JP4955735B2 - マルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおけるチャネル推定 - Google Patents

Description

本発明は送信アンテナ・ダイバーシチの分野に関するものであり、特にマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおいてチャネル係数を推定する方法に関するものである。また、本発明はチャネル推定動作を行う推定段と、かかる推定段を備える無線通信システムのトランシーバとに関するものである。

無線通信システムのピーク伝送速度はここ数年間着実に増加してきた。しかし、例えば経路損失や限られたスペクトル可用性やフェージングのために、ピーク伝送速度はまだ限られている。

送信機ダイバーシチは、無線通信システムにおいてフェージングを克服するのに非常に効果的な方法である。いくつかの異なる送信ダイバーシチ方式がこれまで提案されている。非特許文献１では、例として遅延、置換、空間−時間符号化の送信ダイバーシチ方式が述べられている。遅延方式では、第1の送信機アンテナから或る信号を送信し、別の送信機アンテナからは第1の送信機アンテナから送信した信号を遅らせた信号を送信する。置換方式では、第1の送信機アンテナから変調信号を送信し、別の送信機アンテナからは変調信号の置換を送信する。したがって、送信機アンテナから送信された信号は、変調信号とこの変調信号の置換の形のデータ語から成るマトリクスから得ることができる。空間−時間符号化では、信号を符号化して複数のデータ語を作り、各データ語を異なる送信機アンテナから送信する。送信中は、各データ語のデータ・シンボルを単一キャリア周波数で順次送信することにより、データ語を時間領域で拡散させる（すなわち、多重送信する）。

別の送信ダイバーシチ方式が特許文献１に述べられている。この送信ダイバーシチ方式では、データを符号化してマトリクスの形にし、個々のデータ・ブロックとして送信する。各データ・ブロックは複数のデータ語で構成され、各データ語は入力データ信号から得たデータ・シンボルを含む。データ・ブロックの送信中は、個々のデータ語を時間領域で拡散する。したがって、特許文献１に述べられている送信ダイバーシチ方式は空間−時間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）と呼ぶことができる。ＳＴＢＣの主な特徴は、各データ・シンボルを各送信アンテナから送信することと、異なる送信アンテナのアンテナ信号が互いに直交することである。直交ＳＴＢＣデータ・ブロックは任意の数の送信アンテナについて設計することができる。

マルチキャリア・システム用の別の送信ダイバーシチ方式は空間−周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ）である。空間−周波数ブロック符号化では信号を符号化して複数のデータ語で構成する個々のデータ・ブロックを作り、各データ語のデータ・シンボルを直交周波数（すなわち、直交サブキャリア）で送信することにより各データ語を周波数領域で拡散する（すなわち、多重送信する）。空間−周波数ブロック符号化方式の例は、非特許文献２に述べられている。

マルチキャリア送信ダイバーシチ・システムの受信側の重要な機能は、受信信号を効果的に復調することができるように個々の送信チャネルを特色づけることである。このためにはチャネル推定を行う必要がある。これは、非特許文献１と特許文献１とに述べられている。

米国特許第６，０８８，４０８号明細書

Li, Y.; Chuang, J.C.; Sollenberger, N.R., "Transmitter diversity for OFDM systems and its impact on high-rate data wireless networks", IEEE Journal on Selec. Areas, Vol. 17, No. 7, July 1999 Lee K.F. et al, "A Space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems", Globecom '00 - IEEE．Global Telecommunications Conference，Conference record（Cat. No. 00 CH37137), Proceedings of global Telecommunications conference，San Francisco, CA, USA, 27 Nov. - 1 Dec. 2000, pages 1473 - 1477 vol. 3

この技術で知られている種々のチャネル推定方法とは別に、コード・マトリクスに基づく送信ダイバーシチ方式（コード・マトリクスのデータ内容を周波数領域で多重送信する方式）に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャネル係数を高い精度で推定する方法が必要である。また、対応する推定方法を実行する推定段と、かかる推定段を備えるトランシーバが必要である。

この必要性は、コード・マトリクスのデータ内容（例えば、データ語）を周波数領域で多重送信する、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいて、チャネル係数を推定する次の方法により満たされる。すなわち、タイミング同期化の後の受信信号内に含まれる周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定し、受信信号を処理して位相傾斜または同等物を除去し、処理された受信信号に基づいてチャネル係数を推定することを含む。位相傾斜は、送信チャネルにより、受信または送信フィルタにより、またはタイミング同期化中に生じることがある。

周波数領域で多重送信することが可能なコード・マトリクスを、ここで用いる送信ダイバーシチ方式がデータ信号から生成することができる限り、本発明のチャネル推定法は特定のブロック符号化方式に限定されることはない。好ましくは、コード・マトリクスはデータ語を含むデータ・ブロックの形を有する。各データ語はデータ信号から得られるデータ・シンボルを含む。例えば、ＳＦＢＣおよび周波数領域での置換の送信ダイバーシチ方式では、かかるコード・マトリクスを生成することができる。

