JP4982350B2 - 送受信機 - Google Patents

Description

本発明は携帯電話、無線ＬＡＮ等のＲＦ通信に利用される受信機と送信機とを具備する送受信機に関するものであり、特に電圧制御発振器の個数の増加もしくは通信用電圧制御発振器の広帯域化とそれに伴う位相雑音の増加とを軽減する有効な技術に関するものである。

ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡ、ＤＣＳ、ＰＣＳに代表されるセルラーや無線LAN等の各種通信方式が発展しているが、近年、１つの端末で複数の通信方式や送受信周波数帯域に対応したマルチモード／マルチバンド送受信機が渇望されている。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationの略であり、ＧＰＲＳはGeneral Packet Radio Serviceの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellular Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。

下記特許文献１には、マルチバンドに対応した送受信機が記載されている。この送信機は、送信ベースバンド信号を中間周波数送信信号にアップコンバートする直交変調器と、バンドパスフィルタと、中間周波数送信信号とＲＦ局部信号とからＲＦ送信信号を生成するアップコンバータと、高出力増幅器とにより構成されている。直交変調器は、局部発振器からの２００ＭＨｚの中間周波数局部信号が供給されるπ／２移相器と、送信ベースバンド信号とπ／２移相器により生成されるπ／２(９０度)の位相差の２つの中間周波数局部信号が供給される２個のミキサーと、２個のミキサーに接続された加算器により構成されている。マルチバンド送信に対応するために、２個のＲＦ局部発振器と２個の分周器とが使用されている。

下記非特許文献１には、世界規模の使用のための２１００、１９００、８５０／８００ＭＨｚのトライ・バンドの第３世代セルラートランシーバー用集積回路(ＩＣ)が記載されている。このＲＦトランシーバーは、トライ・バンド・ＷＣＤＭＡとクワッド・バンド・ＧＳＭ／ＥＤＧＥとのベースバンド信号処理ＩＣを集積化している。また、下記非特許文献１には、３ＧＰＰが提唱する下記６個の周波数帯が記載されている。尚、３ＧＰＰは、3-rd Generation Partnership Projectの略である。

バンド アップリンク ダウンリンク 単位 地域
バンドI ：１９２０〜１９８０ ２１１０〜２１７０ ＭＨｚ 欧州
バンドII ：１８５０〜１９１０ １９３０〜１９９０ ＭＨｚ 米国
バンドIII ：１７１０〜１７８５ １８０５〜１８８０ ＭＨｚ 欧州
バンドIV ：１７１０〜１７５５ ２１１０〜２１５５ ＭＨｚ 米国
バンドV ： ８２４〜 ８４９ ８６９〜 ８９４ ＭＨｚ 米国
バンドVI ： ８３０〜 ８４０ ８７５〜 ８８５ ＭＨｚ 日本
更に、下記非特許文献１に記載されたＲＦ集積化トランシーバーは、上記バンドIII、Ｖのダウンリンク周波数のＲＦ受信信号が供給されるレシーバーと、上記バンドIII、Ｖのアップリンク周波数のＲＦ送信信号を形成するトランスミッターと、周波数シンセサイザとを含んでいる。周波数シンセサイザは、レシーバーとトランスミッターとのための２個の集積化電圧制御発振器(ＶＣＯ)と伴に２個のフラクショナルＮシンセサイザとで構成されている。良く知られているように、フラクショナルＮシンセサイザを用いることにより、ＰＬＬ回路の分周器の分周数を整数だけではなく分数(フラクション)に設定することで基準周波数の整数倍以外の発振周波数を電圧制御発振器(ＶＣＯ)の出力から得られるものである。

上記レシーバーは、バンドIとバンドIIの略２ＧＨｚのダウンリンク周波数を持つＲＦ受信信号が供給される第１受信ミキサーと、バンドVの略０．９ＧＨｚのダウンリンク周波数を持つＲＦ受信信号が供給される第２受信ミキサーとを含む。３４７６〜４３４０ＭＨｚの周波数帯域をカバーする受信用電圧制御発振器(ＲｘＶＣＯ)と第１受信ミキサーおよび第２受信ミキサーとの間には、分周数が２と４とに設定可能な受信用分周器が接続されている。

上記トランスミッターは、バンドIとバンドIIの略１．９ＧＨｚのアップリンク周波数を持つＲＦ送信信号を生成する第１送信ミキサーと、バンドVの略０．８ＧＨｚのアップリンク周波数を持つＲＦ送信信号を生成する第２送信ミキサーとを含む。３２９６〜３９６０ＭＨｚの周波数帯域をカバーする送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)と第１送信ミキサーとの間には分周数が２に設定された第１送信用分周器が接続され、この送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)と第２送信ミキサーとの間には分周数が４に設定可された第２送信用分周器が接続されている。

一方、下記非特許文献２には、ＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号とＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号との３つの周波数バンドが供給されるＲＦフロントエンド・レシーバー・チップが記載されている。尚、ＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号の周波数は２１１０〜２１７０ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００のＲＦ受信信号の周波数は９２５〜９６０ＭＨｚであり、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号の周波数は１８０５〜１８８０ＭＨｚである。ＷＣＤＭＡのＲＦ受信信号は、外付ローノイズアンプ(ＬＮＡ)と表面弾性波フィルタ(ＳＡＷ)の段間バンドパスフィルタとを介して内蔵ＷＣＤＭＡローノイズアンプの入力に供給される。ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号とは、内蔵ＤＣＳ１８００ローノイズアンプの入力と内蔵ＧＳＭ９００ローノイズアンプの入力とにそれぞれ供給される。

内蔵ＷＣＤＭＡローノイズアンプのＲＦ受信増幅出力信号は第１Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の一方の入力端子に供給される。チップ外部の受信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)からの外部受信ローカル信号は分周数が２に設定された第１分周器に供給され、第１分周器の出力からの９０°の位相差を持つ第１受信ローカル信号が第１Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の他方の入力端子に供給される。

内蔵ＤＣＳ１８００ローノイズアンプのＲＦ受信増幅出力信号は第２Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の一方の入力端子に供給される。チップ外部の受信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)からの外部受信ローカル信号は分周数が２に設定された第２分周器に供給され、第２分周器の出力からの９０°の位相差を持つ第２受信ローカル信号が第２Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の他方の入力端子に供給される。

内蔵ＧＳＭ９００ローノイズアンプのＲＦ受信増幅出力信号は第３Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の一方の入力端子に供給される。チップ外部の受信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)からの外部受信ローカル信号は分周数が４に設定された第３分周器に供給され、第３分周器の出力からの９０°の位相差を持つ第３受信ローカル信号が第３Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対の他方の入力端子に供給される。

尚、ＷＣＤＭＡ用第１Ｉ、Ｑダウンコンバージョンミキサー対は、出力周波数がベースバンド信号であるゼロＩＦアーキテクチャーを採用している。しかし、ＧＳＭのＤＣＳ１８００用第２ダウンコンバージョンミキサー対とＧＳＭ９００用第２ダウンコンバージョンミキサー対とは、出力周波数がベースバンド信号周波数よりも高い低中間周波(ローＩＦ)アーキテクチャーを採用している。また、これらのダウンコンバージョンミキサーには、良く知られているダブルバランスド型ギルバートセルのミキサーが使用されている。

また、９０°の位相差を持つ受信ローカル信号を生成する第１分周器、第２分周器、第３分周器として、ＥＣＬライクのＤ型フリップフロップの２段または４段のカスケード接続により構成されている。Ｄ型フリップフロップは、サンプリングステージとラッチステージとにより構成される。サンプリングステージはゲートに非反転クロックＣＬＫが供給されソースが電流源を介して接地電圧に接続された第１ＭＯＳトランジスタを含み、ラッチステージはゲートに反転クロック／ＣＬＫが供給されソースが上述の電流源を介して接地電圧に接続された第２ＭＯＳトランジスタを含んでいる。サンプリングステージは、更にゲートに非反転入力信号Ｄと反転入力信号／Ｄとが供給されソースが第１ＭＯＳトランジスタのドレインに共通接続された第３と第４のＭＯＳトランジスタを含み、第３と第４のＭＯＳトランジスタのドレインはそれぞれ抵抗を介して電源電圧に接続される。ラッチステージは、更にゲートがサンプリングステージの第４と第３のＭＯＳトランジスタのドレインに接続されソースが第２ＭＯＳトランジスタのドレインに共通接続された第５と第６のＭＯＳトランジスタを含んでいる。サンプリングステージの第３ＭＯＳトランジスタのドレインとラッチステージの第５ＭＯＳトランジスタのドレインと第６ＭＯＳトランジスタのゲートとは、非反転出力端子Ｑに共通接続されている。サンプリングステージの第４ＭＯＳトランジスタのドレインとラッチステージの第６ＭＯＳトランジスタのドレインと第５ＭＯＳトランジスタのゲートとは、反転出力端子／Ｑに共通接続されている。尚、ＥＣＬは、高速バイポーラ論理回路であるEmitter Coupled Logicの略である。
また、下記特許文献２には、複数の電圧制御発振器と、送受信ミキサー部と、変復調部とを有するマルチバンド送受信機が記載されている。この構成では、発振周波数が異なる各バンドに対応した電圧制御発振器を複数個配置して、制御部から所望の周波数帯域に応じて切り換え指令を出力して、電圧制御発振器を切り換えることで、マルチバンド送受信に対応している。

Ｄ．Ｌ．Ｋａｃｚｍａｎ ｅｔ ａｌ， "Ａ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃｈｉｐ Ｔｒｉ−Ｂａｎｄ (２１００， １９００， ８５０／８００ ＭＨｚ) ＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｔｒａｎｓｃｅｉｃｅｒ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．４１， ＮＯ．５， ＭＡＹ ２００６， ＰＰ．１１２２−１１３２． Ｃｈｕｎ−Ｌｉｎ Ｋｏ ｅｔ ａｌ， "Ａ ＣＭＯＳ Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ ＲＦ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ＧＳＭ ａｎｄ ＷＣＤＭＡ"， ２００４ ＩＥＥＥ Ａｓｉａ−Ｐａｃｉｆｉｃ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ（ＡＰ−ＡＳＩＣ２００４）， Ａｕｇ．４−５， ２００４， ＰＰ．３７４−３７７． 特開２００２−２８０９２４号 公報 特開２０００−２６９８４８号 公報

本発明者等は、本発明に先立ってＷＣＤＭＡ／マルチバンドの通信が可能な通信用ＲＦＩＣの研究・開発に従事した。ここでＲＦＩＣはRadio Frequency Integrated Circuitの略である。この通信用ＲＦＩＣの送信機には、ダイレクトアップコンバージョンアーキテクチャーの採用が検討された。

《本発明に先立って検討されたＲＦＩＣ》
図２は、本発明に先立って検討された通信用ＲＦＩＣのWCDMA／マルチバンド対応ダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。送信バンドIの送信周波数は１９２０〜１９８０ＭＨｚ、送信バンドVIの送信周波数は８３０〜８４０ＭＨｚ、送信バンドIIの送信周波数は１８５０〜１９１０ＭＨｚ、送信バンドXIの送信周波数は１４２８〜１４５３ＭＨｚである。送信バンドI、送信バンドVI、送信バンドII、送信バンドXIは、それぞれ送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４から基地局に送信されるものである。

図２のディジタルＩ、Ｑ信号入力端子２６、２７に供給されるディジタルベースバンド送信信号DＩ、DＱは、Ｄ／Ａ変換器２２、２５でアナログ信号に変換され、可変利得増幅器２１、２４で増幅され、ローパスフィルタ２０、２３で不要信号を除去される。ローパスフィルタ２０、２３からのアナログベースバンド送信信号は、各バンドに対応した送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４にそれぞれ配置されたＩ／Ｑ変調器を構成する一対のミキサー９、１０の一方の入力端子に供給される。尚、可変利得増幅器２１、２４は、固定利得増幅器によって置換されることができる。送信バンド切り換え制御部１５からは、各送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４のＯＮ/ＯＦＦ制御を行う送信ブロック選択信号Ｔｘ＿Ｂｌｋ＿ＳＳが出力される。

ＲＦＩＣ内部には、送信ローカル信号発生用に２個の送信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)１６、１８が配置されている。まず、送信バンドI、VI、ＩIが選択された時には、３３２０〜３９６０ＭＨｚの発振周波数で発振する一方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＡ)１６がＯＮに制御される。しかし、送信バンドXIが選択された時には、２８５６〜２８９６ＭＨｚの発振周波数で発振する他方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＢ)１８がＯＮに制御される。

以下の説明では、送信バンドIが選択された時の動作について示す。この時には送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１のみがＯＮとなり、他の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２、３、４はＯＦＦ状態とされる。送信バンドIが選択された時には、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１のための一方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＡ)１６は、ＰＬＬ回路１７によって３８４０〜３９６０ＭＨｚの発振周波数帯域にロックされる。従って、分周数が２に設定された分周器１１には、３８４０〜３９６０ＭＨｚの送信用電圧制御発振信号が供給される。それにより、分周比が１／２に設定された分周器１１の２つの出力端子から一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に、９０度(π／２)位相の異なる１９２０〜１９８０ＭＨｚの送信用ローカル信号３２、３３が供給される。一対のミキサー９、１０のＲＦ出力信号は合成された後、可変利得増幅器７で増幅され、バンドパスフィルタ６で不要信号を除去した後、電力増幅器５で増幅され、送信端子２８から１９２０〜１９８０ＭＨｚの送信周波数の送信バンドIのＲＦ送信信号として出力される。

