JP5009123B2 - 広い電圧範囲と温度範囲で振幅が制御可能な水晶発振器 - Google Patents

Description

本発明は、電子時計、携帯電話あるいは他の電子機器用に時間基準を生成するのに用いられる発振器回路に関し、特に振幅が制御可能な発振器に関する。

特許文献１で振幅が制御可能な公知の発振器を図６に示す。このような振幅が制御可能な発振器は、発振器の振幅が所定値に達した時に供給電流を減らすために、使用される。この発振器は、水晶結晶をフィードバックとして具備する反転増幅器と負荷キャパシタンスＣ１、Ｃ２からなり、必要な位相差を提供する。増幅段に必要なトランスコンダクタンス即ち発振器の電流消費は、ある周波数においては、水晶結晶の直列抵抗と発振振幅と容量性ファクタに比例する。これはキャパシタＣ２に直列に接続されたキャパシタＣ１により決定される負荷の関数である。利得段に対応する発振器のコアは、１個の活性トランジスタＮ１から形成される。この負荷は、電流源Ｉ_０であり、これは振幅調整器により制御される。活性トランジスタＮ１を極性化するのに必要なフィードバック抵抗Ｒｆは、非常に高い。これは共振器回路に負荷を与えないようにするためである。相補的トランジスタである第２活性トランジスタＰ１は、活性トランジスタＮ１用の極性化（ＯＮ）電流源として、トランジスタＰ２と共に形成する電流ミラーを介して、機能する。この利得段により振幅は、容易に調整され低い電源を必要とするだけである。しかし、最適に選択されたトランスコンダクタンスを得るためには、供給電流は、特許文献２（これを図７に示す）の２個の活性トランジスタからなる解決方法よりも２倍でなければならない。
スイス特許第５８０３５８号明細書 スイス特許第６２３４９５号明細書 "IEEE Journal of Solid-States Circuits, vol. SC 12, No3", dated June 1977 and entitled "CMOS Analog Integrated Circuits Based On Weak Inversion Operation"

図７に示す従来技術においては、利得段は、２個の活性トランジスタ即ち相補的トランジスタである第２活性トランジスタＰ１と直列に接続されたトランジスタＮ１により形成される。トランスコンダクタンスがこの場合追加される。同一の連続電流が両方のトランジスタを流れると、この電流の半分が、電流源の負荷において同一のトランスコンダクタンスを得るために必要である。しかしこの解決方法は、かなり高い供給電圧を必要とし、且つトランジスタＰ２と並列に接続される高いキャパシタンスＣを用いることが必要であり、これにより回路上で広い表面積を占有する２個の活性トランジスタに電力を供給し、その結果、コストを上昇させ、電力供給拒絶率を大幅に悪化させる。

本発明の目的は、上記の欠点を解決することである。本発明は、電力供給拒絶率を悪化させるような素子を導入する必要なく、高いトランスコンダクタンス・レベルを有する発振器を提供することである。

従って、本発明は、入力端末と出力端末と共振器と発振器回路とを有する発振器に関し、
前記発振器回路は、
（Ａ） 第１電力供給端子と第２の電力供給端子と、
（Ｂ） 前記第１電力供給端子と入力端末との間に接続される２個のキャパシタと、
（Ｃ） 第１電力供給端子と出力端末との間に接続される第１活性トランジスタと、
（Ｄ） 前記第１活性トランジスタを極性化する第１手段と、
（Ｅ） 前記第１活性トランジスタに対し相補型の第２活性トランジスタと、
その電流パスは、第１活性トランジスタ（Ｎ１）と直列に接続され、それと共に反転増幅器を形成し、
（Ｆ） 前記第２活性トランジスタを極性化する第２極性化手段と、
（Ｇ） 第２活性トランジスタと同型のトランジスタであり、前記第２電源端末と第２活性トランジスタとの間に配置される第１電流源と、
（Ｈ） 前記第２極性化手段用の電流制御手段と
を有し、
安定動作状態において、前記第２極性化手段は、前記第１電流源のトランジスタ・ゲート電圧に対応する第２活性トランジスタのゲートに、所定の変動範囲内の極性化電圧を提供する。