本発明では、使用される送信ダイバーシチ方式は純粋の周波数領域の多重送信である必要はない。例えば、ＳＴＢＣとＳＦＢＣとを交互に用いる（すなわち、時間領域と周波数領域で交互に多重送信する）送信ダイバーシチ方式を用いてもよい。この場合は、チャネル係数を推定する本発明の方法を、システムをＳＴＢＣからＳＦＢＣに切り替える度にアクティブ化し、システムをＳＦＢＣからＳＴＢＣに切り替える度に非アクティブ化してよい。

本発明に係るチャネル推定方法では、送信ダイバーシチ方式は完全な送信ダイバーシチと直交性とを保証する必要はない。言い替えると、本発明ではデータ信号内に含まれる各シンボルを異なる周波数で送信する必要はない。しかしながら、本発明の好ましい実施の形態は完全な送信ダイバーシチと直交性の機能を含む。

また、本発明では送信アンテナと受信アンテナの数の制限はない。好ましくは、データ・ブロック当たりのデータ語の数が送信アンテナの数に等しくなるようにコード・マトリクスを選択する。受信アンテナを２本以上設ける場合は、最大比結合の受信ダイバーシチ方式を適用してよい。しかし、他の受信ダイバーシチ方式を用いてもよい。

周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定するには種々の方法がある。例えば、位相傾斜または同等物は推定により決定することができる。位相傾斜または同等物の推定値は、好ましくは線形回帰により得られる。位相傾斜または同等物を推定する代わりに、またはそれに加えて、計算または測定を用いてよい。

位相傾斜が受信信号内に含まれる理由の１つであるタイミング同期化は種々の方法で行うことができる。タイミング同期化はシンボル間の干渉が最小になるようにして行うことがある。したがってシステムのタイミングとして、干渉パワーを最小にするのに最適なタイミングを選択することがある。

位相傾斜または同等物を決定することと、決定された位相傾斜または同等物を受信信号から除去することは、周波数領域でも時間領域でも行うことができる。また、これらの２つのステップの一方を周波数領域で行い、他方を時間領域で行うこともできる。時間領域では、位相傾斜に対応するものは遅延であろう。この遅延は、チャネル係数を推定する前に決定して受信信号から除去することができる。

位相傾斜または同等物の除去は、種々の位置と異なる時点で行なわれ得る。例えば、タイミング同期化の後で受信信号を分割して、一方をチャネル推定分岐に送り他方を復調分岐に送るときは、位相傾斜または同等物の除去はチャネル推定分岐で行ってもよいし、受信信号を分割する前に行ってもよい。

上に指摘したように、チャネル係数を推定するには位相傾斜を含まないかまたは少なくともわずかしか含まない処理済の受信信号を用いる。しかしチャネル係数を推定した後は、前に決定した位相傾斜またはこれに対応するものを再び推定チャネル係数内に導入してよい。推定チャネル係数内に位相傾斜または同等物をこのように導入することは、推定チャネル係数を用いて復調する受信信号もまた位相傾斜または同等物を含む場合に有用である。これは、例えば位相傾斜の除去をチャネル推定分岐内で行う場合である。

上記の方法は、この方法を実行するプログラム・コード部を含むコンピュータ・プログラム製品としても、またハードウエア製品としても実現することができる。ハードウエア製品は、ブロック符号化方式に従って動作するマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムにおいてチャネル係数の推定に適応して形成された推定段で構成する。推定段は、タイミング同期化の後で受信信号内に含まれる周波数領域の位相傾斜または時間領域での同等物を決定するためのユニットと、受信信号を処理して位相傾斜または同等物を除去するためのユニットと、処理済の受信信号を用いてチャネル係数を推定するためのユニットとを有する。

タイミング同期化ユニットの後の信号経路内に、共通信号経路をチャネル推定分岐と復調分岐とに分割するためのノードを設けてよい。処理ユニットは、チャネル推定分岐内にまたはノードの前の共通信号経路内に設けてよい。好ましくは、推定段は位相傾斜または同等物を推定チャネル係数内に導入するためのユニットを更に含む。

多くの送信ダイバーシチ方式では、１データ語の送信中はチャネル・パラメータ（すなわち、周波数領域のチャネル位相とチャネル振幅）が一定または少なくとも近似的に一定であることが必要である。データ語は周波数領域で多重送信するので、比較的大きなコヒーレント帯域幅が必要である。これは、

という関係を少なくとも近似的に満たさなければならないことを意味する。ただし、Ｂ_ｃ≠１／τ_ｒｍｓはチャネル・コヒーレント帯域幅、Ｎはデータ語当たりのデータ・シンボルの数、Ｔは１つのデータ・シンボルの継続時間、τ_ｒｍｓはチャネル・インパルス応答の遅延拡散の二乗平均である。コヒーレント帯域幅が比較的大きいためには、Ｎ個の隣接サブキャリアのチャネル係数がほぼ一定でなければならない。

