JP4987843B2

JP4987843B2 - 位相誤差検出装置、波形整形装置及び光ディスク装置

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Publication number: JP4987843B2
Application number: JP2008324379A
Authority: JP
Inventors: 晴旬宮下; 浩平中田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-12-28
Filing date: 2008-12-19
Publication date: 2012-07-25
Anticipated expiration: 2028-12-19
Also published as: US20110096652A1; US20090180368A1; US8184515B2; JP2009176405A; US7869327B2

Description

本発明は、光学的な分解能を超えて記録された信号を再生するための位相誤差検出装置、波形整形装置及び光ディスク装置に関し、特に、ビタビ復号等の最尤復号を用いて、再生信号に対して位相同期を行う位相誤差検出装置、波形整形装置及び光ディスク装置に関するものである。

近年、光ディスクの高密度化により、記録の最短マーク長が光学的な分解能の限界に近づき、符号間干渉の増大及びＳＮＲ（ＳｉｇｎａｌＮｏｉｓｅＲａｔｅ）の劣化がより顕著となり、信号処理方法として、ＰＲＭＬ（ＰａｒｔｉａｌＲｅｓｐｏｎｓｅＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方式等を用いることが一般的になりつつある。ＰＲＭＬ方式は、パーシャルレスポンス（ＰＲ）と最尤復号（ＭＬ）とを組み合わせた技術であり、既知の符号間干渉が起こることを前提に再生波形から最も確からしい信号系列を選択する方式のため、従来のレベル判定方式よりも性能が向上することが知られている。

一方、信号処理方式が、レベル判定方式からＰＲＭＬ方式へ移行することで、再生信号の評価方法に課題が出てきた。従来から用いられてきた再生信号評価指標であるジッタは、レベル判定方式の信号処理を前提としている。そのため、ジッタは、レベル判定方式とは信号処理のアルゴリズムが異なるＰＲＭＬ方式の性能とに相関がない場合が出てきた。そこで、ＰＲＭＬ方式の性能と相関のある新たな指標が各種提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、光ディスクの記録品質に非常に重要な、マークとスペースとの位置ずれ（エッジずれ）を検出することができる新たな指標も提案されている。この指標もＰＲＭＬ方式を用いる場合は、ＰＲＭＬ方式の考え方に則し、ＰＲＭＬの性能と相関のあるものであり、かつ、パターンごとのエッジのずれ方向と量とを定量的に表現できなければならない（例えば、特許文献２参照）。

また、光ディスクの高密度化がさらに進むと、さらに符号間干渉及びＳＮＲ劣化が増大する。この場合、高次のＰＲＭＬ方式を採用することにより、システムマージンを維持することが可能となる。例えば、直径が１２ｃｍであり、１層当たりの記録容量が２５ＧＢである光ディスクでは、ＰＲ１２２１ＭＬ方式を採用することで、システムマージンを維持することができたが、１層当たりの記録容量が３３．３ＧＢである光ディスクでは、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式を採用する必要がある。このように、高密度化に比例して、高次のＰＲＭＬ方式を採用する傾向は続くと予想される。
特開２００３−１４１８２３号公報特開２００４−３３５０７９号公報

記録線密度の向上に対応させて、符号間干渉に適切な高次のＰＲＭＬ方式を採用することは、再生波形の振幅レベルの識別分解能を上げ、符号間干渉の影響から再生信号を識別するために、より長い区間の波形のパターンを用いて、再生波形を認識する方式にすると言うことができる。例えば、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式が、ＰＲ１２２１ＭＬ方式よりも高次のＰＲＭＬ方式になる。よって、記録線密度を向上させることによる符号間干渉の影響に対して、伝送路に応じて適切なＰＲＭＬ方式を選択することで、再生性能を確保することができる。

光ディスク記録再生装置は、再生時に再生信号に同期する再生クロック信号を生成して、その再生クロック信号に同期しながら、再生信号を２値のディジタル信号に復調する必要がある。一般的に、再生クロック信号に関する情報は、記録マークのエッジに含まれており、光ディスク記録再生装置は、エッジの進みまたは遅れに関する位相情報を検出して、再生クロック信号を生成していた。しかしながら、例えば、光学的な分解能を越えるような記録線密度で記録された信号を再生する場合、符号間干渉の影響により、エッジに含まれる位相情報を適切に検出できず、再生クロック信号を生成することができない場合があった。

本発明は、上記の問題を解決するためになされたもので、安定して再生クロック信号を生成することができる位相誤差検出装置、波形整形装置及び光ディスク装置を提供することを目的とするものである。

本発明の一局面に係る位相誤差検出装置は、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を受け取り、前記ディジタル再生信号の波形を整形する波形整形部と、前記波形整形部によって波形が整形された前記ディジタル再生信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す２値化信号を生成する最尤復号部と、前記波形整形部によって波形が整形された前記ディジタル再生信号と、前記最尤復号部によって生成された前記２値化信号とに基づいて位相誤差を検出する位相検出部と、前記位相検出部によって検出された前記位相誤差を用いて再生クロック信号を生成し、生成した前記再生クロック信号に前記ディジタル再生信号を同期させる同期検出部とを備え、前記位相検出部は、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて前記位相誤差を抽出する。

この構成によれば、波形整形部によって、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号が受け取られ、ディジタル再生信号の波形が整形される。そして、最尤復号部によって、波形が整形されたディジタル再生信号が最尤復号され、最尤復号の結果を示す２値化信号が生成される。その後、位相検出部によって、波形が整形されたディジタル再生信号と、生成された２値化信号とに基づいて位相誤差が検出される。このとき、位相誤差は、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて抽出される。そして、同期検出部によって、検出された位相誤差を用いて再生クロック信号が生成され、生成された再生クロック信号にディジタル再生信号が同期される。

したがって、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて位相誤差が抽出されるので、位相誤差を検出する精度が向上し、安定して再生クロック信号を生成することができる。

また、上記の位相誤差検出装置において、空間周波数と信号振幅との関係は、光学伝達関数によって定義され、前記信号振幅は、前記空間周波数が高くになるに従ってほぼ直線的に低下し、前記信号振幅がゼロとなる再生の限界を前記光学伝達関数のカットオフ周波数と定義すると、前記情報記録媒体に記録された再生信号の最短マーク周波数は、前記光学伝達関数のカットオフ周波数の近傍であることが好ましい。

この構成によれば、空間周波数と信号振幅との関係は、光学伝達関数によって定義される。光学伝達関数において、信号振幅は、空間周波数が高くになるに従ってほぼ直線的に低下する。信号振幅がゼロとなる再生の限界を光学伝達関数のカットオフ周波数と定義すると、情報記録媒体に記録された再生信号の最短マーク周波数は、光学伝達関数のカットオフ周波数の近傍になる。

したがって、最短マーク周波数が光学伝達関数のカットオフ周波数の近傍になるような記録線密度で記録された光ディスクを再生することができる。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記位相検出部は、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、第１のサンプル時刻よりも入力信号の波形の歪みの影響を受けない第２のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて前記位相誤差を抽出することが好ましい。

この構成によれば、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、第１のサンプル時刻よりも入力信号の波形の歪みの影響を受けない第２のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて位相誤差が抽出される。

したがって、第１のサンプル時刻よりも入力信号の波形の歪みの影響を受けない第２のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて位相誤差を抽出することで、位相が大きくずれた場合でも、位相誤差を精度良く検出することができる。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記第１のサンプル時刻は、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻を含み、前記第２のサンプル時刻は、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻を含み、前記位相検出部は、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて前記位相誤差を抽出することが好ましい。

この構成によれば、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて位相誤差が抽出される。

最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値は、入力信号の波形の歪みの影響を受け易い。そのため、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて位相誤差を検出することにより、位相誤差を精度良く検出することができる。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記位相検出部は、検出された前記位相誤差が所定の閾値より大きい場合、前記位相誤差を前記同期検出部へ出力しないことが好ましい。

この構成によれば、検出された位相誤差が所定の閾値より大きい場合、位相誤差が同期検出部へ出力されないので、外乱の要因となる、所定の閾値より大きい位相誤差を削除することができ、安定して再生クロック信号を生成することができる。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記波形整形部は、前記ディジタル再生信号を等化するパーシャルレスポンス等化フィルタと、所望のパーシャルレスポンス特性となるように前記パーシャルレスポンス等化フィルタの係数を適応的に更新する適応型係数更新部とを備え、前記適応型係数更新部は、前記パーシャルレスポンス等化フィルタの係数を左右対称となるように更新することが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記適応型係数更新部は、前記パーシャルレスポンス等化フィルタの前記係数を更新するための等化誤差信号を生成する誤差信号検出部を含み、前記誤差信号検出部は、最短マークに関わる前記等化誤差信号、または、所定値以上となる等化誤差信号を出力しないことが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記適応型係数更新部は、前記同期検出部の状態に応じて、ＬＭＳ（ＴｈｅＬｅａｓｔ−ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）アルゴリズムと、周波数サンプリングアルゴリズムとを適応的に切り替え、前記ＬＭＳアルゴリズムと前記周波数サンプリングアルゴリズムとのうちのいずれかのアルゴリズムを用いて、前記パーシャルレスポンス等化フィルタの前記係数を更新することが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記同期検出部の状態は、前記再生クロック信号に前記ディジタル再生信号を同期させる処理における、周波数引き込みを制御する状態と、位相引き込みを制御する状態とを含むことが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記最尤復号は、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、差メトリックが最も小さい状態遷移パターンに、少なくとも２つ以上のエッジ情報を有する方式であることが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記位相検出部は、最短マークを含む状態遷移パターンを除いて前記位相誤差を検出することが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記位相検出部は、前記同期検出部の状態に応じて、前記位相誤差を検出するための状態遷移パターンを変更することが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記同期検出部は、前記位相検出部によって検出される前記位相誤差に対して所定のゲインを付加する機能を有し、前記位相検出部における前記位相誤差を抽出する過程において、理想的な差メトリック距離で、前記位相誤差を正規化し、前記位相誤差の分散が大きい場合、前記ゲインを下げ、前記位相誤差の分散が小さい場合、前記ゲインを上げることにより、同期ループの前記ゲインをほぼ一定に保持することが好ましい。

また、上記の位相誤差検出装置において、前記同期検出部は、前記位相検出部において前記位相誤差を検出するための状態遷移パターンを適応的に変更する機能を有し、前記位相検出部における前記位相情報を抽出する過程において、理想的な差メトリック距離で、前記位相誤差を正規化し、前記位相誤差の分散が大きい場合、短マークに関する状態遷移パターンから前記位相誤差を検出しないように変更し、前記位相誤差の分散が小さい場合、短マークに関する状態遷移パターンから前記位相誤差を検出するように変更することにより、同期ループのゲインをほぼ一定に保持することが好ましい。