本発明の発振器により、活性動作状態に極性化される２個の相補型トランジスタを使用することにより高いトランスコンダクタンスが得られる。第２の活性トランジスタ用に集積された極性化手段を使用することにより、電力供給拒絶率を悪化させることはなく、必要とする搭載面積を減らすことができる。

様々な携帯機器に搭載されるこの種の発振器に様々な方法で電力が与えられあらゆる制約特に温度制限を受ける限り、この種の発振器に対し広い電圧幅と動作温度幅を確保することが重要である。このため、独立し且つ電圧が安定した電流源がさらに具備され、これは、供給電圧が高すぎることに起因する過電圧からの保護手段を含む。

発振器の目的は、出力点にクロック信号を所定の周波数で提供することであり、交互信号の増幅器が、発振器のコアを形成する回路の入力点に配置され、出力点で観測される歪みの問題を解決する。好ましくは、反転増幅器は、インバータを含む発振器の入力端末に具備される。このインバータは、２個の相補型のトランジスタから形成され、２個の集積された容量性入力反転増幅器の手段により制御される。各増幅器はそれぞれ他の容量性入力反転増幅器と電力供給端末と他の電力供給端末により電力が加えられ、出力が切り替えられる時に、電力のピーク需要を制限する。

発振器の動作温度範囲を広げるために、温度検出器が、増幅レギュレータの伝達関数に適合するために容量性デバイダに関連して具備される。

図１は本発明の一実施例の発振器のコアを示す。この発振器は、入力端末（osc in）と、出力端末（osc out）と、共振器１と、発振器回路（発振器のコアと称する）とを有する。この発振器回路は、２つの電力端末Ｖｓｓ、Ｖｄｄを介して電力が与えられる。２個のキャパシタＣ１、Ｃ２は、それぞれ電力供給端末Ｖｓｓと発振器の入力端末（osc in）との間と、電力供給端末Ｖｓｓと出力端末（osc out）の間に接続されている。これら必須のキャパシタは、図示したように接続された要素（キャパシタ）、あるいは浮遊キャパシタ（特に活性トランジスタＮ１の浮遊キャパシタンスと電力供給端末Ｖｓｓと出力端末（osc out）との間の浮遊キャパシタンス）により形成される。極性化（スイッチ）手段が、活性トランジスタＮ１のゲートと出力端末（osc out）との間に接続されるダイオード２により形成され、活性トランジスタＮ１を極性化する。活性トランジスタＮ１の相補型の第２活性トランジスタＰ１が、活性トランジスタＮ１と直列接続電流パスで（即ち、活性トランジスタＮ１と直列に）配置される。第２活性トランジスタＰ１と同一の型のトランジスタＰ２により形成される極性化電流源が、電源端末Ｖｄｄと第２活性トランジスタＰ１のソースとの間に接続される。キャパシタＣ３、Ｃ４が、それぞれ入力端末（osc in）と活性トランジスタＮ１のゲートとの間と、入力端末（osc in）と活性トランジスタＰ１、Ｐ３のゲートとの間に接続される。これらの発振器の入力キャパシタンスにより、発振信号は、連続する独立した極性化を維持しながら、ゲートにかかる。これにより性能に影響を及ぼすことなく、発振器の電流消費を低減する。