次に、送信バンドVIが選択された時の動作について示す。この時には送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２のみがＯＮとなり、他の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、３、４はＯＦＦ状態とされる。送信バンドVIが選択された時には、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２のための一方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＡ)１６は、ＰＬＬ回路１７によって３３２０〜３３６０ＭＨｚの発振周波数帯域にロックされる。従って、分周数が４に設定された分周器１２には、３３２０〜３３６０ＭＨｚの送信用電圧制御発振信号が供給される。それにより、分周比が１／４に設定された分周器１２の２つの出力端子から一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に、９０度(π／２)位相の異なる８３０〜８４０ＭＨｚの送信用ローカル信号が供給される。一対のミキサー９、１０のＲＦ出力信号は合成された後、可変利得増幅器７で増幅され、バンドパスフィルタ６で不要信号を除去した後、電力増幅器５で増幅され、送信端子２９から８３０〜８４０ＭＨｚの送信周波数の送信バンドVIのＲＦ送信信号として出力される。

次に、送信バンドIIが選択された時の動作について示す。この時には送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３のみがＯＮとなり、他の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、４はＯＦＦ状態とされる。送信バンドIIが選択された時には、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋのための一方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＡ)１６は、ＰＬＬ回路１７によって３７００〜３８２０ＭＨｚの発振周波数帯域にロックされる。従って、分周数が２に設定された分周器１３には、３７００〜３８２０ＭＨｚの送信用電圧制御発振信号が供給される。それにより、分周比が１／２に設定された分周器１３の２つの出力端子から一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に、９０度(π／２)位相の異なる１８５０〜１９１０ＭＨｚの送信用ローカル信号が供給される。一対のミキサー９、１０のＲＦ出力信号は合成された後、可変利得増幅器７で増幅され、バンドパスフィルタ６で不要信号を除去した後、電力増幅器５で増幅され、送信端子３０から１８５０〜１９１０ＭＨｚの送信周波数の送信バンドIIのＲＦ送信信号として出力される。

最後に、送信バンドXIが選択された時の動作について示す。この時には送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４のみがＯＮとなり、他の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３はＯＦＦ状態とされる。送信バンドXIが選択された時には、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４のための他方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＢ)１８は、ＰＬＬ回路１７によって２８５６〜２９０６ＭＨｚの発振周波数帯域にロックされる。従って、分周比が２に設定された分周器１４には、２８５６〜２９０６ＭＨｚの送信用電圧制御発振信号が供給される。それにより、分周比が１／２に設定された分周器１４の２つの出力端子から一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に、９０度(π／２)位相の異なる１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信用ローカル信号が供給される。一対のミキサー９、１０のＲＦ出力信号は合成された後、可変利得増幅器７で増幅され、バンドパスフィルタ６で不要信号を除去した後、電力増幅器５で増幅され、送信端子３１から１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信周波数の送信バンドXIのＲＦ送信信号として出力される。

《デュアル送信用電圧制御発振器》
図２のダイレクトアップコンバージョン送信機の構成では、２個の送信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)１６、１８と４個の分周器１１、１２、１３、１４の組み合わせで各バンドに対応したクォドラチャーローカル信号を作成している。４個の分周器１１、１２、１３、１４の分周数は２、４のいずれかを用いているので、４個の分周器１１、１２、１３、１４による分周比は１／２、１／４のいずれかとなる。一般的に分周器の分周数が偶数の時、２つの出力信号位相差を９０度(π／２)とすることができ、クォドラチャー(直交)ローカル信号を生成できる。以上の理由から、図２の送信機では、上記非特許文献１と同様に４個の分周器１１、１２、１３、１４の分周数を２、４のいずれかに設定している。しかし、４個の分周器の分周数を２、４の偶数から選択するように制約することで、発振周波数範囲が制限された電圧制御発振器(ＶＣＯ)から作成可能なローカル信号の周波数帯域も制限される。

このような理由のために、送信ローカル信号周波数選択の自由度を向上するためには、電圧制御発振器(ＶＣＯ)の発振周波数の広帯域化を行うか、もしくは上記特許文献２の記載のように電圧制御発振器(ＶＣＯ)を各帯域毎に複数個配置する必要があった。

図３は、図２に示した送信機における電圧制御発振器(ＶＣＯ)の発振周波数帯域とローカル信号周波数帯域の関係を示す図である。

図３の右上欄に示すように、一方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＡ)１６の発振周波数帯域は３３２０〜３９６０ＭＨｚに設定され、過大に発振周波数帯域を広げないようにしている。また、図３の下欄に示すように、送信バンドXIについても１／２分周器を用いて送信用クォドラチャーローカル信号を生成するために、発振周波数帯域は２８５６〜２９０６ＭＨｚに設定された他方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＢ)１８を追加している。そのため、図２の本発明に先立って検討された通信用ＲＦＩＣでは、他方の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯＢ)１８の追加により、ＲＦＩＣチップ面積が大きくＲＦＩＣの製造コストが高いと言う問題があった。

《シングル送信用電圧制御発振器》
また、図５も、図２と同様に本発明に先立って検討された他の通信用ＲＦＩＣのWCDMA／マルチバンド対応ダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。図５のＲＦＩＣでは、発振周波数帯域が２８５６〜３９６０ＭＨｚと極めて広帯域に設定された単一の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯC)３４が、ＷＣＤＭＡ／マルチバンドの通信をカバーしている。図５において、図２と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

図４は、図５に示した送信機における電圧制御発振器(ＶＣＯ)の発振周波数帯域とローカル信号周波数帯域の関係を示す図である。

図５の送信機システムは、図２の送信機システムのデュアル電圧制御発振器(ＶＣＯ)と比較して、ＷＣＤＭＡ／マルチバンドの通信をカバーするシングル送信用電圧制御発振器(ＶＣＯ)で構成されている。しかし、図５の送信機システムでは、単一の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯC)３４の発振周波数帯域は上述のように２８５６〜３９６０ＭＨｚと極めて広帯域に設定され、発振周波数の比帯域幅は２７．９％となっている。

図５の送信機システムは、単一の送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯC)３４の採用によってＲＦＩＣチップ面積とＲＦＩＣの製造コストとを低減が可能となるが、単一の送信用電圧制御発振器の発振周波数の広帯域化に伴って位相雑音が増加すると言う問題が本発明者等の検討により明らかとされた。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、マルチバンドの送信用もしくは受信用のための通信用電圧制御発振器の個数の増加もしくは通信用電圧制御発振器の広帯域化とそれに伴う位相雑音の増加とを軽減することの可能な送受信機を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。

すなわち、本発明の１つの代表的な送受信機は、通信用電圧制御発振器(３４)と、複数の周波数帯域のＲＦ信号の通信を行う複数の通信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)とを含む。前記複数の通信ブロックのそれぞれは、分周器(１１、１２、１３、１４)と、ミキサー(９、１０)とを含む。

前記複数の通信ブロックでは、前記分周器は前記通信用電圧制御発振器(３４)から供給される通信用発振出力信号を分周して生成した一対の通信用ローカル信号を前記ミキサー(９、１０)に供給する。

前記複数の通信ブロックの少なくとも１つの通信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３)に含まれる１つの分周器(１１、１２、１３)の分周数は、偶数の整数に設定される。この設定により、前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた分周器からミキサーに供給される通信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となる。

前記複数の通信ブロックの他の通信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた他の分周器(１４)の他の分周数は、非整数に設定される。この設定により、前記他の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた分周器(１４)からミキサーに供給される通信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となる。

送受信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の通信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれたミキサー(９、１０)に関係する一対の通信アナログ信号に付与する変換ユニット(３５)を更に含むことを特徴とする(図１参照)。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

すなわち、本発明によれば、マルチバンドの送信用もしくは受信用のための通信用電圧制御発振器の個数の増加もしくは通信用電圧制御発振器の広帯域化とそれに伴う位相雑音の増加とを軽減することができる。

《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
〔１〕本発明の代表的な実施の形態による送受信機(１９)は、受信機(９９)と、送信機とを具備する。

前記受信機(９９)は、ＲＦ受信信号を受信アナログ信号にダウンコンバートする受信復調器を含む。

前記送信機は、送信用電圧制御発振器(３４)と、複数の周波数帯域のＲＦ送信信号を生成する複数の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)とを含むものである。

前記複数の送信ブロックのそれぞれは、分周器(１１、１２、１３、１４)と、送信用変調器(８、９、１０)とを含むものである。

前記複数の送信ブロックのそれぞれでは、前記分周器は前記送信用電圧制御発振器(３４)から供給される送信用発振出力信号を分周することによって生成した一対の送信用ローカル信号を前記送信用変調器(８、９、１０)に供給するものである。

前記複数の送信ブロックのそれぞれでは、前記送信用変調器は前記分周器から供給された前記一対の送信用ローカル信号により送信アナログ信号をＲＦ送信信号にアップコンバートするものである。

前記複数の送信ブロックの少なくとも１つの送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３)に含まれた少なくとも１つの分周器(１１、１２、１３)の分周数は、偶数の整数に設定されている。

前記偶数の整数への前記分周数の設定により、前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた前記少なくとも１つの分周器から該当する送信用変調器に供給される該当する一対の送信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となるものである。

前記複数の送信ブロックの他の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた他の分周器(１４)の他の分周数は、非整数に設定されている。

前記非整数への前記他の分周数の設定により、前記他の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記他の分周器(１４)から他の送信用変調器(８、９、１０)に供給される他の一対の送信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となるものである。

前記送信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記他の送信用変調器に供給される一対の送信アナログ信号に付与する変換ユニット(３５)を更に含むことを特徴とする(図１参照)。

前記実施の形態によれば、特定の周波数帯域のＲＦ送信信号を生成する前記他の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記送信用変調器(８、９、１０)において、以下の動作が実行される。すなわち、前記送信用変調器において、前記一対の送信用非クォドラチャーローカル信号の前記オフセット角度は、前記変換ユニット(３５)により前記一対の非クォドラチャー送信アナログ信号に付与された前記補償オフセット量によりキャンセルされる。その結果、前記送信用変調器(８、９、１０)において、理想的なクォドラチャー(直交)変調が行われ、送信アナログ信号から特定の周波数帯域のＲＦ送信信号へのアップコンバートが実行されることができる。また、送信用電圧制御発振器の個数の増加もしくは送信用電圧制御発振器の広帯域化とそれに伴う位相雑音の増加とを軽減することができる。

好適な実施の形態では、前記送信機は、一対の送信ディジタル信号を前記一対の送信アナログ信号に変換する一対のＤ／Ａ変換器(２２、２５)を更に含み、前記一対のＤ／Ａ変換器(２２、２５)は、前記複数の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)によって共有されている(図１参照)。

前記好適な実施の形態によれば、前記送信機とベースバンド処理ユニットとのディジタル送信インターフェースが可能となり、この送信インターフェースでのＲＦ信号干渉の影響を軽減することができる。また、前記一対のＤ／Ａ変換器(２２、２５)が前記複数の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)によって共有されることにより、送信機のコストを低減することができる。

他の好適な実施の形態では、前記変換ユニット(３５)は、前記一対のＤ／Ａ変換器(２２、２５)の一対の入力端子に接続される。前記変換ユニット(３５)が前記一対の送信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記一対のＤ／Ａ変換器(２２、２５)の一対の出力端子から前記補償オフセット量が付与された前記一対の送信アナログ信号が生成される(図１参照)。

前記他の好適な実施の形態によれば、オフセット補償をディジタル信号処理により高精度に実現することができる。

更に他の好適な実施の形態では、前記変換ユニット(３６)は、前記一対のＤ／Ａ変換器(２２、２５)の一対の出力端子に接続される。前記変換ユニット(３６)が一対の送信アナログ入力信号をアナログ信号処理することによって、前記変換ユニット(３６)の一対の出力端子から前記補償オフセット量が付与された一対の送信アナログ出力信号が生成される(図７参照)。

前記更に他の好適な実施の形態によれば、オフセット補償をアナログ信号処理により簡易に実現することができる。

より好適な実施の形態では、前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた第１の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１)と第２の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ３)とにそれぞれ含まれた第１の分周器(１１)と第２の分周器(１３)の分周数は、それぞれ２と４とに設定されている。

前記他の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記他の分周器(１４)の分周数は、２．５の非整数に設定されている。

前記送信用電圧制御発振器(３４)から生成される前記送信用発振出力信号の周波数は、略３ＧＨｚから略４ＧＨｚの間に設定可能とされている。

前記第１の送信ブロックは略１．８ＧＨｚから略２ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、前記第２の送信ブロックは略０．８ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、前記他の送信ブロックは略１．４ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成する(図６参照)。

具体的な実施の形態では、前記送信用電圧制御発振器(３４)と前記複数の送信ブロック(Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)とを含む前記送信機は、ダイレクトアップコンバージョン送信機アーキテクチャーと低ＩＦアップコンバージョン送信機アーキテクチャーとのいずれか一方である。

最も具体的な実施の形態では、前記送信用電圧制御発振器と前記複数の送信ブロックとを含む前記送信機は、半導体チップに構成されている。
〔２〕本発明の代表的な実施の形態による本発明の代表的な送受信機(１９)は、受信機と、送信機(１００)とを具備する。

前記送信機(１００)は、送信アナログ信号をＲＦ送信信号にアップコンバートする送信変調器を含む。

前記受信機は、受信用電圧制御発振器(７５)と、複数の周波数帯域のＲＦ受信信号を受信する複数の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)とを含むものである。

前記複数の受信ブロックのそれぞれは、分周器(６２、６３、６４、６５)と、受信用復調器(６０、６１)とを含むものである。

前記複数の受信ブロックのそれぞれでは、前記分周器は前記受信用電圧制御発振器(７５)から供給される受信用発振出力信号を分周することによって生成した一対の受信用ローカル信号を前記受信用復調器(６０、６１)に供給するものである。