１つ以上のコード・マトリクス（すなわち、データ・ブロック）を生成するデータ信号のフォーマットは任意でよい。好ましい実施の形態では、データ信号のフォーマットは離散情報シンボルのシーケンスである。例えばデータ信号はベクトル構造を有し、各ベクトルは所定数の情報シンボルを含む。情報シンボルの性質は、本発明に係る多重送信法を用いる特定の無線通信システムに依存してよい。多くの無線通信システムは種々の目的で種々の型の情報シンボルを用いる。例えば、或る無線通信システムが用いるデータ信号は、プリアンブルか、１つまたは複数のユーザ・データ部か、またはプリアンブルと１つまたは複数のユーザ・データ部の両方を含む。通常、プリアンブルは所定の構造を有して、チャネル推定や周波数同期化やタイミング同期化などの機能を強化する。

コード・マトリクスは、実際に用いる送信ダイバーシチ方式に従って種々の方法でデータ信号から得てよい。例えば置換の送信ダイバーシチ方式を用いる場合は、コード・マトリクスのデータ語内に含まれるデータ・シンボルは元のデータ信号内に含まれる情報シンボルの置換である。別の例としてＳＦＢＣの送信ダイバーシチ方式を用いる場合は、コード・マトリクスのデータ語内に含まれるデータ・シンボルは、元のデータ信号内に含まれる情報シンボルから置換や基本的算術演算（否定や複素共役など）により得られる。

本発明の利点は、添付の図面を参照して本発明の好ましい実施の形態の説明を読めば明らかになる。

本発明に従って処理される物理バーストの形のデータ信号を示す図である。 サイクリック・プレフィックスを含むＯＦＤＭシンボルの構造を示す図である。 無線通信用トランシーバの送信機段のブロック図である。 ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準で定義されている複数の変調方式を示す図である。 図３に示すトランシーバのブロック・コード符号化器を示す図である。 送信アンテナ・ダイバーシチ・システムの構成を示す図である。 時間領域におけるデータ語の多重送信の略図である。 周波数領域におけるデータ語の多重送信の略図である。 無線通信用トランシーバの受信機段の複数の構成要素の略図である。 タイミング同期化中に受信信号内に遅延が生じることを示す図である。 タイミング同期化中に受信信号内に遅延が生じることを示す図である。 本発明に係る推定段の第１の実施の形態を含む受信機段の略図である。 本発明に係る推定段の第２の実施の形態を含む受信機段の略図である。

本発明は、例えばＳＦＢＣコード・マトリクスと同様の構造を有するデータ・ブロックを生成することや周波数領域で多重送信を行うことが可能な、送信ダイバーシチ方式を用いる任意のマルチキャリア送信ダイバーシチ・システムで用いてよいが、好ましい実施の形態の以下の説明は、例として、データ信号からデータ・ブロックを生成しまた生成されたデータ・ブロックを多重送信するために直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いまたＳＴＢＣとＳＦＢＣとを交互に用いる、マルチキャリア・システムに関して行う。

例示のマルチキャリア・システムは欧州の無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）標準の高性能無線ローカル・エリア・ネットワーク２型（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）からとる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムは５ＧＨｚの周波数帯域で動作する。送信ダイバーシチは送信性能を向上させまたレイリー・フェージングなどの高速フェージングの悪影響を減らすはずであるにもかかわらず、現在のところ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムと多くの他の無線通信システムは送信ダイバーシチを支援しない。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２のシステム概要は"ETSI TR 101 683, Broadband Radio Access Networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; System Overview, V1.1.1 (2000-02)"に与えられており、またＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の物理層は"ETSI TS 101 475; Broadband Radio Access networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) Layer, V1.1.1 (2000-04)"に述べられている。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準で指定されているＯＦＤＭのマルチキャリア方式は周波数選択の環境下で非常にロバストである。

図１はＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の代表的な物理バーストを示す。物理バーストは、プリアンブル・シンボルから成るプリアンブルと、ユーザ・データ・シンボルから成るユーザ・データ部とで構成する。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では５つの異なる物理バーストが指定されている。３つの物理バーストはそれぞれ異なるプリアンブルを有し、残りの２つのバーストは共通の別のプリアンブルを有する。最後の３つのプリアンブル・シンボルは全てのプリアンブル型について同一の周期的構造で構成する。この周期的構造は３２サンプルの短いＯＦＤＭシンボルＣ３２と、その後に続く６４サンプルの２つの同じ正規のＯＦＤＭシンボルＣ６４から成る。短いＯＦＤＭシンボルＣ３２はサイクリック・プレフィックスで、ＯＦＤＭシンボルＣ６４の１つの後半の写しである。図１に示すいわゆるＣプリアンブルは、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２内でチャネル推定や、周波数同期化や、タイミング同期化に用いられる。Ｃプリアンブル内の周期的構造は、比較的複雑でない同期化アルゴリズムを用いるのに必要である。

図１に示す物理バーストのユーザ・データ部は、特定のプロトコル・データ・ユニット（ＰＤＵ）トレーンを送信するのに必要な可変数Ｎ_ＳＹＭのＯＦＤＭシンボルを含む。ユーザ・データ部の各ＯＦＤＭシンボルはサイクリック・プレフィックスと有用なデータ部から成る。サイクリック・プレフィックスは有効データ部のサイクリック継続部から成り、その前に挿入される。したがって、サイクリック・プレフィックスは図２に示すように有効データ部の最後の数サンプルのコピーである。