第２活性トランジスタＰ１の極性化手段Ｐ３、Ｐ４ａ、Ｐ４ｂは、確立されたすなわち安定した発振器動作状態の間、トランジスタＰ２のゲート電圧に類似する、あるいは第２活性トランジスタＰ１の電圧±１Ｖ対応する極性化電圧を与える。本発明の一実施例によれば、この極性化手段は、第２活性トランジスタＰ１と同一導電型の３個のトランジスタを有する。すなわち、第２活性トランジスタＰ１のゲートに極性化電圧を提供する第１トランジスタＰ３と、直列に接続されトランジスタＰ２と電流ミラーを形成する第２トランジスタＰ４ａと第３トランジスタＰ４ｂである。これらの極性化手段は、抵抗ＲとトランジスタＮ２、Ｎ３により電流が制御される。トランジスタＮ２、Ｎ３は、それぞれ電源端末ＶｓｓとトランジスタＰ４ｂのドレインとの間、電源端末Ｖｓｓと第１トランジスタＰ３のドレインとの間にそれぞれ接続される。トランジスタＮ２、Ｎ３は、それらのゲートが従来の振幅レギュレータ４に接続され、振幅レギュレータ４の出力制御は、発振器の振動信号振幅の関数である。発振器の立ち上がり期間の間、極性化手段Ｐ３、Ｐ４ａ、Ｐ４ｂとトランジスタＰ２と第２活性トランジスタＰ１が電流ミラーを形成し、これにより発振器の開始電流を保証する。かくしてトランジスタＰ２の極性化手段が形成され、これにより極性化用の高抵抗の使用を回避でき、しかも電力供給拒絶率を悪化させることはない。

図１の実施例においては、Ｎ型の第１活性トランジスタとＰ型の第２活性トランジスタを例に説明した。これら２つのトランジスタの導電型は反転することができ、これにより発振器回路全体を反転できる。このことは当業者は容易に実行できる。

図２は、発振器装置の動作電圧範囲と動作温度範囲を広げるための発振器の回路図である。発振器の共振器１と、キャパシタＣ１、Ｃ２と、発振器コア３と、振幅レギュレータ４とが示されている（図１にその詳細が示されている）。この振幅レギュレータ４は、発振器コア３の入力点において、振幅の関数ｌｏｓｃとして発振器電流（ＯＳＣ−ＯＵＴ）を制御する。この振幅レギュレータ４は、非特許文献１の図１０に開示されている。ここに示されたブロックは、ある種類の導電型（Ｎ型又はＰ型）を使用する。しかし、相補的な導電型（Ｐ型又はＮ型）を使用した等価回路も全体回路の要件に応じて使用することができる。

この発振器回路の目的は、出力点Ｖoutに所定の周波数（例３２ＫＨｚ）のクロック信号を提供することである。かくして、交互に変わる信号用の後置増幅器５が発振器のコア３の入力端末（osc in）に配置されて、出力端末（osc out）で観測される歪みの問題を解決する。交互信号のこの増幅器５の詳細を図３に示す。

本発明の１つの目的は、発振器の動作電圧範囲と動作温度範囲を広げることである。この種の回路を製造するのに用いられるＭＯＳトランジスタで起こる問題は、飽和動作状態で許容される最大ゲート電圧とドレイン電圧が原因で発生する。これは使用される技術に限定され、３．６Ｖのオーダーである。しかし、多くのアプリケーションにおいて、例えば５．５ボルトの遙かに高い供給電圧を与える電源を具備した発振回路を使用するのが有益である。３．６ボルトから５．５ボルトに電圧動作範囲を広げるために、基準温度安定電流装置６が極性化分配電流装置に接続される。その詳細を図４に示す。電流基準である基準温度安定電流装置６は、連続電圧用極性化回路７に結合され、この連続電圧用極性化回路７が、発振器入力(osc in)の連続成分レベルを固定する。

ある温度範囲における発振器の動作限界は、特に振幅レギュレータ４のために制限される。この理由は、動作温度範囲を広げるために、振幅レギュレータ４の伝達関数は、容量性デバイダ８により適合される。この容量性デバイダ８は振幅レギュレータ４の入力点に配置され、そのキャパシタンス（容量）は温度センサ９により検出された温度に依存する。検出された温度の関数としての伝達関数（図２ａのボックス）を適合する容量性デバイダ８の一例を図５ａ−５ｃに示す。

図３は、発振器の入力端末（osc in）に接続される交互信号の増幅段を示す、この増幅段が、発振器が組み込まれる携帯電子機器により使用される出力電圧Ｖoutを供給する。この増幅段は、入力端末（osc in）に配置され、出力端末（osc out）に現れる歪みを回避することはない。

