ES2256495T3 - Estimacion de canal en un sistema de transmision en diversidad multiportadoras. - Google Patents
Estimacion de canal en un sistema de transmision en diversidad multiportadoras.Info
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Abstract
Un método para estimar los coeficientes de canal (h) en un sistema de múltiples portadoras que opera de acuerdo con un esquema de diversidad de transmisión basado en un código de bloques, en el cual un contenido de datos (C(i)) de una matriz de código (C) se multiplexa en un dominio de la frecuencia, que comprende: a) determinar una rampa de fase (öest) en el dominio de la frecuencia, o bien un equivalente (t) de la misma en el dominio del tiempo, siendo el equivalente (t) de la misma un retardo relativo a una ventana de FFT, estando comprendida la rampa de fase (öest) o el equivalente (t) de la misma dentro de una señal recibida (Yt) después de la sincronización de la temporización; b) procesar la señal recibida (Yt) para retirar la rampa de fase (öest) o el equivalente (t) de la misma; y c) estimar los coeficientes de canal (h) sobre la base de la señal recibida (Yt) procesada.
Description
Estimación de canal en un sistema de transmisión
en diversidad multiportadoras.
El presente invento se refiere al campo de la
diversidad de antenas de transmisión y, en particular, a un método
para estimar los coeficientes de canal en un sistema de diversidad
de transmisión de múltiples portadoras. El invento se refiere
también a una etapa de estimación para efectuar las operaciones de
estimación de canal y a un transceptor de un sistema de
comunicaciones inalámbrico que comprende tal etapa de
estimación.
Los regímenes de transmisión máximos en los
sistemas de comunicaciones inalámbricas han aumentado constantemente
durante los últimos años. No obstante, los regímenes de transmisión
máximos están todavía limitados debido a, por ejemplo, las pérdidas
en el recorrido, a la disponibilidad limitada del espectro y a la
atenuación o desvanecimiento de la señal.
La diversidad de transmisión es una técnica
sumamente eficaz para combatir el desvanecimiento de la señal en
los sistemas de comunicaciones inalámbricas. Se han propuesto varios
esquemas diferentes de diversidad de transmisión. En el artículo de
Li, Y.; Chuang, J.C.; Sollenberg, N.R.: titulado "Transmitter
Diversity for OFDM Systems and its Impact on
High-rate Data Wireless Networks" (Diversidad de
transmisores para Sistemas de OFDM y su Impacto en las Redes
Inalámbricas de Datos de Alto Régimen), publicado en el IEEE
Journal, en "Selec. Áreas", Vol. 17. Nº 7, Julio 1999, se
describen a modo de ejemplos los esquemas de diversidad de
transmisión de retardo, de permutación y de codificación de
espacio-tiempo. De acuerdo con el enfoque según el
retardo, se transmite una señal desde una primera antena
transmisora y las señales transmitidas desde otras antenas
transmisoras son versiones retardadas de la señal transmitida desde
la primera antena transmisora. En el esquema de permutación, se
transmite la señal modulada desde una primera antena transmisora y
se transmiten permutaciones de la señal modulada desde otras
antenas transmisoras. Por consiguiente, la señal transmitida desde
las antenas transmisoras puede ser derivada de una matriz compuesta
de palabras de datos en forma de la señal modulada y de las
permutaciones de la señal modulada. Por medio de la codificación de
espacio-tiempo se codifica una señal en varias
palabras de datos y se transmite cada palabra de datos desde una
antena transmisora diferente. Durante la transmisión, las palabras
de datos son extendidas (es decir, multiplexadas) en el dominio del
tiempo, transmitiendo para ello sucesivamente los símbolos de datos
de cada palabra de datos sobre una sola frecuencia portadora.
Otro esquema de diversidad de transmisión se ha
descrito en el documento US 6.088.408. De acuerdo con este esquema
de diversidad de transmisión, se codifican los datos en forma de
matrices y se transmiten como bloques de datos individuales. Cada
bloque de datos comprende varias palabras de datos y cada palabra de
datos contiene símbolos de datos derivados de una señal de datos de
entrada. Durante la transmisión de los bloques de datos, las
palabras de datos individuales son extendidas en el dominio del
tiempo. Por lo tanto, el esquema de diversidad de transmisión
descrito en el documento US 6.088.408 puede denominarse como de
codificación de bloques de espacio-tiempo (STBC).
Las características principales de la STBC son las de que cada
símbolo de datos es transmitido desde cada antena de transmisión, y
que las señales de antena de las diferentes antenas transmisoras
son ortogonales entre sí. Los bloques de datos de la STBC
ortogonales pueden ser diseñados para un número arbitrario de
antenas de transmisión.
Otro esquema más de diversidad de transmisión
para un sistema de múltiples portadores es el de codificación en
bloques de espacio-frecuencia (SFBC). Por medio de
la codificación en bloques de espacio-frecuencia se
codifica una señal en bloques de datos individuales que comprenden
varias palabras de datos y se extiende cada palabra de datos (es
decir, se multiplexa) en el dominio de la frecuencia, transmitiendo
para ello los símbolos de datos de cada palabras de datos en
frecuencias ortogonales, es decir, en subportadoras ortogonales. Un
esquema que sirve de ejemplo para la codificación en bloques de
espacio-frecuencia se ha descrito en el artículo de
Lee K.F. y otros titulado:"A space-frequency
transmitter diversity technique for OFDM systems" (Una técnica
de diversidad de transmisores de espacio-frecuencia
para sistemas de OFDM), Globecom `00 - IEEE. "Global
Telecommunications Conference". Registro de la Conferencia (Nº de
Catálogo 00 CH37137), Memorias de la Conferencia Global de
Telecomunicaciones, San Francisco, CA. (EE.UU.), 27 noviembre - 1
diciembre 2000, págs. 1473 - 1477, vol. 3.
Una característica importante en un lado de
recepción de un sistema de diversidad de transmisión de múltiples
portadoras es una caracterización de los canales de transmisión
individuales, que hace posible una eficaz desmodulación de la señal
que se recibe. Por consiguiente, se ha de efectuar una estimación
de canal, como se ha descrito en el artículo de Li, Y.; Chuang,
J.C.; Sollenberger, N.R., titulado: "Transmitter diversity for
OFDM systems and its impact on high-rate data
wireless networks", publicado en el IEEE Journal, en "Selec.
Areas", Vol. 17. Nº 7, Julio 1999 y en el documento
6.088.408.
El documento WO 01/56239 A2 de la firma Zion
Hadad Communications Ltd. se refiere a un receptor basado en el
Multiplexado de División de Frecuencia Ortogonal (OFDM). En una
variante, se describe un módulo para conseguir la sincronización en
el tiempo, que incluye medios para extraer señales piloto, medios
para analizar las señales piloto en el dominio de la frecuencia, y
medios para corregir el error de sincronización en respuesta a la
señal indicadora del error de sincronización. En otra variante, se
proporciona un módulo de corrección automática de la frecuencia
para uso con un receptor basado en el OFDM, que comprende un bucle
de corrección de la frecuencia interior y un bucle de corrección de
la frecuencia exterior, para corregir la frecuencia LO. En el
documento WO 01/56239 A2 se incluye también un resonador de canal
que tiene medios para extraer señales piloto contenidas en la señal
recibida del OFDM, medios para analizar las señales piloto en el
dominio de la frecuencia, y medios para analizar las señales
indicadoras de una distorsión en cada señal piloto y para calcular,
a partir de ellas, señales correctoras.