図１に示す物理バーストの有用なユーザ・データ部の長さは６４サンプルであり、継続時間は３．２μｓである。サイクリック・プレフィックスの長さは１６サンプル（必須）または８サンプル（オプション）であり、継続時間はそれぞれ０．８μｓまたは０．４μｓである。全体で、ＯＦＤＭシンボルの長さは８０サンプルまたは７２サンプルであり、これに対応するシンボル継続時間はそれぞれ４．０μｓまたは３．６μｓである。したがって、ＯＦＤＭシンボルは時間領域に拡張を有する。またＯＦＤＭシンボルは周波数領域に拡張を有する。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では、ＯＦＤＭシンボルは５２サブキャリアにわたって拡張する。４８サブキャリアは複素値サブキャリア変調シンボル用に確保され、４サブキャリアはパイロット用に確保される。

図３に、無線通信用トランシーバの送信機段１０の物理層を示す。送信機段１０は、スクランブラ１２と、ＦＥＣ符号化ユニット１４と、インターリーブ・ユニット１６と、マッピング・ユニット１８と、ＯＦＤＭユニット２０と、バースト形成ユニット２２と、ブロック・コード符号化器２４と、多重化２６と、無線送信機３０と、制御ユニット３２とで構成する。ブロック・コード符号化器２４とマルチプレクサ２６とで符号化／マルチプレクサ・ユニット２８を形成する。

図１に示す送信機段１０は入力信号としてデータ・リンク制御（ＤＬＣ）からＰＤＵトレーンを受ける。各ＰＤＵトレーンは、組み立てられて物理バースト（すなわち、符号化され、多重送信され、送信されるＯＦＤＭシンボルのシーケンス）を形成する情報ビットから成る。

ＰＤＵトレーンを受けると、リンク適応メカニズムに基づく適当な物理モードを選ぶことにより、トランシーバ内で送信ビット・レートが形成される。物理モードは特定の変調方式と特定の符号化率により特徴づけられる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準では、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、オプションの６４ＱＡＭなどの複数の異なるコヒーレント変調方式を指定する。また前方誤り制御では、１／２、９／１６、３／４の符号化率を持つ畳込み符号を指定する。これは１／２のレートの畳込み込み母符号をパンクチャすることにより得られる。可能な物理モードを図４に示す。ＯＦＤＭサブキャリアを変調するための種々の信号アルファベットを用いることにより、また異なるパンクチャパターンを畳込み母符号に適用することにより、６〜５４メガビット／秒の範囲にデータ・レートを変えることができる。

適当な物理モードを選ぶと、ＰＤＵトレーン内に含まれるＮ_ＢＰＤＵ個の情報ビットを長さ１２７のスクランブラ１２でスクランブルする。次に、スクランブルされたビットをＦＥＣ符号化・ユニット１４に出力する。ＦＥＣ符号化・ユニット１４はＮ_ＢＰＤＵ個のスクランブルされたＰＤＵビットを、前に設定された前方誤り訂正に従って符号化する。

ＦＥＣ符号化・ユニット１４が出力する符号化ビットはインターリーブ・ユニット１６に入力される。インターリーブ・ユニット１６は選択された物理モード用の適切なインターリーブ方式を用いて符号化ビットをインターリーブする。インターリーブされたビットはマッピング・ユニット１８に入力され、インターリーブされたビットを選択された物理モードに従って変調コンステレーション点にマッピングすることによりサブキャリア変調を行う。上に述べたように、データ伝送用に選択された物理モードに従ってＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ変調を用いることによりＯＦＤＭサブキャリアを変調する。

マッピング・ユニット１８は複素値サブキャリア変調シンボルのストリームを出力し、これをＯＦＤＭユニット内で４８複素数のグループに分割する。"ETSI TS 101 475; Broadband Radio Access networks (BRAN); HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) Layer, V1.1.1 (2000-04)"に述べられているように、ＯＦＤＭユニット内で複素ベースバンド信号をＯＦＤＭ変調により生成する。

ＯＦＤＭユニット２０内で作られた複素ベースバンドＯＦＤＭシンボルにパイロット・サブキャリアを挿入して物理バースト・ユニット２２に入力すると、適当なプリアンブルがＰＤＵトレーンに付加されて物理バーストが作られる。物理バースト・ユニット２２で作られる物理バーストは図１に示すフォーマットを有する。物理バースト・ユニット２２は、物理バーストの形の複素ベースバンドＯＦＤＭシンボルのシーケンスをブロック・コード符号化器２４に出力する。

ブロック・コード符号化器２４の機能について、図５を参照して以下に一般的に説明する。一般にブロック・コード符号化器２４は長さＫのベクトルＸ＝［Ｘ_１Ｘ_２．．．Ｘ_Ｋ］^Ｔのシーケンスの形の入力信号を受ける。ブロック・コード符号化器２４は各ベクトルＸを符号化して、図５に示すように、複数の信号ベクトルＣ^（１），Ｃ^（２）．．．，Ｃ^（Ｍ）を含むデータ・ブロックを各ベクトルＸ毎に出力する。各信号ベクトルＣ^（１），Ｃ^（２）．．．，Ｃ^（Ｍ）は単一のデータ語に対応する。このように、ベクトルＸから生成されるデータ・ブロックはＭ個のデータ語を含む。ただし、Ｍは送信機アンテナの数である。