前記複数の受信ブロックのそれぞれでは、前記受信用変調器は前記分周器から供給された前記一対の受信用ローカル信号によりＲＦ受信信号を受信アナログ信号にダウンコンバートするものである。

前記複数の受信ブロックの少なくとも１つの受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ１、２、３)に含まれた少なくとも１つの分周器(６２、６３、６４)の分周数は、偶数の整数に設定されている。

前記偶数の整数への前記分周数の設定により、前記少なくとも１つの受信ブロックに含まれた前記少なくとも１つの分周器から該当する受信用復調器に供給される該当する一対の受信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となるものである。

前記複数の受信ブロックの他の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた他の分周器(６５)の他の分周数は、非整数に設定されている。

前記非整数への前記他の分周数の設定により、前記他の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記他の分周器(６５)から他の受信用復調器(６０、６１)に供給される他の一対の受信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となるものである。

前記受信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記他の受信用復調器から生成される一対の受信アナログ信号に付与する変換ユニット(７２)を更に含むことを特徴とする(図１０参照)。

前記実施の形態によれば、特定の周波数帯域のＲＦ受信信号を生成する前記他の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記受信用復調器(６０、６１)において、以下の動作が実行される。すなわち、前記受信用復調器に供給された前記一対の受信用非クォドラチャーローカル信号の前記オフセット角度の影響は、前記変換ユニット(７２)により前記受信用復調器から生成される一対の受信アナログ信号に付与された前記補償オフセット量によりキャンセルされる。その結果、前記受信機の前記他の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ４)と前記変換ユニット(７２)とにより、理想的なクォドラチャー(直交)復調が行われ、特定の周波数帯域のＲＦ受信信号から受信アナログ信号へのダウンコンバートが実行されることができる。また、受信用電圧制御発振器の個数の増加もしくは受信用電圧制御発振器の広帯域化とそれに伴う位相雑音の増加とを軽減することができる。

好適な実施の形態では、前記受信機は、前記一対の受信アナログ信号を一対の受信ディジタル信号に変換する一対のＡ／Ｄ変換器(７０、７１)を更に含み、前記一対のＡ／Ｄ変換器(７０、７１)は、前記複数の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)によって共有されている(図１０参照)。

前記好適な実施の形態によれば、前記受信機とベースバンド処理ユニットとのディジタル受信インターフェースが可能となり、この受信インターフェースでのＲＦ信号干渉の影響を軽減することができる。また、前記一対のＡ／Ｄ変換器(７０、７１)が前記複数の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)によって共有されることにより、受信機のコストを低減することができる。

他の好適な実施の形態では、前記変換ユニット(７８)は、前記一対のＡ／Ｄ変換器(７０、７１)の一対の出力端子に接続される。前記変換ユニット(７２)が前記一対の受信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に間接的に付与されるものである(図１０参照)。

前記他の好適な実施の形態によれば、オフセット補償をディジタル信号処理により高精度に実現することができる。

更に他の好適な実施の形態では、前記変換ユニット(７８)は、前記一対のＡ／Ｄ変換器(７０、７１)の一対の入力端子に接続される。前記変換ユニット(７８)が一対の受信アナログ入力信号をアナログ信号処理することによって、前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に直接的に付与されるものである(図１２参照)。

前記更に他の好適な実施の形態によれば、オフセット補償をアナログ信号処理により簡易に実現することができる。

より好適な実施の形態では、前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた第１の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ１)と第２の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ３)とにそれぞれ含まれた第１の分周器(６２)と第２の分周器(６４)の分周数は、それぞれ２と４とに設定されている。

前記他の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ４)に含まれた前記他の分周器(６５)の分周数は、２．５の非整数に設定されている。

前記受信用電圧制御発振器(７６)から生成される前記受信用発振出力信号の周波数は、略３．５ＧＨｚから略４．５ＧＨｚの間に設定可能とされている。

前記第１の受信ブロックは略１．９ＧＨｚから略２．２ＧＨｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信して、前記第２の受信ブロックは略０．８ＧＨｚから略０．９ＧＨｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信して、前記他の受信ブロックは略１．４ＧＨｚから略１．５Ｈｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信する(図１１参照)。

具体的な実施の形態では、前記受信用電圧制御発振器(７６)と前記複数の受信ブロック(Ｒｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４)とを含む前記受信機は、ダイレクトダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーと低ＩＦダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーとのいずれか一方である。

最も具体的な実施の形態として、前記受信用電圧制御発振器と前記複数の受信ブロックとを含む前記受信機は、半導体チップに構成されている。

《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。以下、本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて詳細に説明する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

《ダイレクトアップコンバージョン送信機》
図１は、本発明の１つの実施の形態によるマルチバンド／マルチモード通信用のダイレクトアップコンバージョン(ＤＵＣ)送信機を示す図である。

《ＲＦＩＣのトータルシステム》
図１の通信用ＲＦＩＣ(１９)は、半導体チップの上部と下部とに配置された送信機と受信機９９とを具備する。上部の送信機は送信アナログベースバンド信号をＲＦ送信信号に変換する送信用変調器をＲＦ送信信号の周波数帯域毎に含み、下部の受信機９９は受信したＲＦ受信信号を受信アナログベースバンド信号に変換する受信用復調器をＲＦ受信信号の周波数帯域毎に含む。また、このＲＦＩＣ(１９)は、ディジタル位相変換ユニット３５、D／A変換器２２、２５、可変利得増幅器２１、２４、ローパスフィルタ２０、２３、送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)３４、送信用ＰＬＬ回路１７、送信用バンド切り換え制御ブロック１５を半導体チップに含んでいる。

図１のＲＦＩＣ(１９)の上部の送信機は、図２と同様に送信周波数１９２０〜１９８０ＭＨｚの送信バンドI、送信周波数１８５０〜１９１０ＭＨｚの送信バンドII、送信周波数８３０〜８４０ＭＨｚの送信バンドVI、送信周波数１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信バンドXIのマルチバンド送信が可能である。送信バンドI、送信バンドII、送信バンドVI、送信バンドXIは、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４から基地局にそれぞれ送信されるものである。

各送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４は、一対のミキサー９、１０と加算器８とで構成された送信用クォドラチャー変調器と、可変利得増幅器７と、バンドパスフィルタ６と、電力増幅器５と、M／N分周器１１、１２、１３、１４をそれぞれ含んでいる。各送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４のバンドパスフィルタ６と電力増幅器５とは、ＲＦＩＣ(１９)の半導体チップの外部部品として構成されている。M／N分周器１１、１２、１３、１４のそれぞれは、分周比M／Nに関してＭは、M≧１の自然数、Ｎ≧２の自然数の関係に設定されている。

《送信バンドXIを送信するための非整数の分周数に設定された分周器》
特に、送信周波数１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信バンドXIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４の分周器１４の分周比M４／N４は２／５に設定されており、分周数は分周比の逆数の２．５の非整数に設定されている。送信用バンド切り換え制御ブロック１５とＰＬＬ回路１７とにより３５７０〜３６３２．５ＭＨｚの発振周波数に設定された送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)３４の発振出力信号は、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４の分周器１４の分周比M４／N４の２／５で分周される。送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４から、送信周波数１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信バンドXIが送信されることができる。

《他の送信バンドを送信するための整数の分周数に設定された分周器》
送信周波数１９２０〜１９８０ＭＨｚの送信バンドIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１の分周器１１の分周比M1／N１は、１／２に設定されており、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。送信用バンド切り換え制御ブロック１５とＰＬＬ回路１７とにより３８４０〜３９６０ＭＨｚの発振周波数に設定された送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)３４の発振出力信号は、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１の分周器１１の分周比M1／N１の１／２で分周される。送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１から、送信周波数１９２０〜１９８０ＭＨｚの３ＧＰＰ規格の送信バンドIが送信されることができる。尚、３ＧＰＰは、3-rd Generation Partnership Projectの略である。

送信周波数１８５０〜１９１０ＭＨｚの送信バンドIIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２の分周器１２の分周比M２／N２は、１／２に設定されており、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。送信用バンド切り換え制御ブロック１５とＰＬＬ回路１７とにより３７００〜３８２０ＭＨｚの発振周波数に設定された送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)３４の発振出力信号は、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２の分周器１２の分周比M２／N２の１／２で分周される。送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２から、送信周波数１８５０〜１９１０ＭＨｚの３ＧＰＰ規格の送信バンドIIが送信されることができる。

送信周波数８３０〜８４０ＭＨｚの送信バンドVIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３の分周器１３の分周比M３／N３は、１／４に設定されており、分周数は分周比の逆数の4の整数に設定されている。送信用バンド切り換え制御ブロック１５とＰＬＬ回路１７とにより３３２０〜３３６０ＭＨｚの発振周波数に設定された送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)３４の発振出力信号は、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３の分周器１３の分周比M３／N３の１／４で分周される。送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３から、送信周波数８３０〜８４０ＭＨｚの３ＧＰＰ規格の送信バンドVIが送信されることができる。

《送信ブロックの分周器》
図１のＲＦＩＣ(１９)の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４は、上述したように分周比M／Nで分周数が分周比の逆数である分周器１１、１２、１３、１４を具備している。

《整数の分周数の分周器》
送信バンドIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１の分周器１１の分周比M1／N１は、１／２に設定され、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。送信バンドIIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２の分周器１２の分周比M２／N２は、１／２に設定され、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。送信バンドVIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３の分周器１３の分周比M３／N３は、１／４に設定され、分周数は分周比の逆数の4の整数に設定されている。このように、送信バンドI、II、VIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３の分周器１１、１２、１３は、分周数は２または４の偶数の整数に設定されている。

分周数が２または４の偶数の整数の分周器は上記非特許文献２に記載されたＥＣＬライクのＤ型フリップフロップの２段または４段のカスコード接続により構成され、この分周器から９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号が形成されることができる。

上記非特許文献２に記載された分周数が２または４の偶数の整数であり９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号を形成する分周器を、図１のＲＦＩＣ(１９)の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３の分周器１１、１２、１３として使用することが可能である。ローパスフィルタ２０、２３からのアナログベースバンド送信信号は、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ変調器を構成する一対のミキサー９、１０の一方の入力端子に供給される。分周器１１、１２、１３の出力から９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号が、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ変調器を構成する一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に供給される。その結果、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ変調器においてＲＦ送信信号を形成するクォドラチャー(直交)変調が行われ、加算器８でベクトル合成されたＲＦ送信信号は可変利得増幅器７、バンドパスフィルタ６、電力増幅器５に供給される。

《非整数の分周数の分周器》
しかし、送信周波数１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信バンドXIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４の分周器１４の分周比M４／N４の２／５に設定され、分周数は分周比の逆数の２．５の非整数に設定されている。従って、上記非特許文献２に記載の分周数が２または４の偶数の整数の分周器は、当然、図１のＲＦＩＣ(１９)の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４の分周器１４として使用することは不可能である。

《非整数の分周によるローカル信号の位相オフセット》
後に詳細に説明するように、図１のＲＦＩＣ(１９)の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４で分周数が２．５の非整数を有する分周器１４は、図８に示す複雑な回路構成のロジック分周器により構成される。図８の複雑な回路構成のロジック分周器は、図９に示すように供給されるクロック入力信号ＣＬＫに応答して２．５倍の周期を持ちデューティー比が４０％の一対のローカル信号ＬＩ、ＬＱを生成する。しかし、一対のローカル信号ＬＩ、ＬＱの位相差は、９０度とならず、M４・π／N４＝１８０°／２．５＝７２°と９０度ではない一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱが生成される。７２度の位相差を有する一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱは、理想の位相差９０度に対して、７２°−９０°＝−１８°の誤差オフセット角度を持つものとなる。

《位相変換ユニットによる位相変換ユニットの補償》
この送信バンドXIの送信時に、送信用バンド切り換え制御ブロック１５により制御されたディジタル位相変換ユニット３５でのアナログ換算での補償位相オフセット量は＋１８度に設定される。すなわち、一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱの誤差オフセット角度とディジタル位相変換ユニット３５でのアナログ換算での補償位相オフセット量とは、極性が反対で絶対値が略同一となるように、調整される。

すなわち、ディジタル位相変換ユニット３５の一対の入力端子２６(ＤＩ)、２７(ＤＱ)には、図示されていないベースバンド処理ユニットからアナログ換算で９０度の位相差を有する一対のディジタルベースバンド送信入力信号が供給される。送信用バンド切り換え制御ブロック１５の制御の下でディジタル位相変換ユニット３５は、一対の入力端子２６(ＤＩ)、２７(ＤＱ)の一対のディジタルベースバンド送信入力信号に応答してアナログ換算で１０８度の位相差を有する一対のディジタルベースバンド送信出力信号を一対の出力端子ＤＩ´、ＤＱ´に生成する。

ディジタル位相変換ユニット３５の出力端子ＤＩ´、ＤＱ´の一対のディジタルベースバンド送信出力信号はＤ／Ａ変換器２２、２５の入力端子に供給されることより、Ｄ／Ａ変換器２２、２５の出力端子から１０８度のアナログ位相差を有する一対のアナログベースバンド送信出力信号が生成される。１０８度のアナログ位相差を有する一対のアナログベースバンド送信出力信号は、可変利得増幅器２１、２４、ローパスフィルタ２０、２３を介して送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４のＩ／Ｑ変調器を構成する一対のミキサー９、１０の一方の入力端子に供給される。一方、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４のＩ／Ｑ変調器を構成する一対のミキサー９、１０の他方の入力端子には、分周数が２．５の非整数に設定された分周器１４から７２度の位相差を有する一対の非クォドラチャーローカル信号が供給されている。その結果、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４のＩ／Ｑ変調器において、−１８°の誤差オフセット角度は１８度の補償位相オフセット量でキャンセルされて、送信周波数１４２８〜１４５３ＭＨｚの送信バンドXIのＲＦ送信信号を形成するクォドラチャー(直交)変調が行われる。送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３と同様に、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４の加算器８でベクトル合成された送信バンドXIのＲＦ送信信号は可変利得増幅器７、バンドパスフィルタ６、電力増幅器５に供給される。

