JP5025505B2 - 磁気軸受装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転体を電磁石の磁気力により浮上支持する磁気軸受装置に係り、特に回転体の変位を電磁石のインピーダンス変化により精度良く検出できる磁気軸受装置に関するものである。

従来より、ターボ分子ポンプ等、回転体を高速回転させる必要のある回転機械では、回転体を磁気力により非接触で浮上支持する磁気軸受装置が広く用いられている。磁気軸受装置は、軸受が支持する回転体の回転抵抗が小さく、磨耗粉が発生せず、軸受の磨耗に伴うメンテナンスが不要であり、軸受の潤滑剤によるコンタミネーションの問題が生じない等の特徴がある。

近年、磁気軸受装置は更なるコストダウン、省スペース化、高速回転性能等が求められるようになり、回転体の変位を検出するのに変位センサを用いないセンサレス磁気軸受の技術が採用されるようになった。このようなセンサレス磁気軸受では、回転体の変位を検出する方法の一つとして、変位センサの変わりに電磁石のインピーダンス変化を利用して回転体の変位を検出する技術が用いられている。

電磁石のインピーダンスは、大部分が電磁石のインダクタンス要素からなり、このインダクタンス変化を回転体の変位検出に利用している。電磁石のインダクタンスは、主に電磁石コアの材質、形状、巻線の巻き数、回転体と電磁石間のギャップによって決まる。電磁石コアの材質、形状、巻線の巻き数に関しては、電磁石の設計段階で決まり、電磁石のインダクタンス変化は、回転体と電磁石間のキャップ変化によって生じる。つまり、回転体の変位により電磁石のインダクタンスが変化し、このインダクタンスの変化を捉えることで、回転体の変位検出を実現している。そして、得られた変位信号をフィードバックすることで、回転体を所定の位置に非接触にて磁気浮上支持している。

しかしながら、実際には電磁石の励磁電流が変化すると、電磁石コアの磁気特性が変化してしまう。つまり回転体が変位していなくとても励磁電流が変化すると電磁石のインダクタンスが変化してしまう。このためインダクタンス変化による変位検出は、電磁石の励磁電流によって変位検出誤差を生む。

一般に、電磁石によって回転体に外力を加える際、低周波数の励磁電流による力では回転体の変位量は大きく、高周波数の励磁電流による力では回転体の変位量は小さい。従って、低周波数の励磁電流におけるインダクタンスの変化は、電磁石の励磁電流による変化よりも回転体の変位による変化の方が大きく、電磁石の励磁電流による変位検出誤差の影響は少ない。しかし、高周波数の励磁電流におけるインダクタンスの変化は、その逆で、電磁石の励磁電流による変化の方が大きく、変位検出誤差の影響が大きく現れる。このため、高周波数域における磁気軸受制御が不安定になり易かった。

上記のように高周波数域で磁気軸受制御が不安定になる対策として、従来は、特許文献１（特許文献１の請求項８参照）及び特許文献２等に開示されている方法がとられていた。図１０は、特許文献１に開示されている磁気軸受装置のシステム構成を示す図である。ここでは磁性体からなる回転体５０１を挟んで一対の電磁石５０２、５０３が対向して配置されている。回転体５０１は、電磁石５０２、５０３が発生する磁気力により、該電磁石５０２と電磁石５０３の間の所望の位置に非接触で浮上支持される。電磁石５０２、５０３に励磁電流を流すドライバ５０４はＰＷＭ方式のドライバであり、電磁石５０２と電磁石５０３では互いに相反するＰＷＭ電圧が印加されるようになっている。

また、電磁石５０２、５０３に流れる励磁電流を電流検出手段５１１、５１２によって検出し、検出された電流信号を加算器５０５で加算し、この加算結果を検波回路５０７に入力し、検波することで回転体５０１の変位情報を得ている。しかしこの加算結果から得た変位情報には、前述の電磁石の励磁電流によって発生した変位検出誤差が含まれる。この変位情報に含まれる変位検出誤差を除去するために、ここでは電流検出手段５１１、５１２で検出した電流信号を減算器５０６にて減算し、減算し得られた信号を演算回路５０８にて係数倍している。該演算回路５０８で得られた信号は、電磁石５０２、５０３の励磁電流によって発生した変位検出誤差に相当する信号であり、この変位検出誤差信号を検波回路５０７から得た変位情報に加算器５０９にて加算（減算）することで、電磁石５０２、５０３の励磁電流による変位検出誤差を除去するようにしている。

そして励磁電流による変位検出誤差を除去した加算器５０９の出力信号を制御装置５１０にフィードバックすることで、制御装置５１０は、回転体５０１を所定の位置で浮上支持するための励磁電流を電磁石５０２、５０３に流すようにドライバ５０４に指令信号を出力し、回転体５０１を非接触で磁気浮上している。

また、図１１は特許文献２に開示されている磁気軸受装置のシステム構成を示す図である。ここでは、特許文献１と同様、磁性体から成る回転体６０１を挟んで一対の電磁石６０２、６０３が対向して配置されている。回転体６０１は、電磁石６０２、６０３が発生する磁気力により電磁石６０２と電磁石６０３の間の所望の位置に非接触で浮上支持される。電磁石６０２、６０３に励磁電流を流すドライバ６０４はＰＷＭ方式のドライバであり、電磁石６０２と電磁石６０３では互いに相反するＰＷＭ電圧が印加されるようになっている。

そして、電磁石６０２、６０３に流れる励磁電流を電流検出手段６１０、６１１によって検出し、検出された電流信号を加算器６０５で加算する。加算器６０５の出力信号は、回転体６０１の変位情報を含むＡＭ変調波信号であるが、この信号には前述と同様、電磁石６０２、６０３の励磁電流によって発生した変位検出誤差が含まれる。加算器６０５の出力信号から変位検出誤差分を除去する方法として、ここではドライバ６０４の入力信号をフィルタ手段６０８に通し、得られた信号をＡＭ変調手段６１２によって変調し、減算器６０６にて加算器６０５の出力信号から減算する。

ここで、ドライバ６０４の入力信号は、電磁石６０２、６０３に電流を流す際の指令信号であるので、電磁石６０２、６０３の励磁電流信号として扱える。言い換えれば、ドライバ６０４の入力信号そのものが、電磁石６０２、６０３に励磁電流を流すことで発生する変位検出誤差に相当する信号として扱える。しかし、ドライバ６０４の入力信号が電磁石６０２、６０３に電流を流すように指示してから電流が流れるまでには、ドライバ６０４と電磁石６０２、６０３から成る周波数特性（伝達特性）によって、減衰及び位相遅れが生じてしまう。従って、ドライバ６０４の入力信号から見れば、電磁石６０２、６０３の励磁電流情報から得られる加算器６０５の出力信号、即ち変位検出誤差を含む変位情報信号も同様に減衰及び位相遅れが生じてしまう。

