JP4972157B2 - Ｉｇｂｔトランジスタの直列構成のためのスイッチング回路 - Google Patents

Description

本発明は、直列に取り付けた２つのパワー・トランジスタと、トランジスタ各々に対する、上記２つのトランジスタの同時スイッチングを確立可能な励起回路とを備えているタイプのスイッチング回路に関する。

ＡＣモータは通常、ＤＣサプライ・バスから電力を供給され、この電力は、スイッチング・メンバによって構成された周波数可変装置を経由して、上記モータの異なる位相に接続した端子に供給され、上記スイッチング・メンバの状態は、適当な電子制御ユニットによって制御されている。

そのような電子制御ユニットは、例えばＥＰ０４５８５１１及びＤＥ１４１３５２６の文献に説明されている。
非常に強力なポンプ又はコンプレッサの駆動モータに対しては、特に石油の使用に対しては、上記モータの電力サプライを供給するスイッチング・メンバを通じて、非常に高いレベルの電力を流さなければならない。

これらのメンバは、ＩＧＢＴタイプのトランジスタによって構成されている。非常に強力なモータに対する周波数可変装置を生産するために、ＩＧＢＴタイプの２つのトランジスタを直列に取り付けて、各々スイッチング動作を引き起こすようにすることは有利なことであり、単独のトランジスタは、これらの端子の電圧が非常に高いために、電流の流れを遮断することが不可能である。

このように直列に接続した上記２つのトランジスタは、それらが機能の観点で単独のトランジスタに対応するよう、完全な同期を伴って制御しなければならない。上記２つのトランジスタの間の同期誤差は、これらのトランジスタのうちの一方のみが上記電圧を支えることにつながり、その破壊を引き起こす。

トランジスタの製造ばらつき及び上記電子制御システムの精度を考慮すると、上記トランジスタの動作の同期は、実現することが複雑である。非常に精巧な電子制御の解決法が開発されてきた。これらの解決法は、非常に高価な特定の集積回路の使用を必要とする。

更に、トランジスタを保護するための技法は知られており、それは「アクティブ・クランピング」として通常言及されている。
この解決法に従い、上記トランジスタは、抵抗を伴うツェナー・ダイオードと共に制御グリッドと導通端子との間に関連しており、このツェナー・ダイオードは、反転状態で取り付けられ、上記トランジスタの導通端子間の電圧が高くなりすぎると、上記トランジスタをその導通状態へ戻し、従ってその端子の電圧を制限することが可能である。

この技法は、上記トランジスタに対する非常に高いイグニッション・マージンを必要とし、抵抗であり比較的精密なツェナー・ダイオードの使用を含んでいる。
これらの困難に対する解決法は、既に提案されている。

例えば、ＤＥ４３ ３５ ８５７の文献においては、補正信号を発生させ、この補正信号が上記トランジスタのうちの一方のスイッチング動作における遅延を命令している。この文献は、請求項１の前置きの特徴づけ節の主題事項を形成している。

メリト（ＭＥＬＩＴＯ）の記事、「ゲート制御戦略による、絶縁ゲートデバイスに直列接続したスイッチング・バランスメント（ＳＷＩＴＣＨＩＮＧ ＢＡＬＡＮＣＥＭＥＮＴ ＯＦ ＳＥＲＩＥＳ ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ ＩＮＳＵＬＡＴＥ ＧＡＴＥ ＤＥＶＩＣＥＳ ＢＹ ＧＡＴＥ ＣＯＮＴＲＯＬ ＳＴＲＡＴＥＧＹ）」，技術進歩博覧会（ＥＰＥ）’９７，パワー・エレクトロニクス及び適用に関する第７次ヨーロッパ会議（７ＴＨ ＥＵＲＯＰＥＡＮ ＣＯＮＦＥＲＥＮＣＥ ＯＮ ＰＯＷＥＲ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＡＮＤ ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ），トロンヘイム，１９９７年９月８日−１０日は、直列の上記トランジスタのうちの一方の制御回路が、電流発生器及び電流シンクを有する配置で置き換わった配置を説明している。