各データ語Ｃ^（ｉ）（ｉ＝１，．．．，Ｍ）はＮ個のデータ・シンボルを含む。すなわち、各データ語Ｃ^（ｉ）の長さはＮである。Ｎの値は自由に選ぶことができない。なぜなら、この実施の形態ではデータ語Ｃ^（ｉ）にまたがるコード・マトリクスＣは直交しなければならないからである。直交コード・マトリクスＣの形のデータ・ブロックのいくつかの例が、ここに援用する米国特許第６，０８８，４０８号に述べられている。この実施の形態で説明するブロック符号化方式では、コード・マトリクスＣの全てのデータ・シンボルｃ_ｊ ^ｉは入力ベクトルＸの構成要素から得られ、その簡単な線形関数またはその複素共役である。

１本の受信アンテナでの受信信号ベクトルＹをＹ＝［Ｙ_１Ｙ_２．．．Ｙ_Ｎ］^Ｔで表すと、Ｙとコード・マトリクスＣとの関係は次の通りである。

ただし、ｈ^（ｉ）はｉ番目の送信アンテナからこの受信アンテナへのチャネルのチャネル係数を表す。これを複数の受信アンテナについて一般化することは簡単である。

以下に、２本および３本の送信機アンテナ用の可能なブロック・コード・マトリクスの例をそれぞれ詳細に説明する。２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを持つ無線通信システムの構成を図６に示す。図６の無線通信システムは２つの送信チャネルを含み、各送信チャネルは特定のチャネル係数ｈ^（ｉ）（ｉ＝１，２）で特徴づけられる。

図６に示す２本の送信アンテナの場合、符号化率Ｒ＝１を持つ１つの可能なブロック・コード・マトリクスＣは次の通りである。

３本の送信アンテナの場合は、符号化率Ｒ＝０．５を持つ１つの可能なブロック・コード・マトリクスＣは次の通りである。

符号化率Ｒは、入力ベクトルＸの長さＫと各コード語Ｃ^（ｉ）の長さＮとの比と定義される。すなわち、

である。

図５から分かるように、ブロック・コード符号化器２４はベクトルＸの形の各データ信号毎にコード・マトリクスＣの形のデータ・ブロックを出力する。ブロック・コード符号化器２４が出力するデータ・ブロックはマルチプレクサ２６に入力される。マルチプレクサ２６は周波数領域で外部から与えられる制御信号に従って各データ・ブロックのデータ語（ベクトルＣ^（ｉ））を多重送信する。制御信号は制御ユニット３２が生成する。

マルチキャリア方式ＯＦＤＭでは、互いに直交するサブキャリア上でブロック・コード符号化器２４の出力を変調する。ＯＦＤＭシステムで個々のデータ語を含むデータ・ブロックを多重送信するには本質的に２つの可能性がある。図７に示す第１の可能性では、特定のデータ・ブロックのデータ語を時間方向に拡張する（ＳＴＢＣ）。すなわち、時間領域で多重送信する。本発明で用いる第２の可能性では、データ・ブロックのデータ語を図８に示すように周波数方向に拡張する（ＳＦＢＣ）。

図７と図８とから分かるように、データ・ブロックの個々のデータ語を異なる送信アンテナから送信する。図８の多重送信方式では、個々のデータ・ブロックをＮ個のサブキャリアに拡散して時間間隔Ｔの間送信する。

符号化器／マルチプレクサ・ユニット２８の符号化され多重送信された出力信号は無線送信機３０に入力される。無線送信機３０は、無線周波数キャリアを符号化器／マルチプレクサ・ユニット２８の出力信号で変調することにより、複数の送信アンテナで無線送信を行う。

図３の送信機段１０を持つトランシーバは更に、図３に示されていない受信機段を備える。この受信機段は、図３に示す構成要素の逆の動作を行うための構成要素を持つ物理層を有する。例えばこの受信機段は、デスクランブラ、ＦＥＣ復号ユニット、デマルチプレクサとブロック・コード復号器とを持つデマルチプレクサ／復号器ユニット、などを含む。図９は、かかる受信機段４０の或る構成要素を示す。

図９から明らかなように、図９に示されていない受信アンテナを介して受信した受信信号ベクトルＹはタイミング同期化ユニット４２に与えられる。タイミング同期化ユニット４２は、受信したデータ・シンボルの中からシンボル間の干渉を最小にする最適タイミング時点を見つけるためにタイミング同期化を行う。タイミング同期化ユニット４２の出力信号はチャネル推定ユニット４４と復調器４６とに同時に送られる。チャネル推定ユニット４４は、タイミング同期化ユニット４２の出力信号に基づいてチャネル係数ｈ^（ｉ）を推定する。チャネル推定ユニット４４が推定したチャネル係数は次に復調器４６に送られる。復調器４６は推定チャネル係数を用いて受信信号の復調を行う。

以下に、２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを用いる場合（図６）について、チャネル推定ユニット４４の動作の例を説明する。この場合、データ信号の符号化は上のブロック・コード・マトリクス（３）に基づいて行ってよく、また受信信号ベクトルはＹ＝［Ｙ_ｊＹ_ｊ＋１］^Ｔと書くことができる。添え字ｊは特定の周波数ｆ_ｊを表す。