ここで、ドライバ６０４と電磁石６０２、６０３から成る周波数特性は一般に低次であるので、簡易的な実現は容易である。そこで、フィルタ手段６０８のフィルタ特性をドライバ６０４と電磁石６０２、６０３から成る周波数特性と同等の特性に設定し、ドライバ６０４の入力信号、即ち変位検出誤差に相当する信号をこのフィルタ手段６０８に通して、ＡＭ変調手段６１２にて変調する。これにより、ドライバ６０４の入力信号から見た加算器６０５の出力信号とＡＭ変調手段６１２の出力信号の周波数特性を合わせることができる。そして、減算器６０６によって、減算することで変位情報から変位検出誤差を除去している。

減算器６０６の出力信号は、変位検出誤差を除去した変位情報信号のＡＭ変調信号であるので、復調手段６０７にて復調して変位信号を得る。そしてここでは、この変位信号をフィードバックし、目標浮上位置信号と比較した信号を補償手段６０９に入力することで。回転体６０１を所定の位置で安定に磁気浮上するように制御している。
特開２００４−１３２５３７号公報 特願２００５−１９６６３５号公報

ところが、上記特許文献１に開示された磁気軸受装置においては、検波回路５０７から得られた変位情報は、検波回路５０７自身の周波数特性（伝達特性）によって、変位情報の周波数に応じて減衰及び位相遅れを生じて、厳密に変位検出誤差を除去するためには、変位検出誤差信号も検波回路５０７と同等の減衰及び位相遅れを生じさせ、変位情報と変位検出誤差信号とで特性を合わせてから加算器５０９にて加算（減算）しなければならなかった。即ち、演算器５０８は、検波回路５０７と同等の周波数特性であるフィルタにする必要があった。しかし、検波回路５０７の周波数特性は高次数であり、演算器５０８を検波回路５０７と同等のフィルタ特性にすることが困難であった。このため、特に高周波数域における変位検出誤差を精度良く除去することが困難であった。

また、上記特許文献２に開示された磁気軸受装置においては、フィルタ手段６０８の特性は低次であるが、ドライバ６０４と電磁石６０２、６０３から成る周波数特性（伝達特性）に完全に合わせることは不可能であり、より高精度の変位検出を実現することは困難であった。また、ドライバ６０４と電磁石６０２、６０３からなる周波数特性（伝達特性）を測定し、その特性にフィルタ手段６０８の合わせ込むため、手間が掛かった。

本発明は上述の事情に鑑みてなされたもので、上記問題点を除去し、回転体の変位を高周波数域まで精度良く検出し、高周波数域まで安定した磁気軸受制御が実現できる磁気軸受装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明は、回転体を磁気力により浮上支持する電磁石を備え、該電磁石に所定のキャリア周波数で駆動されるＰＷＭ方式のドライバから励磁電流を供給し、電磁石のインピーダンス変化により回転体の変位情報を検出し、該変位情報をドライバにフィードバックして回転体を所定の位置に回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、ドライバを駆動するドライバ電源に流れる電流から変位情報の変位誤差信号を抽出し、該抽出した変位誤差信号により変位情報から変位誤差信号を除去する変位誤差信号除去手段を設けたことを特徴とする。

上記ドライバ電源に流れる電流成分が電磁石の励磁電流成分であること、つまり変位情報の変位誤差情報成分であることに着目し、ドライバ電源に流れる電流成分から変位情報の変位誤差情報を抽出し、該変位誤差情報により変位情報に含まれる変位誤差情報を除去するので、変位検出誤差を推定するためのフィルタが不要になり、直接的に電磁石の励磁電流による変位検出誤差を高周波数域まで精度良く除去することができる。従って、フィルタ部品が不要となり、安価でフィルタ特性の合わせ込み等による作業の手間がかからず、高周波数域まで安定して回転体を磁気浮上支持できる磁気軸受装置を実現できる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位誤差信号除去手段は、ドライバが電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第１復調手段と、ドライバ電源に流れる電流成分をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第２復調手段と、リップル電流成分を第１復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、ドライバ電源に流れる電流成分を第２復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、第１復調手段と第１ゲイン調整手段を通して得られたリップル電流成分の信号と第２復調手段と第２ゲイン調整手段を通して得られたドライバ電源に流れる電流成分とを減算する減算手段と、を具備することを特徴とする。

電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分とドライバ電源に流れる電流成分は、それぞれドライバのキャリア周波数と同一周波数で振幅する電流成分である。そしてリップル電流成分は変位誤差情報を含む変位情報成分であり、ドライバ電源に流れる電流成分は変位誤差情報成分であることから、これらの信号をドライバのキャリア周波数と同一周波数で復調する第１及び第２復調手段によって、変位情報信号及び変位誤差情報信号として抽出でき、また第１及び第２ゲイン調整手段を第１及び第２の復調手段の前又は後に置くことにより、リップル電流成分及びドライバ電源に流れる電流成分のゲインが調整可能となり、第１復調手段及び第１ゲイン調整手段を通して得られた変位情報信号から第２復調手段及び第２ゲイン調整手段を通して得られた変位誤差情報信号を減算手段で減算することで変位情報から変位誤差情報を除去することができる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位誤差信号除去手段は、ドライバが電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、ドライバ電源に流れる電流成分を任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、第１ゲイン調整手段で得られた信号と第２ゲイン調整手段で得られた信号とを減算する減算手段と、減算手段で得られた信号をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、を具備することを特徴とする。

上記のように復調手段の前に減算手段を配置し、第１ゲイン調整手段でゲインの調整されたリップル電流成分から第２ゲイン調整手段でゲインの調整されたドライバ電源に流れる電流成分を減算するので、復調手段が１つで済み、装置構成の簡素化が可能となる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、第１及び第２復調手段の復調方式は、同期検波方式であって、第１及び第２ゲイン調整手段のゲインの調整は、同期検波の検波タイミングを移相することで調整されることを特徴とする。

上記のように第１及び第２復調手段の復調方式に同期検波方式を採用することで、同期検波タイミングを移相にてゲイン調整が可能となり、ゲイン調整用のアンプ等を用意する必要がなくなる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、回転体の変位がゼロの時は減算手段の出力がゼロになるように第１及び第２ゲイン調整手段によってリップル電流成分及びドライバ電源に流れる電流成分のゲインを調整することを特徴とする。

電磁石の励磁電流が如何なる値であっても、第１及び第２ゲイン調整手段によって回転体の変位がゼロの時に減算手段の出力をゼロにするので、変位情報の誤差情報を容易にゼロに調整することができる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位誤差信号除去手段は、ドライバが電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を入力する巻線とドライバ電源に流れる電流成分を入力する巻線を有するトランスと、トランスの出力信号を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、を備え、トランスは、リップル電流成分を入力する巻線とドライバ電源に流れる電流成分を入力する巻線の巻き数比を調整することにより、リップル電流成分のゲインとドライバ電源に流れる電流成分のゲインを調整し、リップル電流成分からドライバ電源に流れる電流成分を電磁誘導作用によって減算することを特徴とする。