ベオム−セオク（ＢＥＯＭ−ＳＥＯＫ）の文献、「ミラー効果を使用する、直列接続したパワー半導体デバイスのターンオフのポイントでの同期化（ＳＹＮＣＨＲＯＮＩＺＡＴＩＯＮ ＯＮ ＴＨＥ ＰＯＩＮＴＳ ＯＦ ＴＵＲＮ−ＯＦＦ ＴＩＭＥ ＯＦ ＳＥＲＩＥＳ−ＣＯＮＮＥＣＴＥＤ ＰＯＷＥＲ ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯＲ ＤＥＶＩＣＥＳ ＵＳＩＮＧ ＭＩＬＬＥＲ ＥＦＦＥＣＴ）」，信号処理とシステム制御（ＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭ ＣＯＮＴＲＯＬ），インテリジェント・センサと使用法（ＩＮＴＥＬＬＩＧＥＮＴ ＳＥＮＳＯＲＳ ＡＮＤ ＩＮＳＴＲＵＭＥＮＴＡＴＩＯＮ），サンディエゴ，１９９２年１１月９日−１３日においては、上記トランジスタの制御回路を命令するために、ダンピング回路を使用している。

これらの文献において、上記補正信号を加えているのは、常に、上記トランジスタの制御回路に対してであり、上記トランジスタ自身に対してではない。複雑な配置が生じており、その結果として、この複雑な配置は、比較的重大な時定数の不利益を有している。

本発明の目標は、直列に取り付た２つのトランジスタの同期化の問題への、費用のかからない解決法を提供することである。

この目的のために、本発明は、第１に上述のタイプのスイッチング回路に関し、このスイッチング回路は、直列に取り付けた上記２つのトランジスタの導通端子の電圧の時間的発生における差に従い、上記２つのトランジスタからの一方の被補正制御トランジスタを制御する補正電流を発生させるための手段と、上記被補正制御トランジスタのグリッド電極に上記電流を印加するための手段とを備えることを特徴とする。

本発明におけるこの手法において、上記補正電流は、上記トランジスタの内部動作に作用し、上記トランジスタは、従来の制御システムによって更に制御している。
特定の実施形態に従い、本スイッチング回路は、以下の特徴の１以上を備えている：
−上記２つのトランジスタの導通端子に接続し、直列に取り付けた上記２つのトランジスタの導通端子の電圧の時間的発生における差の値を求めるための手段に接続した２つのコンデンサを、本回路は備えている。
−少なくとも１つのコンデンサは、抵抗と直列に取り付けている。
−上記２つのコンデンサは、上記２つのトランジスタの外側の導通端子で直列に接続しており、直列に取り付けた上記２つのトランジスタの導通端子の電圧の時間的発生における差を確立するための上記の手段は、上記２つのコンデンサの中点で、上記補正制御電流を測定するための手段を備えている。
−第１のコンデンサは、上記２つのトランジスタの外側の導通端子間に接続しており、第２のコンデンサは、上記トランジスタのうちの一方のトランジスタの導通端子間に接続しており、直列に取り付けた上記２つのトランジスタの導通端子の電圧の時間的発生における差を確立するための上記の手段は、直列に取り付けた上記２つのトランジスタの導通端子の電圧の時間的発生における差を、上記２つのコンデンサの端子の電圧から計算するためのアナログ手段を備えている。
−本回路は、上記被補正制御トランジスタのグリッド電極に、上記補正制御電流を直接印加するための手段を備えている。
−本回路は、上記補正制御電流を、上記被補正制御トランジスタの励起回路により発生する制御信号に加えるための手段を備えている。
−本回路は、他方のトランジスタの短絡の間に、上記補正を抑制するために、上記被補正制御トランジスタに印加する上記補正電流を抑制するための回路を、トランジスタの少なくともグリッドにおいて備えている。

本発明はまた、上述したようなスイッチング回路を少なくとも１つ備えた、ＡＣモータのための周波数可変装置に関する。
本発明は、例示の方法により、そして図面に準拠して純粋に与えた以下の説明を読むことから、より良く理解されるであろう。