この交互信号増幅段は、２個の相補的なトランジスタ１０、１１から形成される反転増幅器（図３）を有し、出力信号を整形し、入力反転増幅器１２、１３からなる集積された容量性入力手段により制御される。入力反転増幅器１２には、容量性入力反転増幅器１３の出力と電源端末Ｖｄｄの間の電力が、入力反転増幅器１３には、容量性入力反転増幅器１２の出力と電源端末Ｖｓｓの間の電力が供給される。入力反転増幅器１２、１３の電力供給は、出力信号が変わる間、トランジスタ１０、１１が同時に導電するのを回避するよう接続される。トランジスタ１０、１１がオーバーラップしない（同時に導通しない）ことによるこの制御の利点は、広い供給電圧に対し電力消費の大幅な増加を抑えることができる点にある。従来のＣＭＯＳインバータ（２個のトランジスタのゲートの制御が共通となる）を使用すると、供給電圧が２つのトランジスタのしきい値電圧の和を超えると、遷移電流が現れて、かくして供給電圧（例３Ｖと５Ｖの間）の増加により遷移電流が大幅に増加し、好ましくはない。このインバータに電圧低減レギュレータで電力を与えることによる解決方法は、好ましくはない。その理由は、供給電圧を減らすために構成が複雑となるからである。

反転増幅器１２ａ、１３ａの入力は、それぞれ極性化手段１４、１５により極性化される。これにより、大きなレジスタ（抵抗）の使用を回避でき、供給電圧低減調整回路を用意する必要もなく、発振器回路の残りの部分の供給電圧を直接用いることができる。これらの極性化手段は、出力反転増幅器のトランジスタ１０、１１と同一の導電型の３個のトランジスタを有する。すなわち、反転増幅器１２ａ、１３ａに極性化電圧を提供する第１トランジスタ１４ａ、１５ａと、電流パスが直列になる第２と第３のトランジスタ１４ｂ、１４ｃと、電流パスが直列になる第２と第３のトランジスタ１５ｂ、１５ｃとである。トランジスタ１４ａ、１５ａのドレインは、それぞれトランジスタ１４ｂと１４ｃの間と、トランジスタ１５ｂと１５ｃの間に接続される。トランジスタ１４ａ、１４ｂは、電流源１６ａ、１６ｂを介して電源端末Ｖｓｓに接続される。同様に、トランジスタ１５ａ、１５ｂは、電流源１７ａ、１７ｂを介して電源端末Ｖｄｄに接続される。

図４は、発振器の動作電圧範囲を広げるために、電圧と温度が安定した電流源の一実施例を示す。この電流源は、Ｐ型のトランジスタ２１、２２を有し、これらがトランジスタの特徴により規定されるゲインを有する第１の電流ミラーを形成する。さらに、電流源は、反転動作状態で動作するＮ型のトランジスタ２３、２４を有する。抵抗３０が、トランジスタ２３、２４の２個のゲートの間に配置される。

トランジスタ２３のドレイン端末とソース端末の間に大きな電圧差がかかかるのを阻止するために、電源端末ＶｄｄとＶｓｓの間の供給電圧が５Ｖの場合には、高電圧トランジスタ２５が、トランジスタ２１、２２により形成されるブランチに挿入される。このトランジスタ２１、２３は、トランジスタ２１のしきい値電圧よりも低い供給電圧Ｖｄｄからトランジスタ２３のドレインを切り離すソース・フォロア・モードで搭載される。高電圧トランジスタ２５は、電流源Ｉ_１と別の高電圧トランジスタ２６により制御される。このトランジスタ２６は、トランジスタ２５と共に電流ミラーモードで搭載される。かくして、トランジスタ２３のドレイン電圧は、高電圧トランジスタ２５のゲート電圧に等しくなり、その固有のしきい値電圧よりも低いしきい値電圧にほぼ等しい。

トランジスタ２２のドレイン端末とソース端末との間に大きな電位差がかかるのを防止するために、これはトランジスタ２３ほど深刻ではないが、抵抗３０の間の電圧ドロップ故に、保護が、トランジスタ２３に細長いチャネルトランジスタを用いることにより提供される。

