JP5177195B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の端子と互いに相違する複数の電位を有する箇所との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するものであって、前記電力変換回路の操作状態を設定した場合についての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測される制御量と該制御量の指令値とに基づき前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。ここで、電流の予測値は、電流の検出値を初期値として用いることで予測される。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

一方、上記インバータのスイッチング状態を切り替えると、一般に、３相電動機を流れる電流にリンギングが生じることが知られている。そしてこのリンギングが生じている期間において検出された電流を用いる場合には、制御性が低下するおそれがある。そこで従来は、例えば下記特許文献２に見られるように、３相電動機を流れる電流を、上記リンギングが収まるタイミングを待って検出することも提案されている。

特開２００８−２２８４１９号公報 特開２０１０−７４９０２号公報

ところで、上記モデル予測制御においては、その予測演算に要する時間を確保する観点や、操作状態の更新周期を短くすることで制御精度を高めることができることなどから、上記リンギングが収まるタイミングを待って検出することが困難となるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、モデル予測制御を行うものにあって、スイッチング状態の切り替えに起因した制御性の低下を好適に抑制することのできる新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機の端子と互いに相違する複数の電位を有する箇所との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するものであって、前記電力変換回路の操作状態を設定した場合についての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測される制御量と該制御量の指令値とに基づき前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備える回転機の制御装置において、前記予測手段は、前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を初期値として前記操作手段による実際の操作状態の決定に際しての入力パラメータとなる前記制御量を予測するものであって且つ、前記電力変換回路の実際の操作状態を変更してから所定の長さを有する期間にわたって、前記初期値として、前記いずれかの検出値に代えて、前記操作状態の変更前における前記検出値に基づき予測された前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを用い、前記所定の長さを有する期間は、前記操作状態の変更に伴って前記制御量または前記制御量を算出可能な物理量に生じるリンギングが十分に低減されると想定される時間に設定されることを特徴とする。

上記発明では、操作状態を変更してから所定の長さを有する期間にわたって、制御量の予測のための初期値として、操作状態の変更前における検出値に基づき予測された量を用いる。このため、操作状態の変更に伴って制御量や制御量を算出可能な物理量にリンギングが生じたとしても、その影響を受けることなく制御量を予測することができる。このため、予測精度を向上させることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記所定の長さを有する期間にわたって、前記実際の操作状態の決定に際しての入力パラメータを予測する処理において予測算出された前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを前記初期値として用いることを特徴とする。

上記発明では、予測手段が予測算出した値を初期値として流用することができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記予測手段は、前記操作手段による実際の操作状態の決定に際しての入力パラメータとなる前記制御量の予測値を予測する第１予測手段と、前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値および前記操作手段によって用いられることが既に決定された操作状態を入力として前記第１予測手段による予測に用いる初期値を予測する第２予測手段とを備えるものであり、前記第２予測手段は、前記所定の長さを有する期間にわたって、前記いずれかの検出値に代えて、前記第２予測手段が前記操作状態の今回の更新タイミングにおける値として予測した前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを前記初期値として用いることを特徴とする。

制御量を高精度に予測する上では、操作状態の更新タイミングに極力近似した時点での予測処理の初期値（制御量又は制御量を算出可能な物理量）を得ることが望まれる。ただし、制御量の予測を実際に操作がなされる時点よりも前に行う必要があるため、この時点又はこの時点に極力近似した時点での初期値を検出によって求めることは不可能又は困難である。この点、上記発明では、第２予測手段を備えることで、第１予測手段の予測に用いられる初期値を極力適切な値とすることができる。このため、モデル予測制御による制御量の予測を高精度に行うことができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記操作手段は、前記電力変換回路の操作状態を制御周期毎に更新するものであり、前記第１予測手段は、前記第２予測手段による予測値を初期値として用いて、予測された制御量に基づく操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量を予測する手段を備えることを特徴とする。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記第２予測手段は、前記操作状態の更新タイミングのうちの前回のタイミングに同期して検出された前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの値を初期値として、前記前回の更新タイミングにおいて採用された操作状態に基づき、前記前回の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量および該制御量を算出可能な物理量を予測することを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記制御量は、前記回転機のトルク、前記回転機の磁束、および前記回転機を流れる電流の少なくとも１つであることを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、直流電源の正極および負極のそれぞれと前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態にかかる規範スイッチング遷移を示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 上記モデル予測制御における電流の予測処理の手順を示す流れ図。 上記モデル予測制御における電圧ベクトルの変更検討処理の手順を示す流れ図。 上記実施形態にかかる電流検出禁止処理の手順を示す流れ図。 同実施形態における禁止期間と電流の応答時間との関係を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。モータジェネレータ１０は、車載主機であり、その回転軸は、駆動輪に機械的に連結されている。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