図１において図示しているように、ＡＣモータ１０は、速度可変装置１２によって電力供給されている。この可変装置は、ＤＣサプライ・バス１４に接続している。例えば、上記モータの３つの極１６Ａ、１６Ｂ、１６Ｃは、スイッチング回路２０によって上記ＤＣサプライ・バスの端子１８Ａ、１８Ｂと各々接続している。この手法においては、上記モータの位相と上記バスの端子との間の各々で、６つのスイッチング回路２０が動作している。スイッチング回路の各々は、図示していない制御回路によって制御している。

スイッチング回路２０のうちの１つを、図２において詳細に図示している。それはＩＧＢＴタイプの２つのトランジスタ２２、２４を備えており、これらは上記バスの端子と上記モータの位相との間に直列に接続している。トランジスタ各々のグリッド電極は、それ自体知られている励起回路２６、２８のそれぞれと接続している。

更に、スイッチング回路２０は、補正信号を発生させるための手段３０を備えており、この例において上記補正信号は、本発明に従って、直列に取り付けた上記２つのトランジスタの導通端子の電圧の一時的な変化の差に従い、２つのトランジスタ２２，２４からの一方の被補正制御トランジスタを制御するための電流ｄｉである。

図２で図示している実施形態において、上記被補正制御トランジスタは、トランジスタ２２である。
上記補正信号を発生させるための手段３０は、この例において２つのコンデンサ３２、３４を備えており、これらは、２つのトランジスタ２２、２４の外側の導通端子間に直列に取り付けている。

上記２つのコンデンサの中点３６は、補正電流を注入するための導体３７によって、被補正制御コンデンサ２２のグリッドに接続している。
有利な一実施形態に従い、図２で図示しているように、コンデンサ３２、３４の各々は、抵抗３８、４０と直列に関連しており、動作の安定性を改善している。

上記コンデンサは同一のものであり、例えば、１００ｐＦと１０ｎＦの間の容量を有している。同じ手法において、上記２つの抵抗は同一のものであり、１Ｏと１００Ｏの間の抵抗を有している。

図２において図示している回路の接続の結果、上記２つのコンデンサの中点３６から被補正制御トランジスタ２２のグリッドに向けて注入され、上記補正信号に対応する電流ｄｉは、ｄｉ＝Ｃ（ｄ／ｄｔ）（Ｖ_３２−Ｖ_３４）に等しく、ここでＶ_３２及びＶ_３４はコンデンサ３２、３４の端子の電圧であり、Ｃは上記２つのコンデンサの容量であり、ｄ／ｄｔは時間に関する導関数を指定している。

この手法において、動作の間、２つのトランジスタ２２、２４の端子で、電圧の時間に関する導関数の間に差が存在すると、上記コンデンサの充電又は放電におけるスイッチングの間に非対称が現れる。この手法においては、電流ｄｉを発生させ、被補正制御トランジスタ２２のグリッドに再注入し、それによってそれを通過する電流を補正し、並列に取り付けた上記コンデンサの電荷を相関的な手法において修正している。

一例を図３及び４に図示し、スイッチング回路の導通状態及び遮断状態へのスイッチングをそれぞれ示す。
これらの２つの図において見られるように、上記２つのトランジスタの端子の電圧は、トランジスタ２２に対して実線で、トランジスタ２４に対して長断続線で図示しており、これらの電圧は減少又は増大しているが、上記電流の流れ又は遮断の全体的な位相に対しては、実質的に同等であることを保っている。上記電流は、トランジスタ２２に対して短断続線で、トランジスタ２４に対して細実線で図示しており、最小値から極値の経由を経た後より高い定常値を通過するか、又は定常値からより低い値を通過する。上記２つのトランジスタは直列なので、流れる電流は実質的に同一である。

強制的な手法において、スイッチング中の上記２つのトランジスタ間の電圧の分配を確立するために、この手法においては、単純な受動電流を供給し、上記被補正制御トランジスタのスイッチングを加速又は減速することが可能である。

図５において図示している別の変形例に従い、補正電流ｄｉは、被補正制御トランジスタ２２の励起回路２６内に導入され、被補正制御トランジスタ２２のグリッドには直接加えられない。

この実施形態において、励起回路２６は、受けた補正電流ｄｉに従い、上記被補正制御トランジスタのグリッドに送る励起信号を修正することが可能である。特に、この受けた補正電流は、励起回路２６によってそれ自体知られているように発生する制御信号に加えるため、フィルタし増幅している。

