JP5072151B2 - 移動通信受信装置及びその受信方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、移動通信受信装置及びその受信方法に係わり、特に、複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置及びその受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信システムにおけるダイバーシチ合成受信回路技術として、例えば、「ディジタル無線通信の変復調」斉藤洋一著、発行所社団法人電子情報通信学会、平成９年９月１日初版第３刷発行、ページ１８９〜１９１、に記載されているダイバーシチ合成受信方法がある。
【０００３】
この文献では、ダイバーシチ合成受信方法のひとつとして、最大比合成法が示されている。最大比合成法は、複数の受信経路(ブランチ)で受信した信号を、各々の包絡線レベル(振幅レベル)で重み付けて合成する方法である。図11は最大比合成法の説明図であり、アンテナ１ａ、受信機２ａにより第1の受信経路(第1ブランチ)が形成され、包絡線レベル検出部３ａは第1ブランチにおける受信信号の包絡線レベルを検出し、ゲイン可変部４ａは該受信信号に包絡線レベルに応じたゲインｇ1を乗算して出力する。また、アンテナ１ｂ、受信機２ｂにより第２の受信経路(第２ブランチ)が形成され、包絡線レベル検出部３ｂは第２ブランチにおける受信信号の包絡線レベルを検出し、ゲイン可変部４ｂは該受信信号に包絡線レベルに応じたゲインｇ２を乗算して出力する。位相検波部5は第1、第2ブランチにおける受信信号の位相差を検波し、移相器６は第２ブランチにおける受信信号の移相を該位相差分移相して両ブランチの受信信号位相を合わせ、合成部7は包絡線レベルで重み付けされた両ブランチの受信信号を合成し、復調器8は合成信号に基いて送信データを復調する。
かかる最大比合成法は、ある条件のもとで、合成後のSNR（Signal to Noise power Ratio信号対雑音電力比）を最大とする合成方法であり、一般的に広く利用されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、最大比合成法は、各ブランチの受信信号に含まれている雑音成分が互いに無相関であるという前提において最適な合成方法である。そのため、最大比合成法は、各ブランチの受信信号(以下では、ブランチ信号ということもある)に含まれている雑音成分が互いに無相関であると仮定できない状況においては、必ずしも、最良の合成方法とはならず、合成することによりかえって特性を劣化させることも有り得る。
【０００５】
本発明の目的は、各ブランチ信号に含まれている雑音成分が互いに無相関であると仮定できない状況において、合成することによりかえって特性を劣化させという最大比合成法の問題点を解決する移動通信受信装置及びその受信方法を提供することである。
本発明の別の目的は、各ブランチ信号に含まれている雑音成分が互いに無相関でなくても信号対雑音電力比を最大にできる移動通信受信装置及びその受信方法を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明の第1は、複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置であり、各受信経路で受信した信号に含まれる雑音信号同士の相関を算出し、算出された相関を用いて合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように制御する。
【０００８】
本発明の第２は、複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置であり、受信信号に作用させる重み係数を用いて合成信号の信号対雑音電力比を表現し、該重み係数値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、該信号対雑音電力比が最大となる最適重み係数値を算出し、最適重み係数値を受信信号に作用させて合成信号の信号対雑音電力比を制御する。
【０００９】
本発明の第３の移動通信受信装置は、(1)複数の受信経路で受信された複数の受信信号のそれぞれに対応して設けられ、所望信号の振幅情報を検出する所望信号検出手段、(2)前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、雑音信号を検出する雑音信号検出手段、(3)前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、前記雑音信号検出手段で検出された雑音信号の平均電力を検出する雑音平均電力検出手段、(4)前記複数の雑音信号検出手段で検出された複数の雑音信号のすべての組み合わせに対して、雑音信号の相互相関を検出する雑音相関検出手段、(5)前記各所望信号検出手段で検出された所望信号の振幅情報と、前記各雑音平均電力検出手段で検出された雑音平均電力と、前記雑音相関検出手段で検出された雑音信号相互相関とに基づき、重み付け係数を演算する重み付け係数演算手段、(6)前記各受信信号に前記重み付け係数演算手段で演算された対応する重み付け係数を乗算する重み付け手段、(7)すべての前記重み付け手段の出力を加算合成する合成手段、を備えている。
【００１０】
前記雑音相関検出手段は、所定の受信経路１の雑音信号と別の受信経路２の雑音信号との相互相関を以下の(1)〜（5）により算出する。すなわち、X1を前記受信経路１の雑音の同相成分、X2を前記受信経路２の雑音の同相成分、Y1を前記受信経路１の雑音の直交成分、Y2を前記受信経路２の雑音の直交成分としたとき、(1)X1とX2の積にY1とY2の積を加算すると共に、加算結果の期待値を求め、(2)受信経路２の所望信号位相に対する受信経路１の所望信号位相の差分の余弦値を該期待値に乗算し、（3）X2とY1の積からX1とY2の積を減算し、減算結果の期待値を求め、(4)受信経路２の所望信号位相に対する受信経路１の所望信号位相の差分の正弦値を該期待値に乗算し、(5)各乗算結果を加算することにより、雑音信号同士の相互相関を算出する。
【００１２】
【実施例】
（A）基本原理
従来の最大比合成は、「受信経路信号に含まれている雑音成分は互いに無相関、すなわち、相関は０である」という仮定を導入しており、このため、各受信経路信号に含まれている雑音成分が互いに相関性をもったときに妥当でなくなる。そこで、本発明は、各受信経路信号に含まれている雑音成分の相関は０ではない場合であっても、合成後の信号対雑音電力比SNRが最大となるように、合成の際の重み付け係数を求められるようにしたものである。その結果、各受信経路の受信信号に含まれている雑音成分が互いに相関性をもったときでも、従来の最大比合成のように合成することによりかえって特性を劣化させるということがなく、適切なダイバーシチ合成が実現できるようになった。
【００１３】
以下、本実施例の基本原理について説明する。
一般的に２ブランチ信号は(1)(2)式で表される。
R₁=A₁s+B₁w₁ (1)
R₂=A₂s+B₂w₂ (2)