尚、送信バンドI、II、VIを送信する際には、分周数が２または４の整数に設定された分周器１１、１２、１３の出力から９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号が、送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ変調器を構成する一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に供給されている。この時には、誤差オフセット角度はゼロ度であるので、送信用バンド切り換え制御ブロック１５はディジタル位相変換ユニット３５での補償位相オフセット量もゼロ度に制御するものである。

図６は、図１の通信用ＲＦＩＣ(１９)の送信機が送信バンドI、II、VI、XIをそれぞれ送信する送信動作での電圧制御発振器３４の発振周波数帯域、ＲＦ送信信号周波数帯域、各送信ブロックの分周器の分周比、一対のローカル信号の誤差オフセット角度を纏めた図である。

≪アナログ位相変換ユニットを含む送信機≫
図７は本発明の他の１つの実施形態によるマルチバンド／マルチモード通信用のダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。

図７の送信機は、図１の送信機のディジタル位相変換ユニット３５を削除する代わりに、アナログ位相変換ユニット３６をＤ／Ａ変換器２２、２５の出力端子と可変利得増幅器２１、２４の入力端子との間に接続したものである。

図７において、アナログ換算で９０度の位相差を持つディジタルベースバンド送信信号DＩ(ｔ)、DＱ(ｔ)がＤ／Ａ変換器２２、２５の入力端子２６、２７に供給され、Ｄ／Ａ変換器２２、２５の出力からのアナログベースバンド送信信号I(ｔ)、Q(ｔ)がアナログ位相変換ユニット３６に供給される。アナログ位相変換ユニット３６は、下記のマトリックスと供給されるアナログベースバンド送信信号I(ｔ)、Q(ｔ)との行列演算を実行して、２つの位相変換アナログベースバンド送信信号Ｉ´(ｔ)、Ｑ´(ｔ)を生成する。

ここでマトリックスの位相選択信号θnは送信用バンド切り換え制御ブロック１５での送信ブロック選択信号により選択された送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４に含まれる分周器１１、１２、１３、１４の分周比N／Mより、計算式θn＝１８０＊M／N＊A(A＝１、２、…)で与えられる。位相選択信号θnの値は、分周器１１、１２、１３、１４からの一対の送信用ローカル信号の位相差に等しく、送信バンドI、II、VIを送信する送信動作では９０度となり、送信バンドXIを送信する送信動作では１０８度となる。

送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４において、送信用のクォドラチャー変調器を構成する一方のミキサー９では一方の位相変換アナログベースバンド送信信号Ｉ´(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋ｃｏｔ(θｎ)・Ｑ(ｔ)と一方の送信用ローカル信号LI(ｔ)＝ｃｏｓ(ωｔ)とのアナログ乗算が行われる。他方のミキサー１０では他方の位相変換アナログベースバンド送信信号Q´(ｔ)＝−Ｑ(ｔ)／ｓｉｎ(θｎ)と他方の送信用ローカル信号LQ(ｔ)＝ｃｏｓ(ωｔ―θｎ)とのアナログ乗算が行われる。その結果、ミキサー１、２の出力に接続された加算器８から正確なクォドラチャー変調出力信号が得られることができる。

≪ロジック分周器≫
図８は、図１に示した本発明の１つの実施の形態によるマルチバンド／マルチモード通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョンアーキテクチャーの送信機に含まれた分周数が２．５と非整数のロジック分周器の構成を示す図である。従って、図８のロジック分周器の分周比は２／５と分周数の逆数となっている。一方、図９は、図８に示したロジック分周器の内部の波形を示す図である。

図８のロジック分周器は、４個のＤ型フリップフロップ(FF)３８、３９、４０、４１と否定論理和回路(NOR)３７で構成された１／５分周器、２つの論理積回路(AND)４３、４４と論理和回路(OR)４５とで構成されたトリガー信号生成部、２つのＤ型フリップフロップ(FF)４６、４７で構成された１／２分周器を含んでいる。

ロジック分周器の入力端子４２には送信用電圧制御発振器３４よりクロック入力信号ＣＬＫが供給され、１／５分周器の２つのＤ型フリップフロップ(FF)３８、４１からはクロック信号周波数の1／５の周波数でデューティー比が４０％の一対の信号Ｄ1、Ｄ4が出力される。尚、１／５分周信号Ｄ1、Ｄ4の位相差は１８０度であり、トリガー信号生成部の論理積回路(AND)４３、４４に入力される。一方の論理積回路(AND)４３では、クロック入力信号ＣＬＫの逆相とＤ型フリップフロップ(FF)３８からの出力との論理和Ａが生成され、論理和回路(OR)４５に入力される。また他方の論理積回路(AND)４４では、クロック入力信号ＣＬＫの正相とＤ型フリップフロップ(FF)４１からの出力との論理和Ｂが生成され、こちらの出力も同様に論理和回路(OR)４５に入力される。論理積回路(AND)４３、４４の出力信号(A、B)は論理和回路(OR)４５で論理和が演算され、後段の１／２分周器へ供給されるトリガー信号(C)が生成される。Ｄ型フリップフロップ(FF)４６、４７で構成された１／２分周器部では、トリガー信号(C)のポジティブエッジに同期したＩ側ローカル信号(LI)とネガティブエッジに同期したＱ側ローカル信号(LQ)との一対のローカル信号が生成される。ここで、２つのD型フリップフロップ（FF）３８、４１の出力の否定論理和から演算されるリセット信号(D)を、１／２分周器部のリセット信号として使用している。すなわち、図８の複雑な回路構成のロジック分周器は、図９に示すように供給されるクロック入力信号ＣＬＫに応答して２．５倍の周期を持つ一対のローカル信号ＬＩ、ＬＱを生成する。また、一対のローカル信号ＬＩ、ＬＱの位相差は、９０度とならず、M４・π／N４＝１８０°／２．５＝７２°と９０度ではない一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱが生成される。

このようにして、図８に示す複雑な回路構成のロジック分周器により図８に示す複雑な回路構成のロジック分周器により、図１のＲＦＩＣ(１９)の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４で分周数が２．５の非整数を有する分周器１４を構成することができる。

また、本発明は一対の送信ミキサーを含む変調器を具備する送信機だけではなく、下記に説明するように一対の受信ミキサーを含む復調器を具備する受信機に適用することができる。

≪ダイレクトダウンコンバージョン受信機≫
すなわち、図１０は本発明の他の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトダウンコンバージョン(ＤＤＣ)受信機の主要部を示す図である。

図１０の通信用ＲＦＩＣ(１９)は、半導体チップの上部と下部とに配置された送信機１００と受信機とを具備する。上部の送信機１００は送信アナログベースバンド信号をＲＦ送信信号に変換する送信用変調器をＲＦ送信信号の周波数帯域毎に含み、下部の受信機は受信したＲＦ受信信号を受信アナログベースバンド信号に変換する受信用復調器をＲＦ受信信号の周波数帯域毎に含む。また、このＲＦＩＣ(１９)は、ローパスフィルタ６６、６７、可変利得増幅器６８、６９、A／D変換器７０、７１、ディジタル位相変換ユニット７２、受信用電圧制御発振器(ＲＸＶＣＯ)７５、受信用ＰＬＬ回路７６、受信用バンド切り換え制御部７７を半導体チップに含んでいる。

図１０のＲＦＩＣ(１９)の下部の受信機は、受信周波数２１１０〜２１７０ＭＨｚの受信バンドI、受信周波数１９３０〜１９９０ＭＨｚの受信バンドII、受信周波数８７５〜８８５ＭＨｚの受信バンドVI、送信周波数１４７６〜１５０１ＭＨｚの受信バンドXIのマルチバンド受信が可能である。受信バンドI、受信バンドII、受信バンドVI、受信バンドXIは、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ２、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４にて基地局からそれぞれ受信されるものである。

各受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４は、ローノイズアンプ５８と、バンドパスフィルタ５９と、一対のミキサー６０、６１で構成された受信用クォドラチャー復調器と、M／N分周器６２、６３、６４、６５をそれぞれ含んでいる。各受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４のローノイズアンプ５８とバンドパスフィルタ５９とは、ＲＦＩＣ(１９)の半導体チップの外部部品として構成されているが、他の実施の形態ではＲＦＩＣ(１９)の半導体チップ内部に形成される場合もある。M／N分周器６２、６３、６４、６５のそれぞれは、分周比M／Nに関してＭは、M≧１の自然数、Ｎ≧２の自然数の関係に設定されている。

《受信バンドXIを送信するための非整数の分周数に設定された分周器》
特に、送信周波数１４７６〜１５０１ＭＨｚの送信バンドXIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４の分周器６５の分周比M４／N４は２／５に設定されており、分周数は分周比の逆数の２．５の非整数に設定されている。受信用バンド切り換え制御部７７と受信用ＰＬＬ回路７６とにより３６９０〜３７５２．５ＭＨｚの発振周波数に設定された受信用電圧制御発振器(ＲＸＶＣＯ)７５の発振出力信号は、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４の分周器６５の分周比M４／N４の２／５で分周される。受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４にて、送信周波数１４７６〜１５０１ＭＨｚの送信バンドXIが受信されることができる。

《他の受信バンドを受信するための整数の分周数に設定された分周器》
受信周波数２１１０〜２１７０ＭＨｚの受信バンドIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１の分周器６２の分周比M1／N１は、１／２に設定されており、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。受信用バンド切り換え制御部７７と受信用ＰＬＬ回路７６とにより４２２０〜４３４０ＭＨｚの発振周波数に設定された受信用電圧制御発振器(ＲＸＶＣＯ)７５の発振出力信号は、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１の分周器６２の分周比M1／N１の１／２で分周される。受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１にて、受信周波数２１１０〜２１７０ＭＨｚの３ＧＰＰ規格の受信バンドIが受信されることができる。

受信周波数１９３０〜１９９０ＭＨｚの受信バンドIIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ２の分周器６３の分周比M２／N２は、１／２に設定されており、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。受信用バンド切り換え制御部７７と受信用ＰＬＬ回路７６とにより３８６０〜３９８０ＭＨｚの発振周波数に設定された受信用電圧制御発振器(ＲＸＶＣＯ)７５の発振出力信号は、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ２の分周器６３の分周比M２／N２の１／２で分周される。受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ２から、受信周波数１９３０〜１９９０ＭＨｚの３ＧＰＰ規格の受信バンドIIが受信されることができる。

受信周波数８７５〜８８５ＭＨｚの受信バンドVIを送信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３の分周器６４の分周比M３／N３は、１／４に設定されており、分周数は分周比の逆数の4の整数に設定されている。受信用バンド切り換え制御部７７と受信用ＰＬＬ回路７６とにより３５００〜３５４０ＭＨｚの発振周波数に設定された送信用電圧制御発振器(ＴＸＶＣＯ)３４の発振出力信号は、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３の分周器６４の分周比M３／N３の１／４で分周される。受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３から、受信周波数８７５〜８８５ＭＨｚの３ＧＰＰ規格の受信バンドVIが受信されることができる。

《受信ブロックの分周器》
図１０のＲＦＩＣ(１９)の受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４は、上述したように分周比M／Nで分周数が分周比の逆数である分周器６２、６３、６４、６５を具備している。

《整数の分周数の分周器》
受信バンドIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１の分周器６２の分周比M1／N１は、１／２に設定され、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。受信バンドIIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ２の分周器６３の分周比M２／N２は、１／２に設定され、分周数は分周比の逆数の２の整数に設定されている。受信バンドVIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３の分周器６４の分周比M３／N３は、１／４に設定され、分周数は分周比の逆数の4の整数に設定されている。このように、受信バンドI、II、VIを送信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３の分周器６２、６３、６４は、分周数は２または４の偶数の整数に設定されている。

分周数が２または４の偶数の整数の分周器は上記非特許文献２に記載されたＥＣＬライクのＤ型フリップフロップの２段または４段のカスコード接続により構成され、この分周器から９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号が形成されることができる。

上記非特許文献２に記載された分周数が２または４の偶数の整数であり９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号を形成する分周器を、図１０のＲＦＩＣ(１９)の受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３の分周器６２、６３、６４として使用することが可能である。受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３でローノイズアンプ５８、バンドパスフィルタ５９を経由したＲＦ受信信号はＩ／Ｑ復調器を構成する一対のミキサー６０、６１の一方の入力端子に供給される。分周器６２、６３、６４の出力から９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号が、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ復調器を構成する一対のミキサー６０、６１の他方の入力端子に供給される。従って、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ復調器において、９０度の位相差を有する一対のアナログベースバンド受信信号を形成するクォドラチャー(直交)復調が行われる。その結果、一対のアナログベースバンド受信信号は、ローパスフィルタ６６、６７、可変利得増幅器６８、６９を介してA／D変換器７０、７１に供給される。

《非整数の分周数の分周器》
しかし、受信周波数１４７６〜１５０１ＭＨｚの受信バンドXIが受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４の分周器６５の分周比M４／N４の２／５に設定され、分周数は分周比の逆数の２．５の非整数に設定されている。従って、上記非特許文献２に記載の分周数が２または４の偶数の整数の分周器は、当然、図１０のＲＦＩＣ(１９)の受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４の分周器６５として使用することは不可能である。