かくしてこの電流源は、広い電圧範囲にわたっての解決法を提供する利点がある。

極性化電流分散はこの電流源を基準として用いているために、発振器回路の残りの部分は、電流ミラー構造により形成される。この電流ミラー構造は、トランジスタ２７を介してトランジスタ２８ａ、２８ｂにより形成される電流ミラーに関連するトランジスタ２２と共に電流ミラーを形成する。トランジスタ２３のように、より高い電源を使用することに起因する回路全体を過大な電位差から保護するために、トランジスタ２８ｂは高電圧トランジスタ２９により保護される。この高電圧トランジスタ２９は、ソース・フォロア・モードで接続され、高電圧のトランジスタ２６の電位と同一の電位にそのゲートは接続される。これにより、電流ミラー・トランジスタ用の同一のドレイン電圧を確保することにより、極性化電流の制御が改善される。

図５ａは、温度センサと振幅レギュレータ４との間に配置された容量性デバイダの第１回路図を表す。この容量性デバイダは、振幅レギュレータ４の伝達関数を調整するために減衰ファクタを導入する。この実施例によれば、容量性デバイダは、所定のキャパシタンスの第１キャパシタ３１と、検出された温度に依存する可変キャパシタンス値を有する第２キャパシタ３２とを有する。第２キャパシタ３２のキャパシタンス値は、温度が下がると上昇して、キャパシタンス比Ｃ３１／Ｃ３２から得られる減衰係数を減らし、逆に第２キャパシタ３２のキャパシタンス値は、温度が上がると減少し、減衰ファクタを増加させる。その結果、振幅レギュレータ４の伝達関数は、発振器の動作ポイントが、それ以下では振幅が鋭く減少するような臨界電流Ｉｃｒｉｔより高い電流ｌｏｓｃに対応するよう調整される。

図５ｂは、ディスクリートのコンポーネントから形成される容量性デバイダの第２回路図である。第１キャパシタ３１は所定のキャパシタンス値を有する。図５ａの可変キャパシタンスの第２キャパシタ３２は、図５ｂでは３個のキャパシタ３３、３４、３５で置換されている。このキャパシタ３３、３４、３５は、互いに並列に接続され、そのキャパシタンス値は加算される。スイッチ３６、３７がキャパシタ３４、３５を含むブランチ上に配置される。その結果、少なくとも３個の減衰ファクタが、３つの温度範囲に対応して、スイッチの開閉状態に応じて、決められる。

かくして、スイッチ３６が閉じてスイッチ３７が開いた状態では、第１減衰ファクタＦＡ＝Ｃ３１／（Ｃ３３＋Ｃ３４）が得られる。これは、０℃から７０℃の間の温度に対し用いられる。スイッチ３６、３７が両方とも閉じている時には、第２減衰ファクタＦＡ＿ＢＴ＝Ｃ３１／（Ｃ３３＋Ｃ３４＋Ｃ３５）が得られる。これは０℃以下の温度に用いられる。スイッチ３６、３７の両方が開いている時には、第３減衰ファクタＦＡ＿ＨＴ＝Ｃ３１／Ｃ３３が得られる。これは７０℃以上の高温に対し用いられる。

図５Ｃは、検出された温度によって適用される減衰ファクタ（ＦＡ、ＦＡ＿ＢＴ、ＦＡ＿ＨＴ）の発振器の入力電圧Ｖｏｓｃ＿ｉｎの関数と発振器の電流カーブｌｏｓｃとの関係を示す。

以上の説明は、本発明の一実施例に関するもので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含される。特許請求の範囲の構成要素の後に記載した括弧内の番号は、図面の部品番号に対応し、発明の容易なる理解の為に付したものであり、発明を限定的に解釈するために用いてはならない。また、同一番号でも明細書と特許請求の範囲の部品名は必ずしも同一ではない。これは上記した理由による。