本発明の他の局面に係る位相誤差検出方法は、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を受け取り、前記ディジタル再生信号の波形を整形する整形ステップと、前記整形ステップにおいて波形が整形された前記ディジタル再生信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す２値化信号を生成する最尤復号ステップと、前記整形ステップにおいて波形が整形された前記ディジタル再生信号と、前記最尤復号ステップにおいて生成された前記２値化信号とに基づいて位相誤差を検出する位相検出ステップと、前記位相検出ステップにおいて検出された前記位相誤差を用いて、前記再生された信号に同期させる同期検出ステップとを含み、前記位相検出ステップは、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて前記位相誤差を抽出する。

本発明の他の局面に係る光ディスク装置は、光ヘッドと、上記の位相誤差検出装置とを備える。この構成によれば、上記の位相誤差検出装置を光ディスクに適用することができる。

本発明の他の局面に係る光ディスク装置は、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号からディジタル再生信号を生成するＡ／Ｄ部と、前記Ａ／Ｄ部の所定のＤレンジ入るように振幅及びオフセットを制御するＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部と、前記Ａ／Ｄ部によって生成された前記ディジタル再生信号の波形を整形する波形整形部と、前記波形整形部によって波形が整形された前記ディジタル再生信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す２値化信号を生成する最尤復号部と、前記波形整形部によって波形が整形された前記ディジタル再生信号と、前記最尤復号部によって生成された前記２値化信号とに基づいて位相誤差を検出する位相検出部と、前記位相検出部によって検出された前記位相誤差を用いて再生クロック信号を生成し、生成した前記再生クロック信号に前記ディジタル再生信号を同期させる同期検出部とを備え、前記波形整形部は、前記ディジタル再生信号を等化するパーシャルレスポンス等化フィルタと、所望のパーシャルレスポンス特性となるように前記パーシャルレスポンス等化フィルタの係数を適応的に更新する適応型係数更新部とを含み、前記ディジタル再生信号に同期するための引き込み手順を制御する同期引き込み制御部を含み、前記同期引き込み制御部は、前記ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部が所定以内に収束するまで、前記適応型係数更新部または前記位相検出部を動作させない。

本発明の他の局面に係る波形整形装置は、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を受け取り、前記ディジタル再生信号の波形を整形する有限インパルス応答フィルタと、前記有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルを検出する振幅レベル検出部と、前記振幅レベル検出部によって検出された振幅レベルと所定の目標振幅との差を検出する振幅誤差検出部と、前記振幅誤差検出部からの出力に基づいて前記有限インパルス応答フィルタの係数を算出する係数算出部とを備え、前記係数算出部は、前記振幅誤差検出部の出力が所定の目標振幅となるように前記有限インパルス応答フィルタの係数を算出し、算出した前記係数に前記有限インパルス応答フィルタの係数を更新する。

この構成によれば、有限インパルス応答フィルタによって、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号が受け取られ、ディジタル再生信号の波形が整形される。そして、振幅レベル検出部によって、有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルが検出される。続いて、振幅誤差検出部によって、検出された振幅レベルと所定の目標振幅との差が検出され、係数算出部によって、振幅誤差検出部からの出力に基づいて有限インパルス応答フィルタの係数が算出される。このとき、係数算出部によって、振幅誤差検出部の出力が所定の目標振幅となるように有限インパルス応答フィルタの係数が算出され、算出された係数に有限インパルス応答フィルタの係数が更新される。

したがって、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を最尤復号で好適に用いられる波形に整形することができるので、位相誤差を検出する精度が向上し、安定して再生クロック信号を生成することができる。

また、上記の波形整形装置において、前記振幅レベル検出部は、前記有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルを検出する第１の振幅レベル検出部と、前記有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＭ（ＭはＮよりも大きい）番目の振幅レベルを検出する第２の振幅レベル検出部とを含み、前記振幅誤差検出部は、前記第１の振幅レベル検出部によって検出された振幅レベルと、第１の目標振幅との差を検出する第１の振幅誤差検出部と、前記第２の振幅レベル検出部によって検出された振幅レベルと、前記第１の目標振幅とは異なる第２の目標振幅との差を検出する第２の振幅誤差検出部とを含み、前記係数算出部は、前記第１の振幅誤差検出部及び前記第２の振幅誤差検出部からの出力に基づいて前記有限インパルス応答フィルタの係数を算出することが好ましい。

この構成によれば、第１の振幅レベル検出部によって、有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルが検出され、第２の振幅レベル検出部によって、有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＭ（ＭはＮよりも大きい）番目の振幅レベルが検出される。そして、第１の振幅誤差検出部によって、第１の振幅レベル検出部により検出された振幅レベルと、第１の目標振幅との差が検出され、第２の振幅誤差検出部によって、第２の振幅レベル検出部により検出された振幅レベルと、第１の目標振幅とは異なる第２の目標振幅との差が検出される。係数算出部によって、第１の振幅誤差検出部及び第２の振幅誤差検出部からの出力に基づいて有限インパルス応答フィルタの係数が算出される。

したがって、有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルと、第１の目標振幅との差が検出されるとともに、有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＭ（ＭはＮよりも大きい）番目の振幅レベルと、第２の目標振幅との差が検出され、検出されたこれらの振幅誤差に基づいて有限インパルス応答フィルタの係数が算出されるので、より確実に有限インパルス応答フィルタの係数を算出することができる。

また、上記の波形整形装置において、前記係数算出手段は、周波数サンプリングアルゴリズムを用いて、前記有限インパルス応答フィルタの係数を更新することが好ましい。

また、上記の波形整形装置において、前記有限インパルス応答フィルタは、９タップの係数を保持するディジタルフィルタであり、前記周波数サンプリングアルゴリズムを用いて、所定の周波数帯域において５つのゲインを制御し、最も低い帯域のゲインは、１倍とし、２番目に低い帯域のゲインは、前記第２の振幅誤差検出手段の出力が小さくなるように制御し、３番目に低い帯域のゲインは、前記第１の振幅誤差検出手段の出力が小さくなるように制御し、４番目に低い帯域のゲインは、前記第１の振幅誤差検出手段の出力が小さくなるように制御し、５番目に低い帯域のゲインは、１倍より小さいゲインに固定することが好ましい。

また、上記の波形整形装置において、前記有限インパルス応答フィルタは、７タップの係数を保持するディジタルフィルタであり、前記周波数サンプリングアルゴリズムを用いて、所定の周波数帯域において４つのゲインを制御し、最も低い帯域のゲインは、１倍とし、２番目に低い帯域のゲインは、前記第２の振幅誤差検出手段の出力が小さくなるように制御し、３番目に低い帯域のゲインは、前記第１の振幅誤差検出手段の出力が小さくなるように制御し、４番目に低い帯域のゲインは、１倍より小さいゲインに固定することが好ましい。

本発明の他の局面に係る波形整形方法は、情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を受け取り、有限インパルス応答フィルタを通過させることにより、前記ディジタル再生信号の波形を整形する波形整形ステップと、前記有限インパルス応答フィルタからの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルを検出する振幅レベル検出ステップと、前記振幅レベル検出ステップにおいて検出された振幅レベルと所定の目標振幅との差を検出する振幅誤差検出ステップと、前記振幅誤差検出ステップにおける出力に基づいて前記有限インパルス応答フィルタの係数を算出する係数算出ステップとを含み、前記係数算出ステップは、前記振幅誤差検出ステップにおける出力が所定の目標振幅となるように前記有限インパルス応答フィルタの係数を算出し、算出した前記係数に前記有限インパルス応答フィルタの係数を更新する。

本発明の他の局面に係る光ディスク装置は、光ヘッドと、上記の波形整形装置とを備える。この構成によれば、上記の波形整形装置を光ディスクに適用することができる。

本発明によれば、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて位相誤差が抽出されるので、位相誤差を検出する精度が向上し、安定して再生クロック信号を生成することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。尚、以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。

実施の形態の説明の前に、本発明のポイントであるＰＲＭＬ方式を用いた記録マークのエッジ位置ずれ検出方法について、以下に説明する。

具体的な光ディスク装置において、再生系の信号処理にＰＲ１２２２１ＭＬ方式を採用し、記録符号にＲＬＬ（ＲｕｎＬｅｎｇｔｈＬｉｍｉｔｅｄ）（１，７）符号等の符号を用いる。まず、図１及び図２を用いて、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式について簡単に説明する。

ＰＲ１２２２１ＭＬ方式では、ＲＬＬ（１，７）との組み合わせにより復号部の状態数は１０に制限される。ＰＲ１２２２１ＭＬ方式における状態遷移のパス数は、１６となり、再生レベルは、９レベルとなる。

図１は、ＲＬＬ（１，７）記録符号とＰＲ１２２２１ＭＬ方式とから定まる状態遷移則を示す状態遷移図である。なお、図１では、ＰＲＭＬ説明時に一般的に用いられる状態遷移図を示している。ある時刻での状態Ｓ（０，０，０，０）をＳ０、状態Ｓ（０，０，０，１）をＳ１、状態Ｓ（０，０，１，１）をＳ２、状態Ｓ（０，１，１，１）をＳ３、状態Ｓ（１，１，１，１）をＳ４、状態Ｓ（１，１，１，０）をＳ５、状態Ｓ（１，１，０，０）をＳ６、状態Ｓ（１，０，０，０）をＳ７、状態Ｓ（１，０，０，１）をＳ８、状態Ｓ（０，１，１，０）をＳ９というように表記し、１０状態を表現する。ここで、図１の括弧の中に記載されている“０”または“１”は、時間軸上の信号系列を示し、各状態から次の時刻の状態遷移の可能性がどの状態にあるのかを示している。また、図１の状態遷移図を時間軸に関して展開すると図２に示すトレリス図が得られる。

図２は、図１に示す状態遷移図を時間軸に関して展開したトレリス図である。図２に示すようなＰＲ１２２２１ＭＬ方式の状態遷移において、ある時刻の所定の状態から別の時刻の所定の状態へ遷移するときに２つの状態遷移を取り得るような状態遷移パターン（状態の組み合わせ）が無数にある。ある時刻範囲に限定し、かつ、特にエラーの発生しやすい状態遷移パターンに着目すると、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式の場合、表１、表２及び表３に示すようにまとめることができる。

各表には、スタート状態から合流した状態の軌跡を示す状態遷移、その状態変移を経由した場合の可能性のある２つの記録系列、その状態変移を経由した場合の可能性のある２つの理想的な再生波形、及び２つの理想的な再生波形のユークリッド距離を示す。

ユークリッド距離は、２つの理想的な再生波形の差の２乗加算を示す。２つの再生波形の可能性を判断するときに、ユークリッド距離の値が大きければ、より区別がつきやすくなるため、間違って判断される可能性が低くなる。一方、ユークリッド距離の値が小さければ、可能性ある２つの波形を区別することが困難となるため、間違って判断される可能性が高くなる。すなわち、ユークリッド距離が大きい状態遷移パターンは、エラーが発生しにくい状態遷移パターンであり、ユークリッド距離が小さい状態遷移パターンは、エラーが発生しやすい状態遷移パターンと言える。