Partiendo de los diversos enfoques de estimación
de canal conocidos en la técnica, hay una necesidad de un método
más preciso para estimar los coeficientes de canal en un sistema de
múltiples portadoras, que opere de acuerdo con una matriz de código
basada en el esquema de diversidad de transmisión en el cual el
contenido de datos de la matriz de código se multiplexa en el
dominio de la frecuencia. Hay también una necesidad de una etapa de
estimación para poner en práctica el correspondiente método de
estimación y de un transceptor que comprenda tal etapa de
estimación.
La necesidad sentida se satisface con un método
de estimación de los coeficientes de canal en un sistema de
múltiples portadoras que opere de acuerdo con un esquema de
diversidad de transmisión basado en el código de bloques, en el
cual se multiplexa un contenido de datos, por ejemplo, de palabras
de datos, de una matriz de código, en un dominio de la frecuencia,
que comprende determinar una rampa de fase en el dominio de la
frecuencia o bien un equivalente de la misma en el dominio del
tiempo, estando constituida la rampa de fase por el equivalente de
la misma, dentro de una señal de recepción después de la
sincronización de la temporización, procesar la señal recibida para
retirar la rampa de fase o el equivalente de la misma, y estimar los
coeficientes de canal sobre la base de la señal recibida procesada.
La rampa de fase puede ser introducida mediante el canal de
transmisión, mediante un filtro de recepción o de transmisión, o
bien durante la sincronización de la temporización.
El método de estimación del invento no queda
limitado a un esquema de codificación de bloques específico, en
tanto que el esquema de diversidad de transmisión utilizado hace
posible generar, a partir de una señal de datos, matrices de código
que pueden ser multiplexadas en el dominio de la frecuencia. Las
matrices de código tienen preferiblemente la forma de bloques de
datos que comprenden palabras de datos, en que cada palabra de
datos contiene símbolos de datos derivados de la símbolo de datos.
Por ejemplo, los esquemas de diversidad de transmisión de la SFBC y
de la permutación en el dominio de la frecuencia, permiten generar
tales matrices de código.
De acuerdo con el invento, no es necesario que en
el esquema de diversidad de transmisión empleado se haga uso del
multiplexado en el dominio de la frecuencia pura. Por ejemplo, se
puede usar también un esquema de diversidad de transmisión en el
que se haga uso de la STBC y de la SFBC de forma alternativa, es
decir, que alternativamente se multiplexe en el dominio del tiempo
y en el dominio de la frecuencia. En tal caso, el método del
invento de estimación de los coeficientes de canal puede ser
activado cada vez que el sistema conmute de la STBC a la SFBC, y
ser desactivado cada vez que el sistema conmute de la SFBC a la
STBC.
El método de estimación de canal de acuerdo con
el invento no requiere que el esquema de diversidad de transmisión
garantice la plena diversidad de transmisión y ortogonalidad. En
otras palabras, el invento no precisa que cada símbolo de datos
comprendido dentro de una símbolo de datos sea transmitido a una
frecuencia diferente. Sin embargo, una realización preferida del
invento comprende la característica de la plena diversidad de
transmisión y ortogonalidad.
Además, el invento no queda limitado a cualquier
número de antenas de transmisión y de recepción. Preferiblemente,
se elige la matriz de código de tal modo que el número de palabras
de datos por bloque de datos sea igual al número de antenas de
transmisión. Si se han previsto más de una antena de recepción,
puede aplicarse el esquema de diversidad de recepción de
combinación de máxima relación. Sin embargo, se pueden usar también
otros esquemas de diversidad de recepción.
Existen varias alternativas para determinar la
rampa de fase en el dominio de la frecuencia o el equivalente de la
misma en el dominio del tiempo. Por ejemplo, la rampa de fase o el
equivalente de la misma pueden determinarse por medio de la
estimación. Las estimaciones para la rampa de fase o el equivalente
de la misma se deducen, preferiblemente, mediante una regresión
lineal. En vez, o además, de una estimación de la rampa de fase, o
del equivalente de la misma, se puede hacer uso de soluciones de
cálculo o de medición.
La sincronización de la temporización, que podría
ser una de las varias razones para la rampa de fase comprendida
dentro de la señal de recepción, puede efectuarse de muchos modos.
Posiblemente, la sincronización de la temporización se efectúa de
tal modo que se reduce al mínimo la interferencia entre símbolos. Se
puede así elegir el instante de la temporización que sea óptimo con
respecto a la mínima energía de interferencia, para fines de
temporización del sistema.
La determinación de la rampa de fase o del
equivalente de la misma, y la retirada de la rampa de fase
determinada o del equivalente de la misma de la señal de recepción,
pueden efectuarse ya sea en el dominio de la frecuencia o ya sea en
el dominio del tiempo. Es también posible efectuar uno de esos dos
pasos en el dominio de la frecuencia y el otro paso en el dominio
del tiempo. En el dominio del tiempo, el equivalente a la rampa de
fase será un retardo. Este retardo puede ser determinado y retirado
de la señal recibida con anterioridad a la estimación de los
coeficientes de canal.
La retirada de la rampa de fase o del equivalente
de la misma puede efectuarse en varios lugares y en diferentes
instantes en el tiempo. Por ejemplo, cuando después de la
sincronización de la temporización se divide la señal de recepción
y se alimenta a una rama de estimación de canal por una parte, y a
una rama de desmodulación por otra, la retirada de la rampa de fase
o del equivalente de la misma puede efectuarse ya sea en la rama de
estimación de canal, o ya sea antes de dividir la señal de
recepción.
Se ha señalado en lo que antecede que los
coeficientes de canal se estiman usando una señal recibida
procesada, sin incluir una rampa de fase o al menos incluyendo una
rampa de fase reducida. Sin embargo, una vez que hayan sido
estimados los coeficientes de canal, la rampa de fase o el
equivalente de la misma que anteriormente se haya determinado,
puede ser introducida de nuevo en los coeficientes de canal
estimados. Tal introducción de la rampa de fase o del equivalente
de la misma en los coeficientes de canal estimados es ventajosa si
la señal recibida, la cual ha de ser desmodulada usando los
coeficientes de canal estimados, comprenden también la rampa de
fase o el equivalente de la misma. Este podría ser el caso, por
ejemplo, cuando la retirada de la rampa de fase se efectúe en la
rama de estimación de canal.
El anterior método puede ponerse en práctica bien
sea como un producto de programa de ordenador que comprenda partes
de código de programa para poner en práctica el método, o bien como
una solución de "hardware" (equipo físico). La solución de
"hardware" está constituida por una etapa de estimación
convenientemente configurada, para estimar coeficientes de canal en
un sistema de diversidad de transmisión de múltiples portadoras que
opere de acuerdo con un esquema de codificación de bloque. La etapa
de estimación tiene una unidad para determinar una rampa de fase en
el dominio de la frecuencia, o bien un equivalente de la misma en el
dominio del tiempo, comprendida dentro de una señal recibida
después de la sincronización de la temporización, una unidad para
procesar la señal recibida para retirar la rampa de fase o el
equivalente de la misma, y una unidad para estimar el coeficiente
de canal usando la señal recibida procesada.