周波数ｆ_ｊで、Ｘ_ｉが第１の送信アンテナから送信され、Ｘ_ｉ＋１が第２の送信アンテナから送信される。隣接する周波数ｆ_ｊ＋１で、−Ｘ^＊ _ｉ＋１が第１の送信アンテナから送信され、Ｘ^＊ _ｉが第２の送信アンテナから送信される。受信信号ベクトルＹの個々の構成要素Ｙ_ｊとＹ_ｊ＋１とは次のように書くことができる。

変数ｚ_ｊは送信周波数ｆ_ｊを表す。したがって、ｈ^（ｉ）（ｚ_ｊ）は周波数ｆ_ｊを介して送信される（ＳＦＢＣ）データ・シンボルにおける送信アンテナ（ｉ＝１，２）と受信アンテナとの間のチャネルの係数である。ｎ_ｊ項は周波数ｆ_ｊでの白色ガウス雑音である。

ＳＦＢＣが適用され（ｚ_ｊ＝ｆ_ｊ）またコヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合（すなわち、関係（１）が満たされる場合）は、次の仮定が有効である。

これは、コヒーレント帯域幅Ｂ_Ｃが比較的大きい場合は、式（６）が次のようになることを意味する。

式（８）は受信信号ベクトルＹとデータ・マトリクスＺ（これはコード・マトリクスＣと同じ）とを用いて次のように書くことができる。

チャネル係数ｈ^（１）とｈ^（２）とを推定するため、受信信号ベクトルＹに既知のデータ・マトリクスＺのエルミートＺ^Ｈを掛ける。データ・マトリクスＺの内容は、トランシーバに既知の標準化されたプリアンブル部に対応する。Ｚ^ＨとＹとを掛けると、

Ｚはスケーリングされたユニタリ行列、すなわち

なので、式（１０）内のチャネル係数は分離される。Ｈ＾内に含まれる推定チャネル係数はチャネル推定回路４４から復調器４６に送られる。

このようにして得られた推定チャネル係数は実際のチャネル係数からずれることが分かった。その１つの理由は、タイミング同期化の後では、チャネル推定ユニット４４と復調器４６とが処理する受信信号Ｙの中に周波数領域の位相傾斜が存在するためである。タイミング同期化の後で受信信号Ｙの中に位相傾斜が存在する原因と影響について、以下に詳細に説明する。

タイミング同期化ユニット４２はシンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行うことは上に述べた。多くの場合、シンボル間の干渉を起こさない最適なタイミングは多数ある。例えば、ＯＦＤＭシンボルのサイクリック・プレフィックスがチャネル・インパルス応答より長い場合がこれが当たる。このように多数のタイミングがある場合（全て、シンボル間の干渉を最小にするという点で最適である）、実際のタイミング位置は現在関連する雑音サンプルだけに従って選ばれる。

図１０Ａおよび図１０Ｂに、シンボル間の干渉を最小にする、異なるタイミング位置における１タップ・チャネルのチャネル伝達関数Ｈ（ｆ）の位相を示す。時間領域の位置”０”は、受信機段４０のＦＦＴ窓に対する受信機段４０でのタイミング同期化を意味する。

図１０Ａから明らかなように、１タップがタイミング位置”０”にあるときは、チャネル伝達関数Ｈ（ｆ）の位相アーク（Ｈ（ｆ））内に位相傾斜はない。しかしＯＦＤＭでは、タイミング同期化を行うと受信機段４０のＦＦＴ窓に対して遅延Δｔを生じる可能性が高い。この状態を図１０Ｂに示す。この遅延Δｔを生じる理由はタイミング同期化ユニット４２の処理時間にあるのではなく、シンボル間の干渉を最小にするように最適タイミングを選択するためである。したがって、遅延Δｔは系統遅延と呼ぶこともできる。タイミング同期化中に生じる遅延Δｔの結果は系統位相傾斜（すなわち、チャネル伝達関数Ｈ（ｆ）の平坦でない位相）である。この位相傾斜を図１０Ｂの右側に示す。

受信信号内に位相傾斜が含まれる理由は、タイミング同期化だけによるのではなく、送信チャネルにもよるし、受信および送信フィルタにもよる。タイミング同期化の前にすでに位相傾斜が受信信号内に存在する場合は、タイミング同期化を行うと、通常、位相傾斜は減少する。これは、シンボル間の干渉を最小にするためにタイミング同期化を行った場合にも当てはまる。しかし、タイミング同期化を行った後に受信信号内に位相傾斜が存在しない可能性は比較的低い。

チャネル係数は位相傾斜を含む受信信号に基づいて推定されるので、位相傾斜は推定チャネル係数内にも存在する。チャネル係数内に位相傾斜が含まれると、ＳＦＢＣを適用したとき（すなわち、データ語を周波数領域で多重送信するとき）にチャネル推定中の干渉が増加する。このように干渉が増加する理由は、関係（１）が成り立つ場合でも、すなわち、コヒーレント帯域幅ＢCが比較的大きい場合でも、式（７）が一般に満足されないからである。