本発明の一実施例の発振器のコアの回路図。 本発明の発振器の全体ブロック図。 （図２ａ） 電圧と振幅との関係を表すグラフ。 発振器の出力点における反転増幅段の回路図。 電圧と温度の安定した電流源の回路図。 振幅レギュレータの入力点に配置される容量性デバイダ回路の第１実施例を表す図。 振幅レギュレータの入力点に配置される容量性デバイダ回路の第２実施例を表す図。 温度依存性のある発振器電圧と発振器の電流カーブの関係を表す図。 従来の発振器コアを表す回路図。 従来の発振器コアを表す回路図。

符号の説明

Ｃ１ キャパシタ
Ｃ２ キャパシタ
Ｃ３，Ｃ４ キャパシタ
Ｎ１ 活性トランジスタ
Ｎ２，Ｎ３ トランジスタ
Ｐ１ 第２活性トランジスタ
Ｐ２ トランジスタ
Ｐ３ 第１トランジスタ
Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５ 極性化手段
Ｐ３ 第１トランジスタ
Ｐ４ａ 第２トランジスタ
Ｐ４ｂ 第３トランジスタ
１ 共振器
３ 発振器コア
４ 振幅レギュレータ
７ 連続電圧用極性回路
８ 容量性デバイダー
９ 温度センサー
１０，１１ トランジスタ
１２，１３ 入力反転増幅器
１２ａ，１２ｂ 反転増幅器
１４，１５ 極性化手段
２３，２４ トランジスタ
３０ 抵抗
２１，２３ トランジスタ
２５ 高電圧トランジスタ
２６ 高電圧トランジスタ
２７ トランジスタ
２８ａ，２８ｂ トランジスタ
２９ 高電圧トランジスタ
３１ 第１キャパシタ
３２ 第２キャパシタ
３３，３４，３５ キャパシタ
３６，３７ スイッチ

Claims (12)