En un recorrido de la señal por detrás de una
unidad de sincronización de la temporización, se podría disponer un
nodo para dividir un recorrido común de la señal en una rama de
estimación de canal y una rama de desmodulación. La unidad de
procesado puede estar dispuesta ya sea en la rama de estimación de
canal o ya sea en el recorrido común de la señal, anterior al nodo.
Preferiblemente, la etapa de estimación comprende además una unidad
para introducir la rampa de fase o el equivalente de la misma en los
coeficientes de canal estimados.
Muchos esquemas de diversidad de transmisión
requieren parámetros de canal constantes, o al menos aproximadamente
constantes, es decir, fase del canal y amplitud del canal en el
dominio de la frecuencia, durante la transmisión de una palabra de
datos. Puesto que las palabras de datos han de ser multiplexadas en
el dominio de la frecuencia, se requiere una banda de coherencia
relativamente grande. Esto significa que se ha de verificar la
relación
(1)B_{C}
>>
N/T
al menos aproximadamente, en donde
B_{C} \approx 1/\tau_{rms} es la anchura de banda de
coherencia de canal, N es el número de símbolos de datos por
palabra de datos, T es la duración de uno de los símbolos de datos,
es decir, la duración de un intervalo de tiempo, y \tau_{rms} es
el valor eficaz (la raíz cuadrada de la media de los cuadrados de
los valores) de la extensión del retardo de la respuesta de impulso
del canal. Una anchura de banda de coherencia relativamente grande
requiere que los coeficientes de canal de N subportadoras
adyacentes hayan de ser casi
constantes.
La señal de datos a partir de la cual se generan
las una o más matrices de código, es decir, los bloques de datos,
puede tener cualquier formato. De acuerdo con una realización
preferida, la señal de datos tiene el formato de una secuencia de
símbolos de información individualizados. Por ejemplo, la señal de
datos puede tener la estructura de vectores, comprendiendo cada
vector un número previamente definido de símbolos de información.
La naturaleza de los símbolos de información puede depender del
sistema de comunicaciones inalámbricas específico en el cual se use
el método de multiplexado de acuerdo con el invento. En muchos
sistemas de comunicaciones inalámbricas se emplean diferentes tipos
de símbolos de información para los diferentes fines. Por ejemplo,
en algunos sistemas de comunicaciones inalámbricas se usan señales
de datos que comprenden un preámbulo, una o más secciones de datos
de usuario, o tanto un preámbulo como una o más secciones de datos
de usuario. Usualmente, el preámbulo tiene una estructura
previamente definida, y mejora funciones como la de estimación de
canal, sincronización de la frecuencia, y sincronización de la
temporización.
La matriz de código puede derivarse de la señal
de datos de varias formas, dependiendo del esquema de diversidad de
transmisión que se esté realmente usando. Si se usa, por ejemplo, el
esquema de diversidad de transmisión de permutación, los símbolos
de datos contenidos en las palabras de datos de la matriz de código
son permutaciones de los símbolos de información comprendidos dentro
de la señal de datos original. Como otro ejemplo, si se usa el
esquema de diversidad de transmisión de la SFBC, los símbolos de
datos contenidos en las palabras de datos de la matriz de código se
obtienen a partir de los símbolos de información comprendidos
dentro de la señal de datos original, por medio de operaciones de
permutación y aritméticas básicas, tales como las de negación y
conjugación compleja.
Otras ventajas del invento se pondrán de
manifiesto con referencia a la descripción que sigue de
realizaciones preferidas del invento, a la luz de los dibujos que
se acompañan, en los cuales:
La Fig. 1 representa una señal de datos en forma
de una descarga brusca física a ser procesada de acuerdo con el
invento;
La Fig. 2 representa la escritura de un símbolo
del OFDM que comprende un prefijo cíclico;
La Fig. 3 es un diagrama bloque de una etapa de
transmisor de un transceptor para comunicación inalámbrica;
La Fig. 4 presenta varios esquemas de modulación
definidos en la norma HIPERLAN/2;
La Fig. 5 representa un codificador de código de
bloques del transceptor representado en la Fig. 3;
La Fig. 6 representa una configuración de un
sistema de transmisión por una diversidad de antenas;
La Fig. 7 es un diagrama esquemático del
multiplexado de palabras de datos en el dominio del tiempo;
La Fig. 8 es un diagrama esquemático del
multiplexado de palabras de datos en el dominio de la
frecuencia;
La Fig. 9 es un diagrama esquemático de varios
componentes de una etapa de receptor de un transceptor para
comunicación inalámbrica;
Las Figs. 10A, 10B, representan la introducción
de un retardo en una señal recibida durante la sincronización de la
temporización;
La Fig. 11 es un diagrama esquemático de una
etapa de receptor que comprende una primera realización de una
etapa de estimación de acuerdo con el invento; y
La Fig. 12 es un diagrama esquemático de una
etapa de receptor que comprende una segunda realización de una
etapa de estimación de acuerdo con el invento.
Aunque se puede usar el presente invento en
cualquier sistema de diversidad de transmisión de múltiples
portadoras en el que se emplee un esquema de diversidad de
transmisión que permita generar bloques de datos que tengan una
estructura similar a, por ejemplo, una matriz de código de SFBC y
efectuar el multiplexado en el dominio de la frecuencia, la
descripción que sigue de realizaciones preferidas se expone a modo
de ejemplo con respecto a un sistema de múltiples portadoras, en el
que se emplea el multiplexado de división de frecuencia ortogonal
(OFDM) y en el que, alternativamente, se utilizan la STBC y la SFBC
para generar bloques de datos a partir de una señal de datos y para
multiplexar los bloques de datos generados.
El sistema de múltiples portadoras del ejemplo se
deriva de la red de área local inalámbrica Europea (WLAN) normal
"High Performance Radio Local Area Network" tipo 2 (HIPERLAN/2)
(Red de Área Local de Radio de Altas Características, tipo 2), Los
sistemas HIPERLAN/2 están destinados a ser hechos operar en la banda
de frecuencias de 5 GHz. Hasta ahora, el sistema HIPERLAN/2 y otros
muchos sistemas de comunicaciones inalámbricas no soportan la
diversidad de transmisión, a pesar del hecho de que la diversidad de
transmisión mejoraría las actuaciones de transmisión y reduciría
los efectos negativos del rápido desvanecimiento de la señal, como
el desvanecimiento de la señal de Rayleigh. Una visión general del
sistema HIPERLAN/2 puede verse en la publicación ETSI TR 101 683,
"Broadband Radio Access Networks" (BRAN); HIPERLAN Type 2;
System Overview, V1.1.1 (2000-02) y la capa física
de HIPERLAN/2 se ha descrito en la publicación ETSI TS 101 475;
"Broad Radio Access Networks" (BRAN); HIPERLAN Type 2;
PHYsical (PHY) Layer, V1.1.1 (2000-04). El esquema
de múltiples portadoras del OFDM, que se especifica en la norma
HIPERLAN/2, es muy robusto en cuanto a ambientes selectivos de
frecuencia.
