図１６の横軸の実効的回転周波数とはＮ_p×ｆであり、１秒間に磁界が回転する回数に等しい。低抵抗な材料ほど表皮効果厚さδ_skinが減少し、通過する磁界が弱まることがわかる。磁界センサ２０１で磁界方向を検出できるような十分な磁界強度を得るには、磁界透過率を０.６以上にする必要がある。これが（数３８）の条件である。

この理由から、ハウジング２０３の構成部分のうち、センサ磁石２０２と磁界センサ２０１の間の部分について上記の条件を満たせばよいことがわかる。つまり、その他の部分は、より厚くても良い。

以上の解析に基づき、本実施例ではハウジング２０３の材料をアルミニウムを用い、センサ磁石２０２と磁界センサ２０１の間の部分についてはその板厚を１.３mmにした。これにより回転軸が１５,０００rpmで回転させた場合でも、回転角を十分精度よく検出する回転角検出装置が得られる。

また、図１に示したように磁界センサ２０１は回転軸中心線２２６上に配置するのが好ましい。さらに正確に言うと、磁界センサ２０１内のセンサ素子部３０１が回転軸中心線２２６上に配置されるようにするのが好ましい。この理由は、センサ磁石２０２が形成する磁界分布は、回転軸中心線２２６上において、最も平行磁界に近づくため、磁界分布の補正量が少なくなるためである。磁界分布に起因する磁界角度θ_mとロータ角θ_rとのズレ量が許容範囲に入る場合は、補正が不要になり、さら好ましい。

本発明による第６の実施例を述べる。

本実施例で用いる回転角度検出装置は図１に示したものと同じである。

この回転角検出装置では、磁界センサ２０１がハウジング２０３の外側に設置されている。そのため、回転角検出装置を設置した場所の近傍に鉄などの磁性体構造物があると、それによりセンサ磁石２０２が発生する磁界の空間分布が影響を受ける場合がある。磁界の空間分布が変化すると、回転軸１２１の回転角θ_rと磁界センサ２０１が検知する磁界角度θ_mとの関係が変わってしまう。

このような場合、従来例のように校正用のアクチュエータ−エンコーダを用いて回転角検出装置を校正してからシステムに組み込む方法では、システムに組み込んだ後、正しい回転角θ_rを計測することができない。

本実施例では、回転角検出装置をシステム内に組み込んだ状態で、回転軸１２１を一定速度でＮ回転させることでθ_rとθ_mとの対応関係を計測する。その具体的方法は、第１の実施例に記載した通りである。

このように本実施例では、回転角検出装置をシステム中に組み込んだ状態で校正を行うので、近傍の磁性体構造物の影響で磁界の空間分布が変化した場合でも、変化した空間分布でのθ_rとθ_mとの対応関係を計測する。したがって、正しいシステム中でも正しい回転角θ_rを計測することができる。

本発明による第７の実施例を図１７および図１８を用いて述べる。

図１７は本実施例による回転角検出装置の断面図である。図１８は図１７の右側から見た側面図であり、図１８のＡ−Ｂ間断面図が図１７である。

本実施例のモータ部１００の構成は第３の実施例と同様である。

回転角検出部２００は、磁界センサ２０１，センサ磁石２０２，ハウジング２０３，カバー２２１などで構成される。

本実施例の特徴は、回転角検出部２００がカバー２２１を有することである。カバー２２１は磁化率χが１００以上の材料を用いる。

磁化率χが１００以上の材料で構成したカバー２２１で回転角検出部２００を覆うことで、磁気シールド効果が生じる。このため、回転角検出装置の周辺近傍に磁性体が配置された場合でも、センサ磁石２０２が形成する磁界の空間分布は影響を受けにくくなる。このようにして、回転角検出装置が設置される環境の影響が大幅に低減し、正確な回転角を計測できる。

磁化率χが１００以上の材料としては、軟鉄（χ＝２０００），鉄（χ＝５０００），珪素鋼（χ＝７０００），ミュー・メタル（χ＝１００,０００）などがある。本実施例では、鉄を用いた。