ここで、sは所望信号(単位ベクトル)、w₁, w₂はブランチ1,2のノイズ(単位ベクトル)であり、Ex[s²]=Ex[w₁ ²]=Ex[w₂ ²]=1（Ex[ ]は観測区間での期待値を表す）とする。また、A₁, B₁,A₂ ,B₂はブランチ1,2の所望信号、ノイズの振幅である。
【００１４】
２ブランチ信号R₁, R₂のダイバーシチ合成の問題は、以下の(3)(4)式で定義されるr₁，r₂の合成の問題と置き換えても一般性は失わないため、以下では、r₁，r₂を考えるものとする。
r₁= R₁/ A₁=s+M₁w₁ (3)
r₂= R₂/ A₂=s+M₂w₂ (4)
ここで、M₁= B₁/ A₁, M₂= B₂/A₂である。
【００１５】
(5)式で表される、r₁，r₂の合成信号R_cのSNR(信号対雑音電力比) γを最大とする係数Kの最適値K^(op)を求める。合成信号R_cのSNR γは(6)式となる。ここで、N₁₂=Ex[w₁w₂]である。
R_c=( 1/A₁ ) R₁+ ( K/A₂ ) R₂ = r₁+K r₂ (5)
γ=(1+K)² Ex[s²] / Ex[ (M₁w₁+ K M₂w₂ )² ]
=(1+K)² Ex[s²] / { M₁ ²Ex[w₁ ²] + K² M₂ ² Ex[w₂ ²]+ 2KM₁M₂Ex[w₁w₂] }
=(1+K)² / ( M₁ ² + K² M₂ ²+ 2KM₁M₂N₁₂) (6)
SNR γと重み係数Kの関係は図1に示すようになり、SNR γの最大値を与える最適値K^(op)は、極大値の条件に基づき、以下の(7)式を解くことにより、(8)式が得られる。
【００１６】
dγ/dK=0 (7)
K^(op)=( M₁ ²− M₁M₂N₁₂) / ( M₂ ²− M₁M₂N₁₂) (8)
(8)式は以下のように導出をされる。すなわち、(6)式をKで微分すると(7a)式となる。
dγ/dK
={2(1+K)(M₁ ²+K²M₂ ²+2KM₁M₂N₁₂)
−(1+K)²(2KM₂ ²+2M₁M₂N₁₂)}/(M₁ ²+K²M₂ ²+2KM₁M₂N₁₂)²
=2(1+K){(M₁M₂N₁₂−M₂ ²)K+M₁ ²−M₁M₂N₁₂}
/(M₁ ²+K²M₂ ²+2KM₁M₂N₁₂)² (7a)
dγ/dK=0を与える解は、K=−1およびK=(M₁ ²−M₁M₂N₁₂)/(M₂ ²−M₁M₂N₁₂)の２つが存在するが、K=−1の場合γ=0となりγの最小値を与える解となっている。このため、もう一方の解
K=(M₁ ²−M₁M₂N₁₂)/(M₂ ²−M₁M₂N₁₂)
がSNR γの最大値を与える最適値K^{(op) となる。}
【００１７】
K=K^(op)のときの合成信号はr₁+ K^(op) r₂となり_、SNR γ₍₂₎ ^(op)は、
γ₍₂₎ ^(op)=(1+ K^(op))² / ( M₁ ² + K^(op)2 M₂ ² + 2 K^(op) M₁M₂N₁₂) (9)
となる。(8)式より、ブランチ1, 2の重み付け比率は、
１：K^(op)＝1/( M₁ ² −M₁M₂N₁₂ )：1/( M₂ ² −M₁M₂N₁₂) (10)
となる。合成信号Rcは、(3) (4)式より、
( s+M₁w₁ )/( M₁ ²−M₁M₂N₁₂ ) ＋ ( s+M₂w₂ )/( M₂ ² −M₁M₂N₁₂ ) (11)
となる。さらに、(11)式において、M₁= B₁/ A₁,M₂= B₂/ A₂の関係を代入すると、合成信号Rcは、
A₁/｛B₁ ²−(A₁/A₂)B₁B₂N₁₂｝×(A₁s+B₁w₁)＋
A₂/｛B₂ ²−(A₂/A₁)B₁B₂N₁₂｝×(A₂s+B₂w₂ ) (12)
と表される。すなわち、２ブランチ信号A₁s+B₁w₁およびA₂s+B₂w₂に対する合成の重み付け係数G₁, G₂は、それぞれ、
G₁=A₁/｛B₁ ² −( A₁/ A₂ ) B₁B₂N₁₂｝ (13)
G₂=A₂/｛B₂ ² −( A₂/ A₁ ) B₁B₂N₁₂｝ (14)
となる。
【００１８】
(13) (14)式において、A_1,A₂はそれぞれブランチ1，2の信号振幅、B₁ ² ，B₂ ²はそれぞれブランチ1，2の雑音電力、B₁B₂N₁₂は、ブランチ1，2の雑音信号の相互相関であり、すべて、測定可能なパラメータである。
【００１９】
（B）基本原理の補足説明
（a）重み付け係数の決定
信号対雑音電力比SIRが最大値となるように重み付け係数を求めているため、すなわち、信号成分電力と雑音成分電力の比を評価関数として重み付け係数を求めているため、前記(13),(14)式で得られた解の符号を代えた（−G_1,−G₂）の組も解となり得る。（G_1,G₂）と（−G_1,−G₂）のどちらの組を最終的な重み付け係数とするかを決定する際、合成（重み付け加算）後、信号成分の符号を変えない重み付け係数の組を選ぶ必要がある。合成により信号成分の符号が変ると、ディジタルデータ０，１を誤判定してしまうためである。すなわち、G₁A₁+ G₂A₂ が正ならば、（G_1,G₂）の組を選択し、負ならば合成信号が正となるように
（−G_1,−G₂）の組を選択し、最終的な重み付け係数とする。
【００２０】
(b) 3ブランチに対する本発明の適用
上記［基本原理］では２ブランチの場合で説明したが、ここでは、３ブランチ以上の信号の合成について説明する。
上記［基本原理］より２ブランチ信号の合成信号R_c ^(op)は、(15)式となる。
R_c ^(op)=r₁+K^(op) r₂
=(1+ K^(op))s+ M₁w₁+ K^(op)M₂w₂ （15）
３ブランチ信号の合成は、(15)式で表される２ブランチ信号の最適な合成信号に更に(16)式で表されるブランチ信号を合成する問題と考えることができる。
【００２１】
R₃=A₃s+B₃w₃ (16)
ここで、w₃はブランチ3のノイズであり、Ex[w₃ ²]=1とする。また、A₃，B₃はそれぞれブランチ3の所望信号、ノイズの振幅である。
R_c ^(op), R₃のダイバーシチ合成の問題は、上記［基本原理］と同様、(17)(18)式で定義されるr_c，r₃の合成の問題と置き換えても一般性は失わないため、以下では、r_c，r₃を考えるものとする。
【００２２】
r_c= R_c ^(op)/(1+ K^(op))
=s+［M₁/(1+ K^(op))］w₁+［K^(op)M₂/ (1+ K^(op))］w₂
=s+M_cw_c (17）
r₃=s+M₃w₃ （18）
ここで、M₃= B₃/ A₃であり、また、
M_c ²=1/γ₍₂₎ ^(op) (19)
M_cw_c=［M₁/(1+K^(op))］w₁+［K^(op)M₂/ (1+K^(op))］w₂ (20)
の関係がある。
【００２３】
上記［基本原理］と同様に、r_c，r₃の合成信号r_c+Lr₃のSNRを最大とする係数Lの最適値L^(op)は、
L^(op)=( M_c ²−M_cM₃N_c3) / ( M₃ ² −M_cM₃N_c3) (21)
で得られる。ここで、N_c3=Ex[w_cw₃]であるため、
M_cM₃N_c3=Ex[M_cw_cM₃w₃]
=Ex[{（M₁/(1+K^(op))）w₁+K^(op)（M₂/(1+ K^(op))）w₂}M₃w₃]