表１は、２つの状態遷移を取り得る状態遷移パターンを示しており、ユークリッド距離が１４の場合である状態遷移パターンを示している。ユークリッド距離が１４の場合である状態遷移パターンは１８種類ある。表１に示す状態遷移パターンは、光ディスクの波形のエッジ（マークとスペースとの切り替わり）部分にあたる。言い換えると、表１に示す状態遷移パターンは、エッジの１ビットシフトエラーのパターンである。

例として、図２で示す状態遷移則における状態Ｓ０（ｋ−５）から状態Ｓ６（ｋ）に遷移する場合の遷移パスについて説明する。この場合の１つの遷移パスは、記録系列が“０，０，０，０，１，１，１，０，０”と遷移して検出された場合である。再生データの“０”をスペース部分とし、“１”をマーク部分として当該遷移パスを記録状態に置いて考えると、記録状態は、４Ｔスペース以上の長さのスペース、３Ｔマーク、及び２Ｔスペース以上の長さのスペースとなる。上記の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係をＡパス波形として図３に示す。

図３は、表１の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係を示す図である。なお、図３〜図５において、横軸は、記録系列の１時刻ごとを示すサンプル時間を示し、縦軸は、再生レベルを示す。上記でも触れたが、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式の場合、理想的な再生レベルは、０レベルから８レベルまでの９レベルである。

一方、もう一つの遷移パスは、記録系列が“０，０，０，０，０，１，１，０，０”と遷移して検出された場合である。再生データの“０”をスペース部分とし、“１”をマーク部分として当該遷移パスを記録状態に置いて考えると、記録状態は、５Ｔスペース以上の長さのスペース、２Ｔマーク、及び２Ｔスペース以上の長さのスペースとなる。上記の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係をＢパス波形として図３に示す。この表１のユークリッド距離が１４である状態遷移パターンは、エッジ情報（ゼロクロス点）が必ず１つ含まれているパターンであることが特徴である。

表２は、表１と同様に２つの状態遷移を取り得る状態遷移パターンを示しており、ユークリッド距離が１２の場合である状態遷移パターンを示している。ユークリッド距離が１２の場合である状態遷移パターンは１８種類ある。表２に示す状態遷移パターンは、２Ｔマークまたは２Ｔスペースのシフトエラーであり、２ビットシフトエラーのパターンである。

例として、図２で示す状態遷移則における状態Ｓ０（ｋ−７）から状態Ｓ０（ｋ）に遷移する場合の遷移パスについて説明する。但し、図２では、時刻ｋ−５の状態までのみ図示している。この場合の１つの遷移パスは、記録系列が“０，０，０，０，１，１，０，０，０，０，０”と遷移して検出された場合である。再生データの“０”をスペース部分とし、“１”をマーク部分として当該遷移パスを記録状態に置いて考えると、記録状態は、４Ｔスペース以上の長さのスペース、２Ｔマーク、及び５Ｔスペース以上の長さのスペースとなる。上記の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係をＡパス波形として図４に示す。図４は、表２の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係を示す図である。

一方、もう一つの遷移パスは、記録系列が“０，０，０，０，０，１，１，０，０，０，０”と遷移して検出された場合である。再生データの“０”をスペース部分とし、“１”をマーク部分として当該遷移パスを記録状態に置いて考えると、記録状態は、５Ｔスペース以上の長さのスペース、２Ｔマーク、及び４Ｔスペース以上の長さのスペースとなる。上記の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係をＢパス波形として図４に示す。この表２のユークリッド距離が１２である状態遷移パターンは、２Ｔの立ち上がり及び立ち下りのエッジ情報が必ず２つ含まれているパターンであることが特徴である。

表３は、表１及び表２と同様に２つの状態遷移を取り得る状態遷移パターンを示しており、ユークリッド距離が１２の場合である状態遷移パターンを示している。ユークリッド距離が１２の場合である状態遷移パターンは１８種類ある。表３に示す状態遷移パターンは、２Ｔマークと２Ｔスペースとが連続する箇所であり、３ビットシフトエラーのパターンである。

例として、図２で示す状態遷移則における状態Ｓ０（ｋ−９）から状態Ｓ６（ｋ）に遷移する場合の遷移パスについて説明する。但し、図２では、時刻ｋ−５の状態までのみ図示している。この場合の１つの遷移パスは、記録系列が“０，０，０，０，１，１，０，０，１，１，１，０，０”と遷移して検出された場合である。再生データの“０”をスペース部分とし、“１”をマーク部分として当該遷移パスを記録状態に置いて考えると、記録状態は、４Ｔスペース以上の長さのスペース、２Ｔマーク、２Ｔスペース、３Ｔマーク、及び２Ｔスペース以上の長さのスペースとなる。上記の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係をＡパス波形として図５に示す。図５は、表３の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係を示す図である。

一方、もう一つの遷移パスは、記録系列が“０，０，０，０，０，１，１，０，０，１，１，０，０”と遷移して検出された場合である。再生データの“０”をスペース部分とし、“１”をマーク部分として当該遷移パスを記録状態に置いて考えると、記録状態は、５Ｔスペース以上の長さのスペース、２Ｔマーク、２Ｔスペース、２Ｔマーク、及び２Ｔスペース以上の長さのスペースとなる。上記の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係をＢパス波形として図５に示す。この表３のユークリッド距離が１２である状態遷移パターンは、エッジ情報が少なくとも３つ含まれているパターンであることが特徴である。

再生される信号のマークの始端エッジまたは終端エッジの位置ずれ情報を用いて、再生信号の同期信号を生成する場合、位相ずれ方向が各マーク長の始端部及び終端部ごとに検出できる必要がある。ＰＲ１２２２１ＭＬ方式を用いた場合、表１で説明したユークリッド距離が１４の状態遷移パターンを用いて、再生信号に同期を取るために位相誤差を検出することができる。

（第１の実施の形態）
まず、本発明の第１の実施の形態における光ディスク装置について説明する。図６は、本発明の第１の実施の形態における光ディスク装置の構成を示すブロック図である。

情報記録媒体１０１は、光学的に情報の記録再生を行うための情報記録媒体であり、例えば光ディスクである。

図６に示す光ディスク装置１００は、光ヘッド部１０２と、プリアンプ部１０３と、ＡＧＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）／ＯＦＦＳＥＴ部１０４と、波形等化部１０５と、Ａ／Ｄ変換部１０６と、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７と、波形整形部１０８と、最尤復号部１１１と、位相検出部１１２と、同期検出部１１５とを備える。さらに、波形整形部１０８は、ＰＲ（ＰａｒｔｉａｌＲｅｓｐｏｎｓｅ）等化部１０９と、適応型係数更新部１１０とを備え、位相検出部１１２は、特定パターン検出部１１３と、差分メトリック検出部１１４とを備え、同期検出部１１５は、クロック制御部１１６と、同期引き込み制御部１１７とを備える。

光ヘッド部１０２は、情報記録媒体１０１から読み出した情報を示すアナログ再生信号を生成する。プリアンプ部１０３は、光ヘッド部１０２によって生成されたアナログ再生信号を所定のゲインで増幅してＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４へ出力する。

ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４は、プリアンプ部１０３からのアナログ再生信号が、所定の振幅となるようにＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７からの制御信号に基づいて、アナログ再生信号を増幅または、減衰させて波形等化部１０５へ出力する。

波形等化部１０５は、アナログ再生信号の高域を増幅するフィルタ特性を有しており、再生波形の高域部分を増幅させてＡ／Ｄ変換部１０６へ出力する。

ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７は、Ａ／Ｄ変換部１０６から出力されるディジタル再生信号のレベルが、予め設定されたターゲットレベルとなるように、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４へ制御信号を出力する。

Ａ／Ｄ変換部１０６は、同期検出部１１５から出力される再生クロックに同期してアナログ再生信号をサンプリングしてアナログ再生信号をディジタル再生信号へ変換し、波形整形部１０８へ出力する。

波形整形部１０８は、情報記録媒体１０１から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を受け取り、ディジタル再生信号の波形を整形する。

ＰＲ等化部１０９は、各種ＰＲ方式の特性へフィルタ特性を可変できる機能を有している。ＰＲ等化部１０９は、記録再生系の周波数特性が最尤復号部１１１の想定する特性（例えば、ＰＲ（１，２，２，２，１）等化特性など）になるように設定された周波数特性となるようにフィルタリングを施し、ディジタル再生信号に対して高域雑音の抑制及び意図的な符号間干渉の付加を行うＰＲ等化処理を行って最尤復号部１１１へ出力する。ＰＲ等化部１０９は、例えば、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタで構成される。

適応型係数更新部１１０は、ＰＲ等化部１０９からの出力が所望のＰＲ特性となるように、入力される再生信号の特性に応じて、ＰＲ等化部１０９のＦＩＲフィルタの係数を変更及び更新する。

最尤復号部１１１は、波形整形部１０８によって波形が整形されたディジタル再生信号を最尤復号し、最尤復号の結果を示す２値化信号を生成する。最尤復号部１１１は、例えば、ビタビ復号器であり、パーシャルレスポンス（ＰＲ）特性の型に応じて意図的に付加された符号的規則に基づいて尤も確からしい系列を推定する最尤復号方式により、ＰＲ等化部１０９によってＰＲ等化された再生信号を復号して２値化データを出力する。最尤復号部１１１から出力された２値化データは、復調２値化信号として後段の回路（図示省略）へ出力され、所定の処理が実行されて情報記録媒体１０１に記録されている情報が再生される。

位相検出部１１２は、波形整形部１０８によって波形が整形されたディジタル再生信号と、最尤復号部１１１によって生成された２値化信号とに基づいて位相誤差を検出する。また、位相検出部１１２は、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて位相誤差を抽出する。

位相検出部１１２の特定パターン検出部１１３は、最尤復号部１１１から出力された２値化データから特定の状態遷移パターンを検出する。具体例としては、表１に記載された３６種類の記録符号系列（ｂｋ−ｉ，・・・・，ｂｋ）の状態遷移パターンを検出する。特定の状態遷移パターンの検出は適応的に選択できる構成になっている。特定パターン検出部１１３は、同期検出部１１５における周波数引き込み時、位相引き込み時及び再生品質悪化時等、状況に応じて、位相誤差を算出するための状態遷移パターンを選択できる構成となっている。

位相検出部１１２の差分メトリック検出部１１４は、特定パターン検出部１１３が検出したパターンのみで、差分メトリックを計算し、計算した差分メトリックをさらに位相誤差情報に変換する。

同期検出部１１５は、位相検出部１１２によって検出された位相誤差を用いて再生クロック信号を生成し、生成した再生クロック信号にディジタル再生信号を同期させる。

同期検出部１１５のクロック制御部１１６は、位相検出部１１２から入力された位相誤差情報に所定のフィルタを通過させることによって、位相検出部１１２からの出力を再生クロックの周波数に変換し、変換した再生クロックをＡ／Ｄ変換部１０６に出力する。なお、クロック制御部１１６は、位相誤差から再生クロックの周波数に変換するためにＶＣＯ（電圧制御発振器）を用いてもよい。