En la Fig. 1 se ha ilustrado una descarga brusca
física típica de HIPERLAN/ 2. La descarga brusca física
comprende un preámbulo que consiste en símbolos de preámbulo y una
sección de datos de usuario consistente en símbolos de datos de
usuario. En HIPERLAN/2 se especifican cinco descargas bruscas
físicas diferentes. Tres de las descargas bruscas físicas tienen un
preámbulo diferente para cada una de ellas, y las dos descargas
bruscas restantes tienen otro preámbulo común. Los tres últimos
símbolos del preámbulo constituyen una estructura periódica que es
idéntica para todos los tipos de preámbulo. Esta estructura
periódica consiste en un símbolo C32 del OFDM corto, de 32
muestras, seguido de dos símbolos C64 del OFDM regulares, idénticos,
de 64 muestras. El símbolo C32 del OFDM corto es un prefijo cíclico
que es una repetición de la segunda mitad de uno de los símbolos
C64 del OFDM. El denominado preámbulo-C,
representado en la Fig. 1, se usa en HIPERLAN/2 para estimación de
canal, sincronización de la frecuencia, y sincronización de la
temporización. La estructura periódica dentro del
preámbulo-C es necesaria, con objeto de permitir el
uso de algoritmos de sincronización de relativamente baja
complejidad.
La sección de datos del usuario de la descarga
brusca física representada en la Fig. 1 comprende un número
variable N_{SYM} de símbolos del OFDM requeridos para transmitir
un tren de unidades de datos de protocolo (PDU) específicas. Cada
símbolo del OFDM de la sección de datos del usuario consiste en un
prefijo cíclico y una parte de datos útiles. El prefijo cíclico
consiste en una continuación cíclica de la parte de datos útiles, y
se inserta antes de ésta. Por consiguiente, el prefijo cíclico es
una copia de las últimas muestras de la parte de datos útiles, tal
como se ha representado en la Fig. 2.
La longitud de la parte de datos útil de la
descarga brusca física representada en la Fig. 1 es igual a 64
muestras y tiene una duración de 3,2 \mus. El prefijo cíclico
tiene una longitud de ya sea 16 (obligatorio) o ya sea 8 (opcional)
muestras, y una duración de 0,8 \mus o de 0,4 \mus,
respectivamente. En total, un símbolo del OFDM tiene una longitud
de ya sea 80 ó ya sea 72 muestras, correspondiente a una duración
del símbolo de 4,0 \mus o de 3,6 \mus, respectivamente. Un
símbolo del OFDM tiene por lo tanto una extensión en el dominio del
tiempo. Un símbolo del OFDM tiene además una extensión en el dominio
de la frecuencia. De acuerdo con HIPERLAN/2, un símbolo del OFDM se
extiende sobre 52 subportadoras, 48 subportadoras están reservadas
para símbolos de modulación de subportadora de valores complejos, y
cuatro subportadoras están reservadas para pilotos.
En la Fig. 3 se ha ilustrado la capa física de
una etapa 10 de transmisor de un transceptor para comunicación
inalámbrica. La etapa 10 de transmisor comprende un mezclador 12,
una unidad 14 de codificación de FEC, una unidad de intercalado 16,
una unidad de representación 18, una unidad 20 de OFDM, una unidad
22 de formación de descargas bruscas, un codificador 24 de código
de bloques, un multiplexor 26, un transmisor de radio 30, y una
unidad de control 32. El codificador 24 de código de bloques y el
multiplexor 26 forman juntos una unidad 28 de
codificador/multiplexor.
La etapa 10 de transmisor representada en la Fig.
1 recibe como señal de entrada un tren de PDUs procedente de un
control de enlace de datos (DLC). Cada tren de PDUs consiste en bits
de información que han de ser enmarcados en una descarga brusca
física, es decir, en una secuencia de símbolos del OFDM a ser
codificados, multiplexados y transmitidos.
Al recibir un tren de PDUs, el régimen de bits de
transmisión dentro del transceptor se configura eligiendo para ello
un modo físico apropiado basado en un mecanismo de adaptación de
enlace. Un modo físico se caracteriza por un modelo específico de
modulación y por un régimen específico de código. En la norma
HIPERLAN/2 se especifican también varios esquemas de modulación
coherente como el BPSK, el QPSK, el 16-QAM, y el
opcional 64-QAM. También, para control del error
hacia delante, se especifican códigos convolucionales con regímenes
de código de 1/2, 9/16 y 3/4, los cuales se obtienen pinchando en
un código madre convolucional de un régimen 1/2. Los posibles modos
físicos resultantes se han representado en la Fig. 4. El régimen de
datos que varía desde 6 a 54 Mbit/s, puede variarse usando para
ello varios alfabetos de señal, para modular las subportadoras del
OFDM y aplicando diferentes patrones de pinchar en un código
convolucional madre.
Una vez que se haya elegido el modo físico
apropiado, se mezclan los bits de información N_{BPDU} contenidos
dentro del tren de PDUs con el mezclador 12 de longitud 127. Los
bits mezclados son luego dados de salida a la unidad 14 de
codificación de FEC, la cual codifica los bits N_{BPDU} de la PDU
mezclados de acuerdo con la corrección de error hacia delante
anteriormente establecida.
Los bits codificados de salida por la unidad 14
de codificación de FEC son dados de entrada a la unidad 16 de
intercalar, la cual intercala los bits codificados usando para ello
el apropiado esquema de intercalado para el modo físico
seleccionado. Los bits intercalados son dados de entrada a la unidad
de representación 18, donde se efectúa la modulación de la
subportadora mediante la representación de los bits intercalados en
puntos de una constelación de modulación de acuerdo con el modo
físico elegido. Como se ha mencionado en lo que antecede, las
subportadoras del OFDM son moduladas usando la modulación BPSK, la
QPSK, la 16-QAM, o la 64-QAM,
dependiendo del modo físico seleccionado para la transmisión de
datos.
La unidad de representación 18 da salida a una
corriente de símbolos de modulación de subportadora de valores
complejos, los cuales son divididos en la unidad del OFDM en grupos
de 48 números complejos. En la unidad del OFDM se produce una señal
de banda de base compleja por modulación del OFDM como se ha
descrito en la publicación ETSI TS 101 475, "Broadband Radio
Access Networks" (BRAN); HIPERLAN Tipo 2; Capa Física (PHY),
V1.1.1 (2000-04).
Los símbolos del OFDM de banda de base compleja
generados dentro de la unidad 20 del OFDM, donde se han insertado
subportadoras piloto, son dados de entrada a la unidad 22 de
descarga brusca física, donde se añade un preámbulo apropiado al
tren de PDUs y se construye la descarga brusca física. La descarga
brusca física producida por la unidad 22 de descarga brusca física
tiene un formato como el representado en la Fig. 1. La unidad de
descarga brusca física 22 da por lo tanto salida a una secuencia de
símbolos de OFDM de banda de base compleja en forma de la descarga
brusca física al codificador 24 de código de bloques.