= M₁M₃N₁₃/(1+K^(op)) + K^(op) M₂M₃ N₂₃/(1+K^(op)) (22)
である。ここで、N₁₃=Ex[w₁w₃], N₂₃=Ex[w₂w₃]である。
【００２４】
そのときの最適合成信号は
r_c+ L^(op) r₃=R_c ^(op)/ (1+ K^(op)) + L^(op) r₃
=(r₁+ K^(op) r₂)/ (1+ K^(op))+ L^(op) r₃
={1/ A₁(1+K^(op))}×R₁+{K^(op)/A₂(1+K^(op))}×R₂+{L^(op)/A₃}×Ｒ₃ (23)
となり、また、そのSNRγ₍₃₎ ^(op)は、(9)式と同様に、
γ₍₃₎ ^(op)=(1+L^(op))²/｛M_c ²+L^(op)2M₃ ² +2L^(op)M_cM₃N_c3} (24)
となる。(23)式より、３ブランチ信号R₁、R₂、R₃のそれぞれに対応する重み付け係数G₁、G₂、G₃は、
G₁=1/ A₁(1+ K^(op)) (25)
G₂= K^(op)/ A₂(1+K^(op)) (26)
G₃= L^(op)/A₃ (27)
となる。
４ブランチ以上の場合の重み付け係数も、上述の考え方を繰り返すことにより、同様に得ることができる。
【００２５】
（ｃ）複素表記の場合
(1)(2)式中の雑音成分w₁、w₂は、実際は、同相成分（I成分）と直交成分（Q成分）からなる。ここでは、上記[基本原理]の結果を、I，Q成分の観点で補足説明を加える。なお、一般的に、I，Q成分は、I成分を実数部、Q成分を虚数部とする複素数で標記されるため、以下でも同様に複素数標記で説明する。
w₁、w₂が複素数であるため、(6)式の分母(雑音電力)は、(28)式となる。ここで、*は複素共役を表す。信号を複素数Ａで表現すると該信号電力は複素数Ａとその共役複素数Ａ^*の積で表現される。
【００２６】
Ex[ (M₁w₁ + K M₂w₂) (M₁w₁ + K M₂w₂ )^*]
=Ex[ (M₁w₁ + K M₂w₂ ) (M₁w₁ ^*+ K M₂w₂ ^* ) ]
=M₁ ² Ex[w₁ w₁ ^*]+ K² M₂ ² Ex[w₂ w₂ ^*]+ KM₁M₂Ex[w₁ ^*w₂+w₁w₂ ^*]
=M₁ ² + K² M₂ ²+ 2KM₁M₂N₁₂ ^' (28)
ここで、
N₁₂ ^'= Ex[w₁ ^*w₂+w₁w₂ ^*]/2 (29)
である。すなわち、(6)式の分母と(28)式の対比より、上記[基本原理]の結果中のN₁₂をN₁₂ ^'で置き換えればよいことが分かる。
【００２７】
なお、(29)式において、
w₁= x₁+j y₁ (30)
w₂= x₂+j y₂ (31)
とすると（ここで、jは、j²=−1の複素数である）、
w₁ ^*w₂+w₁w₂ ^*= 2 ( x₁ x₂ + y₁ y₂ ) (32)
となることが容易に導かれる。
【００２８】
(d) 位相補正
移動通信の場合、電波伝搬の際、伝搬路特性により位相回転が発生する。すなわち、例えば、Ｉ成分軸上の信号（Ｑ成分＝０）を送信したとしても、図２に示すように、ブランチ１、ブランチ２の受信信号がそれぞれ、θ_1,θ₂だけ位相が回転して受信される。ダイバーシチ合成を行う場合、何らかの方法で位相回転量θ_1,θ₂を検出し、この位相回転量だけ逆に回転させて２つのブランチの受信信号の位相を合わせた後、合成を行う必要がある。
ここでは、電波伝搬の位相回転の補正を行う前のノイズの相互相関と、補正を行った後のノイズの相互相関の関係を、図２を用いて説明する。
【００２９】
図２におけるブランチ１，２の受信信号のそれぞれを、何らかの方法で検出した位相回転量θ₁，θ₂だけ逆方向に回転して補正すると、雑音成分w₁、w₂もそれぞれθ₁，θ₂だけ回転し、(33)(34)式のw₁ ^'，w₂ ^'となる。
w₁ ^'= w₁ (cosθ₁ −j sinθ₁ ) = (x₁+j y₁)( cosθ₁ −j sinθ₁ ) (33)
w₂ ^'= w₂ (cosθ₂ −j sinθ₂ ) = (x₂+j y₂)( cosθ₂ −j sinθ₂ ) (34)
w₁ ^'とw₂ ^'の相互相関は、(29)式と同様に、Ex[w₁ ^'*w₂ ^'+w₁ ^'w₂ ^'*]/2で得られる。さらに、この式中の期待値演算Ex[ ]の中の項は、
w₁ ^'*w₂ ^'+w₁ ^'w₂ ^'*=２(x₁x₂+y₁y₂)cos(θ₁−θ₂)+2(x₂y₁−x₁y₂)sin(θ₁−θ₂) (35)
となることが容易に導かれる。
すなわち、位相補正の前に、x₁x₂+y₁y₂、および、x₂y₁−x₁y₂の期待値を求めておけば、(35)式の関係より、位相補正後の相互相関を得ることができる。
【００３０】
(Ｃ)本発明の移動通信受信装置の構成
以下、本発明の一実施例を、図面を参照しながら詳述する。なお、実施例の移動通信受信装置は、図3に示すように、送信側において、送信する情報データ(ユーザデータ)の間に、予め定めた時間間隔で、予め定めた時間長の既知データ(パイロットなど)を挿入して送信する移動通信システムに適用する場合である。
【００３１】
（ａ）全体の構成
図4は本発明の移動通信受信装置の構成図であり、２ブランチダイバーシチ合成の構成を備えている。
ブランチ１の信号入力部1−1から入力された受信信号は復調器2−1に与えられる。復調器2−1は復調処理を行い、復調信号を所望信号・ノイズ信号検出部3−1と待ち合わせ用のバッファ7−1に出力する。所望信号・ノイズ信号検出部3−1は、復調器2−1の出力である復調信号から所望信号の包絡線(時系列の振幅情報)およびノイズ信号を検出し、所望信号の包絡線を重み付け係数演算部6に、ノイズ信号をノイズ平均電力検出部4−1およびノイズ相関検出部5に、それぞれ出力する。ノイズ平均電力検出部4−1は、所望信号・ノイズ信号検出部3−1の出力であるノイズ信号からノイズ平均電力を検出し、重み付け係数演算部6に出力する。
【００３２】
同様に、ブランチ２の信号入力部1−2から入力された受信信号は復調器2−2に与えられる。復調器2−2は復調処理を行い、復調信号を所望信号・ノイズ信号検出部3−2と待ち合わせ用のバッファ7−2に出力する。所望信号・ノイズ信号検出部3−2は、復調器2−2の出力である復調信号から所望信号の包絡線およびノイズ信号を検出し、所望信号包絡線を重み付け係数演算部6に、ノイズ信号をノイズ平均電力検出部4−2およびノイズ相関検出部5に、それぞれ出力する。ノイズ平均電力検出部4−2は、所望信号・ノイズ信号検出部3−2の出力であるノイズ信号からノイズ平均電力を検出し、重み付け係数演算部6に出力する。
【００３３】
ノイズ相関検出部5は、所望信号・ノイズ信号検出部3−1の出力であるブランチ１のノイズ信号と、所望信号・ノイズ信号検出部3−2の出力であるブランチ２のノイズ信号とから、ブランチ１とブランチ２におけるノイズの相関を検出し、重み付け係数演算部6に出力する。
バッファ7−1は、復調器2−1の出力である復調信号を、予め定めた時間だけ遅らせて、乗算器8−1に出力する。バッファ7−2は、復調器2−2の出力である復調信号を、予め定めた時間だけ遅らせて、乗算器8−2に出力する。
【００３４】