上記のようにリップル電流成分を入力する巻線とドライバ電源に流れる電流成分を入力する巻線を有するトランスを備えることで、ゲイン調整機能と減算機能を１つのトランスで賄えるので、構成が簡単となる。また、電磁石のリップル電流成分の入力及びドライバ電源に流れる電流成分の入力と出力側でトランス絶縁することができるので、変位情報をそのまま低電圧回路に引き渡すことができる。更に、トランスの出力側の巻線端子間にコンデンサ又はコンデンサと抵抗器を並列に接続することで、トランスの出力側巻線とコンデンサによる共振回路を構成することができ、変位情報に含まれる周波数以外を除去するフィルタを構成することもできる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、復調手段の復調方式は、同期検波方式であって、変位がゼロの時は復調手段の出力がゼロになるよう復調手段の同期検波の検波タイミングを移相することで調整することを特徴とする。

上記構成を採用することにより、構成を簡単化した上で、電磁石の励磁電流が如何なる値であっても、回転体の変位がゼロの時に復調手段の同期検波の検波タイミングを移相する減算手段の出力をゼロにすることで、変位情報の変異誤差情報を容易にゼロに調整することができる。

また、本発明は、回転体を磁気力により浮上支持する電磁石を備え、該電磁石に所定のキャリア周波数で駆動されるＰＷＭ方式のドライバから励磁電流を供給し、電磁石のインピーダンス変化により回転体の変位情報を検出し、該変位情報をドライバにフィードバックして回転体を所定の位置に回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、ドライバは、電磁石の電磁力と励磁電流の関係を線形化するためのバイアス電流を電磁石に流すためのバイアス電源を有し、バイアス電源に流れる電流から変位情報の変位誤差情報を抽出し、該抽出した変位誤差信号により変位情報から変位誤差信号を除去する変位誤差信号除去手段を設けたことを特徴とする。

バイアス電源に流れる電流の交流成分が電磁石の励磁電流成分であること、つまり変位情報の変位誤差情報成分であることに着目し、そのバイアス電源に流れる交流成分から変位情報の変位誤差情報を直接抽出し、変位情報から変位誤差情報を除去するので、変位検出誤差を推定するためのフィルタが不要となり、直接的に電磁石の励磁電流による変位検出誤差を高周波数域まで精度良く除去することができる。従って、フィルタ部品が不要となり、安価でフィルタ特性の合わせ込み等による作業の手間がかからず、高周波域まで安定して回転体を磁気浮上支持できる磁気軸受装置を実現できる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位誤差信号除去手段は、ドライバが電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第１復調手段と、バイアス電源に流れる電流成分をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第２復調手段と、リップル電流成分を第１復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、バイアス電源に流れる電流成分を第２復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、第１復調手段と第１ゲイン調整手段を通して得られたリップル電流成分の信号と第２復調手段と第２ゲイン調整手段を通して得られたバイアス電源に流れる電流成分とを減算する減算手段と、を具備することを特徴とする。

電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分とバイアス電源に流れる電流成分は、それぞれドライバのキャリア周波数と同一周波数で振幅する電流成分である。そしてリップル電流成分は変位誤差情報を含む変位情報成分であり、バイアス電源に流れる電流の交流成分は変位誤差情報成分であることから、これらの信号をドライバのキャリア周波数と同一周波数で復調する第１及び第２復調手段によって、変位情報信号及び変位誤差情報信号として抽出でき、また第１及び第２ゲイン調整手段を第１及び第２の復調手段の前又は後に置くことにより、リップル電流成分及びバイアス電源に流れる電流成分のゲインが調整可能となり、第１復調手段及び第１ゲイン調整手段を通して得られた変位情報信号から第２復調手段及び第２ゲイン調整手段を通して得られた変位誤差情報信号を減算手段で減算することで変位情報が変位誤差情報を除去することができる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位誤差信号除去手段は、ドライバが電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、バイアス電源に流れる電流成分を任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、第１ゲイン調整手段で得られた信号と第２ゲイン調整手段で得られた信号とを減算する減算手段と、減算手段で得られた信号をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、を具備することを特徴とする。

上記のように復調手段の前に減算手段を配置し、第１ゲイン調整手段でゲインの調整されたリップル電流成分から第２ゲイン調整手段でゲインの調整されたバイアス電源に流れる電流成分を減算するので、復調手段が１つで済み、装置構成の簡素化が可能となる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、ゲイン調整手段のゲインの調整は、同期検波の検波タイミングを移相することで調整することを特徴とする。

復調手段に同期検波方式を採用することで、同期検波タイミングでゲイン調整が可能となり、ゲイン調整用に新たにアンプ等を用意する必要がなくなる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位ゼロの時は減算手段の出力がゼロになるようゲイン調整手段によって前記リップル電流成分及びバイアス電源に流れる電流成分のゲインを調整することを特徴とする。

電磁石の励磁電流が如何なる値であっても、第１及び第２ゲイン調整手段によって回転体の変位がゼロの時に減算手段の出力をゼロにするので、変位情報の誤差情報を容易にゼロに調整することができる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、変位誤差信号除去手段は、ドライバが電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を入力する巻線とバイアス電源に流れる電流成分を入力する巻線を有するトランスと、トランスの出力信号をドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、を備え、トランスは、リップル電流成分を入力する巻線とバイアス電源に流れる電流成分を入力する巻線の巻き数比を調整することにより、リップル電流成分のゲインとバイアス電源に流れる電流成分ゲインを調整し、リップル電流成分からバイアス電源に流れる電流成分を電磁誘導作用によって減算することを特徴とする。

上記のようにリップル電流成分を入力する巻線とバイアス電源に流れる電流の交流成分を入力する巻線を有するトランスを備えることで、ゲイン調整機能と減算機能を１つのトランスで賄えるので、構成が簡単となる。また、電磁石のリップル電流成分の入力及びバイアス電源に流れる電流成分の入力と出力側でトランス絶縁することができるので、変位情報をそのまま低電圧回路に引き渡すことができる。更に、トランスの出力側の巻線端子間にコンデンサ又はコンデンサと抵抗器を並列に接続することで、トランスの出力側巻線とコンデンサによる共振回路を構成することができ、変位情報に含まれる周波数以外を除去するフィルタを構成することもできる。また、バイアス電源に流れる電流は、ドライバ電源に流れる電流より小さくトランスが磁気飽和し難いためトランス自体を小型化できる。

また、本発明は、上記磁気軸受装置において、復調手段の復調方式は、同期検波方式であって、変位がゼロの時は復調手段の出力がゼロになるように復調手段の同期検波のタイミングを移相することで調整することを特徴とする。

上記構成を採用することにより、構成を簡単化した上で、電磁石の励磁電流が如何なる値であっても、回転体の変位がゼロの時に復調手段の同期検波の検波タイミングを移相する減算手段の出力をゼロにすることで、変位情報の変異誤差情報を容易にゼロに調整することができる。