ハウジング２０３はセンサ磁石２０２と磁界センサ２０１との間に位置するので、その材料として磁化率が０.０１以下の材料を用いる。本実施例ではハウジング材料として厚さ１.３mmのアルミニウムを用いた。

ハウジング２０３とモータ部１００との間にはシール部材２１０を挿入することで、防水性をもたせている。すなわち、本実施例では、ハウジング２０３およびモータ部１００とで防水境界を構成している。

磁界センサ２０１はセンサ支持台２０６を介して第２ブラケット１０３に固定されている。センサ支持台２０６は、磁化率が０.０１以下の材料で構成することにより磁界分布の擾乱を防いでいる。

磁界センサ２０１は、防水境界の外側に設置されているので、組み立てが容易になる。特に、センサ信号の配線２０８の回転角検出装置からの取り出しが容易になっている。

カバー２２１には孔２２３が設けられている。孔２２３は配線２０８の取り出し口としての機能と、水抜き機能とを兼ねている。すなわち、回転角検出部２００の内部に水がたまった場合に、水が抜け出せるようにしている。水の磁化率はχ＝−９×１０^-6なので、静磁界の分布に影響は与えない。しかし、長期間にわたって水が入っていると、回転角検出装置内のサビ発生や絶縁不良などの問題を引き起こす可能性があるので、侵入した水は外部に出すことが好ましい。

なお、本実施例では図１８に示したように、孔を３方向に設けることで、回転角検出装置がどのような方向に設置された場合でも、内部の水が抜けるようにしている。

高透磁率材料で構成したカバー２２１を回転角検出部２００に設置すると、センサ磁石２０２から発生する磁界の空間分布が変化する。具体的には、磁石から発生した磁束は、高透磁率材料中を通りやすいからである。

この場合、カバー２２１を設置した後で、先に述べた方法で回転軸１２１の回転角θ_rと磁界角度θ_mとの関係を測定し、校正すればよい。

本実施例では、回転角検出装置を設置する外部環境からは磁界分布の影響が十分小さいので、システム中に設置した後に再度校正しなくても十分な計測精度が得られる。

本発明による第８の実施例を図１９および図２０を用いて述べる。

図１９は本実施例による回転角検出装置の断面図である。図２０は図１９の右側から見た側面図であり、図２０のＡ−Ｂ間断面図が図１９である。

本実施例のモータ部１００の構成は第３の実施例と同様である。

回転角検出部２００の構成は第４の実施例と同様である。但し、本実施例では磁界センサ２０１をセンサ磁石２０２の回転軸中心線２２６上に設置していることが特徴である。

センサ磁石の回転軸中心線上では磁界の空間分布は平行磁界に近いので、磁界の補正量が低減する利点がある。

また、本実施例では、ハウジング２０３に直接、磁界センサ２０１を設置しているため、センサ支持台２０６が不要になり、簡単な構成になる利点がある。

（回転速度検出装置）
本発明による第９の実施例を図２１，図２２を用いて述べる。

図２１は本発明による回転速度計測装置の構成を示す断面図である。

本実施例は、回転速度を計測しようとする対象と同期して回転する回転軸１２１と、回転軸１２１に固定されたセンサ磁石２０２，センサ磁石が発生する磁界の方向を検出する磁界センサ２０１とから構成されている。回転軸１２１は軸受２６２を介して筐体２６１に回転支持されている。磁界センサ２０１はハウジング２０３に固定されている。

ハウジング２０３は磁界の空間分布を歪ませないために磁化率０.０１以下の材料を用いており、本実施例では樹脂をモールド成型した構造体を用いた。

磁界センサ２０１はセンサ磁石２０２の回転軸中心線２２６上に位置するように設置されている。センサ磁石２０２が発生する磁界は回転軸中心線２２６上では、平行磁界に近いので、この位置に磁界センサ２０１を設置すると回転軸の回転角度θ_rと磁界角度θ_mとのズレ量が小さくなるので好ましい。