重み付け係数演算部6は、所望信号・ノイズ信号検出部3−1の出力であるブランチ１の所望信号の包絡線と、所望信号・ノイズ信号検出部3−2の出力であるブランチ２の所望信号の包絡線と、ノイズ平均電力検出部4−1の出力であるブランチ１のノイズ平均電力と、ノイズ平均電力検出部4−2の出力であるブランチ２のノイズ平均電力と、ノイズ相関検出部5の出力であるブランチ１、ブランチ２のノイズ相関とから、(13),(14)式にしたがってブランチ１の重み付け係数Ｇ₁およびブランチ２の重み付け係数Ｇ₂を演算し、ブランチ１の重み付け係数Ｇ₁を乗算器8−1に、ブランチ２の重み付け係数Ｇ₂を乗算器8−2に、それぞれ出力する。
【００３５】
乗算器8−1は、バッファ7−1の出力である復調信号に対し、重み付け係数演算部6の出力であるブランチ１の重み付け係数Ｇ₁を乗算して合成部9に出力する。乗算器8−2は、バッファ7−2の出力である復調信号に対し、重み付け係数演算部6の出力であるブランチ２の重み付け係数Ｇ₂を乗算して合成部9に出力する。合成部9は、乗算器8−1の出力と乗算器8−2の出力を加算して出力する。
【００３６】
（ｂ）所望信号・ノイズ信号検出部の構成
図５は所望信号・ノイズ信号検出部3−1の構成図である。
既知データ区間タイミング信号生成部31aは、復調器2−1から出力する復調シンボルの既知データ区間の間、スイッチ31bをオンする。既知データ区間のタイミングは、拡散符号同期部(図示せず)において検出している受信拡散符号位相と図3に示す予め決められた信号フォーマットとを考慮して容易に得ることができる。
【００３７】
既知データパターン生成部31cは、予め定められた既知データ区間において、既知データ（一例として、実数部“１”、虚数部“１”の複素定数）を生成して出力する。既知データ成分除去部31dは、既知データ区間の復調シンボルから、既知データ成分を除去する。すなわち、具体的には、復調シンボルに既知データの複素共役値を乗算することにより復調シンボルから既知データ成分を除去する。
既知データ成分除去後、復調シンボルは、受信時刻の順序に従い復調シンボルバッファ31eに格納される。既知データ区間のシンボル数をIとすると、復調シンボルバッファはIシンボル分のバッファである。
【００３８】
スイッチ31fは最初、接点１に接続しており、平均値演算部31gは、復調シンボルバッファ31eに格納されているIシンボル分の復調シンボルの平均値を演算し、その演算結果を、所望信号の包絡線情報(振幅情報)として出力する。
平均値演算部31gによる平均演算終了後、スイッチ31fは接点２に接続し、減算器31hは、受信時刻の順序に従い、復調シンボルバッファ31eに格納されているIシンボル分の復調シンボルのそれぞれから、上記所望信号の包絡線情報を減算し、その結果をノイズ信号として出力する。
【００３９】
一般的にブランチ信号R(t)は次式で表される。
R(t) = A s(t) +B w(t)
ここでs(t)は所望信号、w(t)はブランチのノイズであり、Ex[s(t)²]=Ex[w(t)²]=1（Ex[ ]は観測区間での期待値を表す）とする。また、A, Bはそれぞれブランチの所望信号、ノイズの振幅である。
上記所望信号・ノイズ信号検出部3−1で得られた所望信号の包絡線情報、および、ノイズ信号は、それぞれ、上式における、AおよびBw(t)に相当するものである。
【００４０】
(Ｄ)本発明の受信装置の動作
復調器2−1は、ブランチ１の受信信号に対して送信機側の変調処理に対応した復調処理を行う。例えば、送信機側でスペクトル拡散変調を行っている場合は、逆拡散処理を行い、復調シンボルをシンボル速度で出力する。
所望信号・ノイズ信号検出部3−1は、図5で説明した処理を行って所望信号の包絡線情報Ａ及びノイズ信号Ｂｗ(t)を出力する。
【００４１】
ノイズ平均電力検出部4−1は、所望信号・ノイズ信号検出部3−1から入力する既知データ区間のノイズ信号の平均電力を演算しその結果を出力する。
復調器2−2、所望信号・ノイズ信号検出部3−2、ノイズ平均電力検出部4−2は、ブランチ２の受信信号に対して、それぞれ、復調器2−1、所望信号・ノイズ信号検出部3−1、ノイズ平均電力検出部4−1と同様の処理を行う。
ノイズ相関検出部5は、所望信号・ノイズ信号検出部3−1の出力である既知データ区間におけるノイズ信号n₁(1), n₁ (2),…, n₁(i),…, n₁ (I)、および、所望信号・ノイズ信号検出部3−2の出力である既知データ区間におけるノイズ信号n₂ (1), n₂ (2),…, n₂(i),…, n₂ (I)、から、下記の演算により、ブランチ１とブランチ２におけるノイズの相関Corr_I, Corr_Qを演算して出力する。
【００４２】
Corr_I = Ex_i=1,I [ x₁(i)x₂(i)+y₁(i)y₂(i)] (36)
Corr_Q= Ex_i=1,I [ x₂(i)y₁(i) −x₁(i) y₂(i) ] (37)
ここで、Iは一連の既知データ区間内のシンボル数である。又、Ex_i=1,I [ ]は、i=1〜Iまでの平均値演算を表し、また、
n₁(i) = x₁(i) +j y₁(i) (38)
n₂(i) = x₂(i) +j y₂(i) (39)
である。
【００４３】
m番目の既知データ区間（以下では「時刻m」と記述する）の所望信号の包絡線情報をＡ(m)、ノイズ平均電力をＰ(m)、ノイズ相関をCorr_I(m)、Corr_Q(m)と表現する。重み付け係数演算部6は、所望信号・ノイズ信号検出部3−1の出力である所望信号の包絡線情報A₁(m)、所望信号・ノイズ信号検出部3−2の出力である所望信号包絡線情報A₂(m)、ノイズ平均電力検出部4−1の出力であるノイズ平均電力P₁(m)、ノイズ平均電力検出部4−2の出力であるノイズ平均電力P₂(m)、ノイズ相関検出部5の出力であるブランチ１，２間のノイズ相関Corr_I(m)、Corr_Q(m)がそれぞれ入力されると、以下の処理▲１▼〜▲６▼を行ってブランチ１、２における受信信号の重み係数Ｇ₁，Ｇ₂を算出する。
【００４４】
▲１▼所望信号包絡線情報の加重移動平均処理
時刻t=m、m−1、…、m−(MA−1)のA₁(t)、A₂(t)に対して以下の加重移動平均処理
A₁ ^'= Ex_i=0,(MA-1) [α_i A₁(m−i) ] (40)
A₂ ^'= Ex_i=0,(MA-1) [α_i A₂(m−i) ] (41)
を行う。ここで、加重平均長MAおよび加重値α_iは予め定めた値である。
【００４５】
▲２▼ノイズ平均電力、ノイズ相関の加重移動平均処理
時刻t=m、m−1、・・・、m−(MW−1)のP₁(m)、P₂(m)、Corr_I(m)、Corr_Q(m)に対して、加重移動平均処理
P₁ ^'= Ex_i=0,(MW-1) [β_i P₁ (m−i)] (42)
P₂ ^'= Ex_i=0,(MW-1) [β_i P₂ (m−i)] (43)
Corr_I^'= Ex_i=0,(MW-1) [β_i Corr_I (m−i)] (44)
Corr_Q^'= Ex_i=0,(MW-1) [β_i Corr_Q (m−i)] (45)
を行う。ここで、加重平均長MWおよび加重値β_iは予め定めた値である。
【００４６】