以下では、制御装置２０によって行なわれる処理について、「１．モデル予測制御を用いた制御量の制御」、「２．制御量の予測のための初期値の取得方法」の順に説明する。
「１．モデル予測制御を用いた制御量の制御」
上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、予測電流と指令電流との差に基づきインバータＩＶの実際の操作状態を決定するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。ここでは、最小の電流で最大のトルクを生成できる指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、および電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作状態によって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を原点として有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を固定２次元座標系に変換したものが図２（ｂ）である。図示されるように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。この決定処理の１つでは、評価関数Ｊを用いる。すなわち、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

上記評価関数Ｊを用いるなら、都度の制御周期Ｔｃにおいて、予測電流ベクトルＩｄｑｅと指令電流ベクトルＩｄｑｒとの差が最も小さくなる操作状態を選択することができる一方、局所的なタイムスケールにおける最適解が選択されることに起因して、スイッチング状態の切り替え頻度が大きくなるおそれがある。

そこで本発明者は、今回の制御周期Ｔｃにおける操作状態の決定に際し、平均電圧ベクトルＶａを参照することを考えた。ここで、平均電圧ベクトルＶａとは、インバータＩＶの出力電圧のうち電気角周波数を有する基本波成分のことである。すなわち、インバータＩＶは、１電気角周期よりも短い時間間隔でスイッチング状態を切り替えることで、その出力電圧が、電気角周波数成分を有する正弦波形状の電圧を模擬したものとなっている。インバータＩＶの模擬する上記正弦波形状の電圧が平均電圧ベクトルＶａである。ちなみに、この平均電圧ベクトルＶａのノルムは、変調率や電圧利用率と比例関係にある物理量である。ここで、変調率は、インバータＩＶの出力電圧についての基本波成分のフーリエ係数のことである。なお、このフーリエ係数の算出に際しては、基本波の振幅中心とインバータＩＶの出力電圧の変動幅の中央値とを一致させる。

上記平均電圧ベクトルＶａは、モータジェネレータ１０を流れる実際の電流を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとするうえで適切なものであると考えられる。このため、平均電圧ベクトルＶａを参照するなら、予測期間を伸長させることなく制御周期Ｔｃよりも長いタイムスケールにおける最適な操作状態の選択をモデル予測制御によって実現することができるとの考えに基づき、平均電圧ベクトルＶａを利用する。詳しくは、本実施形態では、平均電圧ベクトルＶａを利用して、図３に示す三角波比較ＰＷＭ制御のスイッチング状態の切替パターンを規範として、スイッチング状態の切り替えを行う。

図３は、本実施形態におけるモデル予測制御によって優先される操作状態の推移を示す。図示されるように、電流誤差が許容範囲から外れる（誤差ベクトルｅｄｑのノルムが閾値ｅｔｈよりも大きくなる）点Ｐ１において、平均電圧ベクトルＶａとのなす角度の小さい一対の有効電圧ベクトルのうちの一方（図では、Ｖ３）が選択される。その後、点Ｐ２において一対の有効電圧ベクトルのうちの他方（図では、Ｖ４）が選択される。そして、電流誤差が許容範囲から再度外れる（誤差ベクトルｅｄｑのノルムが閾値ｅｔｈよりも大きくなる）点Ｐ３において、ゼロ電圧ベクトル（図では、Ｖ７）が選択される。これにより、三角波比較ＰＷＭ処理と同様、ゼロ電圧ベクトルにて表現される操作状態とされる期間を長くすることができ、スイッチング状態の切り替え数を低減することができる。