1. 入力端末（osc in）と出力端末（osc out）と共振器（１）と発振器回路とを有する発振器において、
   前記発振器回路は、
   （Ａ） 第１電力供給端子（Ｖｓｓ）と第２の電力供給端子（Ｖｄｄ）と、
   （Ｂ） 前記第１電力供給端子（Ｖｓｓ）と入力端末（osc in）との間に接続されるキャパシタ（Ｃ１）と、前記第１電力供給端子（Ｖｓｓ）と前記出力端末（osc out）との間に接続されるキャパシタ（Ｃ２）と、
   （Ｃ） 第１電力供給端子（Ｖｓｓ）と出力端末（osc out）との間に接続される第１活性トランジスタ（Ｎ１）と、
   （Ｄ） 前記第１活性トランジスタ（Ｎ１）を極性化する第１手段（２）と、
   （Ｅ） 前記第１活性トランジスタ（Ｎ１）に対し相補型の第２活性トランジスタ（Ｐ１）と、
   その電流パスは、第１活性トランジスタ（Ｎ１）と直列に接続され、それと共に反転増幅器を形成し、
   （Ｆ） 前記第２活性トランジスタ（Ｐ１）を極性化する第２極性化手段（Ｐ３，Ｐ４ａ，Ｐ４ｂ）と、
   （Ｇ） 第２活性トランジスタ（Ｐ１）と同型のトランジスタであり、前記第２電源端末（Ｖｄｄ）と第２活性トランジスタ（Ｐ１）との間に配置される第１電流源（Ｐ２）と、
   （Ｈ） 前記第２極性化手段（Ｐ３、Ｐ４ａ、Ｐ４ｂ）用の電流制御手段（Ｒ，Ｎ２，Ｎ３）と
   を有し、
   安定動作状態において、前記第２極性化手段（Ｐ３、Ｐ４ａ、Ｐ４ｂ）は、前記第１電流源（Ｐ２）のトランジスタ・ゲート電圧に対応する第２活性トランジスタ（Ｐ１）のゲートに、所定の変動範囲内の極性化電圧を提供する
   ことを特徴とする発振器。
2. 前記第２極性化手段（Ｐ３、Ｐ４ａ、Ｐ４ｂ）は、第２活性トランジスタ（Ｐ１）と同一タイプの第１トランジスタ（Ｐ３）と第２トランジスタ（Ｐ４ａ）と第３トランジスタ（Ｐ４ｂ）とを有し、
   前記第１トランジスタ（Ｐ３）は、第２活性トランジスタ（Ｐ１）のゲートに前記極性化電圧を提供し、
   前記第２と第３のトランジスタ（Ｐ４ａ、Ｐ４ｂ）は、その電流パスが直列に接続され、前記第１電流源（Ｐ２）を形成するトランジスタと共に電流ミラーを形成する
   ことを特徴とする請求項１記載の発振器。
3. 立ち上がり期間において、前記第２の極性化手段（Ｐ３、Ｐ４ａ、Ｐ４ｂ）と前記第１電流源（Ｐ２）と前記第２活性トランジスタ（Ｐ１）とが、電流ミラーを形成する
   ことを特徴とする請求項１、２のいずれかに記載の発振器。
4. 前記電流制御手段は、２個の制御用トランジスタ（Ｎ２、Ｎ３）と抵抗（Ｒ）により形成され、
   前記２個の制御用トランジスタ（Ｎ２、Ｎ３）は、それらのゲートは振幅レギュレータ（４）に接続され、
   前記抵抗（Ｒ）は、前記第２電源端末（Ｖｄｄ）と前記第２極性化手段の第２トランジスタ（Ｐ４ａ）との間に配置される
   ことを特徴とする請求項１−３のいずれかに記載の発振器。
5. 発振器の入力端末（osc in）に配置される反転増幅器回路をさらに有し、
   前記反転増幅器回路は、相補型の２個のトランジスタから形成されるインバータを有し、
   前記インバータは、容量性入力を有する２個の集積反転増幅器の手段により制御され、
   前記２個の集積反転増幅器は、他の容量型入力反転増幅器の出力と電源とによってそれぞれ電力が与えられ、
   これにより、出力切り替えの間、電流ピーク需要を抑える
   ことを特徴とする請求項１−４のいずれかに記載の発振器。
6. 前記反転増幅器回路は、前記容量性入力反転増幅器を極性化する第３と第４の極性化手段を有し、
   前記第３と第４の極性化手段は、前記発振器回路の残りの部分で利用される供給電圧を直接利用するよう配置される
   ことを特徴とする請求項５記載の発振器。
7. 前記発振器は、独立し電圧が安定した電流源（６）を有し、
   前記電圧安定電流源（６）は、高供給電圧に起因する過電圧に対する保護手段を有する
   ことを特徴とする請求項１−６のいずれかに記載の発振器。
8. 前記電流源は、
   第１の導電型の第１と第２のトランジスタ（２１、２２）と、
   相補型の第３と第４のトランジスタ（２３、２４）と、
   前記第３と第４のトランジスタのゲートの間に配置される抵抗（３０）と
   を有し、
   前記第１と第２のトランジスタ（２１、２２）は、所定のゲインの電流ミラーを形成し、
   前記第３と第４のトランジスタ（２３、２４）は、低い反転モードで動作する
   ことを特徴とする請求項７のいずれかに記載の発振器。
9. 前記過電圧に対する保護手段は、フォロア・モードで搭載される高電圧のトランジスタ（２５）を有し、
   前記第３トランジスタ（２３）のドレインを高電圧から保護する
   ことを特徴とする請求項８記載の発振器。
10. 前記過電圧に対する保護手段は、細長いチャネルを有する第２トランジスタ（２２）により形成される
    ことを特徴とする請求項９記載の発振器。
11. 前記発振器は、容量性デバイダ（８）に関連する温度センサ（９）を有し、
    温度動作範囲を広げるために振幅レギュレータ（４）の伝達関数に適合する
    ことを特徴とする請求項１−１０のいずれかに記載の発振器。
12. 前記容量性デバイダ（８）は、少なくとも３個の適合レベルを有する
    ことを特徴とする請求項１１記載の発振器。

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