磁界センサ２０１はＣＯＳブリッジとＳＩＮブリッジとから構成されており、それぞれcosθ_mおよびsinθ_mに比例した信号を発生する。ここで比例係数をＢとすると、ＣＯＳブリッジが発生する信号電圧Ｖ_x＝Ｂcosθ_mであり、ＳＩＮブリッジが発生する信号電圧Ｖ_y＝Ｂsinθ_mと表される。

信号Ｖ_xの時間微分は以下のようになる。

したがって、磁界角度θ_mの回転速度ω_m＝ｄθ_m／ｄｔは以下のように求まる。

同様にして、ＳＩＮブリッジの信号電圧Ｖ_yの時間微分からも以下のように回転速度が求まる。

このようにして磁界角度θ_mの回転速度が求まる。この方式には以下の特徴がある。

第１に、ＡrcＴan処理（逆正接処理）を行うことなく回転速度が求まることである。さらに、信号電圧に含まれる比例定数Ｂもキャンセルされているので、Ｖ_xの時間微分とＶ_yとの除算のみで回転速度が求まる。一般に、ＡrcＴan処理は計算時間を多く必要とするので、本方法では特に高速回転にまで追従する回転速度計測装置を実現できる。

第２に、（数４１）と（数４２）は異なった信号処理を行っているが、両者の結果はいずれも磁界角度θ_mの回転速度である。したがって、ω_m1とω_m2とは同一の値になるはずである。言い換えれば、両者の値が異なる場合には、回転速度検出装置に異常が発生したことを示す。

具体的には、測定精度も考慮して、両者の値が一定範囲以上異なった場合に、エラー検知信号を発生する。

図２２は、上記の動作で回転速度を検出する具体的な処理方法を示す処理フロー図である。「Ｚ^-1」は１クロック毎の遅延処理を示す。遅延処理により信号の微分処理を行う。（数４１）と（数４２）に対応する処理を行い、Ｖ_xとＶ_yの絶対値を比較して、大きい方で除算した回転速度値を採用する。このようにすることで、ゼロ近傍値での除算による誤差の増大を回避する。

同時にω_m1とω_m2の差を演算し、その差の絶対値が一定値ε以上になった場合はエラー検知信号を発生する。

上記では、回転速度検出装置の構成を示したが、先の実施例の回転角検出装置と組み合わせた構成も有用である。具体的には、先の実施例の検出回路部３０２の中に図２２の信号処理を組み込めばよい。このようにすると、回転角θ_rと回転速度ωを同時に取得することができるので、電動機のベクトル制御のセンサとして有用である。

また、先の実施例の回転角検出装置の中に、図２２の方法での障害検知構成のみを取り込んだ構成も有用である。これにより、障害検知機能をもった回転角検出装置が得られる。本方式の障害検知方式は、少ない演算量で障害検知ができるので、障害発生から検出までの遅れ時間が短縮でき、回転角検出装置の信頼性が高まる。

本発明の第１１の実施例を図２３を用いて述べる。本実施例は、図２１の構成の回転速度検出装置であるが、処理回路をアナログ回路で構成したものである。処理回路のブロック図を図２３に示す。

処理回路は、アナログ回路で実装した微分回路と除算回路で構成される。障害検知処理は、コンパレータ回路を用いて行う。

本実施例では、アナログ回路のみで処理回路を実現できるため、リアルタイム処理が可能である。また、マイクロコントローラ回路を必要としないため、高温環境などの耐環境性に優れた回転角度検出装置を提供できる。