図４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、制御周期Ｔｃ毎に訪れる更新タイミングのうち次回の更新タイミングにおける操作状態を表現する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として、現在（今回）の操作状態を表現する電圧ベクトルＶ（ｎ）を仮設定する。続くステップＳ１２においては、次回の更新タイミングにおいて電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）にて表現される操作状態が採用された場合のそれから１制御周期Ｔｃ先の予測電流ベクトルＩｄｑｅ（ｎ＋２）を予測する処理を行なう。

図５に、この処理の詳細を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ１２ａにおいて、電気角θ（ｎ）を検出し、前回の制御周期Ｔｃで決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力するとともに、電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を取得する。続くステップＳ１２ｂにおいては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１２ａによって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１２ａにおいて取得された電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、固定座標系上の電圧ベクトルＶ（ｎ）を、「θ（ｎ）＋ωＴｃ／２」によってｄｑ変換したものを用いる。ちなみに、このｄｑ変換は、前進差分法によるものと相違するが、これは前進差分法による離散化誤差を抑制するための設定である。

続くステップＳ１２ｃでは、次回の更新タイミングにおける電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を設定した場合について、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、上記ステップＳ１２ｂと同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２ｂにおいて算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、固定座標系上の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、「θ（ｎ）＋３ωＴｃ／２」によってｄｑ変換したものを用いる。ステップＳ１２ｃの処理が完了する場合、先の図４の処理に戻る。

図４のステップＳ１４では、指令電流ベクトルＩｄｑｒから予測電流ベクトルＩｄｑｅ（ｎ＋２）を減算した誤差ベクトルｅｄｑを算出する。続くステップＳ１６では、平均電圧ベクトルＶａを算出する。ここでは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において微分演算子ｐを除去したものに、指令電流ベクトルＩｄｑｒを入力することで平均電圧ベクトルＶａを算出する。すなわち、スイッチング状態の切り替えによる電流のリプルを除けばモータジェネレータ１０に流れる平均的な電流が指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒであることに鑑み、モータジェネレータ１０に指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが定常的に流れる場合にこれに印加される電圧として平均電圧ベクトルＶａを算出する。

続くステップＳ１８では、電流の誤差が許容範囲内にあるか否か（誤差ベクトルｅｄｑのノルム｜ｅｄｑ｜が閾値ｅｔｈ以下であるか否か）を判断する。ここで閾値ｅｔｈは、モータジェネレータ１０の状態量（電流の振幅、電気角速度ω等）によって可変設定することが望ましい。そして、許容範囲内にあると判断される場合、ステップＳ２０において、指令電流ベクトルＩｄｑｒのノルム｜Ｉｄｑｒ｜と予測電流ベクトルＩｄｑｅのノルム｜Ｉｄｑｅ｜との大小関係が反転したか否かを判断する。この処理は、先の図３の点Ｐ２となるタイミングを判断するためのものである。そして、反転した場合には、状態遷移許可フラグＦを「１」とする。ただし、状態遷移許可フラグＦを「１」とする条件には、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）が、平均電圧ベクトルＶａとのなす角度の小さい一対の有効電圧ベクトルのうちのいずれか一方である旨の条件をさらに加える。すなわち、状態遷移許可フラグＦは、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）が、上記いずれか一方である旨の条件と上記反転した旨の条件との論理積が真である場合に「１」とされる。

上記ステップＳ１８において否定判断される場合や、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２２に移行し、次回の更新タイミングにおける電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の変更を検討する処理を行なう。これに対し、ステップＳ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ２０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図６に、上記ステップＳ２２の処理の詳細を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、状態遷移許可フラグＦが「１」であるか否かを判断する。そして状態遷移許可フラグＦが「１」であると判断される場合、ステップＳ３２において、平均電圧ベクトルＶａとのなす角度が小さい一対の有効電圧ベクトルのうち現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）ではないもの（図中、実線）にて表現される操作状態の優先度が最も高いとして、これを検討対象とする。

これに対し、ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ３４において、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルであるか否かを判断する。この処理は、先の図３における点Ｐ１において特定の有効電圧ベクトルを優先するためのものである。すなわち、ステップＳ３４において否定判断される場合、ステップＳ３６において、平均電圧ベクトルＶａとのなす角度が小さい一対の有効電圧ベクトルのうちの現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）からのスイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となる方にて表現される操作状態の優先度が最も高いとして、これを検討対象とする。例えば一対の有効電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ３、Ｖ４であって且つ現在の電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルＶ０である場合、有効電圧ベクトルＶ３への切り替え相数は「１」である一方、有効電圧ベクトルＶ４への切り替え相数は「２」であるため、有効電圧ベクトルＶ３が検討対象とされる。