▲３▼ノイズ相関の位相回転補正
位相回転補正後のノイズ相関Corrを(35)式を考慮して次式
Corr= Corr_I^'cos(θ₁−θ₂) +Corr_Q^'sin(θ₁−θ₂) (46)
により演算する。ここで、θ₁、θ₂はそれぞれ、A₁ ^'、 A₂ ^'の伝搬路特性による回転位相である。
【００４７】
▲４▼重み付け係数演算
ブランチ１、ブランチ２のそれぞれの重み付け係数G₁、 G₂を(13)、(14)式を考慮して、次式
G₁=｜A₁ ^'｜/｛P₁ ^'−(｜A₁ ^'｜/ ｜A₂ ^'｜) Corr｝ (47)
G₂=｜A₂ ^'｜/｛P₂ ^'−(｜A₂ ^'｜/ ｜A₁ ^'｜) Corr｝ (48)
により演算する。ここで、｜｜は絶対値演算を示す。
【００４８】
▲５▼重み付け係数符号判定
ついで、G₁｜A₁ ^'｜+ G₂｜A₂ ^'｜を演算し、その符号が正ならば、最終的な重み係数G₁ ^{' 、}G₂ ^{' を}
G₁ ^'=G₁ (49)
G₂ ^'=G₂ (50)
とし、負ならば、
G₁ ^'= −G₁ (51)
G₂ ^'= −G₂ (52)
とする。
【００４９】
▲６▼重み付け係数への位相補正ベクトル付加
ブランチ１，２における受信信号の位相を合わせて両信号を合成部9で合成する必要がある。このため、乗算器8−1,8−2で各受信信号に重み係数を乗算すると共に、乗算結果に−θ₁，−θ₂の回転処理を施す必要がある。そこで、本発明では重み付け係数演算部6において、▲５▼で求めた重み係数G1′,G2′にe^{-j θ 1} ，e^{-j θ 2}を乗算して乗算器8−1,8−2に入力し、これにより、乗算器8−1,8−2の乗算結果に−θ₁、−θ₂の回転処理を施すようにしている。すなわち、重み付け係数演算部6は、次式
G₁ ^''= e^{-j θ 1} G₁ ^' (53)
G₂ ^''= e^{-j θ 2} G₂ ^' (54)
によりG₁ ^''、 G₂ ^''を求め、乗算器8−1,8−2に入力する。ここで、θ₁、θ₂は伝搬路特性によるA₁ ^'、 A₂ ^'の位相である。また、 e^{j θ}は、振幅１、位相θの複素数であり、e^{-j θ 1}およびe^{-j θ 2}は、それぞれ、ブランチ１、２における復調シンボルの位相回転を補正するための補正ベクトルである。
【００５０】
バッファ7−1、バッファ7−2は、それぞれ、入力されるブランチ１、２の復調シンボルを、所望信号・ノイズ信号検出部3−1から重み付け係数演算部6までの処置遅延時間に相当する時間だけ遅延させて出力する。
乗算器8−1は、バッファ7−1の出力に重み付け係数演算部6の出力であるG₁ ^''を乗算する。乗算器8−2は、バッファ7−2の出力に重み付け係数演算部6の出力であるG₂ ^''を乗算する。合成部9は、乗算器8−1の乗算結果と乗算器8−2の乗算結果を加算して出力する。合成部9の出力が、ダイバーシチ合成後の復調シンボルである。
図6は以上の重み付け係数算出処理フローであり、上記▲１▼〜▲６▼の処理に対応する部分には同様に▲１▼〜▲６▼を付している。
【００５１】
（Ｅ）別の重み付け係数演算処理
以上の重み付け係数演算処理▲４▼では、dγ/dK=0となるＫ＝Ｋ^(op)を求め、該Ｋ^(op)を用いて重み係数Ｇ₁，Ｇ₂の演算式を導き、該演算式を用いて(47),(48)式により重み係数Ｇ₁，Ｇ₂を算出している。しかし、▲４▼の重み付け係数演算の代わりに、以下の処理により、ブランチ１、ブランチ２のそれぞれの重み付け係数G₁、 G₂を求めることができる。すなわち、Kの値を変えながら信号対雑音電力比γを(55)式により演算する処理を繰り返えし、γが最大となるKの値を求める。
【００５２】
γ=(1+ K)² / ( M₁ ² + K ² M₂ ²+ 2 K M₁M₂N₁₂) (55)
ここで、
M₁= B₁/ ｜A₁ ^'｜ (56)
M₂= B₂/ ｜A₂ ^'｜ (57)
B₁B₂N₁₂=Corr (58)
B₁ ²= P₁ ^' (59)
B₂ ²= P₂ ^' (60)
である。γが最大となるKの値求まれば、次式
G₁=1/｜A₁ ^'｜ (61)
G₂=K/｜A₂ ^'｜ (62)
により重み係数G₁、 G₂を求める。ここで、｜｜は絶対値演算を示す。
【００５３】
以下において、γが最大となるKの値を求める具体的な方法を図7の処理フローにしたがって説明する。
信号対雑音電力比SNRγは(6)式で表現する事ができる。(6)式は再掲すると
γ= (1+K)²/ ( M₁ ² + K² M₂ ² + 2KM₁M₂N₁₂) (6)
である。この(6)式よりK=−1においてSNR γが0になることは明白である。そこで、K=−1におけるγ＝０を初期値として用いる。従って、まず、K＝−1、最大値MAX＝0に初期化する(ステップ101)。
ついで、Kを予め定めた微小変化量ΔK増加させ、(6)式に従いSNR γを演算する(ステップ102〜103)。
【００５４】
SNR γを演算すれば、最大値MAXと該SNR γとを比較し(ステップ104)、SNR γが大きい場合にはMAXをγで置き換えると共に、その時のＫをＫ^(op)として保存する(MAX=γ，ステップ105)。
以後、Kがプラス側の設定値に達したかチェックし(ステップ106)、達するまでステップ102〜105の処理を繰り返す。
Kがプラス側の設定値に達すれば、Ｋを−１に初期化し(ステップ107)、以後Kを予め定めた微小変化量ΔK減少させ、(6)式に従いSNR γを演算する(ステップ108,109)。
【００５５】
SNR γを演算すれば、最大値MAXと該SNR γとを比較し(ステップ110)、SNR γが大きい場合MAXをγで置き換えると共に、その時のＫをＫ^(op)として保存する(MAX=γ，ステップ111)。
以後、Kがマイナス側の設定値に達したかチェックし(ステップ112)、達するまでステップ108〜111の処理を繰り返す。
Kがマイナス側の設定値に達すれば、最大値MAXを得た時の前記保存してあるＫ^(op)を、信号対雑音電力比が最大となる重み付け係数とする。そして、次式
G₁=1/｜A₁ ^'｜ (63)
G₂=K^(op)/｜A₂ ^'｜ (64)
により、ブランチ1,2における重み係数G₁,G₂を計算する(ステップ113)。
【００５６】
基本的には上記で説明した様な手順でK^(op)を求める事が可能だが、以下の処理を行うことにより処理/演算量を減らす事が可能である。
(6)式のSNR γを最大にするKはM_{2 ≧}M₁の条件の元では必ずK=−1以上の値に存在することは容易に想像できる。例えば、(8)式においてＮ₁₂=1とすれば、Kは次式
K=M₁(M₁−M₂)／M₂(M₂−M₁)＝−（M₁／M₂)
が成立する。従って、M₂≧M₁であれば、
K=−（M₁／M₂)≧−１
が成り立つ。したがって、かかる環境下では上記ステップ107〜112のステップを省略可能である。同様に、M₂< M₁の条件下においても処理を省略することができる。
【００５７】
（Ｆ）シミュレーション結果