同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、同期引き込み時に各ブロックを制御する信号を出力する。同期引き込み制御部１１７は、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７と、適応型係数更新部１１０と、位相検出部１１２との動作を制御する。

次に、図６に示す波形整形部１０８の詳細な構成について説明する。図７は、ＬＭＳアルゴリズムを用いる波形整形部の構成を示すブロック図である。本実施の形態１は、ＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）アルゴリズムを用いたフィルタ係数の更新を行う構成である。ＬＭＳアルゴリズムにおける等化係数の設定式は、下記の式（１）で示される。なお、ＬＭＳアルゴリズムについては、特開２００３−８５７６４号公報に開示されている。

ｗ（ｎ（Ｔ＋１））＝ｗ（ｎＴ）＋Ａ・ｅ（ｎＴ）・ｘ（ｎＴ）・・・（１）
（但し、Ｔ＝０，１，２，３，・・・）

ｗ（ｎＴ）は現在の係数、ｗ（ｎ（Ｔ＋１））は更新される係数、Ａはタップゲイン、ｅ（ｎＴ）は等化誤差、ｘ（ｎＴ）はＦＩＲフィルタ入力信号である。ｎは、係数の更新周期を選択するパラメータである。上述の式（１）により、ＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタの等化係数が更新される。

なお、本実施の形態では、ＬＭＳアルゴリズムを用いてフィルタ係数を更新しているが、特に、フィルタ係数の更新制御アルゴリズムについて限定されるものではなく、他のアルゴリズムを用いてもよい。

ＰＲ等化部１０９は、ＦＩＲフィルタ部２０１を備えている。適応型係数更新部１１０は、誤差信号検出部２０２と、相関検出部２０３と、ループゲイン設定部２０４と、係数演算部２０５とを備えている。波形整形部１０８には、Ａ／Ｄ変換部１０６から出力されたディジタル再生信号と、不図示の所定の回路から出力されたＰＲ等化教師信号とが入力される。また、波形整形部１０８からは、同期引き込み制御部１１７からの制御信号に従って、各種動作を行い所望のフィルタ処理されたディジタルフィルタ信号が出力される。

誤差信号検出部２０２は、上記式（１）の等化誤差（ｅ（ｎＴ））を算出する。誤差信号検出部２０２は、入力されたＰＲ等化教師信号とＦＩＲフィルタ部２０１からの出力（ディジタルフィルタ出力信号）との差を誤差信号として出力する。相関検出部２０３は、上記式（１）の等化誤差とディジタル再生信号との乗算値（ｅ（ｎＴ）・ｘ（ｎＴ））を算出する。ループゲイン設定部２０４は、相関検出部２０３からの出力に、上記式（１）のタップゲイン（Ａ）を乗算することによって、ＦＩＲフィルタ部２０１の係数更新ループのループゲインを設定する。

係数演算部２０５は、ループゲイン設定部２０４からの誤差信号からフィルタの係数を更新し、ＦＩＲフィルタ部２０１へ出力する。係数演算部２０５は、ループゲイン設定部２０４からの出力に、現在のフィルタの係数（ｗ（ｎＴ））を加算することによって、更新後のフィルタの係数（ｗ（ｎ（Ｔ＋１）））を算出する。

本実施の形態における適応型係数更新部１１０は、再生信号に同期するためのＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）ループ内に構成されるため、以下の２つのポイントを持つ。

１つ目のポイントは、係数の更新制御方法である。係数演算部２０５は、ＦＩＲフィルタ部２０１が持つタップ係数（タップゲイン）の数だけ個別に制御する機能を持つことができるが、係数が左右対称となるように制御することに特徴がある。左右対称の制約条件を持たせた係数制御とは、ＦＩＲフィルタ部２０１へ入力されるディジタル再生信号と、ＦＩＲフィルタ部２０１から出力されるディジタルフィルタ出力信号との位相関係を変えることなく、所定の周波数のゲインのみを変更できるように制御することである。

これは、波形整形部１０８がＰＬＬループ内に配置されているため、ＦＩＲフィルタ部２０１の後段の位相検出部１１２で適切に位相誤差を検出できるように、ＦＩＲフィルタ部２０１で位相を補正しないためである。タップ係数を左右対称にする係数制御例として、ＦＩＲフィルタ部２０１の複数のタップ係数が算出された後に、左右のタップ係数の平均を計算し、その計算結果をタップ係数としてＦＩＲフィルタ部２０１で用いる方法がある。なお、本実施の形態はこの係数制御例に限定されない。他の計算方法で、タップ係数を左右対称にする係数制御を行ってもよい。

２つ目のポイントは、誤差信号検出部２０２で求められる等化誤差の検出方法である。等化誤差の検出では、ＦＩＲフィルタ部２０１の出力を所定の方法で２値化し、その２値化信号から理想的な波形を生成し、その理想的な波形とＦＩＲフィルタ部２０１の出力波形との差を等化誤差とするのが一般的である。これに対し、本実施の形態では、２Ｔまたは３Ｔに関する信号波形と、所定の誤差以上となる信号波形とからは等化誤差を検出しないことに特徴がある。

まず、ＦＩＲフィルタ部２０１の出力に対する２値化は、ビタビ復号等の最尤復号等を用いて復号することで、２値化精度を向上させることができるが、誤差信号検出部２０２は、ＰＬＬループ内部での処理という観点で、レイテンシー（遅延を最小限に抑えた構成にすべきである）を考慮した構成にする必要がある。よって、理想的な波形を生成するための２値化は、ＦＩＲフィルタ後の波形を用いて、例えば、レベル判別処理方法等で行う。そのため、２値化精度は期待できない。さらに、上記で説明したように、記録線密度を上げて記録された領域を再生した場合の再生波形ではさらに２値化精度は期待できない。

よって、本実施の形態では、２Ｔまたは３Ｔに関する信号波形と、所定の誤差以上となる信号波形とからは等化誤差を検出しないようにすることで、適応等化ループを安定化させることができる。なお、２Ｔまたは３Ｔに関する信号波形から等化誤差を検出しない場合、所定のＰＲ特性となるように係数を制御できないという副作用が考えられる。しかしながら、特に、最短マークが、ＯＴＦカットオフ周波数付近になる、または、ＯＴＦカットオフ周波数を超える周波数となるような２Ｔ信号の再生波形からは、位相情報は抽出できない。また、記録線密度によるが、３Ｔ信号も非常に振幅が小さくなるため、位相情報の抽出が困難となる場合がある。

よって、後段の位相検出部１１２で、位相誤差を抽出しないパターンとすれば、２Ｔ信号及び３Ｔ信号に関して、精度よく所定のＰＲ特性とする必要もない。また、タップ数を限定すれば、ＦＩＲフィルタで表現できる周波数特性は限定されるため、ある程度補正される。例えば、タップ数は、５タップ〜１３タップ程度とする。よって、全く、２Ｔ信号及び３Ｔ信号のゲイン補正が考慮されないことはない。

なお、本実施の形態における等化誤差の検出制御は、この検出制御例に限定されない。例えば、２Ｔ信号に関する信号波形のみの等化誤差を検出しない検出制御であってもよい。

また、位相検出部１１２において、位相誤差が検出されるパターンも適応的に選択できる構成となっており、上記の例を限定する構成ではない。

次に、上記のように構成された光ディスク装置の動作について説明する。

同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、表４のように、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７、波形整形部１０８の適応型係数更新部１１０、及び位相検出部１１２の特定パターン検出部１１３を制御する。

制御状態の例として、トラッキング制御ＯＫ前と、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ収束ＯＫ前と、周波数引き込みＯＫ前と、位相引き込みＯＫ前と、位相引き込みＯＫ後とに分類し、以下、各制御状態について詳細に説明する。

情報記録媒体１０１における情報が記録されている領域に、光ヘッド部１０２が移動され、情報記録媒体１０１を回すためのモータが、情報記録媒体１０１が所定の回転数となるように制御され、フォーカス制御及びトラッキング制御が行われることによって、プリアンプ部１０３から所定の振幅の再生信号が得られる。

トラッキング制御がＯＮ状態となると、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７は、制御を開始させ、Ａ／Ｄ変換部１０６から出力されるディジタルが信号のレベルが、予め設定されたターゲットレベルとなるように、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４へ制御信号を出力する。

ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７は、Ａ／Ｄ変換部１０６から出力されるディジタル再生信号のレベルが、ターゲットレベルに対して所定以内となると、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部制御ＯＫ信号を同期検出部１１５へ出力する。

同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４の制御がＯＫとなるまでは、波形整形部１０８での適応型係数更新部１１０の制御と、位相検出部１１２での位相検出と、同期検出部１１５の周波数制御及び位相制御とを行わないように制御信号を出力する。

ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４の制御がＯＫとなると、同期引き込み制御部１１７は、まず、周波数制御を開始させる。周波数制御に関する詳細な説明は、特表２００６−５０４２１７号公報を参照することとし、ここでは詳細な説明を省略し、動作の概要のみ説明する。

周波数制御を開始されると、適応型係数更新部１１０は、そのＦＩＲの係数制御を開始し、所定のＰＲ等化された波形を最尤復号部１１１に入力する。最尤復号部１１１は、入力された信号を２値化する。最尤復号部１１１から出力された２値化信号は、位相検出部１１２に入力される。位相検出部１１２は、同期マークを検出し、周波数誤差を検出する。同期マークについては図示しないが、ＢＤ（ブルーレイディスク）の場合、同期マークは、９Ｔ９Ｔパターンであり、データは、２Ｔから８Ｔの組み合わせパターンである。

位相検出部１１２は、同期マークが挿入されている間隔の数倍の区間において、最大となる連続するパターン長を検出し、検出したパターン長と９Ｔ９Ｔパターン長とのパターン長誤差（周波数誤差）を同期検出部１１５に出力する。同期検出部１１５のクロック制御部１１６は、位相検出部１１２から入力された周波数誤差に応じて、ＶＣＯの発信周波数を変化させる。上記周波数誤差が所定以下となると、クロック制御部１１６は、周波数引き込みＯＫと判断し、次に、位相引き込みを開始させる。

位相引き込みを開始させると、位相検出部１１２の特定パターン検出部１１３は、最尤復号部１１１から入力される２値化系列から、表１で示す全３６種類の状態遷移パターンを検出する。次に、差分メトリック検出部１１４は、特定パターン検出部１１３によって検出された状態遷移パターンの差分メトリック誤差を算出し、算出した差分メトリック誤差を位相情報に変換し、位相情報を同期検出部１１５に出力する。同期検出部１１５のクロック制御部１１６は、位相検出部１１２から入力された位相情報（誤差）に応じて、ＶＣＯの発信周波数を変化させる。例えば、クロック制御部１１６は、同期マークが連続して所定回数検出された場合、位相引き込みＯＫ（完了）と判断する。