これに対し、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ３８において、平均電圧ベクトルＶａとのなす角度がＡ（≦２０°）以下となる有効電圧ベクトルＶｉが存在することと、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）へ切り替える直前における電圧ベクトルが有効電圧ベクトルであることとの論理和が真であるか否かを判断する。ここで、第２の条件は、先の図３の点Ｐ３においてゼロ電圧ベクトルを優先するためのものである。また、第１の条件は、平均電圧ベクトルＶａとのなす角度が小さい有効電圧ベクトルＶｉがある場合、平均電圧ベクトルＶａを生成する上で有効電圧ベクトルＶｉはほとんど寄与しないことに鑑みてゼロ電圧ベクトルを優先するためのものである。上記論理和が真である場合、ステップＳ４０において、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）からのスイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるゼロ電圧ベクトルにて表現される操作状態の優先度が最も高いとして、これを検討対象とする。例えば、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がＶ４である場合、ゼロ電圧ベクトルＶ７にて表現される操作状態が検討対象とされ、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）がＶ３である場合、ゼロ電圧ベクトルＶ０にて表現される操作状態が検討対象とされる。

上記ステップＳ３２、Ｓ３６，Ｓ４０の処理が完了する場合、ステップＳ４２に移行する。ステップＳ４２においては、検討対象とされた電圧ベクトルにて表現される操作状態を仮に設定した場合についての予測電流ベクトルＩｄｑｅ（ｎ＋２）を算出し、これについての誤差ベクトルｅｄｑのノルム｜ｅｄｑ｜が閾値ｅｔｈ以下であるか否かを判断する。そして、閾値ｅｔｈ以下であると判断される場合、ステップＳ４６において検討対象とされた電圧ベクトルを採用する。

これに対し、ステップＳ４２や上記ステップＳ３８において否定判断される場合には、ステップＳ４４において、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）からのスイッチング状態の切り替え相数が「１」以下となるもの全てのうち、評価関数Ｊによる評価が最も高いものを採用する。例えば現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルＶ３である場合、有効電圧ベクトルＶ２，Ｖ３，Ｖ４とゼロ電圧ベクトルＶ０とのうちの評価関数Ｊによる評価が最も高いものを採用する。

なお、上記ステップＳ４６，Ｓ４４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。ちなみに、この一連の処理を一旦終了するに際しては、状態遷移許可フラグＦを初期化（「０」）する。
「２．制御量の予測のための初期値の取得方法」
先の図５のステップＳ１２ａの処理における電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）としては、原則、電流センサ１６によって検出された電流を採用する。ただし、インバータＩＶのスイッチング状態の切り替え直後にあっては、各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗにリンギングノイズが重畳するため、電流の検出精度が低下し、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の予測精度が低下する。そして、これにより、モデル予測制御の制御性が低下するおそれがある。ここで、電流センサ１６の出力からリンギングノイズを除去すべくフィルタ処理を施すことは、別の要因によりモデル予測制御の制御性を低下させることにつながる。すなわち、この場合、電流の位相が遅れるため、モデル予測制御の応答性が低下し、ひいては制御性の低下につながる。

そこで本実施形態では、スイッチング状態の切り替えから所定の長さを有する時間に渡って、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）の予測のための初期値として、電流センサ１６による検出値に代えて、前回のステップＳ１２ｂによる予測値を用いる。

図７に、先の図５のステップＳ１２ａの処理における電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）の取得処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、電流検出禁止フラグがオンであるか否かを判断する。そしてステップＳ５０において否定判断される場合、ステップＳ５２において、電圧ベクトルＶ（ｎ）について、スイッチング状態の切り替えがあるか否かを判断する。この処理は、電流センサ１６によって検出される電流にリンギングノイズが重畳することにより、電流値を精度良く検出することができない状況であるか否かを判断するためのものである。そしてステップＳ５２において否定判断される場合、ステップＳ５６において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の決定のための電流予測の初期値としての電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）として、Ｖ（ｎ）出力タイミングにおける検出値を採用する。これにより、先の図５のステップＳ１２ａの処理におけるタイミングにおいて電流センサ１６によって検出された電流値が用いられることとなる。