本発明の第１２の実施例を図３０を用いて述べる。

本実施例は、第１の実施例で磁界センサ２０１内の検出回路部３０２の設置位置を変えたものである。

第１の実施例では、図３０（ａ）に示したように、磁界センサ２０１内にセンサ素子部３０１と検出回路部３０２を有する構成とした。

これに対して本実施例では、図３０（ｂ）に示したように、センサ素子部３０１のみを図５の磁界センサ２０１の位置に設置する。そして、図５のハウジング２０３よりも外側に検出回路部３０２を設置する（図５には図示せず）。図３０（ｂ）のように、検出回路部３０２の駆動回路部３４０で励起電圧を生成し、信号の配線２０８を経由してセンサ素子部３０１に印加する。センサ素子部からの信号は信号の配線２０８を経由して検出回路部３０２に入力する。それ以降の、信号処理方法や補正方法は実施例１と同様である。

本実施例は、検出回路部３０２をモータ部１００から離れた位置に設置している。検出回路部３０２を構成する信号処理回路は一般に高温や超低温に弱く、−４０℃〜１２５℃程度が動作可能範囲である。一方、モータ部１００は高温な環境に設置されたり、またモータ部１００自体が発熱する使用条件もある。したがって、本実施例のように、検出回路部３０２を離れた位置に設置することで、モータ部１００の許容温度を広げることが可能になるという利点がある。

本実施例の回転角検出装置は、図５のモータ部１００，回転角検出部２００、そして、ハウジングの外側に配置した検出回路部３０２により構成される。

検出回路部３０２は、回転角検出装置を組み込むシステムの電子制御ユニット（Electronic Control Unit、ＥＣＵ）内に組み込んでも良い。また、システムのＥＣＵのマイコンを用いて、角度算出や補正などの信号処理を行ってもよい。このような構成にすることにより、信号処理部の冗長的な無駄を無くし、低コストな回転角検出装置を提供することができる。

また、図３０の（ａ）と（ｂ）の中間的な構成として、図３１に示した構成も使用条件によっては有用な構成である。図３１の構成は、駆動回路部３４０と、検出回路３５１，ＡＤ変換器３５２までをハウジング内の磁界センサ２０１に入れる。そして、検出回路部３０２を離れた位置に設置する。

検出回路部３０２をハウジング２０３より外側に設置する例を示したが、ハウジングの内側に設置してもよい。

また、第５の実施例のように、磁界センサ２０１をハウジングの外側に設置する場合にも、図３０（ｂ）の構成は有用である。有用な理由は、検出回路部３０２を高温環境から遠ざけることが可能なことや、システムのＥＣＵの機能を共用して信号処理を行うことで冗長的な無駄を省くことなどである。

検出回路部３０２には、角度算出部３７１と補正部３７２とタイミング信号発生器３３１が含まれる。タイミング信号発生器３３１は磁界センサ２０１内のＡＤ変換などを実行するタイミング信号を生成するためのロジック信号である。

磁界センサ２０１はセンサ素子部３０１と駆動回路部３４０、そして検出回路３５１とＡＤ変換器３５３とから構成される。駆動回路部３４０はタイミング信号発生器Ｂ３３２を持ち、タイミング信号発生器Ａ３３１からの信号に基づき、磁界センサ２０１内のタイミング制御を行う。具体的には、励起電圧をパルス化するためのタイミング信号を生成して、正極性出力回路３４１と負極性出力回路３４５に入力する。そして、それと同期してセンサ信号を検出するために、ＡＤ変換器３５２Ａ，３５２Ｂに信号を入力する。

センサ素子部３０１から出力される信号は、検出回路３５１Ａで差動増幅された後、ＡＤ変換器３５２Ａでデジタル信号に変換される。このデジタル信号を信号の配線２０８を経由して検出回路部３０２に伝送する。デジタル信号はシリアル信号の形で伝送すると、信号の配線２０８の本数を低減できるので好ましい。

この構成では、センサ素子部３０１からの信号をデジタル信号に変換してから、デジタル信号の形で信号の配線２０８内を伝送する。したがって、ノイズの影響を受けにくくなるという利点がある。