位相引き込みが完了すると、位相検出部１１２の特定パターン検出部１１３は、最尤復号部１１１から入力される２値化系列から、表１で示す全３６種類の状態遷移パターンのうち、２Ｔパターンに関連する全１０種類の状態遷移パターン以外の状態遷移パターンを検出する。次に、差分メトリック検出部１１４は、検出された状態遷移パターンの差分メトリック誤差を算出し、算出した差分メトリック誤差を位相情報に変換し、位相情報を同期検出部１１５に出力する。同期検出部１１５のクロック制御部１１６は、位相検出部１１２から入力された位相情報（誤差）に応じて、ＶＣＯの発信周波数を制御する。

ここで、２Ｔパターンに関連する全１０種類の状態遷移パターンとは、表１における記録符号（ｂｋ−ｉ，・・・・，ｂｋ）において、（０，０，０，０，０，１，１，０，０）と、（０，０，１，１，０，０，０，０，０）と、（０，０，１，１，０，０，０，０，１）と、（０，０，１，１，０，０，０，１，１）と、（０，１，１，１，１，０，０，１，１）と、（１，０，０，０，０，１，１，０，０）と、（１，１，０，０，１，１，１，０，０）と、（１，１，０，０，１，１，１，１，０）と、（１，１，０，０，１，１，１，１，１）と、（１，１，１，１，１，０，０，１，１）とを示す。

位相引き込み完了前において、差分メトリック検出部１１４は、表１に示す３６種類の状態遷移パターンで位相誤差を検出する。これは、早く位相引き込みを完了させるために、ＰＬＬループのゲインを可能な限り上げる必要があるためである。一方、位相引き込み完了後において差分メトリック検出部１１４は、２Ｔパターンに関連する状態遷移パターンで位相誤差を検出することを止める。これは、２Ｔマークの周波数がＯＴＦカットオフ周波数よりも高い記録密度では、２Ｔマークから位相情報を抽出することが非常に困難であるため、品質が悪い場合は、逆に外乱となる恐れがあるためである。２Ｔマークの始端または終端エッジ単独では、位相情報はないが、本実施の形態の位相誤差抽出方法では、前後のスペース長との符号干渉から得られる振幅方向の波形から位相情報が抽出できるため、位相引き込み時には有用な場合がある。

本実施の形態は、上記の切り替え制御に限定されない。位相引き込み時間に余裕がある場合は、常に、２Ｔパターンに関連する状態遷移パターンを用いないで位相誤差を抽出してもよい。また、記録品質が良好と予め分かっている場合には、２Ｔパターンに関連する状態遷移パターンから常に位相情報を抽出してもよい。また、上記例では、表１の一部の状態遷移パターンのＯＮ／ＯＦＦについての制御を説明したが、表１における他の状態遷移パターンの組み合わせでもよい。

また、上記では、データ中に含まれる同期パターンを用いた周波数制御の例を説明したが、ＢＤ−ＲＥ／Ｒのトラックウォブル周波数を利用した周波数制御であってもよい。

次に、本実施の形態の位相誤差計算例と、ＰＬＬループゲインの一定化とについて説明する。

表１の３６種類の状態遷移パターンにおいて、具体的な波形の様子を図３に示し上記で説明した。

位相誤差は、例えば、下記の式（２）を用いて算出することができる。

式（２）において、ＰａｔｈＡ及びＰａｔｈＢは、表１の状態変化パターンの５サンプルのＰＲ等化理想値であり、Ｓは、表３の所定の状態変化パターンに対応した５サンプルの再生波形である。表１の場合、理想的な２つの状態変化パターンの２乗距離は１４であるため、その検出ウインドウは、１４×２となる。表１の状態変化パターンごと、すなわち、始端及び終端ごとに符号を付加して位相誤差とすることができる。

式（２）で示す位相誤差量は、分子の分散（ばらつき）を求め、検出ウインドウで正規化することで、再生信号の品質に相当する値を算出することができる。再生品質が悪い場合には、式（２）で検出される位相誤差量のばらつきは大きくなり、再生品質が良い場合には、式（２）で検出される位相誤差量のばらつきは小さくなる。ＰＬＬループゲインを再生品質にできるだけ依存しないようにするためには、再生品質が悪い場合には、同期検出部１１５に含まれる位相誤差を通過させるＬＰＦ（図示なし）のゲインを下げ、再生品質が良い場合には、同期検出部１１５に含まれる位相誤差を通過させるＬＰＦ（図示なし）のゲインを上げることで、常に同一のＰＬＬループ特性を実現できる。

また、式（２）で示す位相誤差量が所定以上となる場合、位相検出部１１２は、位相誤差を同期検出部１１５に出力しないという方法もある。すなわち、位相検出部１１２は、検出された位相誤差が所定の閾値より大きい場合、位相誤差を同期検出部１１５へ出力しない。これにより、所定以上となる位相誤差が間違って出力されている可能性の高いことが分かり、その位相誤差を削除することで、ＰＬＬの安定化が実現できる。

図８は、式（２）で求めた位相誤差のばらつき（頻度分布）例を示す図である。式（２）のユークリッド距離の２乗が１４となる状態遷移パターンを用いた位相検出では、０を中心として、検出幅が±１４となる。この分布のばらつきσの大きさに応じて、上記ＰＬＬのループゲインを適切に変更する。例えば、変更方法は、ばらつきσの変化に応じて、直線的に変更してもよく、また、２次曲線的に変更してもよい。

また、ＰＬＬロック状態後に検出される大きな位相誤差は、ＰＬＬループにとって外乱となる。そのため、位相誤差に所定の閾値±αを設け、その閾値±αよりも大きい場合は、位相誤差を出力しないとするのが望ましい。位相誤差を出力しないとは、例えば、０を出力することである。図８の横軸は、位相誤差量を表すので、所定の閾値±αよりも絶対値が大きい場合は、位相誤差を出力しないことが望ましい。例えば、所定の閾値±αは、検出幅±１４の半分の±７であってもよい。

また、式（２）で示す位相誤差量のばらつきに応じて、表１の検出パターンの内、部分的に選択して出力するように適応的に変更してもよい。例えば、位相検出部１１２は、再生品質が良い場合には、表１の全状態遷移パターンで位相検出するようにし、再生品質が悪い場合には、表１の２Ｔパターンに関連する状態遷移パターンのみ削除して位相を検出するようにする。これにより、ＰＬＬの安定化が実現できる。また、位相検出部１１２は、表１の状態遷移パターンにおいて、ばらつきが大きい状態遷移パターンを位相誤差として出力しないようにしてもよい。

上記では、位相誤差を検出する方法として、表１の状態遷移パターンを用いたユークリッド距離の２乗の差分メトリック情報を使う方法について説明した。ここで、式（２）を用いた同期のための位相検出において、精度向上のためのさらなる工夫について説明する。

高密度記録における符号間干渉及びＳＮＲ劣化を克服するために、式（２）では、５点のポイントから位相情報を検出する方法を説明した。この方法でも、非常に有効な手段ではあるが、入力波形が理想波形に対して大幅に歪んでいる場合など、常に適切に位相情報を検出できない場合がある。適切に位相情報を検出できない例として、入力波形が大幅に歪む記録マークとスペースとの非対称波形（アシンメトリ波形）などは顕著である。この非対称波形は、記録マークの最大振幅部、または、スペースの最大振幅部が、理想波形から大幅にずれた波形となる。その他の例として、その理想波形から大幅にずれた波形情報を位相情報として検出すると、適切に位相情報が検出されない場合がある。

図９は、位相が大きくずれた場合の入力波形Ｓと、パスＡの理想波形ＰＡと、パスＢの理想波形ＰＢとの一例を示す図である。図９の例では、パスＡが正解パスとして検出され、位相がパスＡの理想点から約９０度程度遅れて検出された場合の例である。また、下記の表５は、入力波形Ｓ、パスＡの理想波形ＰＡ及びパスＢの理想波形ＰＢの具体的な数値の例を示している。

表５に示す数値から、式（２）を用いて、位相誤差を計算すると、＋３．４と算出される。式（２）では、５点のサンプル値から位相誤差を計算するために、サンプル時刻０とサンプル時刻４との波形の歪みが位相情報に大きく影響する場合がある。そこで本実施の形態では、５点のうち、波形の歪みの影響を受けやすいサンプル時刻０とサンプル時刻４とを位相誤差検出に用いない方法を提案する。

すなわち、位相検出部１１２は、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて位相誤差を抽出する。

この場合、上記式（２）のうち、サンプル時刻１，２，３のみを使うため、位相誤差検出は、下記の式（３）のようになる。

上記の式（３）を用いて、位相誤差を計算すると、＋４．０と算出され、式（２）より位相ずれを精度良く検出することができる。式（３）を用いて、位相誤差を検出することで、位相が大きくずれた場合でも、位相誤差を精度良く検出することができ、位相ループのゲインを適切に上げることができる。その結果、ＰＬＬの位相引き込みの速度及び安定性の向上が期待できる。

ここでは、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式における位相誤差が検出可能なパターンとして、表１のユークリッド距離の２乗が１４である状態遷移パターンに着目した。さらに、波形歪みも考慮することで、５サンプルの理想波形すべてから位相情報（誤差情報）を検出するのではなく、波形歪みの影響を受けにくいサンプル値から位相誤差を検出することを提案した。本実施の形態の提案によって、高記録密度波形における符号間干渉と、ＳＮＲ劣化と、波形歪みとの影響を受けた波形に対して、最適な位相検出部を提供することができる。

本実施の形態の位相検出部では、ＰＲ１２２２１ＭＬ方式を具体例として挙げて、ユークリッド距離の２乗が１４である状態遷移パターンのうちのサンプル値の選択について提案した。しかしながら、ＰＲＭＬ方式が異なれば、他のユークリッド距離の２乗に着目し、ユークリッド距離の２乗が他の値である状態遷移パターンにおける各ストレスの影響を受けにくいサンプル値から位相検出を行えばよい。なお、本実施の形態において、位相誤差を検出する際に使用するサンプル値の数は上記の３つに限定されない。位相誤差は、採用したＰＲＭＬにおける適切なサンプルポイントから検出すればよいので、位相誤差は下記の式（４）のように表せる。

式（４）におけるｎとｍとは、位相誤差を検出することができるパターンのうち、任意のサンプルで検出可能ということを意味し、Ｌは、ｎとｍとで決定したサンプルから求まるパスＡの理想波形ＰＡとパスＢの理想波形ＰＢとのユークリッド距離の２乗を示す。

すなわち、位相検出部１１２は、最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、第１のサンプル時刻よりも入力信号の波形の歪みの影響を受けない第２のサンプル時刻におけるＰＲ（パーシャルレスポンス）等化理想値を用いて位相誤差を抽出する。なお、第１のサンプル時刻は、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻を含み、第２のサンプル時刻は、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻を含む。

次に、図７に示す波形整形部１０８とは異なる波形整形部の構成について説明する。図１０は、周波数サンプリングアルゴリズムを用いる波形整形部の構成を示すブロック図である。図７ではＬＭＳアルゴリズムを用いる場合の構成例を示しているが、図１０では、周波数サンプリングアルゴリズムを用いて、適応的にフィルタ係数の更新を行う構成例について説明する。