Con referencia a la Fig. 5, se describe ahora en
general la función del codificador 24 de código de bloques. En
general, el codificador 24 de código de bloques recibe una señal de
entrada en forma de una secuencia de vectores X =
[X_{1}X_{2}...X_{k}]^{\tau} de la longitud K. El
codificador 24 de código de bloques codifica cada vector X y da
salida para cada vector X a un bloque de datos que comprende una
pluralidad de vectores de señal C^{(1)}, C^{(2)}, ...,
C^{(M)}, como se ha representado en la Fig. 5. Cada vector de
señal C^{(1)}, C^{(2)}, ..., C^{(M)} CORRESPONDE A UNA SOLA
PALABRA DE DATOS. Por consiguiente, el bloque de datos generado a
partir del vector X comprende M palabras de datos, donde M es el
número de antenas transmisoras.
Cada palabra de datos C^{(i)}, siendo i =
1...M, comprende N símbolos de datos, es decir, que cada palabra de
datos C^{(i)} tiene una longitud de N. El valor de N no puede ser
elegido libremente, ya que una matriz C de código abarcada por las
palabras de datos C^{(i)} ha de ser ortogonal en esta realización.
En el documento US 6.088.408 se describen varios ejemplos de
bloques de datos en forma de matrices de código ortogonales C.
Según el enfoque de codificación de bloques descrito en la presente
realización, todos los símbolos de datos c_{j}^{i} de la matriz
de código C son derivados de los componentes del vector de entrada
X, y son simples funciones lineales del mismo o de su conjugado
complejo.
Si representamos un vector Y de señal recibida
por una antena de recibir por Y =
[Y_{1}Y_{2}...Y_{N}]^{T}, la relación entre Y y la
matriz C de código es la siguiente:
donde h^{(i)} representa el
coeficiente de canal del canal desde la antena de trasmitir i-ésima
a la antena de recibir. En lo que sigue se hace una generalización
directa para más antenas de
recibir.
En lo que sigue se consideran con más detalle
ejemplos de posibles matrices de código de bloques para dos y tres
antenas transmisoras, respectivamente. La configuración de un
sistema de comunicaciones inalámbricas con dos antenas de
transmitir y una antena de recibir se ha representado en la Fig. 6.
El sistema de comunicaciones inalámbricas de la Fig. 6 comprende
dos canales de transmitir, estando caracterizado cada canal de
transmitir por un coeficiente de canal específico h^{(i)}, siendo
i = 1, 2.
En el caso de dos antenas de transmitir
representado en la Fig. 6, una posible matriz C de código de
bloques, con un régimen de código R = 1, es:
Para tres antenas de transmitir, una posible
matriz C de código de bloques con régimen de código R = 0,5 es:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
El régimen de código R se define como la relación
de la longitud K del vector de entrada X a la longitud N de cada
palabra de datos C^{(i)}:
(5)R = k/N
Como puede verse en la Fig. 5, el codificador 24
de código de bloques da salida para cada señal de datos en forma de
un vector X a un bloque de datos en forma de una matriz C de código.
La salida del bloque de datos por el codificador 24 de código de
bloques es dada de entrada al multiplexor 26, el cual multiplexa las
palabras de datos (vectores C^{(i)}) de cada bloque de datos de
acuerdo con una señal de control proporcionada exteriormente en el
dominio de la frecuencia. La señal de control es generada por la
unidad de control 32.
En el esquema de OFDM de múltiples portadoras, la
salida del codificador 24 de código de bloques es modulada sobre
subportadoras que son ortogonales entre sí. Existen esencialmente
dos posibilidades para multiplexar un bloque de datos que comprenda
palabras de datos individuales en un sistema de OFDM. De acuerdo con
una primera posibilidad, representada en la Fig. 7, las palabras de
datos de un bloque de datos específico podrían ser extendidas en la
dirección del tiempo (STBC), es decir, multiplexadas en el dominio
del tiempo. De acuerdo con una segunda posibilidad, que se emplea
para el presente invento, las palabras de datos de un bloque de
datos se extienden en la dirección de la frecuencia, como se ha
representado en la Fig. 8 (SFBC).
Como puede verse en las Figs. 7 y 8, las palabras
de datos individuales de un bloque de datos son transmitidas desde
diferentes antenas de transmitir. De acuerdo con el esquema de
multiplexado de la Fig. 8, un bloque de datos individual se
extiende sobre N subportadoras y es transmitido durante un intercalo
de tiempo T.
La señal de salida codificada y multiplexada de
la unidad 28 de codificador/multiplexor es dada de entrada al
transmisor de radio 30. El transmisor de radio 30 efectúa la
transmisión de radio sobre una pluralidad de antenas de transmitir,
modulando para ello una portadora de radiofrecuencia con la señal de
salida de la unidad 28 de codificador/multiplexor.
El transceptor con la etapa de transmisor 10 de
la Fig. 3 comprende además una etapa de receptor, no representada
en la Fig. 3. La etapa de receptor tiene una capa física con
componentes para efectuar las operaciones inversas de los
componentes representados en la Fig. 3. Por ejemplo, la etapa de
receptor comprende un "desmezclador", una unidad de
descodificación FEC, una unidad de desmultiplexor/descodificador con
un desmultiplexor y un descodificador de código de bloques, etc. En
la Fig. 9 se han representado algunos componentes de tal etapa de
receptor 40.
Como resulta evidente de la Fig. 9, un vector Y
de señal recibida que haya sido recibida por una antena de recibir,
no representada en la Fig. 9, es alimentado a una unidad 42 de
sincronización de la temporización, la cual efectúa la
sincronización de la temporización con objeto de hallar un instante
óptimo en la temporización, reduciendo al mínimo la interferencia
entre símbolos, entre los símbolos de datos recibidos. La señal de
salida de la unidad 42 de sincronización de la temporización es
alimentada simultáneamente a una unidad 44, de estimación de canal,
y a un desmodulador 46. La unidad 44 de estimación de canal estima
los coeficientes de canal h^{(i)} sobre la base de la señal de
salida de la unidad 42 de sincronización de la temporización. Los
coeficientes de canal estimados por la unidad 44 de estimación del
canal son luego hechos pasar al desmodulador 46, el cual efectúa la
desmodulación de la señal recibida usando los coeficientes de canal
estimados.
En lo que sigue se describe a modo de ejemplo el
funcionamiento de la unidad de estimación de canal 44 para el caso
de que se utilicen dos antenas de transmitir y una antena de recibir
(Fig. 6). En este caso, la codificación de la señal puede
efectuarse sobre la base de la anterior matriz (3) de código de
bloques, y el vector de la señal recibida puede escribirse como Y =
[Y_{j} Y_{j+1}]^{T}. El índice j designa una
frecuencia específica f_{j}.
A la frecuencia f_{j} se transmite X_{i}
desde la primera antena de transmitir y se transmite X_{i+1}
desde la segunda antena de transmitir. A una frecuencia f_{j+1}
adyacente, se transmite -X^{*}_{i+1} desde la primera antena de
transmitir y X^{*}_{i} desde la segunda antena de transmitir.