しかし、図１のＲＦＩＣ(１９)の送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ４の分周器１４と同様に、図１０のＲＦＩＣ(１９)の受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４で周数が２．５の非整数を有する分周器６５は、図８に示す複雑な回路構成のロジック分周器により構成されことができる。図８の複雑な回路構成のロジック分周器は、図９に示すように供給されるクロック入力信号ＣＬＫに応答して２．５倍の周期を持つ一対のローカル信号ＬＩ、ＬＱを生成する。しかし、一対のローカル信号ＬＩ、ＬＱの位相差は、９０度とならず、M４・π／N４＝１８０°／２．５＝７２°と９０度ではない一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱが生成される。７２度の位相差を有する一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱは、理想の位相差９０度に対して、７２°−９０°＝−１８°の誤差オフセット角度を持つものとなる。

従って、図１０において、受信バンドXIの受信時に、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４のＩ／Ｑ復調器を構成する一対のミキサー６０、６１の出力から得られる一対のアナログベースバンド受信信号の位相差も、９０度とならず、M４・π／N４＝１８０°／２．５＝７２°となる。７２度の位相差を有する一対のアナログベースバンド受信信号は、理想の位相差９０度に対して、７２°−９０°＝−１８°の誤差オフセット角度を持つものとなる。

《位相変換ユニットによる位相変換ユニットの補償》
この受信バンドXIの受信時に、受信用バンド切り換え制御部７７により制御されたディジタル位相変換ユニット７２でのアナログ換算での補償位相オフセット量は＋１８度に設定される。すなわち、一対の非クォドラチャーローカル信号ＬＩ、ＬＱの誤差オフセット角度とディジタル位相変換ユニット７２でのアナログ換算での補償位相オフセット量とは、極性が反対で絶対値が略同一となるように、調整される。

すなわち、受信バンドXIの受信時には図１０のＲＦＩＣ(１９)のディジタル位相変換ユニット７２の一対の入力端子ＤＩ´、ＤＱ´には、A／D変換器７０、７１を介して理想のアナログ換算の位相差９０度に対して−１８°の誤差オフセット角度を持つ一対のディジタル受信ベースバンド入力信号が供給される。

従って、ディジタル位相変換ユニット７２において、−１８°の誤差オフセット角度は１８度の補償位相オフセット量でキャンセルされる。その結果、受信周波数１４７６〜１５０１ＭＨｚの受信バンドXIのＲＦ受信信号をダウンコンバートした理想のアナログ換算の位相差９０度を持つ一対のディジタル受信ベースバンド入力信号が、ディジタル位相変換ユニット７２一対の出力端子７３(ＤＩ、７４(ＤＱ)に生成されることができる。

尚、受信バンドI、II、VIを受信する際には、分周数が２または４の整数に設定された分周器６２、６３、６４の出力から９０度の位相差を有する一対のクォドラチャーローカル信号が、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３のＩ／Ｑ復調器を構成する一対のミキサー６０、６１の他方の入力端子に供給されている。この時には、誤差オフセット角度はゼロ度であるので、受信用バンド切り換え制御部７７はディジタル位相変換ユニット７２での補償位相オフセット量もゼロ度に制御するものである。

図１１は、図１０の通信用ＲＦＩＣ(１９)の受信機が受信バンドI、II、VI、XIをそれぞれ受信する受信動作での電圧制御発振器７５の発振周波数帯域、ＲＦ受信信号周波数帯域、各受信ブロックの分周器の分周比、一対のローカル信号の誤差オフセット角度を纏めた図である。

≪アナログ位相変換ユニットを含む受信機≫
図１２は本発明の他の１つの実施形態によるマルチバンド／マルチモード通信用のダイレクトダウンコンバージョン受信機を示す図である。

図１２の受信機は、図１０の受信機のディジタル位相変換ユニット７２を削除する代わりに、アナログ位相変換ユニット７８を可変利得増幅器６８、６９の出力端子とＡ／Ｄ変換器７０、７１の入力端子との間に接続したものである。

図１２において、受信バンドXIの受信時に、受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４のＩ／Ｑ復調器を構成する一対のミキサー６０、６１の出力から得られる一対のアナログベースバンド受信信号の位相差は、９０度とならず、M４・π／N４＝１８０°／２．５＝７２°となる。７２度の位相差を有する一対のアナログベースバンド受信信号は、理想の位相差９０度に対して、７２°−９０°＝−１８°の誤差オフセット角度を持つものとなる。

すなわち、図１２に示す受信機では、可変利得増幅器６８、６９の出力端子で−１８°の誤差オフセット角度を持つ一対のアナログベースバンド受信信号は、１８度の補償オフセット量を持つアナログ位相変換ユニット７８によって９０度の位相差を持つ一対の変換アナログベースバンド信号Ｉ、Ｑに変換される。アナログ位相変換ユニット７８により直接アナログ変換された９０度の位相差を持つ一対の変換アナログベースバンド信号Ｉ、ＱはＡ／Ｄ変換器７０、７１の入力端子に供給され、受信機の一対の出力端子７３、７４から９０度の位相差の正確なクォドラチャー復調ディジタルベースバンド受信信号が得られる。尚、アナログ位相変換ユニット７８では、マトリックスのアナログ演算を実行する。

ここでマトリックスの位相オフセット量選択信号θnは受信用バンド切り換え制御部７７での受信ブロック選択信号により選択された受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、５４に含まれる分周器６２、６３、６４、６５の分周比N／Mより、計算式θn＝１８０＊M／N＊A(A＝１、２、…)で与えられる。位相オフセット量選択信号θnの値は、分周器６２、６３、６４、６５からの一対の受信用ローカル信号の位相差に等しく、受信バンドI、II、VIを送信する受信動作では９０度となり、受信バンドXIを受信する受信動作では１０８度となる。

≪ダイレクトコンバージョン送受信機≫
図１３は、図１に示したＤＵＣアーキテクチャーの送信機と図１０に示したＤＤＣアーキテクチャーの受信機を組み合わせた本発明の更に他の実施の形態によるマルチバンド／マルチモード通信用ＲＦＩＣのダイレクトコンバージョン(ＤＣ)送受信機の構成を示す図である。

図１３の送受信機は３つの送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、Ｔｘ＿Ｂｌｋ２、Ｔｘ＿Ｂｌｋ３と３つの受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、Ｒｘ＿Ｂｌｋ２、Ｒｘ＿Ｂｌｋ３から構成されており、トリプルバンド送受信に対応している。尚、他の送信ブロックと他の受信ブロックを更に並列に追加することで、更に多くのバンド送受信にも対応可能となる。

各送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１、Ｔｘ＿Ｂｌｋ２、Ｔｘ＿Ｂｌｋ３は、電力増幅器５、バンドパスフィルタ６、可変利得増幅器７、クォドラチャー変調器用ミキサー９、１０、送信用分周器１１、１３、１４を含んでいる。

送信バンドXIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３の送信用分周器１４の分周数が２．５の非整数に設定されている。しかし、送信バンドIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ１の送信用分周器１１の分周数が２の偶数の整数に設定され、送信バンドVIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ２の送信用分周器１３の分周数が４の偶数の整数に設定されている。

上述したように分周数が偶数に設定された送信用分周器が選択された時には、一対の送信用ローカル信号の位相差は９０度となる。一方、分周数が非整数に設定された送信用分周器を使用する時には、一対の送信用ローカル信号の位相差は９０度に対して誤差オフセット角度を持つ。この時には、送信用ディジタル位相変換ユニット３５では、送信用ローカル信号の位相差の誤差オフセット角度に対応した２つの位相変換ディジタルベースバンド送信信号ＴＤＩ´、ＴＤＱ´を生成する。２つの位相変換ディジタルベースバンド送信信号ＴＤＩ´、ＴＤＱ´は、アナログ換算誤差オフセット角度と反対極性で絶対値の等しい補償位相オフセット量を持っている。

送信用ディジタル位相変換ユニット３５は２つのディジタル乗算器８１、８２とディジタル加算器８０で構成され、ディジタル乗算器８１、８２の係数は選択された分周器１４で生成される一対の送信用ローカル信号の位相差θｎに応じて下記のように計算される。

送信用ディジタル位相変換ユニット３５を配置することによって、分周数が２．５の非整数に設定された送信用分周器１４を含む送信バンドXIを送信するための送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３の一対のミキサー９、１０と加算器８から形成されるI／Q変調器の出力で直交変調を実現することができる。

また、各受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１、Ｒｘ＿Ｂｌｋ２、Ｒｘ＿Ｂｌｋ３は、ローノイズアンプ５８、バンドパスフィルタ５９、クォドラチャー復調器用ミキサー６０、６１、受信用分周器６２、６４、６５を含んでいる。

受信バンドXIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３の受信用分周器６５の分周数が２．５の非整数に設定されている。しかし、受信バンドIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ１の受信用分周器６２の分周数が２の偶数の整数に設定され、受信バンドVIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ２の送信用分周器６４の分周数が４の偶数の整数に設定されている。

上述したように分周数が偶数に設定された受信用分周器が選択された時には、一対の受信用ローカル信号の位相差は９０度となる。一方、分周数が非整数に設定された受信用分周器を使用する時には、一対の受信用ローカル信号の位相差は９０度に対して誤差オフセット角度を持つ。この時には、受信用ディジタル位相変換ユニット７２では、受信用ローカル信号の位相差の誤差オフセット角度に対応した２つの位相変換ディジタルベースバンド受信信号ＲＤＩ、ＲＤＱを生成する。２つの位相変換ディジタルベースバンド受信信号ＲＤＩ、ＲＤＱは、アナログ換算で誤差オフセット角度と反対極性で絶対値の等しい補償位相オフセット量を持っている。

受信用位相変換ユニット７２は、２つのディジタル乗算器８３、８４とディジタル加算器８５で構成され、ディジタル乗算器８３、８４の係数は選択された分周器６５で生成される一対の受信用ローカル信号の位相差θｎに応じて下記のように計算される。

受信用位相変換ユニット７２を配置することによって、受信バンドXIを受信するための受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ４の受信用分周器６５の分周数を２．５の非整数に設定しても、受信用位相変換ユニット７２の出力７３、７４から一対のクォドラチャー・ディジタルベースバンド受信信号を出力することができる。

図１４は、図１３の通信用ＲＦＩＣの送受信機が送受信バンドI、II、III、IV、V、VI、VII、VIII、IX、X、XIの送受信動作での電圧制御発振器７５の発振周波数帯域、ＲＦ信号周波数帯域、各ブロックの分周器の分周比、一対のローカル信号の誤差オフセット角度を纏めた図である。図１４の上が、携帯電話端末から基地局へのアップリンク(ＵＬ)の送信動作を示しており、図１４の下が、基地局から携帯電話端末へのダウンリンク(ＤＬ)の受信動作を示している。

図１４の上の基地局へのアップリンク(ＵＬ)の送信バンドVIIの送信動作では、図１３の通信用ＲＦＩＣの送信ブロックＴｘ＿Ｂｌｋ３の送信用分周器１４の分周数が、１．５の非整数(分周比が２／３)に設定される。それによって、送信用電圧制御発振器１７の３７５０〜３８５５ＭＨｚを分周数１．５によって分周した周波数と略等しい送信周波数が２５００〜２５７０ＭＨｚの送信バンドVIIのＲＦ送信信号が生成されることができる。

図１４の下の基地局へのダウンリンク(ＤＬ)の受信バンドVIIの受信動作では、図１３の通信用ＲＦＩＣの受信ブロックＲｘ＿Ｂｌｋ３の受信用分周器６５の分周数が、１．５の非整数(分周比が２／３)に設定される。それによって、受信用電圧制御発振器７５の３９３０〜４０３５ＭＨｚを分周数１．５によって分周した周波数と等しい受信周波数が２６２０〜２６９０ＭＨｚの送信バンドVIIのＲＦ送信信号が生成されることができる。

図１５も、図１４と同様に図１３のＲＦＩＣの送受信機が送受信バンドI、II、III、IV、V、VI、VII、VIII、IX、X、XIの送受信動作での電圧制御発振器の発振周波数帯域、ＲＦ信号周波数帯域、各ブロックの分周器の分周比、一対のローカル信号の誤差オフセット角度を纏めた図である。図１５の上が、携帯電話端末から基地局へのアップリンク(ＵＬ)の送信動作を示しており、図１５の下が、基地局から携帯電話端末へのダウンリンク(ＤＬ)の受信動作を示している。

図１５の上と下との送受信バンドVIIの送受信動作では、図１３の通信用ＲＦＩＣの送受信分周器の分周数が１．５の非整数(分周比が２／３)に設定され、送信周波数２５００〜２５７０ＭＨｚの送信と受信周波数２６２０〜２６９０ＭＨｚの送信とが可能となる。同様に、図１５の上と下との送受信バンドIII、送信バンドIV、送受信バンドIＸ、送信バンドＸでは分周数が２．２５の非整数(分周比が４／９)に設定され、図１５の上と下との送受信バンドV、送受信バンドVIの送受信動作では送受信分周器の分周数が４．５の非整数(分周比が２／９)に設定されている。

図１５の送受信動作では、送受信分周器の分周数の変化範囲が大きく設定されているので、図１４の送受信での電圧制御発振器の比帯域幅と比較して図１５の送受信での電圧制御発振器の比帯域幅を削減することが可能となる。

図１６は、図１３のＲＦＩＣの送受信機がＷＣＤＭＡの送受信バンドI〜送受信バンドX、XIを送受信すると伴に５ＧＨｚと２．４ＧＨｚの無線ＬＡＮの送受信動作での電圧制御発振器の発振周波数帯域、ＲＦ信号周波数帯域、各ブロックの分周器の分周比、ローカル信号の誤差オフセット角度を纏めた図である。尚、５ＧＨｚ無線ＬＡＮは規格ＩＥＥＥ８０２．１１aに準拠しており、２．４ＧＨｚ無線ＬＡＮは規格ＩＥＥＥ８０２．１１b、gに準拠している。