図１０において、波形整形部１０８は、ＰＲ等化部１０９及び適応型係数更新部１１０を備える。ＰＲ等化部１０９は、ＦＩＲフィルタ部２０１を備える。図１０のＦＩＲフィルタ部２０１は、図７のＦＩＲフィルタ部２０１と同一の構成である。適応型係数更新部１１０は、振幅検出部３０１と、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）２０２と、係数演算部３０３とから構成されている。

振幅検出部３０１は、２値化部２２０、立ち上がりエッジ検出部２２１、立ち下がりエッジ検出部２２２、第１の振幅レベル抽出部２２３、第２の振幅レベル抽出部２２４、第３の振幅レベル抽出部２２５及び第４の振幅レベル抽出部２２６を備える。ＬＰＦ３０２は、第１のＬＰＦ２２７、第２のＬＰＦ２２８、第３のＬＰＦ２２９及び第４のＬＰＦ２３０を備える。係数演算部３０３は、第１の振幅レベル算出部２３１、第２の振幅レベル算出部２３２、第１の振幅誤差検出部２３３、第２の振幅誤差検出部２３４、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）部２３５及び係数計算部２３６を備える。

なお、第１の振幅レベル検出部２１１は、立ち上がりエッジ検出部２２１、立ち下がりエッジ検出部２２２、第１の振幅レベル抽出部２２３、第２の振幅レベル抽出部２２４、第１のＬＰＦ２２７、第２のＬＰＦ２２８及び第１の振幅レベル算出部２３１を備える。第２の振幅レベル検出部２１２は、立ち上がりエッジ検出部２２１、立ち下がりエッジ検出部２２２、第３の振幅レベル抽出部２２５、第４の振幅レベル抽出部２２６、第３のＬＰＦ２２９、第４のＬＰＦ２３０及び第２の振幅レベル算出部２３２を備える。係数算出部２１５は、ＩＤＦＴ部２３５及び係数計算部２３６を備える。

第１の振幅レベル検出部２１１は、ＦＩＲフィルタ部２０１からの出力の所定の基準レベルからＮ番目の振幅レベルを検出する。第２の振幅レベル検出部２１２は、ＦＩＲフィルタ部２０１からの出力の所定の基準レベルからＭ（ＭはＮよりも大きい）番目の振幅レベルを検出する。

２値化部２２０は、ＦＩＲフィルタ部２０１から出力されたディジタルフィルタ出力信号を２値化する。２値化されたディジタルフィルタ出力信号は、立ち上がりエッジ検出部２２１及び立ち下がりエッジ検出部２２２に出力される。

立ち上がりエッジ検出部２２１は、ＦＩＲフィルタ部２０１から出力されたディジタルフィルタ出力信号から立ち上がりエッジ（ゼロクロス点）を検出する。立ち下がりエッジ検出部２２２は、ＦＩＲフィルタ部２０１から出力されたディジタルフィルタ出力信号から立ち下がりエッジ（ゼロクロス点）を検出する。

第１の振幅レベル抽出部２２３は、立ち上がりエッジ検出部２２１によって検出された立ち上がりエッジ（ゼロクロス点）からＮ番目の振幅レベルを抽出する。なお、本実施の形態では、第１の振幅レベル抽出部２２３は、立ち上がりエッジ検出部２２１によって検出された立ち上がりエッジの次の振幅レベルを抽出する。

第２の振幅レベル抽出部２２４は、立ち下がりエッジ検出部２２２によって検出された立ち下がりエッジ（ゼロクロス点）からＮ番目の振幅レベルを抽出する。なお、本実施の形態では、第２の振幅レベル抽出部２２４は、立ち下がりエッジ検出部２２２によって検出された立ち下がりエッジの次の振幅レベルを抽出する。

第３の振幅レベル抽出部２２５は、立ち上がりエッジ検出部２２１によって検出された立ち上がりエッジ（ゼロクロス点）からＭ（ＭはＮより大きい）番目の振幅レベルを抽出する。なお、本実施の形態では、第３の振幅レベル抽出部２２５は、立ち上がりエッジ検出部２２１によって検出された立ち上がりエッジ（ゼロクロス点）の次の振幅レベルの次の振幅レベルであり、かつゼロクロス点の次の振幅レベルから単調増加している振幅レベルを抽出する。

第４の振幅レベル抽出部２２６は、立ち下がりエッジ検出部２２２によって検出された立ち下がりエッジ（ゼロクロス点）からＭ（ＭはＮより大きい）番目の振幅レベルを抽出する。なお、本実施の形態では、第４の振幅レベル抽出部２２６は、立ち下がりエッジ検出部２２２によって検出された立ち上がりエッジ（ゼロクロス点）の次の振幅レベルの次の振幅レベルであり、かつゼロクロス点の次の振幅レベルから単調減少している振幅レベルを抽出する。

第１のＬＰＦ２２７は、第１の振幅レベル抽出部２２３によって抽出されたＮ番目の振幅レベルを通過させる。第２のＬＰＦ２２８は、第２の振幅レベル抽出部２２４によって抽出されたＮ番目の振幅レベルを通過させる。

第３のＬＰＦ２２９は、第３の振幅レベル抽出部２２５によって抽出されたＭ番目の振幅レベルを通過させる。第４のＬＰＦ２３０は、第４の振幅レベル抽出部２２６によって抽出されたＭ番目の振幅レベルを通過させる。

第１の振幅レベル算出部２３１は、第１の振幅レベル抽出部２２３によって抽出されたＮ番目の振幅レベルと、第２の振幅レベル抽出部２２４によって抽出されたＮ番目の振幅レベルとの差（振幅Ｌａ）を算出する。

第２の振幅レベル算出部２３２は、第３の振幅レベル抽出部２２５によって抽出されたＭ番目の振幅レベルと、第４の振幅レベル抽出部２２６によって抽出されたＭ番目の振幅レベルとの差（振幅Ｌｂ）を算出する。

第１の振幅誤差検出部２３３は、第１の振幅レベル検出部２１１によって検出された振幅レベルと、第１の目標振幅との差を検出する。具体的に、第１の振幅誤差検出部２３３は、第１の振幅レベル算出部２３１によって算出された振幅Ｌａと、第１の目標振幅Ｔａとに基づいて振幅誤差Ａｅｒｒを算出する。

第２の振幅誤差検出部２３４は、第２の振幅レベル検出部２１２によって検出された振幅レベルと、第１の目標振幅とは異なる第２の目標振幅との差を検出する。具体的に、第２の振幅誤差検出部２３４は、第２の振幅レベル算出部２３２によって算出された振幅Ｌｂと、第２の目標振幅Ｔｂとに基づいて振幅誤差Ｂｅｒｒを算出する。

係数算出部２１５は、第１の振幅誤差検出部２３３及び第２の振幅誤差検出部２３４からの出力に基づいてＦＩＲフィルタ部２０１の係数を算出する。

ＩＤＦＴ部２３５は、第１の振幅誤差検出部２３３及び第２の振幅誤差検出部２３４からの出力に対して逆離散フーリエ変換を行う。係数計算部２３６は、ＦＩＲフィルタ部２０１の係数（タップ係数Ｃ０〜Ｃ４）を計算する。なお、係数の算出方法については、後述する。

以下、図１０に示す波形整形部１０８の具体的な動作を説明する。

周波数サンプリングアルゴリズムは、−ωｓ／２からωｓ／２の間の周波数応答をＮポイント（周波数幅はωｓ／Ｎ）でサンプリングし、サンプル値に対して逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を適用することでインパルス応答ｈ［ｎ］（フィルタ係数）を求める、ＦＩＲフィルタ係数の設計方法である。本実施の形態では、フィルタ係数を適応的に求めるために、帯域の振幅が目標振幅になるように各帯域ゲインをフィードバックし、フィードバックした各帯域ゲインから周波数サンプリングアルゴリズムを用いてＦＩＲフィルタ係数を制御することを特徴とする。インパルス応答ｈ［ｎ］は、一般的に、下記の式（５）及び式（６）で表現される。

次に、図１１、図１２及び図１３を用いて、９タップのＦＩＲフィルタ（ディジタルイコライザ）の係数の求め方の例を説明する。図１１は、９タップのＦＩＲフィルタ（ディジタルイコライザ）の各周波数におけるゲイン特性目標値を示す図である。図１２は、ゲイン特性目標値から周波数サンプリングアルゴリズムにより式（５）を用いて求めたディジタルイコライザのタップ係数（Ｃ０〜Ｃ４）を示す図である。図１３は、タップ係数から算出されるディジタルイコライザの周波数特性を示す図である。

振幅検出部３０１は、図１１、図１２及び図１３に示す特性を持つディジタルイコライザを通過させた波形の振幅を検出し、その検出結果が各周波数帯域における目標振幅となるように９タップの係数にフィードバックする。ＢＤの１倍速再生を例に説明すると、ゲインを制御する周波数サンプリング間隔は、６６ＭＨｚ÷（９タップ＋１）＝６．６ＭＨｚとなる。図１１に示すように、約６．６ＭＨｚ間隔でゲイン特性目標値を設定すると、点Ａ０〜Ａ５を定義することが出来る。点Ａ０はＤＣ（０ＭＨｚ）ゲイン、点Ａ１は５Ｔ（６．６ＭＨｚ）ゲイン、点Ａ２は２．５Ｔ（１３．２ＭＨｚ）ゲイン、点Ａ３は１．６７Ｔ（１９．８ＭＨｚ）ゲイン、点Ａ４は１．２５Ｔ（２６．４ＭＨｚ）ゲイン、点Ａ５は１Ｔ（３３．０ＭＨｚ）ゲインとなる。

上記の式（５）より、ディジタルイコライザのタップ係数Ｃ０〜Ｃ４は、下記の式（７）〜式（１１）により求めることができる。

次に、振幅検出方法と、帯域ゲインのフィードバック制御とについて説明する。図１４（Ａ）は、周波数サンプリングアルゴリズムを用いた係数算出における振幅検出について説明するための図であり、図１４（Ｂ）は、図１４（Ａ）に示す各振幅レベルＡ〜ＤのＬＰＦによる処理結果を示す図である。

振幅検出部３０１は、ディジタルイコライザ出力のゼロクロス点を基準に、ゼロクロス点の次のサンプル点と、ゼロクロス点の次のサンプル点の次のサンプル点であり、かつゼロクロス点の次のサンプル点から単調増加または単調減少しているサンプル点とを検出する。

図１４（Ａ）に示す振幅レベルＡまたは振幅レベルＣの場合、ゼロクロス点の次のサンプル点は、２Ｔと３Ｔとの平均的な振幅として検出され、図１４（Ａ）の振幅レベルＢまたは振幅レベルＤの場合、ゼロクロス点の次のサンプル点の次のサンプル点であり、かつゼロクロス点の次のサンプル点から単調増加または単調減少しているサンプル点は、３Ｔと４Ｔとの平均的な振幅として検出される。各サンプル点は、図１０における振幅検出部３０１において検出される。