Las componentes individuales Y_{j} e Y_{j+1} del vector Y de la
señal recibida pueden por lo tanto escribirse como
Y_{j} = X_{i}
\cdot h^{(i)}\ (z_{j}) + X_{i+1} \cdot h^{(2)}\ (z_{j}) +
n_{j}
(6)Y_{j+1} =
-X^{*}{}_{i+1} \cdot h^{(1)}\ (z_{j+1}) + X^{*}{}_{i} \cdot h^{(2)}\
(z_{j+1}) +
n_{j+1}
La variable z_{j} designa la frecuencia de
transmitir f_{j}. Por lo tanto, h^{(i)}(z_{j}) es el
coeficiente de canal entre la antena de transmitir i = 1, 2 y la
antena de recibir para un símbolo de datos transmitido a la
frecuencia f_{j} (SFBC). El término n_{j} designa el ruido
gaussiano blanco a la frecuencia f_{j}.
Para el caso de que se aplique la SFBC (z_{j} =
f_{j}) y la anchura de banda de coherencia B_{C} sea
relativamente grande, es decir, si se cumple la relación (1), son
válidas las siguientes hipótesis
h^{(1)}\
(z_{j}) = h^{(1)}\ (z_{j+1}) =
h^{(1)}
(7)h^{(2)}\
(z_{j}) = h^{(2)}\ (z_{j+1}) =
h^{(2)}
\newpage
Esto significa que si la anchura de banda de
coherencia B_{C} es relativamente grande, las ecuaciones (6) se
convierten en
Y_{j} = X_{i}
\cdot h^{(i)} + X_{i+1} \cdot h^{(2)} +
n_{j}
(8)Y_{j+1} =
-X^{*}_{i+1} \cdot h^{(1)} + X^{*}{}_{i} \cdot h^{(2)} +
n_{j+1}
Las ecuaciones (8) pueden escribirse en términos
del vector Y de la señal recibida y de una matriz de datos Z, la
cual es equivalente a la matriz C de código, como
\vskip1.000000\baselineskip
Con el fin de proporcionar una estimación para
los coeficientes de canal h^{(1)} y h^{(2)}, se multiplica el
vector Y de la señal recibida por la forma de Hermite Z^{H} de la
matriz de datos Z conocida. El contenido de la matriz de datos Z
corresponde a una parte de preámbulo normalizado que es conocido
para el transceptor. La multiplicación de Z^{H} por Y produce
(10)Z^{H}
\cdot Y = Z^{H} \cdot Z \cdot H + Z^{H} \cdot N^{H} \cdot N
=
\hat{H}
Puesto que Z es una matriz unitaria, es decir,
que
(11)Z^{-1} =
\frac{1}{det(Z)}Z^{H},
los coeficientes de canal en la
ecuación (10) están separados. Los coeficientes de canal estimados
comprendidos dentro de \hat{H} son hechos pasar desde el circuito
44 de estimación de canal al desmodulador
46.
Se ha comprobado que los coeficientes de canal
estimados así obtenidos se desvían de los coeficientes de canal
reales. Una razón para esto es el hecho de que después de la
sincronización de la temporización hay presente una rampa de fase
en el dominio de frecuencia en la señal recibida Y a ser procesada
por la unidad 44 de estimación de canal y el desmodulador 46. A
continuación se describen con más detalle los orígenes y la
influencia de la rampa de fase presente en la señal recibida Y
después de la sincronización de la temporización.
Se ha mencionado en lo que antecede que la unidad
42 de sincronización de la temporización efectúa la sincronización
de la temporización con objeto de reducir al mínimo la interferencia
entre símbolos. En muchos casos, hay múltiples instantes óptimos de
la temporización en los que no se produce interferencia alguna entre
símbolos. Por ejemplo, esto es de aplicación si el prefijo cíclico
del símbolo del OFDM es más largo que la respuesta de impulso del
canal. En esta situación de múltiples instantes de la temporización,
que son todos óptimos con respecto a la reducción al mínimo de la
interferencia entre símbolos, la posición de la temporización real
se elige dependiendo solamente de las muestras de ruido que
actualmente estén implicadas.
En las Figs. 10A y 10B se ha representado la fase
de la función de transferencia de canal H(f) de un canal de
una derivación para diferentes posiciones de la temporización que
reducen al mínimo la interferencia entre símbolos. La posición
"0" en el dominio del tiempo se refiere a la sincronización de
la temporización en la etapa de receptor 40 relativa a una ventana
de FFT (Transformación de Fourier Rápida) de la etapa de receptor
40.
Como resulta evidente de la Fig. 10A, no hay
rampa de fase alguna comprendida en el arco de fase (H(f))
de la función H(f) de transferencia de canal cuando la una
derivación está en la posición "0" de la temporización. Sin
embargo, en relación con el OFDM, es muy probable que la
sincronización de la temporización obtenida introduzca un retardo
\Deltat con relación a la ventana de FFT de la etapa de receptor
40. Esta situación se ha representado en la Fig. 10B. La razón de
este retardo \Deltat no es el tiempo de procesado de la unidad 42
de sincronización de la temporización, sino el hecho de que el
instante óptimo de la temporización se elige de tal modo que se
reduce al mínimo la interferencia entre símbolos. El retardo
\Deltat puede por lo tanto denominarse también como un retardo
sistemático. La consecuencia del retardo \Deltat introducido
durante la sincronización de la temporización es una rampa de fase
sistemática, es decir, una fase no plana de la función H(f)
de transferencia de canal. Esta rampa de fase se ha representado en
la Fig. 10B a la derecha.
La rampa de fase comprendida dentro de la señal
recibida puede ser originada no solamente por la sincronización de
la temporización, sino también por el canal de transmitir, o bien
por los filtros de recibir y transmitir. Si la rampa de fase está
ya presente en la señal recibida antes de la sincronización de la
temporización, la rampa de fase disminuirá usualmente, como
resultado de la sincronización de la temporización. Esto es de
aplicación incluso aunque la sincronización de la temporización se
efectúe con objeto de reducir al mínimo la interferencia entre
símbolos. No obstante, la probabilidad de que no haya rampa de fase
alguna en la señal de recibir después de la sincronización de la
temporización es relativamente baja.
Puesto que los coeficientes de canal son
estimados sobre la base de una señal recibida que comprende una
rampa de fase, la rampa de fase estará también presente en los
coeficientes de canal estimados. La rampa de fase contenida en los
coeficientes de canal conduce a una interferencia que aumenta
durante la estimación de canal cuando se aplica la SFBC, es decir,
si se multiplexan las palabras de datos en el dominio de la
frecuencia. La razón de esta interferencia creciente es el hecho de
que la ecuación (7) no se cumplirá, en general, ni siquiera aunque
se verifique la relación (1), es decir, ni siquiera aunque la
anchura de banda de coherencia B_{C} sea relativamente
grande.
Puesto que una razón para la rampa de fase es el
hecho de que la sincronización de la temporización se efectúa sobre
la base de otros criterios distintos al de la reducción al mínimo de
la rampa de fase, se podría pensar en efectuar la sincronización de
la temporización con el objeto de reducir al mínimo la rampa de
fase, en vez de reducir al mínimo la interferencia entre símbolos.
En este caso se mejorará la estimación de canal. Sin embargo, un
inconveniente de esta solución estaría en el hecho de que las
actuaciones generales de la etapa de receptor 40 disminuirían, dado
que ya no sería reducida al mínimo la interferencia entre
símbolos.