位相傾斜を生じる１つの理由はタイミング同期化を行うときに位相傾斜を最小にすること以外の評価基準を用いるためなので、シンボル間の干渉を最小にするのではなく位相傾斜を最小にするようにタイミング同期化を行うことが考えられる。これによりチャネル推定は改善されるが、この方法の欠点は、シンボル間の干渉が最小にならないので受信機段４０全体の性能が低下することである。

シンボル間の干渉を最小にし、しかもチャネル推定を改善するため、図１１に示す受信機段４０を提案する。改善された受信機段４０は本発明の第１の実施の形態に係る推定段６０を含み、位相傾斜推定ユニット４８と、位相傾斜除去ユニット５０と、チャネル推定ユニット４４と、位相傾斜導入ユニット５２とを備える。タイミング同期化ユニット４２の後の信号経路内にノード５４を設けて、共通信号経路５５をチャネル推定分岐５６と復調分岐５８とに分割する。図１１から分かるように、チャネル推定ユニット４４はチャネル推定分岐５６内に設ける。

図１１に示す推定段６０の機能について、周波数領域を例として以下に説明する。推定段６０が行う個々のステップは時間領域でも行うことができる。

上に説明したように、送信チャネル、受信または送信フィルタ、またはタイミング同期化ユニット４２により、受信信号Ｙ内には周波数領域に位相傾斜φ（ω）が、または時間領域に遅延Δｔが生じる。この位相傾斜φ（ω）を含む受信信号Ｙ_Δｔはタイミング同期化ユニット４２から推定段６０の位相傾斜推定ユニット４８に入力される。位相傾斜推定ユニット４８は受信信号内に生じた位相傾斜φ（ω）を線形回帰により決定する。

推定位相傾斜φ_ｅｓｔ（ω）はチャネル推定分岐５６内に設けられる位相傾斜除去ユニット５０に入力される。位相傾斜除去ユニット５０はタイミング同期化ユニット４２から位相傾斜φ（ω）を含む受信信号Ｙ_Δｔも受け、受信信号Ｙ_Δｔを処理して、中に含まれる位相傾斜φ（ω）を除去する。これを行うには、受信信号Ｙ_Δｔに係数

を掛ける。

位相傾斜除去は時間領域で行うこともできる。すなわち、位相傾斜φに対応する遅延Δｔを補償することもできる。この遅延補償は、訂正を行う各ＯＦＤＭシンボルのサンプルの巡回シフトに相当する。

位相傾斜除去ユニット５０が処理した受信信号

はチャネル推定回路４４に入力される。チャネル推定回路４４は、式（６）から（１１）に関して前に説明したようにして、チャネル係数ｈ^（ｉ）を推定する。

チャネル推定回路４４が出力する推定チャネル係数ｈ＾^（ｉ）は位相傾斜導入ユニット５２に入力される。位相傾斜導入ユニット５２は位相傾斜推定ユニット４８から位相傾斜φ_ｅｓｔ（ω）も受ける。位相傾斜導入ユニット５２は推定チャネル係数ｈ＾^（ｉ）に

を掛けることにより、除去された推定位相傾斜φ_ｅｓｔ（ω）を再び導入する。位相傾斜導入ユニット５２が出力するチャネル係数

は復調器４６に入力され、ここでチャネル係数を用いて受信信号Ｙ_Δｔの変調を行う。

図１２は、本発明の第２の実施の形態に係る推定段６０を含む受信機段４０を示す。推定段６０は、位相傾斜推定ユニット４８と、位相傾斜除去ユニット５０と、チャネル推定ユニット４４とを含む。位相傾斜除去ユニット５０は共通信号経路５５内のタイミング同期化ユニット５２の後、ノード５４の前に設ける。ノード５４は共通信号経路５５をチャネル推定分岐５６と復調分岐５８とに分割する機能を有する。

図１２に示す推定段６０の機能について、周波数領域を例として以下に説明する。推定段６０が行う個々のステップは時間領域でも行うことができる。

位相傾斜φ（ω）を含む受信信号Ｙ_Δｔはタイミング同期化ユニット４２から推定段６０の位相傾斜推定ユニット４８に入力される。位相傾斜推定ユニット４８は、受信信号Ｙ内に生じた位相傾斜φ（ω）を線形回帰により決定する。推定位相傾斜φ_ｅｓｔ（ω）は共通信号経路５５内に設けられる位相傾斜除去ユニット５０に入力される。位相傾斜除去ユニット５０はタイミング同期化ユニット４２から位相傾斜φ（ω）を含む受信信号Ｙ_Δｔも受け、受信信号Ｙ_Δｔを処理して、中に含まれる位相傾斜φ（ω）を除去する。これを行うには、第１の実施の形態と同様に受信信号Ｙ_Δｔに係数

を掛ける。

位相傾斜除去ユニット５０が処理した受信信号

はノード５４で分割されてチャネル推定分岐５６と復調分岐５８とに送られる。チャネル推定分岐５６で、チャネル推定ユニット４４は推定チャネル係数ｈ＾^（ｉ）を決定して復調器４６に入力する。復調器４６は、推定チャネル係数ｈ＾^（ｉ）を用いて、処理された受信信号