次に本発明の効果をシミュレーション結果で説明する。シミュレーション条件は、ブランチ１のSNR＝０ｄB、ブランチ２のSNR=６ｄBである。図８にシミュレーション結果を示す。なお、同図において「理論値」は(9)式による。同図において、横軸のN₁₂はブランチ１とブランチ２に含まれる雑音成分の相関性を示すパラメータであり、１に近づくほど相関性が大きくなることを表す。縦軸は合成後のSNRを表す。同図より、本発明によるダイバーシチ合成方法では、雑音の相関性が大きくなってもSNRが改善する。すなわち、合成前のブランチ信号のうち品質が高い方のSNR（＝６ｄB）を下回ることがない。これに対して従来の最大比合成法では雑音の相関性が大きくなるほど合成信号のSNRが小さくなり、合成によってかえって特性が劣化してしまう。すなわち、合成前のブランチ信号のうち品質が高い方のSNR（＝６ｄB）を下回ってしまう。
【００５８】
上記実施例では２ブランチ信号のダイバーシチ受信合成について示したが、３ブランチ以上のダイバーシチ受信合成にも本発明を当然に適用できる。また、上記実施例では送信側において送信する情報データの間に予め定めた時間間隔で予め定めた時間長の既知データを挿入して送信する移動通信システムの場合を示したが、他のシステムの場合でも本発明を当然に適用できる。また、上記実施例の動作では複素信号の形で処理していくものを示したが、信号の表現形式はこれに限定されるものではない。
【００５９】
(Ｇ)本発明の適用例
(a)指向性アンテナのビーム制御への適用例
図9は指向性アンテナのビーム制御に本発明を適用した適用例説明図であり、重み付け係数演算部６、指向性アンテナ10−1，10−2、指向性制御部11−1，11−2、ブランチ信号出力端子12−1，12−2、パラメータ入力端子13−1,13−2、アンテナ指向性ウエイト生成部14が示されている。重み付け係数演算部6は図4の重み付け係数演算部と同一部分である。
【００６０】
かかる構成において、アンテナ指向性ウエイト生成部14は、重み付け係数演算部6より入力するパラメータ13−1,13−2を用いて後段に接続される受信装置のダイバーシチゲインを向上するようにアンテナ指向性ウエイトＷ₁，Ｗ₂を計算し、指向性制御部11−1，11−2に出力する。指向性制御部11−1,11−2は、アンテナ指向性ウエイト生成部14から指示されたアンテナ指向性ウエイトＷ₁，Ｗ₂に基いて指向性アンテナ10−1，10−2を機械的に、あるいは電気的に制御し、その受信信号をブランチ1の信号出力端子12−1およびブランチ2の信号出力端子12−2より出力する。このようにすることにより、後段に接続する受信装置のダイバーシチゲインを向上させることが可能となりる。
以上では、受信アンテナに関して説明したが、送信アンテナのアンテナ指向性ウエイトを決定する情報としても用いる事が可能である。
【００６１】
(b)同期捕捉装置におけるパス選択制御への適用例
図10は同期補足装置（Path Searcher）におけるパス選択制御への本発明の適用例説明図である。スペクトル拡散を用いた通信方式の受信装置は、同期捕捉部（サーチャ）22、多数のフィンガーで構成された復調部23、コンバインナと呼ばれる加算部24を備えている。同期捕捉部22はブランチ１，２の各受信信号に対して予め定められた拡散符号を用いて逆拡散処理を行ないマルチパスのパス位相を検出する。従来の同期捕捉部22は、逆拡散処理結果により得られた多数のパス位相のうちパワー値が大きいパスをフィンガーに割り当て、各フィンガーの出力を加算部２４でレーク合成する。しかし、本発明のサーチャ22は、所要のダイバーシチゲインが得られるように、重み付け係数演算部6より入力するパラメータ値と逆拡散処理結果とに基いてパス位相を決定し、これにより効率的なパス位相選択を可能とする。すなわち、サーチャ22はどのパスをフィンガーに割り当てるかの判断を重み付け係数演算部6から出力する各ブランチ間の重み係数を考慮して決定する。
【００６２】
・付記
（付記１） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置における受信方法において、
各受信経路で受信した信号に含まれる雑音信号同士の相関を算出し、
算出された相関に基いて合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように制御する、
ことを特徴とする移動通信受信装置の受信方法。
【００６３】
（付記２） 前記合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように前記相関を用いて各受信信号の重み係数を演算し、
各重み係数を対応する受信信号に乗算し、
乗算結果を合成することにより前記合成信号を出力する、
ことを特徴とする付記1記載の移動通信受信装置の受信方法。
【００６４】
（付記３） 移動通信受信装置における受信方法おいて、
信号対雑音電力比を所定のパラメータ用いて表現し、
該パラメータの微小変化に対する信号対雑音電力比の変化量が０となる最適パラメータ値を算出し、
該最適パラメータ値を用いて受信制御を行う、
ことを特徴とする受信方法。
【００６５】
（付記４） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置の受信方法において、
前記合成信号の信号対雑音電力比を、重み係数を用いて表現し、
該重み係数の微小変化に対する信号対雑音電力比の変化量が０となる最適重み係数値を算出し、
該最適重み係数値を受信信号に作用させて合成する、
ことを特徴とする受信方法。
【００６６】
（付記５） 移動通信受信装置における受信方法おいて、
信号対雑音電力比を所定のパラメータ用いて表現し、
パラメータ値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、該信号対雑音電力比が最大となる最適パラメータ値を算出し、
該最適パラメータ値を用いて信号対雑音電力比が最大となるように受信制御を行う、
ことを特徴とする受信方法。
【００６７】
（付記６） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置の受信方法において、
前記合成信号の信号対雑音電力比を、重み係数を用いて表現し、
該重み係数値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、該信号対雑音電力比が最大となる最適重み係数値を算出し、
該最適重み係数値を受信信号に作用させて合成する、
ことを特徴とする受信方法。
【００６８】
（付記７） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
各受信経路で受信した信号に含まれる雑音信号同士の相関を算出する相関算出部、
算出された相関に基いて合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように制御する制御部、
を備えたことを特徴とする移動通信受信装置。
【００６９】
（付記８） 前記制御部は、
前記合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように前記相関を用いて各受信信号の重み係数を演算する演算部、
各重み係数を対応の受信信号に乗算する乗算部、