本発明によれば、回転体の変位を高周波数域まで精度良く検出し、高周波数域まで安定した磁気軸受制御が実現できる磁気軸受装置を提供することができる。

以下、本願発明の実施の形態例を図面に基づいて説明する。
〔第１の実施形態例〕
第１の実施形態例を図１乃至図４に基づいて説明する。図１は本発明に係る磁気軸受装置のシステム構成例を示す図である。図１において、１は磁性体からなる回転体（ロータ）であり、該回転体１を非接触で磁気浮上支持するため、１対の電磁石２、３が回転体１を挟んで配置されている。この１対の電磁石２、３は、回転体１の１自由度を支持することが出来る。通常、複数対の電磁石を用いて回転体１の軸回り回転方向以外の５自由度を磁気浮上支持する状態を図示することが好ましいが、簡略化のため、１自由度のみについて図示し説明する。また、ここでは、回転体１を回転させるためのモータの図示も省略し、磁気軸受部分のみを説明する。

ドライバ４は、電磁石２、３に励磁電流ｉ１、ｉ２を供給するためのＰＷＭ（パルス幅変調）方式のドライバである。該ドライバ４は、発振器７で発生した周波数ｆｃをキャリア周波数とするＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２を電磁石２、３に印加することにより、励磁電流ｉ１、ｉ２を電磁石２、３に供給している。また、ドライバ４には、ＰＷＭ駆動電圧Ｅを発生するドライバ電源５と、バイアス電圧Ｖｂを発生するバイアス電源６が接続されており、バイアス電圧Ｖｂによって電磁石２、３に直流のバイアス電流ｉｂを供給する。このバイアス電流ｉｂにより、電磁石２、３に供給する励磁電流と回転体１に与える磁気力との関係を線形化することができる。

図２は、ドライバ４のＰＷＭ駆動部の構成例を示す図である。ドライバ４は、磁気浮上制御を安定化するための補償手段１６（図１参照）から出力される制御信号ｕに基づいてＰＷＭのデューティを制御し、電磁石２、３に所望の制御電流ｉｃをバイアス電流ｉｂに重畳する形で供給する。このとき、電磁石２、３に印加されるＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２は、デューティ比をお互いに相反するように制御することで、電磁石２に流れる制御電流がｉｂ＋ｉｃであるならば、電磁石３に流れる制御電流がｉｂ−ｉｃになるようになっている。即ち、スイッチング素子２１（ＳＷ１）とスイッチング素子２２（ＳＷ２）がＯＮの時は、スイッチング素子２３（ＳＷ３）とスイッチング素子２４（ＳＷ４）がＯＦＦとなり、電磁石２にドライバ電源５から電圧Ｅが印加される一方で、電磁石３は電磁石コイルに溜まったエネルギーをバイアス電源６を介してフライホイールダイオード２７、２８を通ってドライバ電源５に戻すように電流を流す。

その逆も同様で、スイッチング素子２１（ＳＷ１）とスイッチング素子２２（ＳＷ２）がＯＦＦの時は、スイッチング素子２３（ＳＷ３）とスイッチング素子２４（ＳＷ４）がＯＮとなり、電磁石２の電磁石コイルに溜まったエネルギーをバイアス電源を介してフライホイールダイオード２５、２６を通ってドライバ電源５に戻すように電流を流す一方で、電磁石３にはドライバ電源５の電圧Ｅが印加される。

また、ドライバ電源５の電圧Ｅが、制御電流ｉｃの値に電磁石２及び電磁石３の直流抵抗値を乗算した値より十分大きければ、ＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２のデューティは略５０％ＯＮデューティとなる。電磁石２、３に印加される電圧は、スイッチング素子２１、２２、２３、２４がＯＮの時はＥとなり、ＯＦＦのときは−Ｅ＋Ｖｂが印加される。これにより電磁石２、３の励磁電流ｉ１、ｉ２の平均電流はそれぞれ、ｉｂ＋ｉｃ、ｉｂ−ｉｃとなり、この電流にＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２によって発生するリップル電流ｉｒ１、ｉｒ２が重畳される形で流れる。

これはＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２が電磁石２、３に印加されたとき、電磁石２、３のインピーダンスに応じた電流が流れるが、印加電圧が高い周波数ｆｃであるため、その電磁石２、３のインピーダンス成分はインダクタンス成分と考えてよく、従って、リップル電流ｉｒ１、ｉｒ２は、電磁石２、３のインダクタンスＬ１、Ｌ２の値に応じた大きさで、該インダクタンスＬ１、Ｌ２の大きさに反比例して発生する。

そして、ＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２のデューティ比が互いに相反するように制御されるため、リップル電流ｉｒ１、ｉｒ２は、お互いに相反する方向に上昇、下降するような振幅が生じる。電磁石２、３のインダクタンスＬ１、Ｌ２が、回転体１の変位によって変動するため、インダクタンスＬ１、Ｌ２によって変動するリップル電流ｉｒ１、ｉｒ２には回転体１の変位情報が含まれる。この変位情報を抽出し、フィードバックすることで回転体１を所定位置に磁気浮上制御が可能となる。

しかしながら、電磁石２、３のインダクタンスＬ１、Ｌ２は回転体１の変位だけでなく、励磁電流ｉ１、ｉ２によっても変化する。これは、励磁電流によって、電磁石２、３の磁気特性が変化するためである。回転体１が電磁石２と電磁石３の間の中心にあるときの回転体１と電磁石２及び電磁石３との間のギャップをＸ０、インダクタンスをＬ０としたときに、電磁石の励磁電流が増大すれば、傾き−ａとしてインダクタンスは励磁電流に凡そ比例して減少する。この様子を図３に示す。従って、回転体１がギャップＸ０に固定されたとしても、即ち、回転体１が変位しなくなっても、電磁石２、３の励磁電流がそれぞれｉｂ＋ｉｃ、ｉｂ−ｉｃのように流れれば、インダクタンスＬ１、Ｌ２はそれぞれ異なった値となる。そしてこの事が、リップル電流ｉｒ１、ｉｒ２から抽出された変位情報の中に変位の誤差情報を含む原因となる。

このため回転体１の正確な変位情報を得るためには、上記リップル電流ｉｒ１、ｉｒ２から抽出された変位情報から変位の誤差情報を除去する必要がある。なお、傾きａは予め計算或いは、実測によって求められる。回転体１の変位がゼロ（ギャップＸ０）で、電磁石２、３の励磁電流ｉ１、ｉ２がそれぞれｉｂ＋ｉｃ、ｉｂ−ｉｃのときの各部信号（ＰＷＭ電圧ｅ１、ｅ２、励磁電量ｉ１、ｉ２、ｉ１＋ｉ２、ドライバ電源からの電流ｉｅ、バイアス電源からの電流ｉｂａｓ）を図４に示す。制御電流ｉｃによって回転体１の変位がゼロであっても、図３の特性によって電磁石２、３のインダクタンスＬ１、Ｌ２はＬ１＜Ｌ２となるので、図４に示す通り、あたかも回転体１が変位したかの如く、リップル電流ｉｒ１、ｉｒ２は、ｉｒ１＞ｉｒ２となって現れる。