図１６の送受信動作では、５ＧＨｚ無線ＬＡＮの極めて高いＲＦ信号を送受信するために送受信用電圧制御発振器の発振周波数は略１０ＧＨｚと高い値に設定されている。また、ＷＣＤＭＡの送受信バンドI〜送受信バンドX、バンドXIと無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１a、b、gのバンドと極めて多くのマルチモードに対応するために、送受信分周器の分周数は整数と非整数とを含め極めて大きな変化範囲に設定されている。

≪受信キャリブレーション回路を含む送受信機≫
図１７は、本発明の他の１つの実施の形態によるマルチバンド／マルチモード通信用ＲＦＩＣのダイレクトコンバージョン送受信機の構成を示す図である。

図１７に示す送受信機では、図１３に示した受信機の受信用位相変換ユニット７２と比較すると、受信機の受信用データ変換ユニット９８の構成が異なっている。すなわち、図１７に示す送受信機では、受信用データ変換ユニット９８には受信用Ｉ／Ｑキャリブレーション回路９７が追加されている。追加された受信用Ｉ／Ｑキャリブレーション回路９７は、Ｉ側受信ディジタルベースバンド信号ＲＤＩとＱ側受信ディジタルベースバンド信号ＲＤＱとの理想値である９０度からの位相誤差を検出する。更に受信用Ｉ／Ｑキャリブレーション回路９７では、検出された受信ディジタルベースバンド信号ＲＤＩ、ＲＤＱの位相差に対して、位相変換回路８３、８４のキャリブレーション係数値が算出される。従って、最終的な受信ディジタルベースバンド信号ＲＤＩ、ＲＤＱは、理想値の９０度と実質的に等しい位相差を持つ一対のクォドラチャー(直交)受信ディジタル信号となる。

≪送信用のＩ／Ｑ変調器の位相誤差によるイメージ抑圧量の変化≫
図１８は、図１７に示す通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョンアーキテクチャーの送信機の分周器１１、１３、１４から生成される一対の送信用ローカル信号の位相差によるイメージ抑圧量の変化を示す図である。図１８の横軸は送信用ローカル信号の位相誤差または一対のアナログベースバンド送信信号の位相誤差であり、縦軸はイメージ抑圧量である。

図１７の分周器１１の分周数が２の整数であり一対のローカル信号位相差が９０度の時の特性は、図１８の直線Ｌ１に示すように位相誤差の変化に対するイメージ抑圧量が大きく良好な特性である。

一方、図１７の分周器１４の分周数が２．５の非整数の分周器を用いることで一対のローカル信号位相差が７２度となる一方、図１３や図１７の位相変換ユニット３５によるアナログ換算で１０８度の位相補償を行わない時の特性は、図１８の直線Ｌ４に示すようにイメージ抑圧量が低く不良な特性である。また、一対のローカル信号位相差が１４４度となった場合の特性も、図１８の直線Ｌ３に示すようにイメージ抑圧量が低く不良な特性である。

しかし、図１７の分周器１４の分周数が２．５の非整数の分周器を用いることで一対のローカル信号位相差が７２度となっても、図１３や図１７の位相変換ユニット３５によるアナログ換算で１０８度の位相補償を行った時の特性は、図１８の直線Ｌ２に示すように位相誤差の変化に対するイメージ抑圧量が大きく良好な特性である。従って、分周数が２．５の非整数の分周器を用いることで一対のローカル信号位相差が７２度となっても位相変換ユニット３５を使用することにより、分周器の分周数が２の整数であり一対のローカル信号位相差が９０度の時の特性Ｌ１と同等の特性が得られることが理解できる。

《マルチモード／マルチバンド対応の通信用ＲＦＩＣ》
図１９は、本発明の他の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド対応の通信用ＲＦＩＣを示すブロック図である。この通信用ＲＦＩＣは、ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩ、バンドＩX、バンドVI、バンドXIの送受信を行うとともに、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の方式の送受信を行うことが可能である。

ＷＣＤＭＡ方式の各バンドにおける送受信帯域については図１４に示す通りである。一方、ＧＳＭ８５０の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。ＧＳＭ９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８８０〜９１５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は９２５〜９６０ＭＨｚとなっている。ＤＣＳ１８００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。ＰＣＳ１９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。このように、いずれの周波数帯域(バンド)においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高いＦＤＤ方式が採用されている。尚、ＦＤＤは、Frequency Division Duplexの略である。

≪ＷＣＤＭＡ方式の送受信回路≫
図１９に示したＲＦＩＣの左上部の回路RＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のバンドＩ、バンドＩX、バンドVI、バンドXIの受信のための回路である。図１９に示したＲＦＩＣの下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のバンドＩ、バンドＩX、バンドVI、バンドXIの送信のための回路である。

≪ＧＳＭ方式の送受信回路≫
図１９に示したＲＦＩＣの左下部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の受信のための回路である。図１９に示したＲＦＩＣの中央部ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の送信のための回路である。

図１９に示したＲＦＩＣの中央の回路Ｆｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、ＲＦＩＣのＧＳＭ用送受信ローカル信号を形成するフラクショナルシンセサイザである。このフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、受信用電圧制御発振器ＲX−ＶＣＯ―ＧＳＭと、システム基準電圧制御発振器(ＤＣＸ−ＶCＯ)を内蔵したフェーズロックループ(ＰＬＬ)と、複数の分周器と、複数のスイッチとを含んでいる。

≪ＷＣＤＭＡ方式の受信のための位相変換ユニット≫
いずれの通信方式の「受信モード」においても、ＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの出力または他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの出力にＩ、Ｑアナログベースバンド受信信号が形成される。この信号はローパスフィルタ８６、８８、９０と可変利得増幅器(ＰＧＡ)８７、８９、９１を介してA／D変換器９２I、９２Qに供給されることにより、I、Qディジタルベースバンド受信信号に変換される。ベースバンド受信信号は、受信用ディジタル位相変換ユニット７２と、受信系ディジタルインターフェース９４を介してベースバンド信号処理ＬＳＩに供給される。図１９に示したＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの各分周器６２、６３、６４、６５の分周数はバンドＩ用分周器６２とバンドＩX用分周器６３とが２の整数、バンドVI用分周器６４が４の整数、バンドXI用分周器６５が５／２＝２．５の非整数にそれぞれ設定されている。この時、受信用電圧制御発振器７５(ＲX−ＶＣＯ)からの発振出力に応答して一対の受信ミキサー６０、６１に供給される一対の受信用ローカル信号の位相差はバンドＩとバンドＩXとバンドVIのモードが９０度、バンドXIのモードが７２度となる。

図１９の他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの各分周器９５、９６の分周数は、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００用分周器９５が２の整数に、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００用分周器９６が４の整数にそれぞれ設定されている。この時、受信用電圧制御発振器ＲX−ＶＣＯ―ＧＳＭからの発振出力に応答して一対の受信ミキサー６０、６１に供給される一対の受信用ローカル信号の位相差はＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の全てのモードで９０度となる。Ａ／Ｄ変換器９２Ｉ、９２Ｑに接続された受信用ディジタル位相変換ユニット７２は、ＷＣＤＭＡ方式の受信でもＧＳＭ方式の受信でも、図１０のディジタル位相変換ユニット７２と同様に、その２つの出力端子から得られる２つのディジタル受信信号がアナログ換算で９０度の位相差となるようにデータ変換を行うものである。

≪ＷＣＤＭＡ方式の送信のための位相変換ユニット≫
一方、ベースバンド信号処理ＬＳＩからのディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱはＲＦＩＣの送信系ディジタルインターフェース９３により受信された後、送信用ディジタル位相変換ユニット３５にてデータ変換される。

送信用ディジタル位相変換ユニット３５の２つの入力端子のディジタルベースバンド送信入力信号はアナログ換算で９０度の位相差をもつ一方、ディジタル位相変換ユニット３５の２つの出力端子のディジタル変換信号はアナログ換算でのアナログ信号位相差が９０度と送信用ローカル信号位相差に応じた所定のアナログオフセット角度を有するものである。このオフセット角度は、ＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡのバンドXI用分周器１４の分周数が２．５の非整数の分周器を用いることで一対のローカル信号位相差が７２度となっても、分周数が２の整数であり一対のローカル信号位相差が９０度の時の特性と同等の特性が得られためのものである。ディジタル位相変換ユニット３５の２つの出力端子のディジタル変換信号は、Ｄ／Ａ変換器２２、２５によりアナログベースバンド送信信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器２２、２５の出力のアナログベースバンド送信信号のアナログ信号位相差は、９０度と送信用ローカル信号位相差に応じた所定のアナログオフセット角度を有するものである。

≪位相変換ユニットを利用したＷＣＤＭＡ方式の送信≫
ＷＣＤＭＡ方式の送信では、D／A変換器２２、２５の出力のアナログベースバンド信号はローパスフィルタ２０、２３と可変利得増幅器(ＰＧＡ)２１、２４を介してＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの一対のミキサー９、１０の一方の入力端子に供給される。また、図１９のＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの各分周器１１、１２、１３、１４の分周数は、バンドＩ用分周器１１とバンドＩX用分周器１２とが２の整数、バンドVI用分周器１３が４の整数、バンドXI用分周器１４が５／２＝２．５の非整数にそれぞれ設定されている。この時、送信用電圧制御発振器３４(ＴＸＶＣＯ)からの発振出力に応答して一対のミキサー９、１０の他方の入力端子に供給される一対の送信用ローカル信号の位相差はバンドＩとバンドＩXとバンドVIのモードが９０度、バンドXIのモードが７２度となる。特に、バンドXIのモードの時には、アナログベースバンド信号にはローカル信号の位相差に応じた所定のオフセット角度がディジタル位相変換ユニット３５によって付加されている。その結果、ローカル信号オフセット角度と所定のアナログベースバンド信号オフセット角度との和が、実質的にゼロとなる。よって、全てのバンドの送信モードにおいて、一対の送信ミキサー９、１０と加算器８とからなる送信用変調器で、正確なクォドラチャー変調が可能となる。

≪ＧＳＭ方式の送信≫
ＧＳＭ方式の送信では、可変利得増幅器(ＰＧＡ)２１、２４の出力のアナログベースバンド信号は、他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一対の送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑの一方の入力端子に供給される。フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈの電圧制御発振器RX−ＶＣＯ―ＧＳＭの発振信号は、中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)を介してローカル分周器ＤＩＶ５に供給される。図１９の他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭのローカル分周器ＤＩＶ５は、分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の出力の中間周波数信号に応答して一対の送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに供給される一対の送信用中間周波数ローカル信号を生成し、そのローカル信号位相差は９０度である。従って、一対の送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑと加算器とからなる送信用変調器で、正確なクォドラチャー変調が可能となる。

送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿ＯＦＦｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ９００との送信動作に対応する必要が有る。そのため、受信用電圧制御発振器ＲX−ＶＣＯ―ＧＳＭの発振周波数は分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１(１／２)、ＤＩＶ４(１／２)を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑのための分周器ＤＩＶ５に接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦは、１３に設定されている。

≪ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との送信動作≫
一方、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯ＿ＧＳＭの発振出力信号が、分周数２に設定された分周器ＤＩＶ３を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。その結果、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは、一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿ＯＦＦｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦである１３と分周器ＤＩＶ５での分周数２とで、合計分周数は２６となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用電圧制御発振器Ｒｘ−ＶＣＯ―ＧＳＭの周波数の１／２６となる。また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿ＯＦＦｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、０．８ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ８５０と０．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ９００との送信動作に、受信用電圧制御発振器ＲX−ＶＣＯ―ＧＳＭは略４倍の略３．２GHｚから略３．８GHｚ、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯ＿ＧＳＭは送信周波数の略２倍の略１．６ＧＨｚから略１．９ＧＨｚで発振すれば良くなる。

≪ＤＣＳ１８００とＰＳＣ１９００との送信動作≫
また送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿ＯＦＦｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＳＣ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＰＳＣ１９００との送信動作に対応する必要が有る。そのため、受信用電圧制御発振器ＲX−ＶＣＯ―ＧＳＭの発振周波数は、分周数２に設定された分周器ＤＩＶ１(１／２)を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑのための分周器ＤＩＶ５に接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦは、１３に設定されている。一方、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯ＿ＧＳＭの発振出力信号が、位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。その結果、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは、一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿ＯＦＦｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサーＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２(１／ＮＩＦ)の分周数ＮＩＦである１３と分周器ＤＩＶ５での分周数２とで、合計分周数は２６となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用電圧制御発振器Ｒｘ−ＶＣＯ―ＧＳＭの周波数の１／２６となる。

また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿ＯＦＦｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、１．７ＧＨｚのＲＦ送信信号のＤＣＳ１８００と１．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＰＣＳ１９００との送信動作に、受信用電圧制御発振器Ｒｘ−ＶＣＯ―ＧＳＭは略２倍の略３．２GHｚから略３．８GHｚ、ＧＳＭ送信用電圧制御発振器ＴＸＶＣＯ＿ＧＳＭは送信周波数の略１倍の略１．６ＧＨｚから略１．９ＧＨｚで発振すれば良くなる。

≪携帯電話の構成≫
図２０は、上記で説明した本発明の実施の形態によるＲＦＩＣと、アンテナスイッチＭＭＩＣとＲＦ電力増幅器とを内蔵したＲＦモジュールと、ベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。尚、ＭＭＩＣは、Microwave Monolithic ICの略である。