図１４（Ａ）の振幅レベルＡ〜Ｄそれぞれ検出された振幅を所定の特性のＬＰＦを通過させた様子を図１４（Ｂ）に示す。振幅レベルＡと振幅レベルＣとをＬＰＦに通過させた後の振幅差は、おおよそ２．５Ｔ帯域の振幅Ｌａとして検出することができる。同様に、振幅レベルＢと振幅レベルＤとをＬＰＦに通過させた後の振幅差は、おおよそ３．５Ｔ帯域の振幅Ｌｂとして検出することができる。

係数演算部３０３は、２．５Ｔ帯域及び３．５Ｔ帯域の振幅Ｌａ及び振幅Ｌｂと、目標振幅Ｔａ及び目標振幅Ｔｂとに基づいて振幅誤差を算出する。すなわち、係数演算部３０３は、２．５Ｔ帯域に対応する振幅誤差Ａｅｒｒ＝Ｔａ−Ｌａと、３．５Ｔ帯域に対応する振幅誤差Ｂｅｒｒ＝Ｔｂ−Ｌｂとを算出する。

次に、係数演算部３０３は、振幅誤差Ａｅｒｒ及び振幅誤差Ｂｅｒｒをそれぞれ積算し、各帯域ゲインに加算することによって、Ａ０〜Ａ４を求める。例えば、係数演算部３０３は、Ａ０＝１倍で固定とし、Ａ１＝１倍＋Ｂｅｒｒとし、Ａ２＝１倍＋Ａｅｒｒとし、Ａ３＝１倍＋Ａｅｒｒとし、Ａ４＝１倍以下で固定とすることによって、Ａ０〜Ａ４を求めることができる。これらＡ０〜Ａ４が求まれば、係数演算部３０３は、式（７）〜式（１１）を用いて、タップ係数Ｃ０〜Ｃ４を算出する。そして、係数演算部３０３は、ＦＩＲフィルタ部２０１の現在のタップ係数を、算出したタップ係数Ｃ０〜Ｃ４に更新する。

このように、入力波形の振幅に応じて適応的にディジタルイコライザのタップ係数を更新することができる。上記の振幅誤差及びタップ係数は、図１０におけるＬＰＦ３０２及び係数演算部３０３において算出される。

ＰＬＬのループ内に挿入される波形整形部１０８は、適応型係数更新フィルタである必要がある。そのため、周波数サンプリングアルゴリズムを用いて算出された係数は、左右対称となるように制御される。左右対称の制約条件を持たせた係数制御とは、ＦＩＲフィルタ部２０１へ入力されるディジタル再生信号と、出力されるディジタルフィルタ出力信号との位相関係を変えることなく、所定の周波数のゲインのみを変更する制御である。

図１４では、基準よりも上側の振幅レベルＡ及び振幅レベルＢと、基準よりも下側の振幅レベルＣ及び振幅レベルＤとを検出し、振幅レベルＡと振幅レベルＣとの差を２．５Ｔ帯域振幅とし、振幅レベルＢと振幅レベルＤとの差を３．５Ｔ帯域振幅としたが、本発明はこれに限定されない。基準よりも上側の振幅レベルＡと下側の振幅レベルＣとがほぼ同等であることと、上側の振幅レベルＢと下側の振幅レベルＤとがほぼ同等であるとすれば、振幅検出は２つでも構わない。

なお、図１１を用いた実施の形態では、複数の振幅を検出する構成であったが、本発明は、この構成に限定されない。特定の周波数の振幅だけを検出してもよい。マーク及びスペースの振幅が同等であること、またはマーク及びスペースの振幅が同等であることを前提として、検出する振幅が一つであっても、適切な係数を算出することができる。例えば、上記Ａ０〜Ａ５のうち、Ａ３のみの振幅を検出して、残りのＡ０、Ａ１，Ａ２，Ａ４、Ａ５をＡ３から推定してもよい。Ａ０〜Ａ５すべての振幅値を検出する場合に比べて、所望のフィルタ特性からずれる場合はあるが、回路規模と、性能との選択で判断すればよい。この手法は、タップ数が少ないフィルタを用いる場合より有効である。

本実施の形態のＰＬＬのループ内には、適応型係数更新フィルタが挿入される。この目的は、最尤復号部１１１が、ビタビ復号処理の実行中に位相誤差を抽出するため、最尤復号部１１１に入力される波形は、ビタビ復号が期待する波形に整形して入力する必要があるためである。ビタビ復号が期待する波形に整形して入力することで、位相誤差を検出する精度が向上し、ＰＬＬ制御がより安定化する。

周波数サンプリングアルゴリズムを用いる適応型係数更新フィルタは、ＬＭＳアルゴリズムにおける教師信号（期待値レベル）を生成するために必要な２値化精度を必要としない。そのため、周波数サンプリングアルゴリズムを用いる適応型係数更新フィルタは、品質の悪い波形に対して適切なフィルタ係数を安定に算出することができ、また、ＰＬＬ引き込み中（非同期状態）においても安定した適応制御を実現することができる。

ＬＭＳアルゴリズムを用いる適応型係数更新フィルタは、入力される波形との相関から各タップ係数を求める。そのため、ＬＭＳアルゴリズムを用いる適応型係数更新フィルタは、周波数サンプリングアルゴリズムと比べて、各タップ係数を制御できる自由度が高く、より期待されるＰＲ特性に近い特性にフィルタリングすることができる。

また、図６では図示していないが、Ａ／Ｄ変換部１０６と波形整形部１０８との間に、波形のＤＣレベルを適切に制御するブロックを挿入してもよい。Ａ／Ｄ変換部１０６に入力される波形は、Ｄレンジを最大限使うことができるように、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７によって、振幅中心となるように制御される。ＤＣレベルを適切に制御するブロックは、エネルギー中心となるようにＤＣレベルを制御して、波形整形部１０８に入力する。特に、ＤＣレベルの制御は、アシンメトリの波形に対して、より適切にフィルタリング処理をするためである。もちろん、ＤＣレベルを適切に制御するブロックが挿入された場合でも、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７は、Ａ／Ｄ変換部１０６から波形が入力される必要がある。

なお、本実施の形態の周波数サンプリングアルゴリズムを用いた適応型係数更新波形整形方法は、従来の光ディスクよりも記録線密度が高い光ディスクを再生する場合の再生波形にのみ対応する方法ではなく、記録容量が２５ＧＢである従来のＢＤの再生波形に対しても適用でき、ＤＶＤ又はＣＤの再生波形に対しても適用できる。所望の特性となるように、イコライザゲインを設定すればよい。

なお、上記の実施の形態では、タップ数が９タップである場合の周波数サンプリングアルゴリズムを用いた適応型係数更新方法について説明したが、他のタップ数においても同様に適応的にタップ係数を更新できる。例えば、ＦＩＲフィルタ部２０１のタップ数は、７タップ又は１１タップでもよい。

（第２の実施の形態）
まず、本発明の第２の実施の形態における光ディスク装置について説明する。図１５は、本発明の第２の実施の形態における光ディスク装置の構成を示すブロック図である。

図１５の光ディスク装置は、図６の光ディスク装置とほぼ同じ構成及び動作である。そのため、ここでは、図６の光ディスク装置と異なった構成及び動作についてのみ説明する。

図１５に示す光ディスク装置２００において、波形整形部１０８は、第１の適応型係数更新部１１０Ａと、第２の適応型係数更新部１１０Ｂとを備えている。第１の適応型係数更新部１１０Ａは、ＬＭＳアルゴリズムによって、ＰＲ等化部１０９のＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。第２の適応型係数更新部１１０Ｂは、周波数サンプリングアルゴリズムによって、ＰＲ等化部１０９のＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。

本実施の形態では、これら周波数サンプリングアルゴリズム及びＬＭＳアルゴリズムの２つの適応等化方式の特性を活かし、光ディスク装置の状態に応じて、２つの適応型係数更新部を切り替える。２つの適応型係数更新部を適時切り替えて使うことで、光ディスク装置は、状況に応じたて最適な適応方式を選択することによって、入力波形に対して最適なゲイン補正を行うことができる。したがって、ＰＬＬ制御を安定させることができ、かつＰＬＬ制御の収束性（引き込み時間短縮）を向上させることができる。なお、それぞれの適応型係数更新部の構成は、上記第１の実施の形態で説明しているので、ここでは省略する。

同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、表６のように、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７、波形整形部１０８の第１の適応型係数更新部１１０Ａ、波形整形部１０８の第２の適応型係数更新部１１０Ｂ、及び位相検出部１１２の特定パターン検出部１１３を制御する。

制御状態の例として、トラッキング制御ＯＫ前と、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ収束ＯＫ前と、周波数引き込みＯＫ前と、位相引き込みＯＫ前と、位相引き込みＯＫ後とに分類し、以下、各制御状態について説明する。

表６は、上記第１の実施の形態の表４で説明した光ディスク装置の動作とほぼ同等の内容である。表４とは異なる波形整形部１０８における適応型係数更新部の切り替え制御動作の部分についてのみ説明する。

トラッキング制御ＯＫ前の状態では、同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、波形整形部１０８の第１の適応型係数更新部１１０Ａ及び第２の適応型係数更新部１１０Ｂの制御をＯＦＦ状態にしておく。

トラッキング制御ＯＫ後の状態では、同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、波形整形部１０８の第２の適応型係数更新部１１０Ｂの動作を開始させ、その後、位相引き込みが完了するまで動作させる。この間、ＰＲ等化部１０９は、第２の適応型係数更新部１１０Ｂから常に更新されるタップ係数を受け取る。

位相引き込みＯＫ後の状態では、同期検出部１１５の同期引き込み制御部１１７は、波形整形部１０８の第２の適応型係数更新部１１０Ｂから第１の適応型係数更新部１１０Ａへ動作制御を変更させる。ＰＲ等化部１０９は、第１の適応型係数更新部１１０Ａから常に更新されるタップ係数を受け取る。このとき、第１の適応型係数更新部１１０Ａへ制御が移るとき、第１の適応型係数更新部１１０Ａのタップ係数の初期値は、第２の適応型係数更新部１１０Ｂで算出された係数とする。

表６では、トラッキング制御ＯＫ後、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７と波形整形部１０８の第２の適応型係数更新部１１０Ｂとを同時に動作させる例を示しているが、本発明は特にこれに限定されない。トラッキング制御ＯＫ後、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部１０７のみをまず動作させ、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４の動作が所定の目標値に近くなってから、波形整形部１０８の第２の適応型係数更新部１１０Ｂを動作させてもよい。

これは、波形整形部１０８の第１の適応型係数更新部１１０Ａ及び第２の適応型係数更新部１１０Ｂも、波形のオフセット及び振幅が所定値内にあることを前提として安定に動作するように設計しているためである。また、適応型係数更新制御は、波形の振幅を補正する機能としても動作するため、波形の振幅を補正するＡＧＣとの連動で、不安定になる場合があるからである。