本実施形態例では、以下に説明する方法で正確な変位情報を得る。
先ず、変位情報の抽出方法について図１を用いて説明する。
電磁石２、３の励磁電流ｉ１、及びｉ２をそれぞれカレントトランス等の電流センサ或いはシャント抵抗等の電流検出手段１７、１８で検出し、その検出信号を加算手段８で加算する。加算手段８から得られた信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ９に通して直流成分を除去したｖｄａｍ信号を得る。このｖｄａｍ信号は、変位情報が搬送されたＡＭ変調信号であり、変位情報成分の中に制御電流ｉｃを流すことで発生する変位の誤差情報成分が含まれている。なお、この変位の誤差情報の大きさは制御電流ｉｃの大きさに比例する。

そして上記ｖｄａｍ信号を復調手段１０によってキャリア周波数ｆｃと同じ周波数の搬送波として復調し、得られた信号をゲイン調整手段１３によって、所望のゲイン（振幅）に調整する。これにより、変位の誤差情報を含む変位情報信号であるｖｄｉｓｐ信号を得る。

次に変位の誤差情報を抽出する方法を説明する。ドライバ電源５からドライバ４に流れる電流ｉｅは、図４に示す通り、ドライバ４のスイッチング素子２１（ＳＷ１）とスイッチング素子２２（ＳＷ２）がＯＮでスイッチング素子２３（ＳＷ３）とスイッチング素子２４（ＳＷ４）がＯＦＦのときｉ１−ｉ２となり、ドライバ４のスイッチング素子２１（ＳＷ１）とスイッチング素子２２（ＳＷ２）がＯＦＦでスイッチング素子２３（ＳＷ３）とスイッチング素子２４（ＳＷ４）がＯＮのときｉ２−ｉ１となる。電流ｉｅをカレントトランス等の電流センサ或いはシャント抵抗等の電流検出手段１９で検出し、該検出信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ１１に通して、基本波成分を抽出する。これによりバンドパスフィルタ１１からｖｅａｍ信号を出力する。

上記ｖｅａｍ信号は、ＡＭ変調信号であり、その振幅の大きさは、リップル電流ｉｒ１、ｉｒ２の大きさに関わらず、即ち回転体１の変位状態に関わらず制御電流ｉｃのみで決定する。つまり、ｖｅａｍ信号の振幅の大きさは制御電流ｉｃの大きさに比例する。故に、ｖｅａｍ信号は、制御電流ｉｃを流すことで発生する変位の誤差情報を含む。このｖｅａｍ信号を復調手段１２でキャリア周波数ｆｃと同じ周波数の搬送波として復調し、得られた信号をゲイン調整手段１４によって、所望のゲイン（振幅）に調整することで、変位の誤差情報信号であるｖｅｒｒ信号を得る。なお、復調手段１０とゲイン調整手段１３の配置の前後関係、及び復調手段１２とゲイン調整手段１４の配置の前後関係は逆にしても良い。

変位の誤差情報を除去するため、上記ｖｄｉｓｐ信号からｖｅｒｒ信号を減算手段１５によって減算し、真の変位信号ｖｄｉｓｐ’を得る。ここで、回転体１の変位をゼロ（ギャップＸ０）に固定して、所定の制御電流ｉｃを流し、このとき発生したｖｄｉｓｐ信号とｖｅｒｒ信号が同じになるようなゲイン調整手段１３或いはゲイン調整手段１４のゲインを調整する。このようにして、制御電流ｉｃを流したことで発生する変位の誤差信号を完全に除去し、回転体１が変位したことで発生する真の変位信号であるｖｄｉｓｐ’を得る。

上記ｖｄｉｓｐ信号とｖｅｒｒ信号は、互いに時間遅れや周波数特性に差異はなく、同時刻で検出可能なので、上記特許文献１、特許文献２に開示された方法のように、複雑なフィルタ等を用意しなくても、減算手段１５でｖｄｉｓｐ信号からｖｅｒｒ信号を減算することで、変位の誤差情報を含まない真の変位情報を得ることが可能となる。このようにして得られた真の変位信号ｖｄｉｓｐ’をフィードバックして、目標浮上位置ｒと比較し、比較した差信号を補償手段１６に通して得られた制御信号ｕをドライバ４に入力することで、回転体１を電磁石２と電磁石３の間の所定の位置に安定して磁気浮上支持している。

上記例では、ゲイン調整手段１３又はゲイン調整手段１４のゲイン調整は、回転体１の変位をゼロに固定して行ったが、回転体１の変位をゼロ以外の好ましい位置でゲインを調整しても良い。また、復調手段１０、１２は同期検波方式であっても良い。同期検波方式の場合には、検波タイミングをずらす（移相する）ことでｖｄｉｓｐ信号、ｖｅｒｒ信号のゲイン調整ができるので、これをゲイン調整手段１３、１４の代わりとしても良い。

また、図４に示す通り、ｖｄａｍ信号に対してｖｅａｍ信号の位相は９０度進んでいるので、これを利用して復調手段１０と復調手段１２の検波タイミングを共通の移相手段によって変更し、ｖｄｉｓｐ信号のゲインを大きくする一方でｖｅｒｒ信号のゲインを小さくする或いはｖｄｉｓｐ信号のゲインを小さくする一方でｖｅｒｒ信号のゲインを大きくするといった同時ゲイン調整を実現しても良い。

また、図１の加算手段８とバンドパスフィルタ９を図示しないトランス等に置き換え、電流検出手段１７、１８で検出した検出信号を電磁誘導作用によって加算し、更に直流成分を除去するように構成しても良い。

〔第２の実施形態例〕
次に本発明の第２の実施形態例を図５に基づいて説明する。図５は本発明に係る磁気軸受装置のシステム構成例を示す図である。なお、第２の実施形態例において、機械的構成やドライバの構成（図２参照）は第１の実施形態例と同じであるので、その説明を省略する。また、変位の誤差情報を含む変位情報のＡＭ変調信号であるｖｄａｍ信号、変位の誤差情報信号のＡＭ変調信号であるｖｅａｍ信号を得る構成も第１の実施形態例と同じである。

励磁電流ｉ１、ｉ２を電流検出手段２１７、２１８で検出し、その検出信号を加算手段２０８で加算し、得られた信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ２０９に通して直流成分を除去し、変位の誤差情報を含むｖｄａｍ信号を得る。ｖｄａｍ信号をゲイン調整手段２１０によって所望のゲイン（振幅）に調整し、ｖｄａｍ’信号を得る。また、ドライバ電源２０５からドライバ２０４に流れる電流ｉｅを電流検出手段２１９で検出し、該検出信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ２１１に通して基本波成分を抽出し、変位の誤差情報信号ｖｅａｍ信号を得る。このｖｅａｍ信号をゲイン調整手段２１２で所望のゲイン（振幅）に調整してｖｅａｍ’信号を得る。上記ｖｄａｍ’信号からｖｅａｍ’信号を減算手段２１３で減算し、減算手段２１３の出力信号を同期検波方式の復調手段２１４において発振器２０７からのキャリア周波数ｆｃにより所定の検波タイミングにて復調することで真の変位情報信号であるｖｄｉｓｐ’信号を得ている。