Con objeto tanto de reducir al mínimo la
interferencia entre símbolos como de mejorar la estimación de
canal, se propone la etapa de receptor 40 representada en la Fig.
11. La etapa de receptor 40 mejorada comprende una etapa de
estimación 60 de acuerdo con una primera realización del invento,
con una unidad 48 de estimación de la rampa de fase, una unidad 50
de retirada de la rampa de fase, una unidad 44 de estimación de
canal, y una unidad 52 de introducción de la rampa de fase. En un
recorrido de la señal por detrás de la unidad 42 de sincronización
de la temporización, hay dispuesto un nodo 54 para dividir un
recorrido 55 común de la señal en una rama 56 de estimación de
canal y una rama 58 de desmodulación. Como puede verse en la Fig.
11, la unidad 44 de estimación de canal está dispuesta en la rama
56 de estimación de canal.
A continuación se describirá, a modo de ejemplo,
la función de la etapa de estimación 60 representada en la Fig. 11
para el dominio de la frecuencia. Los pasos individuales efectuados
en la etapa de estimación 60 podrían ser también efectuados en el
dominio del tiempo.
Como se ha explicado en lo que antecede, el canal
de transmitir, un filtro de recibir o un filtro de transmitir, o
bien la unidad 42 de sincronización de la temporización, pueden
introducir una rampa de fase \varphi(\omega) en el
dominio de la frecuencia, o bien un retardo \Deltat en el dominio
del tiempo, en una señal Y recibida. La señal recibida Y_{\Delta
t} que incluye esa rampa de fase \varphi(\omega) es
dada de entrada desde la unidad 42 de sincronización de la
temporización a la unidad 48 de estimación de la rampa de fase de
la etapa de estimación (60). La unidad 48 de estimación de la rampa
de fase determina por medio de una regresión lineal la rampa de
fase \varphi(\omega) introducida en la señal
recibida.
La rampa de fase estimada
\varphi_{est}(\omega) es dada de entrada a la unidad 50
de retirada de la rampa de fase, la cual está dispuesta en la rama
56 de estimación de canal. La unidad 50 de retirada de la rampa de
fase recibe también la señal recibida Y_{\Delta t}, la cual
comprende la rampa de fase \varphi(\omega), procedente
de la unidad 42 de sincronización de la temporización, y procesa esa
señal recibida Y_{\Delta t} para retirar la rampa de fase
\varphi(\omega) comprendida en ella. Esto se hace
multiplicando la señal recibida Y_{\Delta t} por un factor
e^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega).
La retirada de la rampa de fase podría efectuarse
también en el dominio del tiempo, es decir, que podría compensarse
el retardo \Deltat correspondiente a la rampa de fase \varphi.
En este caso, la compensación del retardo es igual a un
desplazamiento cíclico de las muestras de cada símbolo del OFDM a
las cuales deba aplicarse la corrección.
La señal de recibir Y_{\Delta t} \cdot
e^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega) procesada por la
unidad 50 de retirada de la rampa de fase es dada de entrada al
circuito 44 de estimación de canal. La unidad 44 de estimación de
canal estima los coeficientes de canal h^{(i)} como se ha
explicado anteriormente con respecto a las ecuaciones (6) a
(11).
Los coeficientes de canal estimados
\hat{h}^{(i)} dados de salida por la unidad 44 de estimación de
canal, son dados de entrada a la unidad 52 de introducción de la
rampa de fase, la cual recibe además la rampa de fase
\varphi_{est}(\omega) desde la unidad 48 de estimación
de la rampa de fase. La unidad 52 de introducción de la rampa de
fase introduce la rampa de fase estimada
\varphi_{est}(\omega) retirada, multiplicando de nuevo
los coeficientes de canal estimados \hat{h}^{(i)} por
e^{j}^{\varphi}_{est}(\omega). Los coeficientes de
canal \hat{h} \cdot e^{j}^{\varphi}_{est}(\omega)
de salida por la unidad 52 de introducción de la rampa de fase son
dados de entrada al desmodulador 46, donde se efectúa la
desmodulación de la señal recibida Y_{\Delta t} utilizando los
coeficientes de
canal.
canal.
En la Fig. 12 se ha representado una etapa de
receptor 40 que comprende una etapa de estimación 60 de acuerdo con
una segunda realización del invento.
La etapa de estimación 60 comprende una unidad 48
de estimación de la rampa de fase, una unidad 50 de retirada de la
rampa de fase y una unidad 44 de estimación de canal. La unidad 50
de retirada de la rampa de fase está dispuesta en un recorrido
común 55 de la señal, por detrás de una unidad 52 de sincronización
de la temporización y antes de un nodo 54. El nodo 54 sirve para
dividir el recorrido común 55 de la señal en una rama 56 de
estimación de canal y una rama 58 de desmodulación.
A continuación se describirá, a modo de ejemplo,
la función de la etapa de estimación 60 representada en la Fig. 12
para el dominio de la frecuencia. Los pasos individuales efectuados
por la etapa de estimación 60 podrían ser también efectuados en el
dominio del tiempo.
La señal recibida Y_{\Delta t} que incluye una
rampa de fase \varphi(\omega) es dada de entrada desde
la unidad 42 de sincronización de la temporización en la unidad 48
de estimación de la rampa de fase de la etapa 60 de estimación. La
unidad 48 de estimación de la rampa de fase determina, por medio de
una regresión lineal, la rampa de fase \varphi(\omega)
introducida en la señal recibida Y. La rampa de fase estimada
\varphi_{est}(\omega) es entonces dada de entrada a la
unidad 50 de retirada de la rampa de fase, la cual está dispuesta
en el recorrido común 55 de la señal. La unidad 50 de retirada de la
rampa de fase recibe también la señal recibida Y_{\Delta t}, la
cual comprende la rampa de fase \varphi(\omega),
procedente de la unidad 42 de sincronización de la temporización, y
procesa esa señal recibida Y_{\Delta t} para retirar la rampa de
fase \varphi(\omega) comprendida en ella. Esto se hace de
forma similar a como se hacía en la primera realización,
multiplicando la señal recibida Y_{\Delta t} por un factor
e^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega).
La señal recibida Y_{\Delta t} \cdot
e^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega) procesada por la
unidad 50 de retirada de la rampa de fase, se divide en un nodo 54
y se alimenta tanto a la rama 56 de estimación de canal como a la
rama 58 de desmodulación. En la rama 56 de estimación de canal, la
unidad 44 de estimación de canal determina los coeficientes de
canal estimados \hat{h}^{(i)} que son dados de entrada al
desmodulador 46. El desmodulador 46 efectúa la desmodulación de la
señal recibida procesada Y_{\Delta t} \cdot
e^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega) utilizando los
coeficientes de canal estimados \hat{h}^{(i)}. Puesto que tanto
la estimación de canal como la desmodulación se efectúan sobre la
base de la señal recibida procesada Y_{\Delta t} \cdot
e^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega), se puede omitir la
unidad de introducción de la rampa de fase de la primera realización
representada en la Fig. 11.