そのため、機能及び帯域を明確に分けた制御を行うことが望ましい。よって、同期引き込み制御部１１７は、ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部１０４の動作が所定値以内に収束するまで、第２の適応型係数更新部１１０Ｂまたは位相検出部１１２を動作させない方がなお望ましい。なお、所定値以内とは、ＡＧＣ制御またはＯＦＦＳＥＴ制御が目標値に対して、約９０％以内にまで収束した場合である。例えば、ＡＧＣ制御であれば、８００ｍＶの目標ＡＣ振幅に対して、７２０ｍＶ以上になればよい。ＯＦＦＳＥＴ制御も同様である。所定値の設定は、システムが安定する値に設定すればよい。

なお、本実施の形態は、表６の制御状態例に限定されない。その他の制御状態及び表６の項目の制御状態において、システムが安定化されるように制御を最適化すればよい。

上記実施の形態では、光ディスクの記録線密度を向上させた場合の再生信号の同期方法についての位相検出装置、光ディスク装置及び位相検出方法について説明した。ここで、記録線密度の向上に対する波形への影響について、ＢＤの場合を具体例として挙げながら図１６及び図１７を用いて説明する。

図１６は、光ディスクのトラック上に記録されたマーク列と光ビーム径との相対的な関係を示す図である。ＢＤにおいても、ＤＶＤと同様に、記録データは光ディスク上に物理変化のマーク列として記録される。マーク列の中で最も長さの短いものを最短マークといい、記録容量が２５ＧＢであるＢＤの場合、最短マーク４０２の物理的長さは０．１４９μｍとなっている。ＢＤの最短マーク長は、ＤＶＤの最短マーク長の約１／２．７に相当し、光学系の波長パラメータ（４０５ｎｍ）とＮＡパラメータ（０．８５）とを変えることで、レーザーの分解能を上げたとしても、光ビームが記録マークを識別できる光学的な分解能の限界に近づいている。

図１６では、トラック４０１上に記録されたマーク列に光ビーム４０３を照射させている。ＢＤでは、上記光学系パラメータにより光スポットの径は、約０．３９μｍ程度となる。光学系の構造は変えないで記録線密度を向上させる場合、光スポット径に対する記録マークが相対的に小さくなるため、再生の分解能は悪くなる。

光ビームで記録マークを再生した際の再生信号振幅は記録マークが短くなるに従って低下し、光学的な分解能の限界でゼロとなる。この記録マークの周期の逆数を空間周波数といい、空間周波数と信号振幅との関係をＯＴＦ（ＯｐｔｉｃａｌＴｒａｎｓｆｅｒＦｕｎｃｔｉｏｎ：光学伝達関数）という。信号振幅は、空間周波数が高くになるに従ってほぼ直線的に低下し、信号振幅がゼロとなる再生の限界をＯＴＦカットオフ（ｃｕｔｏｆｆ）という。

図１７は、記録容量が２５ＧＢであるＢＤのＯＴＦを示す図である。ＢＤの最短マークの空間周波数は、ＯＴＦカットオフに対して８０％であり、ＯＴＦカットオフに近づいている。また、最短マークの再生振幅も、約１０％と非常に小さくなっていることが分かる。ＢＤの場合、記録容量が約３１ＧＢ相当になると、最短マークが、ＯＴＦカットオフとなり、再生振幅がほとんど検出されなくなる。最短マークが、ＯＴＦカットオフ周波数付近になる、または、ＯＴＦカットオフ周波数を超える周波数となると、レーザーの分解能の限界、もしくは超えていることもあり、再生信号の再生振幅が小さくなり、ＳＮＲが急激に劣化する。

このように、空間周波数と信号振幅との関係は、ＯＴＦによって定義され、信号振幅は、空間周波数が高くになるに従ってほぼ直線的に低下し、信号振幅がゼロとなる再生の限界がＯＴＦのカットオフ周波数と定義される。情報記録媒体に記録された再生信号の最短マーク周波数は、ＯＴＦのカットオフ周波数の近傍である。

本実施の形態において、ＯＴＦカットオフ周波数の近傍とは、ＢＤの１層当たりの記録容量が３０ＧＢとなる２Ｔ周波数からＯＴＦカットオフ周波数までの間を示す。なお、この場合の、２Ｔの物理的長さは約０．１２４μｍとなる。すなわち、最短マークが、ＯＴＦカットオフ周波数の近傍になる、または、ＯＴＦカットオフ周波数を超える周波数とは、２Ｔの物理的長さである約０．１２４μｍ以下の記録を行う密度という意味である。

本実施の形態は、このような、光ディスクに記録された再生信号の最短マーク周波数が、ＯＴＦカットオフ周波数付近になる、または、ＯＴＦカットオフ周波数を超える周波数となるような記録線密度で記録された領域を再生する場合の同期検出方法を提案するものである。

なお、より詳細に、２値化処理及び信号評価処理を行うためには、例えば、図６及び図１５における波形整形部１０８の後段に、本実施の形態の同期検出のためのＰＲＭＬ処理とは別に、ＰＲＭＬ処理用の波形整形部及び最尤復号部を設けてもよい。

なお、本実施の形態の光ディスク装置の構成要素は集積回路であるＬＳＩ（ＬａｒｇｅＳｃａｌｅＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現され得る。光ディスク装置が備える構成要素は個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。

なお、ここでは、集積回路をＬＳＩと呼んだが、集積度の違いにより、ＩＣ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）、ＬＳＩ、スーパーＬＳＩ又はウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、本実施の形態の集積回路はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。また、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。

本発明に係る位相誤差検出装置、波形整形装置及び光ディスク装置は、安定して再生クロック信号を生成することができ、最尤復号法を用いて信号処理を行う位相誤差検出装置、波形整形装置及び光ディスク装置に有用である。

ＲＬＬ（１，７）記録符号と等化方式ＰＲ１２２２１ＭＬ方式とから定まる状態遷移則を示す状態遷移図である。図１に示す状態遷移図を時間軸に関して展開したトレリス図である。表１の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係を示す図である。表２の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係を示す図である。表３の遷移パスにおけるサンプル時間と再生レベル（信号レベル）との関係を示す図である。本発明の第１の実施の形態における光ディスク装置の構成を示すブロック図である。ＬＭＳアルゴリズムを用いる波形整形部の構成を示すブロック図である。式（２）で求めた位相誤差のばらつき（頻度分布）例を示す図である。位相が大きくずれた場合の入力波形と、パスＡの理想波形と、パスＢの理想波形との一例を示す図である。周波数サンプリングアルゴリズムを用いる波形整形部の構成を示すブロック図である。９タップのＦＩＲフィルタ（ディジタルイコライザ）の各周波数におけるゲイン特性目標値を示す図である。ゲイン特性目標値から周波数サンプリングアルゴリズムにより式（５）を用いて求めたディジタルイコライザのタップ係数を示す図である。タップ係数から算出されるディジタルイコライザの周波数特性を示す図である。（Ａ）は、周波数サンプリングアルゴリズムを用いた係数算出のための振幅検出を説明するための図であり、（Ｂ）は、図１４（Ａ）に示す各振幅レベルのＬＰＦによる処理結果を示す図である。本発明の実施の形態２における光ディスク装置の構成を示すブロック図である。光ディスクのトラック上に記録されたマーク列と光ビーム径との相対的な関係を示す図である。記録容量が２５ＧＢであるＢＤのＯＴＦを示す図である。

符号の説明

１００，２００光ディスク装置
１０１情報記録媒体
１０２光ヘッド部
１０３プリアンプ部
１０４ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ部
１０５波形等化部
１０６Ａ／Ｄ変換部
１０７ＡＧＣ／ＯＦＦＳＥＴ制御部
１０８波形整形部
１０９ＰＲ等化部
１１０適応型係数更新部
１１０Ａ第１の適応型係数更新部
１１０Ｂ第２の適応型係数更新部
１１１最尤復号部
１１２位相検出部
１１３特定パターン検出部
１１４差分メトリック検出部
１１５同期検出部
１１６クロック制御部
１１７同期引き込み制御部
２０１ＦＩＲフィルタ部
２０２誤差信号検出部
２０３相関検出部
２０４ループゲイン設定部
２０５係数演算部
２１１第１の振幅レベル検出部
２１２第２の振幅レベル検出部
２１５係数算出部
２２０２値化部
２２１立ち上がりエッジ検出部
２２２立ち下がりエッジ検出部
２２３第１の振幅レベル抽出部
２２４第２の振幅レベル抽出部
２２５第３の振幅レベル抽出部
２２６第４の振幅レベル抽出部
２２７第１のＬＰＦ
２２８第２のＬＰＦ
２２９第３のＬＰＦ
２３０第４のＬＰＦ
２３１第１の振幅レベル算出部
２３２第２の振幅レベル算出部
２３３第１の振幅誤差検出部
２３４第２の振幅誤差検出部
２３５ＩＤＦＴ部
２３６係数計算部
３０１振幅検出部
３０２ＬＰＦ
３０３係数演算部
４０１トラック
４０２最短マーク
４０３光ビーム

Claims

情報記録媒体から再生されたアナログ再生信号から生成されたディジタル再生信号を受け取り、前記ディジタル再生信号の波形を整形する波形整形部と、
前記波形整形部によって波形が整形された前記ディジタル再生信号を最尤復号し、前記最尤復号の結果を示す２値化信号を生成する最尤復号部と、
前記波形整形部によって波形が整形された前記ディジタル再生信号と、前記最尤復号部によって生成された前記２値化信号とに基づいて位相誤差を検出する位相検出部と、
前記位相検出部によって検出された前記位相誤差を用いて再生クロック信号を生成し、生成した前記再生クロック信号に前記ディジタル再生信号を同期させる同期検出部とを備え、
前記位相検出部は、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンを用いて前記位相誤差を抽出することを特徴とする位相誤差検出装置。
空間周波数と信号振幅との関係は、光学伝達関数によって定義され、前記信号振幅は、前記空間周波数が高くになるに従ってほぼ直線的に低下し、前記信号振幅がゼロとなる再生の限界を前記光学伝達関数のカットオフ周波数と定義すると、
前記情報記録媒体に記録された再生信号の最短マーク周波数は、前記光学伝達関数のカットオフ周波数の近傍であることを特徴とする請求項１記載の位相誤差検出装置。
前記位相検出部は、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、入力信号の波形の歪みの影響を受けにくいサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて前記位相誤差を抽出することを特徴とする請求項１又は２記載の位相誤差検出装置。
前記位相検出部は、前記最尤復号において、ある状態から分岐した１組のパスが合流する複数の合流点の差メトリックのうち、ゼロクロス点が１つのみである状態遷移パターンの中から、最初のサンプル時刻及び最後のサンプル時刻以外のサンプル時刻におけるパーシャルレスポンス等化理想値を用いて前記位相誤差を抽出することを特徴とする請求項３記載の位相誤差検出装置。
前記位相検出部は、検出された前記位相誤差が所定の閾値より大きい場合、前記位相誤差を前記同期検出部へ出力しないことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の位相誤差検出装置。
光ヘッドと、
請求項１〜５のいずれかに記載の位相誤差検出装置とを備えることを特徴とする光ディスク装置。