図４に示すように、ｖｅａｍ信号は、ｖｄａｍ信号より位相が９０度進んでいる。故にｖｅａｍ’信号はｖｄａｍ’信号より９０度進んでいる。減算手段２１３から得られた信号は、ｖｄａｍ’信号とｖｅａｍ’信号とで振幅及び位相が異なるため、それぞれが合成された信号となり、ｖｄａｍ’信号、ｖｅａｍ’信号の振幅及び位相とは異なる信号となる。しかし本質的には変位の誤差情報を含んだ変位情報から変位の誤差情報を減算した信号となることに変わりない。従って、上記第１の実施形態例と同様に、回転体２０１の変位をゼロに固定した状態で制御電流ｉｃを流しｖｄｉｓｐ’信号がゼロになるようにゲイン調整手段２１０或いはゲイン調整手段２１２によってゲイン（振幅）を調整し、変位の誤差情報を完全に除去する。

このようにして減算手段２１３の出力を復調手段２１４で復調して得た変位信号であるｖｄｉｓｐ’信号をフィードバックし、目標浮上位置ｒと比較し、比較した差信号を補償手段２１５に通して得られた制御信号ｕをドライバ２０４に入力することで回転体２０１を電磁石２０２と電磁石２０３の間の所定位置に安定して磁気浮上支持している。なお、復調手段２１４の同期検波タイミングを移相手段等で変更できるようにし、回転体２０１の変位がゼロのときｖｄｉｓｐ’信号をゼロに調整しても良い。また、図５の破線２１６で囲まれた部分の図６のようにトランス２２０を設け、電流検出手段２１７、２１８で検出した励磁電流ｉ１とｉ２の検出信号の加算と、該加算値から電流検出手段２１９で検出したドライバ電源２０５からドライバ２０４に流れる電流ｉｅの検出信号の減算を電磁誘導作用によって実現しても良い。また、トランス２２０の出力に抵抗器２２１とコンデンサ２２２を並列に接続し、バンドパスフィルタの機能を持たせても良い。更に、ゲイン調整手段２１０、２１２のゲイン調整をトランス２２０の巻線の巻数比で行なっても良い。

〔第３の実施形態例〕
次に、本発明の第３の実施形態例を図７に基づいて説明する。第３の実施形態は、第１の実施形態における変位の誤差情報信号の抽出元を、ドライバ電源３０５からドライバ３０４に流れる電流ｉｅに替え、バイアス電源３０６からドライバ３０４に流れる電流ｉｂｉａｓに変更したものである。機械的構造及びドライバの回路構成は、第１の実施形態例と同様（図１および２参照）である。

図７に示す通り、バイアス電源３０６からドライバ３０４に流れる電流ｉｂｉａｓは、図７のドライバ３０４の図２に示すスイッチング素子２１（ＳＷ１）とスイッチング素子２２（ＳＷ２）がＯＮでスイッチング素子２３（ＳＷ３）とスイッチング素子２４（ＳＷ４）がＯＦＦのとき電流ｉ２が流れ、スイッチング素子２１（ＳＷ１）とスイッチング素子２２（ＳＷ２）がＯＦＦでスイッチング素子２３（ＳＷ３）とスイッチング素子２４（ＳＷ４）がＯＮのとき電流ｉ１が流れる。電磁石３０２、３０３の励磁電流ｉ１、ｉ２には、制御電流ｉｃが含まれるので、電流ｉｂｉａｓにも制御電流ｉｃの情報が含まれる。この電流ｉｂｉａｓをキャリア周波数ｆｃを中間周波数とするバンドパスフィルタ３１１を通して基本波成分を抽出し、ＡＭ変調信号であるｖｂａｍ信号を得る。

制御電流ｉｃがリップル電流ｉｒ１、ｉｒ２に対して十分大きければ、上記ｖｂａｍ信号の振幅の大きさは略制御電流ｉｃに比例し、その位相は第１の実施形態例と同様に検出したｖｄａｍ信号に対して略９０度遅れた位相となって検出される。変位の誤差情報は、制御電流ｉｃが大きいときにはその影響が大きく現れる。従って、変位の誤差情報の影響が出るときは、制御電流ｉｃがリップル電流ｉｒ１、ｉｒ２に対して十分大きいときであるので、ｖｂａｍ信号は変位の誤差情報として有効である。そこで電流ｉｂｉａｓを電流検出手段３１９で検出し、その検出信号をバンドパスフィルタ３１１を通して得られたｖｂａｍ信号を復調手段３１２によって発振器３０７の発振周波数であるキャリア周波数ｆｃと同じ周波数の搬送波として復調してｖｂａｍ’信号を得、該ｖｂａｍ’信号をゲイン調整手段３１４にて所望のゲイン（振幅）に調整することで変位の誤差情報信号であるｖｅｒｒ信号を得る。

また、第１の実施形態例と同様、電流検出手段３１７、３１８で検出した電磁石３０２、電磁石３０３に流れる励磁電流ｉ１、ｉ２の検出信号を加算手段３０８で加算し、キャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ３０９に通してｖｄａｍ信号を得、更に復調手段３１０で発振器３０７からのキャリア周波数ｆｃにより所定のタイミングで復調することでｖｄａｍ’信号とし、ゲイン調整手段３１３で所望のゲインに調整してｖｄｉｓｐ信号を得る。そして減算手段３１５で上記ｖｄｉｓｐ信号からｖｅｒｒ信号を減算して真の変位信号ｖｄｉｓｐ’を得る。

第１の実施形態例と同様に、復調手段３１０で得たｖｄａｍ信号と復調手段３１２で得たｖｂａｍ’信号は、互いに時間遅れや周波数特性の差異はなく、同時刻で検出可能なので、上記特許文献１や特許文献２に開示されているような複雑なフィルタ等を用意することなく、減算手段３１５で減算することで、変位の誤差情報の含まない真の変位情報を得ることが可能となる。このようにして得られた変位情報をフィードバックし、目標浮上位置ｒと比較し、比較した差信号を補償手段３１６に通して得られた制御信号ｕをドライバ３０４に入力することで回転体３０１を電磁石３０２と電磁石３０３の所定の位置に安定して磁気浮上支持している。

〔第４の実施形態例〕
次に、本発明の第４の実施形態例を図８に基づいて説明する。第４の実施形態例は、図５に示す第２の実施形態例における変位の誤差情報信号の抽出元を、ドライバ電源２０５からドライバ２０４に流れる電流ｉｅに替えてバイアス電源２０６からドライバ２０４に流れる電流ｉｂｉａｓに変更したものである。