各乗算部出力を合成して合成信号を出力する合成部、
を備えたことを特徴とする付記７記載の移動通信受信装置。
【００７０】
（付記９） 前記演算部は、前記相関と、各受信信号に含まれる所望信号の振幅と、各受信信号に含まれる雑音信号の電力とを用いて、前記各受信信号の重み係数を演算すること、
を特徴とする付記８記載の移動通信受信装置。
【００７１】
（付記１０） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
受信信号に作用させる重み係数を用いて、前記合成信号の信号対雑音電力比を表現し、該重み係数の微小変化に対する信号対雑音電力比の変化量が０となる最適重み係数値を算出する最適重み係数算出部、
該最適重み係数値を受信信号に作用させて合成信号の信号対雑音電力比を制御する重み係数作用部、
を備えたことを特徴とする移動通信受信装置。
【００７２】
（付記１１） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
受信信号に作用させる重み係数を用いて、前記合成信号の信号対雑音電力比を表現し、該重み係数値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、該信号対雑音電力比が最大となる最適重み係数値を算出する最適重み係数算出部、
該最適重み係数値を受信信号に作用させて合成信号の信号対雑音電力比を制御する重み係数作用部、
を備えたことを特徴とする移動通信受信装置。
【００７３】
（付記１２） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
複数の受信経路で受信された複数の受信信号のそれぞれに対応して設けられ、受信信号に含まれる所望信号の振幅情報を検出する所望信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、各受信信号に含まれる雑音信号を検出する雑音信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、前記雑音信号検出手段で検出された雑音信号の平均電力を検出する雑音平均電力検出手段と、
複数の雑音信号検出手段で検出された複数の雑音信号のすべての組み合わせに対して、雑音信号の相互相関を検出する雑音相関検出手段と、
前記各所望信号検出手段で検出された所望信号の振幅情報と、前記各雑音平均電力検出手段で検出された雑音平均電力と、前記雑音相関検出手段で検出された雑音信号相互相関とに基づき、重み係数の微少変化に対する信号対雑音電力比の変化量が０となるような最適重み付け係数値を演算する重み付け係数演算手段と、
前記各受信信号に前記重み付け係数演算手段で演算された対応する最適重み付け係数値を乗算する重み付け手段と、
すべての前記重み付け手段の出力を加算合成する合成手段と、
を備えることを特徴とする移動通信受信装置。
【００７４】
（付記１３） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
複数の受信経路で受信された複数の受信信号のそれぞれに対応して設けられ、受信信号に含まれる所望信号の振幅情報を検出する所望信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、受信信号に含まれる雑音信号を検出する雑音信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、前記雑音信号検出手段で検出された雑音信号の平均電力を検出する雑音平均電力検出手段と、
複数の雑音信号検出手段で検出された複数の雑音信号のすべての組み合わせに対して、雑音信号の相互相関を検出する雑音相関検出手段と、
前記各所望信号検出手段で検出された所望信号の振幅情報と、前記各雑音平均電力検出手段で検出された雑音平均電力と、前記雑音相関検出手段で検出された雑音信号相互相関とに基づき、信号対雑音電力比が最大となるような重み付け係数を求める重み付け係数演算手段と、
前記各受信信号に前記重み付け係数演算手段で演算された対応する重み付け係数を乗算する重み付け手段と、
すべての前記重み付け手段の出力を加算合成する合成手段と、
を備えることを特徴とする移動通信受信装置。
【００７５】
（付記１４） 前記重み付け係数演算手段は、
重み付け係数の値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、信号対雑音電力比が最大となる重み付け係数の値を求めることを特徴とする、付記１３記載の移動通信受信装置。
【００７６】
（付記１５） 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
複数の受信経路で受信された複数の受信信号のそれぞれに対応して設けられ、受信信号に含まれる所望信号の振幅情報を検出する所望信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、受信信号に含まれる雑音信号を検出する雑音信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、前記雑音信号検出手段で検出された雑音信号の平均電力を検出する雑音平均電力検出手段と、
複数の雑音信号検出手段で検出された複数の雑音信号のすべての組み合わせに対して、雑音信号の相互相関を検出する雑音相関検出手段と、
前記各所望信号検出手段で検出された所望信号の振幅情報と、前記各雑音平均電力検出手段で検出された雑音平均電力と、前記雑音相関検出手段で検出された雑音信号相互相関とに基づき、重み付け係数を演算する重み付け係数演算手段と、
前記各受信信号に前記重み付け係数演算手段で演算された対応する重み付け係数を乗算する重み付け手段と、
すべての前記重み付け手段の出力を加算合成する合成手段と、
を備え、前記雑音相関検出手段は、
所定の受信経路１の雑音信号と別の受信経路２の雑音信号との相互相関を、X1を前記受信経路１の雑音の同相成分、X2を前記受信経路２の雑音の同相成分、Y1を前記受信経路１の雑音の直交成分、Y2を前記受信経路２の雑音の直交成分としたとき、(1)X1とX2の積にY1とY2の積を加算すると共に、加算結果の期待値を求め、(2)受信経路２の所望信号位相に対する受信経路１の所望信号位相の差分の余弦値を該期待値に乗算し、（3）X2とY1の積からX1とY2の積を減算し、減算結果の期待値を求め、(4)受信経路２の所望信号位相に対する受信経路１の所望信号位相の差分の正弦値を該期待値に乗算し、(5)各乗算結果を加算することにより前記相互相関を算出し、
前記重み付け係数演算手段は、
重み係数の微小変化に対する信号対雑音電力比の変化量が０となるような各受信経路の重み付け係数が複数組見つかった場合、組毎に各受信経路における所望信号振幅を対応する重み付け係数で重み付けして加算したとき、該加算結果が正の値となるような組の重み付け係数を出力すること、
を特徴とする移動通信受信装置。
【００７７】
（付記１６） 送信側において送信する情報データの間に予め定めた時間間隔で予め定めた時間長の既知データを挿入して送信する移動通信システムの、複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