の復調を行う。チャネル推定と復調とは処理された受信信号

に基づいて行われるので、図１１に示した第１の実施の形態の位相傾斜導入ユニットは省略することができる。

チャネル推定分岐内で位相傾斜の除去を行う図１１に示す実施の形態を用いることができるのは、周波数領域でデータ信号のプリアンブル部を多重送信し（例えば、ＳＦＢＣにより）また時間領域でデータ信号のユーザ・データ部を多重送信する（例えば、ＳＴＢＣにより）送信ダイバーシチ方式を用いる場合である。しかしプリアンブル部とユーザ・データ部とを共に周波数領域で多重送信する場合は、上に述べた位相傾斜の問題はユーザ・データ部にも関係する。この場合は、図１２に示す実施の形態を用いてよい。

本発明の基礎となる基本的概念は３本以上の送信アンテナを含む送信ダイバーシチ・システムに拡張することができる。本発明の可能な別の実施の形態は、３本の送信アンテナを含み、かつ式（４）に示すコード・マトリクスを用いるブロック符号化方式に従って動作する送信ダイバーシチ・システムに基づくものである。

Claims (11)

1. コード・マトリクス（Ｃ）のデータ内容（Ｃ^（ｉ））を周波数領域で多重送信する、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャネル係数（ｈ）を推定する方法であって、
   ａ）シンボル間干渉を最小化するために、位相傾斜の最小化以外の基準に基づいてタイミング同期化を実行するステップと、
   ｂ）線形回帰により導出される推定値としてのタイミング同期化の後の受信信号（Ｙ_Δｔ）内に含まれる周波数領域における位相傾斜（φ_ｅｓｔ）または時間領域における相当物（Δｔ）を決定するステップと、
   ｃ）前記位相傾斜（φ_ｅｓｔ）または前記相当物（Δｔ）を除去するため、前記受信信号（Ｙ_Δｔ）を処理するステップと、
   ｄ）前記処理された受信信号（Ｙ_Δｔ）に基づいて前記チャネル係数（ｈ）を推定するステップと、
   ｅ）前記位相傾斜（φ _ｅｓｔ ）または前記相当物（Δｔ）を推定されたチャネル係数（ｈ＾）に導入するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
2. ステップｂ）およびｃ）の少なくとも一方は周波数領域で実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. ステップｂ）およびｃ）の少なくとも一方は時間領域で実行されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. タイミング同期化の後、前記受信信号（Ｙ_Δｔ）を分割して、一方をチャネル推定分岐（５６）にもう一方を復調分岐（５８）に供給し、
   前記位相傾斜（φ_ｅｓｔ）または前記相当物（Δｔ）を前記チャネル推定分岐（５６）で除去する
   ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載の方法。
5. 前記推定されたチャネル係数（ｈ＾）を用いて前記受信信号（Ｙ_Δｔ）を復調するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の方法。
6. 空間−周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ）または周波数領域での置換による、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式を用いることを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載の方法。
7. コンピュータに請求項１乃至６の何れか一項に記載の方法の各ステップを実行させるためのプログラム・コード部を含むことを特徴とするコンピュータ・プログラム。
8. 請求項７に記載のコンピュータ・プログラムが格納されたコンピュータ可読の記録媒体。
9. コード・マトリクス（Ｃ）のデータ内容（Ｃ^（ｉ））を周波数領域で多重送信する、ブロック・コードに基づく送信ダイバーシチ方式に従って動作するマルチキャリア・システムにおいてチャネル係数（ｈ）を推定する推定段（６０）であって、
   ａ）シンボル間干渉を最小化するために、位相傾斜の最小化以外の基準に基づいてタイミング同期化を実行するユニット（４２）と、
   ｂ）線形回帰により導出される推定値としてのタイミング同期化の後の受信信号（Ｙ_Δｔ）内に含まれる周波数領域における位相傾斜（φ_ｅｓｔ）または時間領域における相当物（Δｔ）を決定するユニット（４８）と、
   ｃ）前記位相傾斜（φ_ｅｓｔ）または前記相当物（Δｔ）を除去するため、前記受信信号（Ｙ_Δｔ）を処理するユニット（５０）と、
   ｄ）前記処理された受信信号（Ｙ_Δｔ）に基づいて前記チャネル係数（ｈ）を推定するユニット（４４）と、
   ｅ）前記位相傾斜（φ _ｅｓｔ ）または前記相当物（Δｔ）を推定されたチャネル係数（ｈ＾）に導入するユニット（５２）と、
   を備えることを特徴とする推定段。
10. タイミング同期化の後の信号経路（５５）を、一方をチャネル推定分岐（５６）にもう一方を復調分岐（５８）に分割するノード（５４）をさらに備え、
    前記受信信号（Ｙ_Δｔ）を処理する前記ユニット（５０）を前記チャネル推定分岐（５６）に配置することを特徴とする請求項９に記載の推定段。
11. 請求項９または１０に記載の推定段（６０）を持つ受信段（４０）を備えることを特徴とする、無線通信システムのトランシーバ。

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