電流検出手段４１７、４１８で励磁電流ｉ１、ｉ２を検出し、その検出信号を加算手段４０８で加算し、得られた信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０９に通して直流成分を除去したｖｄａｍ信号を得る。該ｖｄａｍ信号をゲイン調整手段４１０によって所望のゲイン（振幅）に調整し、ｖｄａｍ’信号を得る。また、バイアス電源４０６からドライバ４０４に流れる電流ｉｂｉａｓを電流検出手段４１９で検出し、その検出信号をキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ４１１を通すことによって基本波成分を抽出してｖｂａｍ信号を得、ゲイン調整手段４１２で所望のゲイン（振幅）に調整したｖｂａｍ’信号を得る。ｖｄａｍ’信号からｖｂａｍ’信号を減算手段４１３で減算し、減算手段４１３の出力信号を同期検波方式の復調手段４１４において所定の検波タイミングにて復調することで変位情報信号であるｖｄｉｓｐ’信号を得ている。

このようにして減算手段４１３の出力を復調手段４１４で復調して得た変位信号であるｖｄｉｓｐ’信号をフィードバックして回転体４０１を安定に磁気浮上させている。従って、第３の実施形態例と同様に変位の誤差情報を検出し、第２の実施形態と同様にして得られた変位信号ｖｄｉｓｐ’をフィードバックし、目標浮上位置ｒと比較し、比較した差信号を補償手段４１５に通して得られた制御信号ｕをドライバ４０４に入力することで回転体４０１を電磁石４０２と電磁石４０３の所定の位置に安定して磁気浮上支持している。

また、図８の破線４１６で囲まれた部分を図９のようにトランス４２０を設け、電流検出手段４１７、４１８で検出した励磁電流ｉ１、ｉ２の検出信号の加算と、該加算値から電流検出手段４１９で検出したバイアス電源４０６からドライバ４０４に流れるｉｂｉａｓ電流の検出信号の減算を電磁誘導作用によって実現しても良い。バイアス電源４０６からドライバ４０４に流れるｉｂｉａｓ電流は、ドライバ電源４０５に流れるｉｅ電流に比べて小さいので、トランス４２０は磁気飽和し難く、図９に示すとトランス４２０は第２の実施形態例である図６のトランス２２０より小型化できることはいうまでもない。トランス４２０の出力に抵抗器４２１とコンデンサ４２２を並列に接続し、バンドパスフィルタの機能を持たせても良い。更に、ゲイン調整手段４１０、４１２のゲイン調整をトランス４２０の巻線の巻数比で行なっても良い。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲、及び明細書と図面に記載された技術的思想の範囲内において種々の変形が可能である。

本発明に係る磁気軸受装置のシステム構成例を示す図である。 図１に示す磁気軸受装置のドライバのＰＷＭ駆動部の構成例を示す図である。 電磁石の励磁電流とインダクタンスの関係を示す図である。 図１に示す磁気軸受装置において回転体の変位がゼロの時の各部信号を示す図である。 本発明に係る磁気軸受装置の他のシステム構成例を示す図である。 図５に磁気軸受装置の破線２１６で囲んだ部分の機能を電磁誘導作用で実現した例を示す図である。 本発明に係る磁気軸受装置の他のシステム構成例を示す図である。 本発明に係る磁気軸受装置の他のシステム構成例を示す図である。 図８に磁気軸受装置の破線４１６で囲んだ部分の機能を電磁誘導作用で実現した例を示す図である。 従来の磁気軸受装置のシステム構成を示す図である。 従来の磁気軸受装置のシステム構成を示す図である。

符号の説明

１ 回転体（ロータ）
２ 電磁石
３ 電磁石
４ ドライバ
５ ドライバ電源
６ バイアス電源
７ 発振器
８ 加算手段
９ バンドパスフィルタ
１０ 復調手段
１１ バンドパスフィルタ
１２ 復調手段
１３ ゲイン調整手段
１４ ゲイン調整手段
１５ 減算手段
１６ 補償手段
１７ 電流検出手段
１８ 電流検出手段
１９ 電流検出手段
２１ スイッチング素子（ＳＷ１）
２２ スイッチング素子（ＳＷ２）
２３ スイッチング素子（ＳＷ３）
２４ スイッチング素子（ＳＷ４）
２５ フライホイールダイオード
２６ フライホイールダイオード
２７ フライホイールダイオード
２８ フライホイールダイオード
２０１ 回転体
２０２ 電磁石
２０３ 電磁石
２０４ ドライバ
２０５ ドライバ電源
２０６ バイアス電源
２０７ 発振器
２０８ 加算手段
２０９ バンドパスフィルタ
２１０ ゲイン調整手段
２１１ バンドパスフィルタ
２１２ ゲイン調整手段
２１３ 減算手段
２１４ 復調手段
２１５ 補償手段
２１７ 電流検出手段
２１８ 電流検出手段
２１９ 電流検出手段
２２０ トランス
２２１ 抵抗器
２２２ コンデンサ
３０１ 回転体
３０２ 電磁石
３０３ 電磁石
３０４ ドライバ
３０５ ドライバ電源
３０６ バイアス電源
３０７ 発振器
３０８ 加算手段
３０９ バンドパスフィルタ
３１０ 復調手段
３１１ バンドパスフィルタ
３１２ 復調手段
３１３ ゲイン調整手段
３１４ ゲイン調整手段
３１５ 減算手段
３１６ 補償手段
３１７ 電流検出手段
３１８ 電流検出手段
３１９ 電流検出手段
４０１ 回転体
４０２ 電磁石
４０３ 電磁石
４０４ ドライバ
４０５ ドライバ電源
４０６ バイアス電源
４０７ 発振器
４０８ 加算手段
４０９ バンドパスフィルタ
４１０ ゲイン調整手段
４１１ バンドパスフィルタ
４１２ ゲイン調整手段
４１３ 減算手段
４１４ 復調手段
４１５ 補償手段
４１７ 電流検出手段
４１８ 電流検出手段
４１９ 電流検出手段
４２０ トランス
４２１ 抵抗器
４２２ コンデンサ

Claims (13)