同図で、携帯電話の送受信用アンテナＡＮＴにはＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)の共通の入出力端子Ｉ／Ｏが接続されている。ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)からの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔは、ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路(ＲＦ＿ＩＣ)を経由して高出力電力増幅器モジュール(ＨＰＡ＿ＭＬ)のコントローラ集積回路(ＣＮＴ＿ＩＣ)に供給される。送受信用アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／ＯへのＲＦ信号の流れは携帯電話の受信動作ＲＸとなり、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信用アンテナＡＮＴへのＲＦ信号の流れは携帯電話の送信動作ＴＸとなる。

ＲＦＩＣ(ＲＦ＿ＩＣ)は、ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)からの送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱをＲＦ送信信号に周波数アップコンバージョンを行う。逆に、ＲＦＩＣ(ＲＦ＿ＩＣ)は、送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＲＦ受信信号を受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、ＲｘＤＢＱに周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)に供給する。

ＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)は共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ１、Ｒｘ２、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ２、ＴＲｘ３、ＴＲｘ４のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このアンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。アンテナスイッチの分野では、共通の入出力端子Ｉ／Ｏはシングルポール(Single Pole)と呼ばれ、送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ１、Ｒｘ２、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ２、ＴＲｘ３、ＴＲｘ４の合計８個の端子は８スロー(８ throw)と呼ばれる。従って、図２８のアンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)は、シングルポール８スロー(ＳＰ８Ｔ； Single Pole ８ throw)型のスイッチである。

尚、ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)は図示されていない外部不揮発性メモリと図示されていないアプリケーションプロセッサとに接続されている。アプリケーションプロセッサは、図示されていない液晶表示装置と図示されていないキー入力装置とに接続され、汎用プログラムやゲームを含む種々のアプリケーションプログラムを実行することができる。携帯電話等のモバイル機器のブートプログラム(起動イニシャライズプログラム)、オペレーティングシステムプログラム(ＯＳ)、ベースバンド信号処理ＬＳＩの内部のディジタルシグナルプロセッサ(ＤＳＰ)によるＧＳＭ方式等の受信ベースバンド信号に関する位相復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調のためのプログラム、種々のアプリケーションプログラムは、外部不揮発性メモリに格納されることができる。

≪ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＧＳＭ８５０のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＧＳＭ８５０のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ８５０が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号がＧＳＭ９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＧＳＭ９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ９００が生成される。ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ９００とは、高出力電力増幅器モジュール(ＨＰＡ＿ＭＬ)の高出力電力増幅器ＨＰＡ２で電力増幅される。高出力電力増幅器ＨＰＡ２のＲＦ出力は、ローパスフィルタＬＰＦ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)の送信端子Ｔｘ２に供給される。送信端子Ｔｘ２に供給されたＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ９００とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ９００とは、アンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)の受信端子Ｒｘ２から得られるＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ９００とは表面弾性波フィルタＳＡＷ２を介してＲＦＩＣのローノイズアンプＬＮＡ５、６で増幅される。その後、これらのＲＦ受信信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ９００から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＧＳＭ８５０の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ８５０の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ８５０の受信とを時分割で行う。同様に、ＧＳＭ９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ９００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ９００の受信とを時分割で行う。

≪ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＤＣＳ１８００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＤＣＳ１８００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号がＰＣＳ１９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＰＣＳ１９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００が生成される。ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００とは、高出力電力増幅器モジュール(ＨＰＡ＿ＭＬ)の高出力電力増幅器ＨＰＡ１で電力増幅される。高出力電力増幅器ＨＰＡ１のＲＦ出力は、ローパスフィルタＬＰＦ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)の送信端子Ｔｘ１に供給される。送信端子Ｔｘ１に供給されたＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００とは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの受信端子Ｒｘ１から得られるＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００は表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介してＲＦＩＣ(ＲＦ＿ＩＣ)のローノイズアンプＬＮＡ７、８で増幅される。アンテナスイッチＭＭＩＣ(ＡＮＴ＿ＳＷ)の受信端子Ｒｘ１から得られるＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００は表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介してＲＦＩＣのローノイズアンプＬＮＡ７、８で増幅される。その後、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＤＣＳ１８００の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ１との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００の受信とを時分割で行う。同様に、ＰＣＳ１９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ１との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００の受信とを時分割で行う。

≪ＷＣＤＭＡによる送受信動作≫
ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)からの送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、Ｑが、ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＷＣＤＭＡ方式のバンドＩの周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ band１は、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ１で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ１に供給される。送受信端子ＴＲｘ１に供給されたＷＣＤＭＡ方式のバンドＩのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ バンドＩは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

ＷＣＤＭＡ方式では、コード分割により送信動作と受信動作とが並列に処理されることができる。すなわち、送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のバンドＩのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ１から得られるＷＣＤＭＡ方式のバンドＩのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩはデュープレクサＤＵＰ１を経由してＲＦＩＣのローノイズアンプＬＮＡ１で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩから受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩによる送信と受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ１との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行う。

ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)からの送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱをＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXへの周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩXは、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ２で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ２に供給される。送受信端子ＴＲｘ２に供給されたＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩXは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩXは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ２から得られるＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩXはデュープレクサＤＵＰ２を経由してＲＦＩＣのローノイズアンプＬＮＡ２で増幅される。ローノイズアンプＬＮＡ２の増幅信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandＩXから受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXによる送信とＷＣＤＭＡ方式のバンドＩXによる受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ２との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行うものである。

ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)からの送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＷＣＤＭＡ方式のバンドVIに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱをＷＣＤＭＡ方式のバンドVIへの周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のバンドVIのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ bandVIは、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ３で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ３を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ３に供給される。送受信端子ＴＲｘ３に供給されたＷＣＤＭＡ方式のバンドVIのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ bandVIは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のバンドVIのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandVIは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ３から得られるＷＣＤＭＡ方式のバンドVIのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandVIはデュープレクサＤＵＰ３を経由してＲＦＩＣのローノイズアンプＬＮＡ３で増幅される。ローノイズアンプＬＮＡ３の増幅信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のバンドVIのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandVIから受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＷＣＤＭＡ方式のバンドVIによる送信とＷＣＤＭＡ方式のバンドVIによる受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ３との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行うものである。

ベースバンド信号処理ＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)からの送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＷＣＤＭＡ方式のバンドXIに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ディジタルベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱをＷＣＤＭＡ方式のバンドXIへの周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のバンドXIのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ bandXIは、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ４で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ４を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ４に供給される。送受信端子ＴＲｘ４に供給されたＷＣＤＭＡ方式のバンドXIのＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ bandXIは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のバンドXIのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandXIは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ４から得られるＷＣＤＭＡ方式のバンドXIのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandXIはデュープレクサＤＵＰ４を経由してＲＦＩＣのローノイズアンプＬＮＡ４で増幅される。ローノイズアンプＬＮＡ４の増幅信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のバンドXIのＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ bandXIから受信ディジタルベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＷＣＤＭＡ方式のバンドXIによる送信とＷＣＤＭＡ方式のバンドXIによる受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ４との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行うものである。
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変形可能であることは言うまでもない。

例えば、図２０に示す携帯電話では通信用ＲＦＩＣとベースバンド信号処理ＬＳＩとはそれぞれ別の半導体チップで構成されていたが、別な実施形態ではそれらは１つの半導体チップに統合された統合ワンチップとされることができる。

また、本発明はダイレクトアップコンバージョン(ＤＵＣ)アーキテクチャーやダイレクトダウンコンバージョン(ＤＤＣ)アーキテクチャーに限定されるものではない。例えば、受信ＲＦ信号を比較的低い中間周波数受信信号に変換する低ＩＦダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーや、ディジタルＩＦダウンコンバージョン受信機アーキテクチャー、または比較的低い中間周波数送信信号を送信ＲＦ信号に変換する低ＩＦアップコンバージョン送信機アーキテクチャーに適用することができる。

図１は、本発明の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。 図２は、本発明に先立って検討されたマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。 図３は、図２に示した送信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図４は、図５に示した送信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図５は、本発明に先立って検討されたマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣの他の方式によるダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。 図６は、図１に示した送信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図７は、本発明の他の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョン送信機を示す図である。 図８は、図１に示した本発明の１つの実施の形態による通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョンアーキテクチャーの送信機に含まれた分周数が非整数のロジック分周器の構成を示す図である。 図９は、図８に示したロジック分周器の内部の波形を示す図である。 図１０は、本発明の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトダウンコンバージョン受信機を示す図である。 図１１は、図１０に示した受信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図１２は、本発明の他の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトダウンコンバージョン受信機を示す図である。 図１３は、本発明の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトコンバージョン送受信機を示す図である。 図１４は、図１３に示した送受信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図１５は、図１３に示した送受信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図１６は、図１３に示した送受信機の各モードの周波数の関係を示す図である。 図１７は、本発明の他の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトコンバージョン送受信機を示す図である。 図１８は、通信用ＲＦＩＣのダイレクトアップコンバージョン送信機のロジック分周器の分周数による送信用のＩ／Ｑ変調器の位相誤差によるイメージ抑圧量の変化を示す図である。 図１９は、本発明の他の１つの実施の形態によるマルチモード／マルチバンド通信用ＲＦＩＣのダイレクトコンバージョン送受信機を示す図である。 図２０は、本発明の実施の形態によるＲＦＩＣと、アンテナスイッチＭＭＩＣとＲＦ電力増幅器とを内蔵したＲＦモジュールと、ベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。

符号の説明

Ｔｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４ 送信ブロック
５ ＲＦ電力増幅器
６ バンドパスフィルタ
７ ＲＦ可変利得増幅器
８ 加算器
９、１０ ミキサー
１１、１２、１３、１４ 分周器
１５ バンド切り換え制御ブロック
１６、１８、３４ 電圧制御発振器
１７ ＰＬＬ回路
１９ ＲＦＩＣ
２０、２３ ローパスフィルタ
２１、２４ 可変利得増幅器
２２、２５ D／A変換器
２６、２７ ディジタルベースバンド送信信号入力端子
２８、２９、３０、３１ ＲＦ送信信号出力端子
３２、３３ 送信用ローカル信号
３５ ディジタル位相変換ユニット
３６ アナログ位相変換ユニット
３７、１０１ 否定論理積回路
３８、３９、４０、４１、４６、４７ Ｄ型フリップフロップ
４２ クロック信号入力端子
４３、４４ 論理和回路
４５ 論理積回路
４８、４９ ローカル信号出力端子
５０、５１、５２、５３ ＲＦ受信信号入力端子
Ｒｘ＿Ｂｌｋ１、２、３、４ 受信ブロック
５８ ローノイズアンプ
５９ バンドパスフィルタ
６０、６１ ミキサー
６２、６３、６４、６５ 分周器
６６、６７ ローパスフィルタ
６８、６９ 可変利得増幅器
７０、７１ A／Dコンバータ
７２ ディジタル位相変換ユニット
７３、７４ ディジタルベースバンド信号出力端子
７５ 電圧制御発振器
７６ ＰＬＬ回路
７７ バンド切り換え制御部
７８ アナログ位相変換ユニット
７９ バンド切り換え制御部
８０、８５ 加算器
８１８２、８３、８４ 乗算器
８６I、８６Q、８８I、８８Q、９０I、９０Q ローパスフィルタ
８７I、８７Q、８９I、８９Q、９１I、９１Q 可変利得増幅器
９２I、９２Q A／Dコンバータ
９３ 送信用ディジタルインターフェース
９４ 受信用ディジタルインターフェース
９５、９６ 分周器
９７ 受信用Ｉ／Ｑキャリブレーション回路
９８ 位相変換ユニット
９９ 受信機
１００ 送信機

Claims (21)