複数の受信経路で受信された複数の受信信号のそれぞれに対応して設けられ、既知データ成分が除去された既知データ区間の受信信号の平均値を、所望信号の振幅情報として検出する所望信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、既知データ成分が除去された既知データ区間の受信信号から対応する時刻の前記所望信号の振幅値を減算した信号を雑音信号として検出する雑音信号検出手段と、
前記各受信信号のそれぞれに対応して設けられ、前記雑音信号検出手段で検出された既知データ区間の雑音信号の平均電力を検出する雑音平均電力検出手段と、
複数の雑音信号検出手段で検出された複数の雑音信号のすべての組み合わせに対して、既知データ区間の雑音信号の相互相関を検出する雑音相関検出手段と、
前記各所望信号検出手段で検出された既知データ区間の所望信号の振幅情報と、前記各雑音平均電力検出手段で検出された既知データ区間の雑音平均電力と、前記雑音相関検出手段で検出された既知データ区間の雑音信号相互相関とに基づき、重み付け係数を演算する重み付け係数演算手段と、
前記各受信信号に前記重み付け係数演算手段で演算された対応する重み付け係数を乗算する重み付け手段と、
すべての前記重み付け手段の出力を加算合成する合成手段と、
を備え、前記雑音相関検出手段は、
所定の受信経路１の雑音信号と別の受信経路２の雑音信号との相互相関を、X1を前記受信経路１の雑音の同相成分、X2を前記受信経路２の雑音の同相成分、Y1を前記受信経路１の雑音の直交成分、Y2を前記受信経路２の雑音の直交成分としたとき、(1)X1とX2の積にY1とY2の積を加算すると共に、加算結果の期待値を求め、(2)受信経路２の所望信号位相に対する受信経路１の所望信号位相の差分の余弦値を該期待値に乗算し、（3）X2とY1の積からX1とY2の積を減算し、減算結果の期待値を求め、(4)受信経路２の所望信号位相に対する受信経路１の所望信号位相の差分の正弦値を該期待値に乗算し、(5)各乗算結果を加算することにより前記相互相関を算出し、
前記重み付け係数演算手段は、
重み係数の微小変化に対する信号対雑音電力比の変化量が０となるような各受信経路の重み付け係数が複数組見つかった場合、組毎に各受信経路における所望信号振幅を対応する重み付け係数で重み付けして加算したとき、該加算結果が正の値となるような組の重み付け係数を出力すること、
を特徴とする移動通信受信装置。
【００７８】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、各ブランチの受信信号に含まれる雑音成分の相互相関性を考慮して合成後のSNRが最大となるように各ブランチにおける受信信号の重み付け係数を決めているため、各受信信号に含まれる雑音成分の相関性が大きくなっても、合成によって必ず特性改善するか、あるいは、最悪の場合でも、品質の高いSNRを維持でき、合成前の受信信号のうち品質が高い方のSNRを下回ることがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本原理説明図(SNR−重み係数関係特性図)である。
【図２】伝搬により発生する位相回転の補正制御説明図である。
【図３】本発明の移動通信システムにおける送信データを構成する既知データ、情報データの区間説明図である。
【図４】本発明の移動通信受信装置の構成図である。
【図５】所望信号・ノイズ信号検出部の構成図である。
【図６】重み付け係数算出処理フローである。
【図７】γが最大となるＫの値を算出する別の処理フローである。
【図８】本発明の効果を説明するシミュレーション結果である。
【図９】指向性アンテナのビーム制御への本発明の適用例説明図である。
【図１０】同期補足装置におけるパス選択制御への本発明の適用例説明図である。
【図１１】従来の最大比合成法の説明図である。
【符号の説明】
1−1,1−2 信号入力部
2−1,2−2 復調器
3−1,3−2 所望信号・ノイズ信号検出部
4−1,4−2 ノイズ平均電力検出部
5 ノイズ相関検出部
6 重み付け係数演算部
7−1,7−2 バッファ
8−1,8−2 乗算器
9 合成部

Claims (4)

1. 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置における受信方法において、
   各受信経路で受信した信号に含まれる雑音信号同士の相関を算出し、
   算出された相関に基いて前記各受信経路で受信した信号の合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように受信制御する、
   ことを特徴とする移動通信受信装置の受信方法。
2. 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置における受信方法おいて、
   各受信経路で受信した信号の合成信号の信号対雑音電力比を、該受信信号に作用させる重み係数を用いて表現し、
   該重み係数値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、該信号対雑音電力比が最大となる最適重み係数値を算出し、
   該最適重み係数値を用いて前記合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように受信制御を行う、
   ことを特徴とする受信方法。
3. 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
   受信信号に作用させる重み係数を用いて、各受信経路で受信した信号の合成信号の信号対雑音電力比を表現し、該重み係数値を変えながら信号対雑音電力比を演算する処理を繰り返し、該信号対雑音電力比が最大となる最適重み係数値を算出する最適重み係数算出部、
   該最適重み係数値を受信信号に作用させて前記合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように制御する重み係数作用部、
   を備えたことを特徴とする移動通信受信装置。
4. 複数の受信経路で受信した信号を合成受信する移動通信受信装置において、
   各受信経路で受信した信号に含まれる雑音信号同士の相関を算出する相関算出部、
   算出された相関に基いて前記各受信経路で受信した信号の合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように受信制御する制御部、
   を備え、前記制御部は、
   前記合成信号の信号対雑音電力比が最大となるように前記相関と、各受信信号に含まれる所望信号の振幅と、各受信信号に含まれる雑音信号の電力とを用いて各受信信号の重み係数を演算する演算部、
   各重み係数を対応の受信信号に乗算する乗算部、
   各乗算部出力を合成して合成信号を出力する合成部、
   を備えたことを特徴とする移動通信受信装置。

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