スイッチング回路の別実施形態を図６において図示し、直列に取り付け、各々が励起回路２６、２８とそれぞれ関連している２つのトランジスタ２２、２４を示している。
この実施形態において、被補正制御トランジスタ２２は、トランジスタ２４のソースに接続しており、即ち、上記トランジスタは、図１から５の実施形態に関して入れ換わっている。

トランジスタ２２に対する補正制御電流ｄｉを発生させるための手段１３０を、また提供する。
それは、被補正制御トランジスタ２２の２つの導通端子間に取り付けたコンデンサ１３２と、２つのトランジスタ２２、２４の外側の導通端子間に並列に取り付けた第２のコンデンサ１３４とを備えている。

コンデンサ１３２、１３４の各々は，抵抗１３８、１４０と直列に取り付けている。これらの抵抗は，トランジスタ２２及び２４のコレクタと、対応するコンデンサの極板との間に接続している。

抵抗１３８、１４０に接続したコンデンサ１３２、１３４の極板の各々は、アナログ計算機１４２の入力に接続しており、アナログ計算機１４２は、この入力で受けた信号の間の線形結合を確立可能である。

計算機１４２の出力は、被補正制御トランジスタ２２のグリッドに直接接続している。変形例において、この出力は励起回路２６に接続している。
計算機１４２は、抵抗１３８、１４０の値を無視して、補正電流δｉ＝Ｃ（ｄ／ｄｔ）（Ｖ_１３２−Ｖ_１３４）を計算可能である。

またこの実施形態において、トランジスタ２２の制御信号が２つのコンデンサ１３２、１３４の端子の電圧に従って修正されることは高く評価されるであろう。これらの電圧は、トランジスタ２２、２４の端子の電圧に直接接続している。この手法においては、上記トランジスタの端子の電圧において差がある場合に、上記コンデンサの端子で比較可能な差を見出し、この差を表す補正電流をトランジスタ２２に加え、よって上記トランジスタの端子の電圧差を補正している。

図７は、図１の実施形態の改良を図示している。
この手法において、同一である素子は、同じ参照番号を与えている。
この実施形態は、補正電流を抑制するための中間ステージ２００を備えており、ＩＧＢＴトランジスタを冗長にすること、及びこれらＩＧＢＴトランジスタのうちの１つに不具合があり導通状態を遮断しているときのスイッチング回路の動作を可能にしている。

特に、このステージ２００は、上記補正電流の注入線３７に沿って、２つのコンデンサ３２、３４の中点と、被補正制御トランジスタ２２のグリッドとの間に挿入している。
このデバイスは，電圧、例えば１５Ｖのソース２０２と、４つのスイッチング制御メンバとを備えており、動作を継続可能にするために、これらの各々は、１５Ｖより大きいか又は小さい電圧をトランジスタ２２のグリッドに印加するよう制御している。

この手法において，２つのスイッチングメンバ２０４、２０６は、電圧ソース２０２の端子及びトランジスタ２２のコレクタに、それぞれ接続している。
同じ手法において、２つのスイッチングメンバ２０８、２１０は、２つの抵抗２１２、２１４を介して上記電圧ソースの端子をトランジスタ２２のグリッドに接続している。抵抗２１２、２１４にそれぞれ接続したスイッチングメンバ２０８、２１０各々の端子は、トランジスタ２２のグリッドに接続している。

この手法において、電圧ソース２０２、スイッチング・メンバ２０８、２１０、２１２、２１４、及び抵抗２１２、２１４は、トランジスタ２２を制御する励起回路２６を形成している。励起回路２６は、２つのダイオード２１６、２１８によって、２つのコンデンサ３２、３４の間に定めた中点３６に接続している。

より正確には、スイッチング・メンバ２０８、２１０の各々は、ダイオード２１６、１２８を介して中点３６に直接接続しており、このダイオード１２６、２１８は、スイッチング・メンバと上記関連する抵抗との間に接続している。ステップ２００は更に、スイッチング・メンバ２０４から２１０を制御するためのユニット（図示せず）を備えている。