1. 受信機と、送信機とを具備した送受信機であって、
   前記受信機は、ＲＦ受信信号を受信アナログ信号にダウンコンバートする受信復調器を含み、
   前記送信機は、送信用電圧制御発振器と、複数の周波数帯域のＲＦ送信信号を生成する複数の送信ブロックとを含むものであり、
   前記複数の送信ブロックのそれぞれは、分周器と、送信用変調器とを含むものであり、
   前記複数の送信ブロックのそれぞれでは、前記分周器は前記送信用電圧制御発振器から供給される送信用発振出力信号を分周することによって生成した一対の送信用ローカル信号を前記送信用変調器に供給するものであり、
   前記複数の送信ブロックのそれぞれでは、前記送信用変調器は前記分周器から供給された前記一対の送信用ローカル信号により送信アナログ信号をＲＦ送信信号にアップコンバートするものであり、
   前記複数の送信ブロックの少なくとも１つの送信ブロックに含まれた少なくとも１つの分周器の分周数は、偶数の整数に設定されており、
   前記偶数の整数への前記分周数の設定により、前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた前記少なくとも１つの分周器から該当する送信用変調器に供給される該当する一対の送信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となるものであり、
   前記複数の送信ブロックの他の送信ブロックに含まれた他の分周器の他の分周数は、非整数に設定されており、
   前記非整数への前記他の分周数の設定により、前記他の送信ブロックに含まれた前記他の分周器から他の送信用変調器に供給される他の一対の送信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となるものであり、
   前記送信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の送信ブロックに含まれた前記他の送信用変調器に供給される一対の送信アナログ信号に付与する変換ユニットを更に含むことを特徴とする送受信機。
2. 請求項１において、
   前記送信機は、一対の送信ディジタル信号を前記一対の送信アナログ信号に変換する一対のＤ／Ａ変換器を更に含み、前記一対のＤ／Ａ変換器は、前記複数の送信ブロックによって共有されていることを特徴とする送受信機。
3. 請求項２において、
   前記変換ユニットは、前記一対のＤ／Ａ変換器の一対の入力端子に接続され、
   前記変換ユニットが前記一対の送信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記一対のＤ／Ａ変換器の一対の出力端子から前記補償オフセット量が付与された前記一対の送信アナログ信号が生成されることを特徴とする送受信機。
4. 請求項２において、
   前記変換ユニットは、前記一対のＤ／Ａ変換器の一対の出力端子に接続され、
   前記変換ユニットが一対の送信アナログ入力信号をアナログ信号処理することによって、前記変換ユニットの一対の出力端子から前記補償オフセット量が付与された一対の送信アナログ出力信号が生成されることを特徴とする送受信機。
5. 請求項２において、
   前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた第１の送信ブロックと第２の送信ブロックとにそれぞれ含まれた第１の分周器と第２の分周器の分周数は、それぞれ２と４とに設定されており、
   前記他の送信ブロックに含まれた前記他の分周器の分周数は、２．５の非整数に設定されており、
   前記送信用電圧制御発振器から生成される前記送信用発振出力信号の周波数は、略３ＧＨｚから略４ＧＨｚの間に設定可能とされており、
   前記第１の送信ブロックは略１．８ＧＨｚから略２ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、前記第２の送信ブロックは略０．８ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、前記他の送信ブロックは略１．４ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成することを特徴とする送受信機。
6. 請求項５において、
   前記送信用電圧制御発振器と前記複数の送信ブロックとを含む前記送信機は、ダイレクトアップコンバージョン送信機アーキテクチャーと低ＩＦアップコンバージョン送信機アーキテクチャーとのいずれか一方であることを特徴とする送受信機。
7. 請求項６において、
   前記送信用電圧制御発振器と前記複数の送信ブロックとを含む前記送信機は、半導体チップに構成されていることを特徴とする送受信機。
8. 受信機と、送信機とを具備した送受信機であって、
   前記送信機は、送信アナログ信号をＲＦ送信信号にアップコンバートする送信変調器を含み、
   前記受信機は、受信用電圧制御発振器と、複数の周波数帯域のＲＦ受信信号を受信する複数の受信ブロックとを含むものであり、
   前記複数の受信ブロックのそれぞれは、分周器と、受信用復調器とを含むものであり、
   前記複数の受信ブロックのそれぞれでは、前記分周器は前記受信用電圧制御発振器から供給される受信用発振出力信号を分周することによって生成した一対の受信用ローカル信号を前記受信用復調器に供給するものであり、
   前記複数の受信ブロックのそれぞれでは、前記受信用変調器は前記分周器から供給された前記一対の受信用ローカル信号によりＲＦ受信信号を受信アナログ信号にダウンコンバートするものであり、
   前記複数の受信ブロックの少なくとも１つの受信ブロックに含まれた少なくとも１つの分周器の分周数は、偶数の整数に設定されており、
   前記偶数の整数への前記分周数の設定により、前記少なくとも１つの受信ブロックに含まれた前記少なくとも１つの分周器から該当する受信用復調器に供給される該当する一対の受信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となるものであり、
   前記複数の受信ブロックの他の受信ブロックに含まれた他の分周器の他の分周数は、非整数に設定されており、
   前記非整数への前記他の分周数の設定により、前記他の受信ブロックに含まれた前記他の分周器から他の受信用復調器に供給される他の一対の受信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となるものであり、
   前記受信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の受信ブロックに含まれた前記他の受信用復調器から生成される一対の受信アナログ信号に付与する変換ユニットを更に含むことを特徴とする送受信機。
9. 請求項８において、
   前記受信機は、前記一対の受信アナログ信号を一対の受信ディジタル信号に変換する一対のＡ／Ｄ変換器を更に含み、前記一対のＡ／Ｄ変換器は、前記複数の受信ブロックによって共有されていることを特徴とする送受信機。
10. 請求項９において、
    前記変換ユニットは、前記一対のＡ／Ｄ変換器の一対の出力端子に接続され、
    前記変換ユニットが前記一対の受信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に間接的に付与されるものであることを特徴とする送受信機。
11. 請求項９において、
    前記変換ユニットは、前記一対のＡ／Ｄ変換器の一対の入力端子に接続され、
    前記変換ユニットが一対の受信アナログ入力信号をアナログ信号処理することによって、前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に直接的に付与されるものであることを特徴とする送受信機。
12. 請求項９において、
    前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた第１の受信ブロックと第２の受信ブロックとにそれぞれ含まれた第１の分周器と第２の分周器の分周数は、それぞれ２と４とに設定されており、
    前記他の受信ブロックに含まれた前記他の分周器の分周数は、２．５の非整数に設定されており、
    前記受信用電圧制御発振器から生成される前記受信用発振出力信号の周波数は、略３．５ＧＨｚから略４．５ＧＨｚの間に設定可能とされている。
    前記第１の受信ブロックは略１．９ＧＨｚから略２．２ＧＨｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信して、前記第２の受信ブロックは略０．８ＧＨｚから略０．９ＧＨｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信して、前記他の受信ブロックは略１．４ＧＨｚから略１．５Ｈｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信することを特徴とする送受信機。
13. 請求項９において、
    前記受信用電圧制御発振器と前記複数の受信ブロックとを含む前記受信機は、ダイレクトダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーと低ＩＦダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーとのいずれか一方であることを特徴とする送受信機。
14. 請求項１３において、
    前記受信用電圧制御発振器と前記複数の受信ブロックとを含む前記受信機は、半導体チップに構成されていることを特徴とする送受信機。
15. 受信機と、送信機とを具備した送受信機であって、
    前記受信機は、ＲＦ受信信号を受信アナログ信号にダウンコンバートする受信復調器を含み、
    前記送信機は、送信用電圧制御発振器と、複数の周波数帯域のＲＦ送信信号を生成する複数の送信ブロックとを含むものであり、
    前記複数の送信ブロックのそれぞれは、分周器と、送信用変調器とを含むものであり、
    前記複数の送信ブロックのそれぞれでは、前記分周器は前記送信用電圧制御発振器から供給される送信用発振出力信号を分周することによって生成した一対の送信用ローカル信号を前記送信用変調器に供給するものであり、
    前記複数の送信ブロックのそれぞれでは、前記送信用変調器は前記分周器から供給された前記一対の送信用ローカル信号により送信アナログ信号をＲＦ送信信号にアップコンバートするものであり、
    前記複数の送信ブロックの少なくとも１つの送信ブロックに含まれた少なくとも１つの分周器の分周数は、偶数の整数に設定されており、
    前記偶数の整数への前記分周数の設定により、前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた前記少なくとも１つの分周器から該当する送信用変調器に供給される該当する一対の送信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となるものであり、
    前記複数の送信ブロックの他の送信ブロックに含まれた他の分周器の他の分周数は、非整数に設定されており、
    前記非整数への前記他の分周数の設定により、前記他の送信ブロックに含まれた前記他の分周器から他の送信用変調器に供給される他の一対の送信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となるものであり、
    前記送信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の送信ブロックに含まれた前記他の送信用変調器に供給される一対の送信アナログ信号に付与する送信変換ユニットを更に含み、
    前記送信機は、送信アナログ信号をＲＦ送信信号にアップコンバートする送信変調器を含み、
    前記受信機は、受信用電圧制御発振器と、複数の周波数帯域のＲＦ受信信号を受信する複数の受信ブロックとを含むものであり、
    前記複数の受信ブロックのそれぞれは、分周器と、受信用復調器とを含むものであり、
    前記複数の受信ブロックのそれぞれでは、前記分周器は前記受信用電圧制御発振器から供給される受信用発振出力信号を分周することによって生成した一対の受信用ローカル信号を前記受信用復調器に供給するものであり、
    前記複数の受信ブロックのそれぞれでは、前記受信用変調器は前記分周器から供給された前記一対の受信用ローカル信号によりＲＦ受信信号を受信アナログ信号にダウンコンバートするものであり、
    前記複数の受信ブロックの少なくとも１つの受信ブロックに含まれた少なくとも１つの分周器の分周数は、偶数の整数に設定されており、
    前記偶数の整数への前記分周数の設定により、前記少なくとも１つの受信ブロックに含まれた前記少なくとも１つの分周器から該当する受信用復調器に供給される該当する一対の受信用ローカル信号は、実質的に９０度の位相差を有するクォドラチャーローカル信号となるものであり、
    前記複数の受信ブロックの他の受信ブロックに含まれた他の分周器の他の分周数は、非整数に設定されており、
    前記非整数への前記他の分周数の設定により、前記他の受信ブロックに含まれた前記他の分周器から他の受信用復調器に供給される他の一対の受信用ローカル信号は、９０度と所定のオフセット角度の位相差を有する非クォドラチャーローカル信号となるものであり、
    前記受信機は、前記オフセット角度と極性が反対で略同一の絶対値を持つ補償オフセット量を前記他の受信ブロックに含まれた前記他の受信用復調器から生成される一対の受信アナログ信号に付与する受信変換ユニットを更に含むことを特徴とする送受信機。
16. 請求項１５において、
    前記送信機は、一対の送信ディジタル信号を前記一対の送信アナログ信号に変換する一対のＤ／Ａ変換器を更に含み、前記一対のＤ／Ａ変換器は、前記複数の送信ブロックによって共有されており、
    前記受信機は、前記一対の受信アナログ信号を一対の受信ディジタル信号に変換する一対のＡ／Ｄ変換器を更に含み、前記一対のＡ／Ｄ変換器は、前記複数の受信ブロックによって共有されていることを特徴とする送受信機。
17. 請求項１６において、
    前記送信変換ユニットは、前記一対のＤ／Ａ変換器の一対の入力端子に接続され、
    前記送信変換ユニットが前記一対の送信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記一対のＤ／Ａ変換器の一対の出力端子から前記補償オフセット量が付与された前記一対の送信アナログ信号が生成され、
    前記受信変換ユニットは、前記一対のＡ／Ｄ変換器の一対の出力端子に接続され、
    前記受信変換ユニットが前記一対の受信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に間接的に付与されるものであることを特徴とする送受信機。
18. 請求項１６において、
    前記送信変換ユニットは、前記一対のＤ／Ａ変換器の一対の出力端子に接続され、
    前記送信変換ユニットが一対の送信アナログ入力信号をアナログ信号処理することによって、前記変換ユニットの一対の出力端子から前記補償オフセット量が付与された一対の送信アナログ出力信号が生成され、
    前記受信変換ユニットは、前記一対のＡ／Ｄ変換器の一対の入力端子に接続され、
    前記受信変換ユニットが一対の受信アナログ入力信号をアナログ信号処理することによって、前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に直接的に付与されるものであることを特徴とする送受信機。
19. 請求項１６において、
    前記受信変換ユニットは、前記一対のＡ／Ｄ変換器の一対の出力端子に接続され、
    前記受信変換ユニットの出力は、Ｉ／Ｑキャリブレーション回路の入力に接続され、
    前記Ｉ／Ｑキャリブレーション回路では、前記補償オフセット量が算出され、
    前記Ｉ／Ｑキャリブレーション回路の出力は、前記受信変換ユニットの補償オフセット量入力端子に接続され、
    前記受信変換ユニットでは、前記一対の受信ディジタル信号をディジタル信号処理することによって、前記Ｉ／Ｑキャリブレーション回路で算出された前記補償オフセット量が前記受信用復調器からの前記一対の受信アナログ信号に間接的に付与されるものであることを特徴とする送受信機。
20. 請求項１６において、
    前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた第１の送信ブロックと第２の送信ブロックとにそれぞれ含まれた第１の分周器と第２の分周器の分周数は、それぞれ２と４とに設定されており、
    前記他の送信ブロックに含まれた前記他の分周器の分周数は、２．５の非整数に設定されており、
    前記送信用電圧制御発振器(から生成される前記送信用発振出力信号の周波数は、略３ＧＨｚから略４ＧＨｚの間に設定可能とされており、
    前記第１の送信ブロックは略１．８ＧＨｚから略２ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、前記第２の送信ブロックは略０．８ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、前記他の送信ブロックは略１．４ＧＨｚの送信バンドのＲＦ送信信号を生成して、
    前記少なくとも１つの送信ブロックに含まれた第１の受信ブロックと第２の受信ブロックとにそれぞれ含まれた第１の分周器と第２の分周器の分周数は、それぞれ２と４とに設定されており、
    前記他の受信ブロックに含まれた前記他の分周器の分周数は、２．５の非整数に設定されており、
    前記受信用電圧制御発振器から生成される前記受信用発振出力信号の周波数は、略３．５ＧＨｚから略４．５ＧＨｚの間に設定可能とされており、
    前記第１の受信ブロックは略１．９ＧＨｚから略２．２ＧＨｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信して、前記第２の受信ブロックは略０．８ＧＨｚから略０．９ＧＨｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信して、前記他の受信ブロックは略１．４ＧＨｚから略１．５Ｈｚの受信バンドのＲＦ受信信号を受信することを特徴とする送受信機。
21. 請求項２０において、
    前記送信用電圧制御発振器と前記複数の送信ブロックとを含む前記送信機は、ダイレクトアップコンバージョン送信機アーキテクチャーと低ＩＦアップコンバージョン送信機アーキテクチャーとのいずれか一方であり、前記受信用電圧制御発振器と前記複数の受信ブロックとを含む前記受信機は、ダイレクトダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーと低ＩＦダウンコンバージョン受信機アーキテクチャーとのいずれか一方であり、
    前記送信用電圧制御発振器と前記複数の送信ブロックとを含む前記送信機と、前記受信用電圧制御発振器と前記複数の受信ブロックとを含む前記受信機とは、半導体チップに構成されていることを特徴とする送受信機。

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