1. 回転体を磁気力により浮上支持する電磁石を備え、該電磁石に所定のキャリア周波数で駆動されるＰＷＭ方式のドライバから励磁電流を供給し、前記電磁石のインピーダンス変化により前記回転体の変位情報を検出し、該変位情報を前記ドライバにフィードバックして前記回転体を所定の位置に回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、
   前記ドライバを駆動するドライバ電源に流れる電流から前記変位情報の変位誤差信号を抽出し、該抽出した変位誤差信号により前記変位情報から変位誤差信号を除去する変位誤差信号除去手段を有し、
   前記変位誤差信号除去手段は、
   前記ドライバが前記電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第１復調手段と、
   前記ドライバ電源に流れる電流成分を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第２復調手段と、
   前記リップル電流成分を前記第１復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、
   前記ドライバ電源に流れる電流成分を前記第２復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、
   前記第１復調手段と前記第１ゲイン調整手段を通して得られた前記リップル電流成分の信号と前記第２復調手段と前記第２ゲイン調整手段を通して得られた前記ドライバ電源に流れる電流成分とを減算する減算手段と、を具備することを特徴とする磁気軸受装置。
2. 回転体を磁気力により浮上支持する電磁石を備え、該電磁石に所定のキャリア周波数で駆動されるＰＷＭ方式のドライバから励磁電流を供給し、前記電磁石のインピーダンス変化により前記回転体の変位情報を検出し、該変位情報を前記ドライバにフィードバックして前記回転体を所定の位置に回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、
   前記ドライバを駆動するドライバ電源に流れる電流から前記変位情報の変位誤差信号を抽出し、該抽出した変位誤差信号により前記変位情報から変位誤差信号を除去する変位誤差信号除去手段を有し、
   前記変位誤差信号除去手段は、
   前記ドライバが前記電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、
   前記ドライバ電源に流れる電流成分を任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、
   前記第１ゲイン調整手段で得られた信号と前記第２ゲイン調整手段で得られた信号とを減算する減算手段と、
   前記減算手段で得られた信号を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、を具備することを特徴とする磁気軸受装置。
3. 請求項１に記載の磁気軸受装置において、
   前記第１及び第２復調手段の復調方式は、同期検波方式であって、
   前記第１及び第２ゲイン調整手段のゲインの調整は、同時検波の検波タイミングを移相することで調整されることを特徴とする磁気軸受装置。
4. 請求項１又は３に記載の磁気軸受装置において、
   前記回転体の変位がゼロの時は前記減算手段の出力がゼロになるように前記第１及び第２ゲイン調整手段によって前記リップル電流成分及び前記ドライバ電源に流れる電流成分のゲインを調整することを特徴とする磁気軸受装置。
5. 回転体を磁気力により浮上支持する電磁石を備え、該電磁石に所定のキャリア周波数で駆動されるＰＷＭ方式のドライバから励磁電流を供給し、前記電磁石のインピーダンス変化により前記回転体の変位情報を検出し、該変位情報を前記ドライバにフィードバックして前記回転体を所定の位置に回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、
   前記ドライバを駆動するドライバ電源に流れる電流から前記変位情報の変位誤差信号を抽出し、該抽出した変位誤差信号により前記変位情報から変位誤差信号を除去する変位誤差信号除去手段を有し、
   前記変位誤差信号除去手段は、
   前記ドライバが前記電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を入力する巻線と前記ドライバ電源に流れる電流成分を入力する巻線を有するトランスと、
   前記トランスの出力信号を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、を備え、
   前記トランスは、前記リップル電流成分を入力する巻線と前記ドライバ電源に流れる電流成分を入力する巻線の巻き数比を調整することにより、前記リップル電流成分のゲインと前記ドライバ電源に流れる電流成分のゲインを調整し、前記リップル電流成分からドライバ電源に流れる電流成分を電磁誘導作用によって減算することを特徴とする磁気軸受装置。
6. 請求項２又は５に記載の磁気軸受装置において、
   前記復調手段の復調方式は、同期検波方式であって、
   変位がゼロの時は前記減算手段の出力がゼロになるよう前記復調手段の同期検波の検波タイミングを移相することで調整することを特徴とする磁気軸受装置。
7. 回転体を磁気力により浮上支持する電磁石を備え、該電磁石に所定のキャリア周波数で駆動されるＰＷＭ方式のドライバから励磁電流を供給し、前記電磁石のインピーダンス変化により前記回転体の変位情報を検出し、該変位情報を前記ドライバにフィードバックして前記回転体を所定の位置に回転自在に浮上支持する磁気軸受装置において、
   前記ドライバは、前記電磁石の電磁力と励磁電流の関係を線形化するためのバイアス電流を前記電磁石に流すためのバイアス電源を有し、
   前記バイアス電源に流れる電流から前記変位情報の変位誤差情報を抽出し、該抽出した変位誤差信号により前記変位情報から変位誤差信号を除去する変位誤差信号除去手段を設けたことを特徴とする磁気軸受装置。
8. 請求項７に記載の磁気軸受装置において、
   前記変位誤差信号除去手段は、
   前記ドライバが前記電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第１復調手段と、
   前記バイアス電源に流れる電流成分を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する第２復調手段と、
   前記リップル電流成分を第１復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と
   前記バイアス電源に流れる電流成分を第２復調手段で復調する前又は後に任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、
   前記第１復調手段と前記第１ゲイン調整手段を通して得られた前記リップル電流成分の信号と前記第２復調手段と前記第２ゲイン調整手段を通して得られた前記バイアス電源に流れる電流成分とを減算する減算手段と、
   を具備することを特徴とする磁気軸受装置。
9. 請求項７に記載の磁気軸受装置において、
   前記変位誤差信号除去手段は、
   前記ドライバが前記電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を任意のゲインに調整する第１ゲイン調整手段と、
   前記バイアス電源に流れる電流成分を任意のゲインに調整する第２ゲイン調整手段と、
   前記第１ゲイン調整手段で得られた信号と前記第２ゲイン調整手段で得られた信号とを減算する減算手段と、
   前記減算手段で得られた信号を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、
   を具備することを特徴とする磁気軸受装置。
10. 請求項８に記載の磁気軸受装置において、
    前記ゲイン調整手段のゲインの調整は、同期検波の検波タイミングを移相することで調整することを特徴とする磁気軸受装置。
11. 請求項８又は１０に記載の磁気軸受装置において、
    変位ゼロの時は前記減算手段の出力がゼロになるよう前記ゲイン調整手段によって前記リップル電流成分及び前記バイアス電源に流れる電流成分のゲインを調整することを特徴とする磁気軸受装置。
12. 請求項７に記載の磁気軸受装置において、
    前記変位誤差信号除去手段は、
    前記ドライバが前記電磁石にＰＷＭ電圧を印加することで発生する励磁電流のリップル電流成分を入力する巻線と前記バイアス電源に流れる電流成分を入力する巻線を有するトランスと、
    前記トランスの出力信号を前記ドライバのキャリア周波数と同一周波数のＡＭ変調波として復調する復調手段と、
    を備え、
    前記トランスは、前記リップル電流成分を入力する巻線と前記バイアス電源に流れる電流成分を入力する巻線の巻き数比を調整することにより、前記リップル電流成分のゲインと前記バイアス電源に流れる電流成分ゲインを調整し、前記リップル電流成分からバイアス電源に流れる電流成分を電磁誘導作用によって減算することを特徴とする磁気軸受装置。
13. 請求項９又は１２に記載の磁気軸受装置において、
    前記復調手段の復調方式は、同期検波方式であって、
    変位がゼロの時は前記復調手段の出力がゼロになるように前記復調手段の同期検波のタイミングを移相することで調整することを特徴とする磁気軸受装置。

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