一方、ステップＳ５２において肯定判断される場合、ステップＳ５４において、電流検出禁止フラグをオンとする。そしてステップＳ５４の処理が完了する場合や、ステップＳ５０において肯定判断される場合には、ステップＳ５８に移行する。ステップＳ５８においては、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の決定のための電流予測の初期値としての電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、電圧ベクトルＶ（ｎ）の決定のために用いられた予測電流ｉｄｅ（ｎ），ｉｑｅ（ｎ）とする。

ステップＳ５８の処理が完了する場合、ステップＳ６０において、検出された電流を初期値として用いた電流の予測が禁止される時間を計時するカウンタの計時動作を行う。続くステップＳ６２においては、カウンタが閾値Ｔｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、検出された電流を初期値として用いた電流の予測の禁止を解除するタイミングを判断するためのものである。ここで、閾値Ｔｔｈは、スイッチング状態の切り替えに伴って生じるリンギングの影響が十分に低減されると想定される時間に設定される。より望ましくは、リンギングの影響が十分に低減されると想定される時間のうち極力短い時間に設定される。なお、この閾値Ｔｔｈは、制御周期Ｔｃよりも長い値に設定される。

ステップＳ６２において肯定判断される場合、ステップＳ６４において電流検出禁止フラグをオフとする。なお、ステップＳ６４，Ｓ５６の処理が完了する場合や、ステップＳ６２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

こうした処理によれば、リンギングによって予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）の精度が低下することを好適に回避することができる。特に、リンギングが十分に減衰するまでの時間は、スイッチング状態の切り替え後に電流が定常値となるまでに要する時間よりも十分に短いことなどから、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を予測するための初期値として予測電流を用いたとしても、その精度は十分に高いものとなる。これは、図８に例示する電流波形のように、モデル誤差による影響は、定常状態へと移行するにつれて顕著となるものの、スイッチング状態の切り替え直後においては無視し得るためである。

図９に、本実施形態にかかる処理と、スイッチング状態の切り替え直後においても電流の検出値を用いる場合とを対比して示す。なお、図中、電圧ベクトルや、スイッチング状態の切り替えを示すＳＷ変更フラグを、専用の回路による出力信号としているため、ノイズを含んでいるが、ステップ状の変化以外に意味はない。

図示されるように、電流の検出値を常時用いる場合（図９（ａ））には、スイッチング状態の切替回数が「４６７００回／ｓ」であるのに対し、本実施形態では、スイッチング状態の切替回数を「３６８９３回／ｓ」に低減することができる。これは、リンギングの影響で精度の悪い予測がなされることに起因する不適切なスイッチングを低減することができたためであると考えられる。ちなみに、指令電流に対する実電流の乖離度合いを本実施形態と同等とするようにキャリア周波数を設定した場合についての三角波比較ＰＷＭ処理のスイッチング状態の切り替え回数は、「６００００回／ｓ」である。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの実際の操作状態を変更してから所定の長さを有する期間にわたって、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を予測するための初期値として、検出値に代えて、前回の予測値を用いた。これにより、電流にリンギングが重畳したとしても、その影響を受けることなく電流値を予測することができる。このため、予測精度を向上させることができる。

（２）予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の予測に用いる初期値である予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を、電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に基づき予測した。ここで、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の予測に用いる初期値として適切な検出値を用いようとすると、予測によって決定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）の採用タイミングにおけるものを用いることが要求される。この点、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いることで、物理的に不可能か極めて困難な状況を回避しつつも初期値として極力適切な値とすることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数α、βを乗算したもの同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数α、βは、トルクと磁束との大きさが相違することを補償するための手段である。すなわち、例えばトルクの数値の方が磁束の数値よりも大きい場合、重み係数を用いない場合には磁束の誤差は軽視されやすくなる。このため、こうした状況を改善すべく重み係数α、βを用いている。

上記のように、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、電流の検出値を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。詳しくは、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いる。ここで、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値（予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を初期値として用いる。そして、この予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）の予測に際して用いる初期値として、スイッチング状態の切り替え直後には、電流の検出値に代えて、前回の予測値を用いる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「禁止期間における初期値の取得手法について」
上記実施形態では、禁止期間においては、既に予測された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を流用したがこれに限らない。例えば、過去の電流の検出値を記憶しておき、禁止期間となる毎に、これら記憶された検出値に基づき禁止期間において用いる初期値を予測してもよい。