上記スイッチング回路が導通状態に置かれると、スイッチング・メンバ２０４と２１０のみが導通する。上記グリッドでの制御電圧はＶ_ＧＥ＝１５Ｖに等しく、励起回路２６からのグリッド電流は抵抗２１４を通って流れる。

上記スイッチング回路が閉じると、トランジスタ２０６、２０８が導通状態に置かれる。上記グリッドでの制御電圧はＶ_ＧＥ＝−１５Ｖに等しく、励起回路２６からのグリッド電流は抵抗２１２を通って流れる。

ｄｉ帰還回路におけるダイオード２１６、２１８の使用は、被補正制御トランジスタ２２を導通状態に置き、そしてそれを開くことに対する特性を、通常の動作の間に、被補正制御トランジスタ２２を関連するトランジスタ２４より遅くスイッチするときのみ修正することを確実にしている。

もし、機能不良の状態の間に、トランジスタ２４が短絡した場合、ダイオード２１６、１２８の存在は、トランジスタ２２のスイッチングを、トランジスタ２４の端子で確立した短絡から生じる影響から切り離すことを可能にしている。

通常の動作の間に、トランジスタ２４のスイッチングと対応するため、被補正制御トランジスタ２２のスイッチングをより遅く実行することはできないという事実に対し、補償のため、抵抗２１２及び２１４は、トランジスタ２４のスイッチング動作がトランジスタ２２のスイッチング動作より高速になるように選択する。代わりに、補償を改善するため、被補正制御トランジスタ２２のゲートにおいて、トランジスタ２４のゲートと比較しての遅延を使用する。

ＡＣモータに電力を供給する速度可変装置の回路図である。 図１の可変装置のスイッチング回路の図である。 図２のスイッチング回路の動作を図示するラインである。 図２のスイッチング回路の動作を図示するラインである。 本発明に従うスイッチング回路の構造の変形例の図である。 本発明に従うスイッチング回路の構造の変形例の図である。 本発明に従うスイッチング回路の構造の変形例の図である。

Claims (6)

1. 直列に取り付けた２つのパワー・トランジスタ（２２，２４）と、
   前記２つのトランジスタの同時スイッチングを得るよう意図して、トランジスタの各々を励起させるための励起回路（２６，２８）と、
   直列に取り付けた前記２つのトランジスタ（２２，２４）の導通端子の電圧の時間的発生における差に従い、前記２つのトランジスタ（２２，２４）のうちの一方の被補正制御トランジスタ（２２）を制御する補正電流（δｉ）を発生させるための手段（３０）と、
   前記被補正制御トランジスタ（２２）のグリッド電極に前記電流を印加するための手段（３７）と
   を備えたスイッチング回路であって、
   前記２つのトランジスタ（２２，２４）の導通端子に接続した２つのコンデンサ（３２，３４；１３２，１３４）を備え、前記２つのコンデンサ（３２，３４）は、前記２つのトランジスタ（２２，２４）の外側の導通端子で直列に接続すること、及び、
   補正電流（δｉ）を発生させるための前記の手段（３０）は、前記２つのコンデンサ（３２，３４）の中点（３６）で、前記補正制御電流（δｉ）を取り出すための手段（３７）を備えること
   を特徴とする、スイッチング回路。
2. 少なくとも１つのコンデンサ（３２，３４；１３２，１３４）は、抵抗（３８，４０；１３８，１４０）と直列に取り付けることを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング回路。
3. 前記被補正制御トランジスタ（２２）のグリッド電極に、前記補正制御電流（δｉ）を直接印加するための手段（３６，３７）を備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載のスイッチング回路。
4. 前記補正制御電流（δｉ）を、前記被補正制御トランジスタの前記励起回路（２６）により発生する制御信号に加えるための手段（３７）を備えることを特徴とする、請求項１から３の何れかに記載のスイッチング回路。
5. 他方のトランジスタ（２４）の短絡の間に、前記補正を抑制するために、前記被補正制御トランジスタ（２２）に印加する前記補正電流（δｉ）を抑制するための回路（２００）を、トランジスタ（２２）の少なくともグリッドにおいて備えることを特徴とする、請求項１から４の何れかに記載のスイッチング回路。
6. 請求項１から５の何れかに記載のスイッチング回路を少なくとも１つ備えた、ＡＣモータのための周波数可変装置。

Images