磁界センサ２０１の構成として図３０（ａ），（ｂ），図３１の３種を述べたが、これらの中間の形態もあり、それらも本発明に含まれることは言うまでもない。

また、実施例１以外の実施の形態についても、検出回路部３０２を分離した構成が有用な形態になることも言うまでもない。

本明細書においては、磁気抵抗素子として巨大磁気抵抗素子（ＧＭＲ素子）を例に述べた。磁気抵抗素子として、異方性磁気抵抗素子（ＡＭＲ素子、Anisotropic Magneto-Registance素子）があるが、これを用いた回転角検出装置も本発明の範囲である。

１１ 自由磁性層
１２ スペーサ層
１３ 固定磁性層
５１ ＧＭＲ素子
１００ モータ部
１０１ フレーム
１０２ 第１ブラケット
１０３ 第２ブラケット
１１１ ステータコア
１１２ ステータコイル
１２０ ロータ
１２１ 回転軸
２００ 回転各検出部
２０１ 磁界センサ
２０３ ハウジング
２０６ センサ支持台
２０８ 配線
２２１ カバー
２２６ 回転軸中心線

Claims (15)

1. 回転軸に設置された磁石と、磁界の方向に応じて出力信号が変化する磁界センサと、前記回転軸と同期して軸が回転する電動機を有し、
   前記回転軸の回転角度を角度信号として出力する回転角検出装置であって、
   前記回転角検出装置は校正工程を有し、
   前記校正工程においては、
   前記電動機により前記回転軸を、回転速度の時間変化率が既知である速度で１周以上回転させ、 回転速度が時刻により既知の割合で変化する前記回転速度の時間変化率を用いて、前記磁界センサが出力する角度を補正するための参照表を作成し、
   前記参照表は前記磁界角度を引数とする回転角検出装置。
2. 前記磁石は２極磁石であることを特徴とする請求項１に記載の回転角検出装置。
3. 前記磁界センサはセンサ素子部を有し、前記センサ素子部が前記回転軸の回転中心線上に位置することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の回転角検出装置。
4. 請求項１に記載の回転角検出装置であって、
   前記磁石は複数のセクタを有する多極磁石であり、
   前記セクタのうちどのセクタに属しているかのセクタ情報を与える回転位置検出器を有する回転角度検出装置。
5. 前記磁界センサは、磁気抵抗素子で構成されることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の回転角検出装置。
6. 前記磁界センサは、巨大磁気抵抗素子で構成されることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれかにに記載の回転角検出装置。
7. 請求項１に記載の回転角検出装置であって、
   前記電動機と前記回転軸と前記磁石とは筐体で覆われており、前記磁界センサは前記筐体の外側に配置されており、前記筐体は前記電動機を覆う筐体主部と前記磁石を覆う筐体ハウジング部とを有し、前記筐体ハウジング部の材料は、磁化率が０.０１以下の材料であることを特徴とする回転角検出装置。
8. 前記磁石は２極磁石であることを特徴とする請求項７に記載の回転角検出装置。
9. 前記磁界センサはセンサ素子部を有し、前記センサ素子部が前記回転軸の回転中心線上に位置することを特徴とする請求項７または請求項８に記載の回転角検出装置。
10. 請求項７に記載の回転角検出装置であって、
    前記磁石は複数のセクタを有する多極磁石であり、
    前記セクタのうちどのセクタに属しているかのセクタ情報を与える回転位置検出器を有する回転角度検出装置。
11. 前記磁界センサは、磁気抵抗素子で構成されることを特徴とする請求項７ないし請求項１０のいずれかに記載の回転角検出装置。
12. 前記磁界センサは、巨大磁気抵抗素子で構成されることを特徴とする請求項７ないし請求項１１のいずれかにに記載の回転角検出装置。
13. 前記筐体主部と前記筐体ハウジング部とはシール部材を介して接続されていることを特徴とする請求項７ないし請求項１２のいずれかに記載の回転角検出装置。
14. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の回転角検出装置であって、
    前記参照表は、等間隔の前記磁界角度に対応した補正値を配列したことを特徴とする回転角検出装置。
15. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の回転角検出装置であって、
    前記参照表を記憶・保持した信号処理回路を備えることを特徴とする回転角検出装置。

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