La realización representada en la Fig. 11, de
acuerdo con la cual tiene lugar la retirada de la rampa de fase en
la rama de estimación de canal, puede emplearse si se utiliza un
esquema de diversidad de transmisión que multiplexe una parte de
preámbulo de una señal de datos en el dominio de la frecuencia (por
ejemplo, por medio de la SFBC) y una parte de datos de usuario de
la señal de datos en el dominio del tiempo (por ejemplo, por medio
de la STBC). Sin embargo, si tanto la parte de preámbulo como la
parte de datos del usuario se multiplexan en el dominio de la
frecuencia, el problema de la rampa de fase indicado en lo que
antecede concierne también a la parte de datos del usuario. En ese
caso se puede emplear la realización representada en la Fig. 12.
El concepto básico en el que se fundamente el
invento puede extenderse a sistemas de diversidad de transmisión
que comprendan más de dos antenas de transmitir. Otra posible
realización del invento está basada en un sistema de diversidad de
transmisión que comprende tres antenas de transmitir y que opera de
acuerdo con un esquema de codificación de bloques usando la matriz
de código representada en la ecuación (4).
Claims (18)
1. Un método para estimar los coeficientes de
canal (h) en un sistema de múltiples portadoras que opera de
acuerdo con un esquema de diversidad de transmisión basado en un
código de bloques, en el cual un contenido de datos (C^{(i)}) de
una matriz de código (C) se multiplexa en un dominio de la
frecuencia, que comprende:
a) determinar una rampa de fase
(\varphi_{est}) en el dominio de la frecuencia, o bien un
equivalente (\Deltat) de la misma en el dominio del tiempo,
siendo el equivalente (\Deltat) de la misma un retardo relativo a
una ventana de FFT, estando comprendida la rampa de fase
(\varphi_{est}) o el equivalente (\Deltat) de la misma dentro
de una señal recibida (Y_{\Delta t}) después de la sincronización
de la temporización;
b) procesar la señal recibida (Y_{\Delta t})
para retirar la rampa de fase (\varphi_{est}) o el equivalente
(\Deltat) de la misma; y
c) estimar los coeficientes de canal (h) sobre
la base de la señal recibida (Y_{\Delta t}) procesada.
2. El método según la reivindicación 1, en el
que la rampa de fase (\varphi_{est}) o el equivalente
(\Deltat) de la misma se determina por medio de estimación.
3. El método según la reivindicación 2, en el
que la estimación se efectúa mediante una regresión lineal.
4. El método según una de las reivindicaciones
1 a 3, que comprende además el paso de efectuar la sincronización
de la temporización con objeto de reducir al mínimo la interferencia
entre símbolos.
5. El método según una de las reivindicaciones
1 a 4, en el que uno al menos de los pasos a) y b) se efectúa en el
dominio de la frecuencia.
6. El método según una de las reivindicaciones
1 a 4, en el que uno al menos de los pasos a) y b) se efectúa en un
dominio del tiempo.
7. El método según una de las reivindicaciones
1 a 6, en el que después de la sincronización de la temporización
se divide la señal recibida (Y_{\Delta t}) y se alimenta a una
rama (56) de estimación de canal por una parte, y a una rama de
desmodulación (58) por otra parte, y en el que la rampa de fase
(\varphi_{est}) o el equivalente (\Deltat) de la misma se
retira en la rama (56) de estimación de canal.
8. El método según una de las reivindicaciones
1 a 6, en el que la rampa de fase (\varphi_{est}) o el
equivalente (\Deltat) de la misma se retira de la señal recibida
(Y_{\Delta t}) después de la sincronización de la temporización,
y en el que la señal resultante
(Ye^{-j}^{\varphi}_{est}(\omega)) se divide y se
alimenta a una rama (56) de estimación de canal por una parte, y a
una rama de desmodulación (58) por otra parte.
9. El método según una de las reivindicaciones
1 a 7, que comprende además introducir la rampa de fase
(\varphi_{est}) o el equivalente (\Deltat) de la misma en los
coeficientes de canal (\hat{h}) estimados.
10. El método según una de las reivindicaciones
1 a 9, que comprende además desmodular la señal recibida
(Y_{\Delta t}) utilizando los coeficientes de canal estimados
(\hat{h}).
11. El método según una de las reivindicaciones
1 a 10, en el que se emplea el esquema de diversidad de transmisión
basado en un código de bloques de la codificación en bloques de
espacio-frecuencia, SFBC, o de permutación en el
dominio de la frecuencia.
12. Un producto de programa de ordenador que
comprende partes de código de programa para efectuar los pasos de
una de las reivindicaciones 1 a 11 cuando se hace correr el producto
en un ordenador.
13. El producto de programa de ordenador según
la reivindicación 12, almacenado en un medio de registro legible
por ordenador.
14. Una etapa de estimación (60) para estimar
los coeficientes de canal (h) en un sistema de múltiples portadoras
que opera de acuerdo con un esquema de diversidad de transmisión
basado en un código de bloques, en el cual un contenido de datos
(C^{(i)}) de una matriz de código (C) se multiplexa en un dominio
de la frecuencia, que comprende:
a) una unidad (48) para determinar una rampa de
fase (\varphi_{est}) en el dominio de la frecuencia o el
equivalente (\Deltat) de la misma en el dominio del tiempo, siendo
el equivalente (\Deltat) del mismo un retardo con relación a una
ventana de FFT, estando comprendida la rampa de fase
(\varphi_{est}) o el equivalente (\Deltat) de la misma dentro
de una señal recibida (Y_{\Delta t}) después de la sincronización
de la temporización;
b) una unidad (50) para procesar la señal
recibida (Y_{\Delta t}) para retirar la rampa de fase
(\varphi_{est}) o el equivalente (\Deltat) de la misma; y
c) una unidad (44) para estimar los
coeficientes de canal (h) sobre la base de la señal recibida
(Y_{\Delta t}) procesada.
15. La etapa de estimación de acuerdo con la
reivindicación 14, que comprende además un nodo (54) para dividir
un recorrido (55) de la señal después de la sincronización de la
temporización en una rama (56) de estimación de canal por una
parte, y en una rama de desmodulación (58) por otra parte, y en que
la unidad (50) para procesar la señal recibida (Y_{\Delta t})
está dispuesta en la rama (56) de estimación de canal.
16. La etapa de estimación de acuerdo con la
reivindicación 14, que comprende además un nodo (54) para dividir
un recorrido (55) de la señal, después de la sincronización de la
temporización, en una rama (56) de estimación de canal por una
parte, y en una rama (58) de desmodulación por otra parte, y en que
la unidad (50) para procesar la señal recibida (Y_{\Delta t})
está dispuesta en el recorrido (55) de la señal anterior al nodo
(54).
17. La etapa de estimación de acuerdo con la
reivindicación 14 ó 15, que comprende además una unidad (52) para
introducir la rampa de fase (\varphi_{est}) o el equivalente
(\Deltat) de la misma en los coeficientes de canal estimados
(\hat{h}).
18. Un transceptor de un sistema de
comunicaciones inalámbricas que comprende una etapa de receptor (40)
con una etapa de estimación (60), de acuerdo con una de las
reivindicaciones 14 a 17.
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