「電流の検出タイミングについて」
電流の検出タイミングとしては、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期したものに限らない。例えば、一対の更新タイミングの中央のタイミングにおいて電流を検出してもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値を、検出された電流に基づき予測することは有効である。

「予測される制御量のタイミングについて」
インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先のタイミングにおける制御量を予測するものに限らず、例えば今回の更新タイミングから次回の更新タイミングまでの間のタイミングにおける制御量を予測するものであってもよい。

「操作状態の決定手法について」
操作状態の決定手法としては、上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば制御量としての電流の予測値と指令値とに基づき操作状態を決定するものにおいても、全ての電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を評価関数Ｊによって評価することで操作状態を決定するようにしてもよい。

「評価関数について」
評価関数としては、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差の各成分の２乗の和（加重平均）にも限らない。例えば制御量とその指令値との差の絶対値の各成分の和（加重平均）であってもよい。要は、入力パラメータとしての制御量とその指令値との差が大きいほど評価が低いことを定量化するものであればよい。

「操作状態の決定に際しての入力パラメータについて」
操作状態の決定に際しての入力パラメータとしては、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）における制御量の予測値のみを用いるものに限らない。例えば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＶの操作による制御量まで順次予測し、これらのいくつか（複数）を用いて１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。

「電力変換回路について」
回転機の端子と互いに相違する複数の電位を有する箇所との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、３つ以上の互いに相違する電位を有する箇所と回転機の各端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の各端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

「制御量について」
・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「その他」
・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機のエネルギ源としては、２次電池に限らず、例えば燃料電池であってもよい。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

１０…モータジェネレータ、２０…制御装置、ＩＶ…インバータ、Ｓｗｐ，Ｓｗｎ…スイッチング素子。

Claims (7)

1. 回転機の端子と互いに相違する複数の電位を有する箇所との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御するものであって、前記電力変換回路の操作状態を設定した場合についての前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測される制御量と該制御量の指令値とに基づき前記電力変換回路の実際の操作状態を決定し、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備える回転機の制御装置において、
   前記予測手段は、前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を初期値として前記操作手段による実際の操作状態の決定に際しての入力パラメータとなる前記制御量を予測するものであって且つ、前記電力変換回路の実際の操作状態を変更してから所定の長さを有する期間にわたって、前記初期値として、前記いずれかの検出値に代えて、前記操作状態の変更前における前記検出値に基づき予測された前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを用い、
   前記所定の長さを有する期間は、前記操作状態の変更に伴って前記制御量または前記制御量を算出可能な物理量に生じるリンギングが十分に低減されると想定される時間に設定されることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記予測手段は、前記所定の長さを有する期間にわたって、前記実際の操作状態の決定に際しての入力パラメータを予測する処理において予測算出された前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを前記初期値として用いることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記予測手段は、前記操作手段による実際の操作状態の決定に際しての入力パラメータとなる前記制御量の予測値を予測する第１予測手段と、前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値および前記操作手段によって用いられることが既に決定された操作状態を入力として前記第１予測手段による予測に用いる初期値を予測する第２予測手段とを備えるものであり、
   前記第２予測手段は、前記所定の長さを有する期間にわたって、前記いずれかの検出値に代えて、前記第２予測手段が前記操作状態の今回の更新タイミングにおける値として予測した前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかを前記初期値として用いることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記操作手段は、前記電力変換回路の操作状態を制御周期毎に更新するものであり、
   前記第１予測手段は、前記第２予測手段による予測値を初期値として用いて、予測された制御量に基づく操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量を予測する手段を備えることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記第２予測手段は、前記操作状態の更新タイミングのうちの前回のタイミングに同期して検出された前記制御量および該制御量を算出可能な物理量のいずれかの値を初期値として、前記前回の更新タイミングにおいて採用された操作状態に基づき、前記前回の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量および該制御量を算出可能な物理量を予測することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記制御量は、前記回転機のトルク、前記回転機の磁束、および前記回転機を流れる電流の少なくとも１つであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記電力変換回路は、直流電源の正極および負極のそれぞれと前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。