JP4940880B2

JP4940880B2 - 電圧制御発振器

Info

Publication number: JP4940880B2
Application number: JP2006280401A
Authority: JP
Inventors: 誠一伊藤
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2006-10-13
Filing date: 2006-10-13
Publication date: 2012-05-30
Anticipated expiration: 2026-10-13
Also published as: EP1914881A3; US7557669B2; JP2008099132A; EP1914881B1; US20080088382A1; EP1914881A2; CN101162889B; CN101162889A

Description

本発明は電圧制御発振器に関する。

従来のこの種の電圧制御発振器について、特許文献１（特開2004-320664号公報）に開示されるものがある。特許文献１には、バラクタダイオードとオープンスタブの直列接続回路を複数並列に接続したバラクタダイオード回路と、前記バラクタダイオード回路の各バラクタダイオードに独立に制御電圧を印加する複数の制御回路と、を備え、各バラクタダイオードに独立に印加する制御電圧をそれぞれの下限から上限までの範囲で順次何れかの制御電圧を可変制御することにより、前記バラクタダイオード回路の合成容量の可変可能な全範囲の制御を行い、位相雑音特性が劣化することなく、可変周波数振幅の拡大を図ることが開示されている。

近年の無線通信システムの大容量化に伴う多値変調方式の採用等により、その通信信号の信号源に対する要求はますます厳しいものとなってきている。特に通信品質の高度化に伴い、信号源となる局部発振（LO：Local Oscillator）信号の位相雑音特性は非常に重要な要素となっている。

無線通信においては信号源としてPLL（Phase Locked Loop）制御された電圧制御発振器（以下、VCO：Voltage Controlled Oscillator）を用いることが一般的である。無線システムを構成するPLL回路に用いられる局部発振器が出力するLO信号の波形スペクトラムを図5に示す。PLL回路は、局部発振器、位相比較器、ループフィルタ、可変分周器およびPLL制御が行われる電圧制御発振器からなる一般的な構成のものである。

図５に示される波形のうち、領域51はPLLにより圧縮された波形となっており、その値と範囲はPLL回路を構成するループフィルタの特性によって決まってくる。

領域52は半導体の1/f雑音が支配的となる領域、領域53は共振器まで含めた回路のQ値（クオリティ・ファクタ：共振回路のロスに関連するパラメータ、ロスが少ないほどQ値が高いこととなる）が支配的となってくる領域であり、これらを改善するように信号源の回路構成を設計する必要がある。

VCOの中の周波数制御のもととなる可変素子としてはバラクタダイオードの容量変化が用いられることが多い。このバラクタダイオードとしてマイクロ波帯の発振器としてよく用いられるのは、
１．GaAsのHyper Abrupt型
２．SiのAbrupt型
とがある。使用に際しては、それぞれの物理的特性から最適なものが用いられる。

GaAsのHyper Abrupt型のバラクタダイオードは、容量変化比が大きく、かつ、直列抵抗Rsが小さい。その結果、発振回路に用いた場合にはQ値を高くとることが可能となる。その反面、接合面での不純物濃度の変化が大きなため格子欠陥・界面準位ができ易く、そのため、1/f雑音が大きくなる。

一方、SiのAbrupt型バラクタダイオードは、容量変化比が小さく、直列抵抗Rsが小さいため、発振回路に用いた場合にはQ値は低くなる傾向がある。ただし、Hyper Abrupt型に比較すると接合面の濃度変化が小さなため、1/f雑音は少ない。

GaAsのHyper Abrupt型のバラクタダイオードのほうが容量変化比が大きく、また、電圧に対する容量変化のリニアリティが良好なので発振回路としては設計が容易となる。ただし1/f雑音の影響による位相雑音の劣化を生じやすい。

また1/f雑音の改善のためにSiのAbrupt型のバラクタダイオードを選択すると、容量変化比が小さいことによる可変周波数範囲の減少およびQ値が低いことによる位相雑音特性の劣化を引き起こす可能性がある。

いずれの問題点もデバイス特性による寄与が支配的となるため、回路設計による改善が困難である。さらに、そのトレード・オフは非常に困難であることが、さらにデバイス選択まで含めた回路設計を複雑にしている。
特開2004-320664号公報

電圧制御発振器における共振器の要素としてコーナー周波数fcが挙げられる。コーナー周波数fcは、位相雑音特性の変曲点となる周波数であり、コーナー周波数fc以下の周波数では1/ｆノイズの影響が位相雑音特性を決める支配的な要素となる。コーナー周波数fc以上の周波数では共振器回路のQ値が位相雑音特性を決める支配的な要素となる。

可変周波数範囲の広いバラクタダイオードを用いたVCOは、可変素子であるバラクタダイオードの特性により位相雑音特性が決定される。可変周波数範囲を広げるためには、容量変化比の大きいGaAsのHyper Abrupt(超階段接合)型のバラクタダイオードを用いる。その場合にはバラクタダイオードの1/f雑音の影響により、コーナー周波数fc以下である場合には、位相雑音特性の劣化が顕著となるという問題点がある。

本発明は上述したような従来の技術が有する問題点に鑑みてなされたものであって、可変周波数範囲を狭めることなく、位相雑音特性が改善されたマイクロ波帯電圧制御発振器を実現することを目的とする。

本発明の電圧制御発振器は、バラクタダイオードと容量とが直列に接続された直列接続回路が複数並列に接続されたバラクタダイオード回路を備え、
前記バラクタダイオードの少なくとも１つが、GaAsのHyper Abrupt型のバラクタダイオードであり、他の少なくとも１つがSiのAbrupt型のバラクタダイオードであることを特徴とする。

この場合、前記電圧制御発振器はさらに、
能動素子と、
前記能動素子の出力電極に接続された第１の容量と、
前記能動素子の制御電極に一端が接続された第２の容量と、
前記第２の容量の他端に一端が接続され、他端が前記バラクタダイオード回路の
前記バラクタダイオード側の端子に接続されたラインと、
を備えることとしてもよい。

上記のように構成される本発明においては、マイクロ波帯電圧制御発振器を構成する共振器部分の回路（バラクタダイオード回路）に、1/ｆ雑音の少ないSiのAbrupt型のバラクタダイオードと、容量変化比の大きなGaAsのHyper Abrupt型のバラクタダイオードとを並列に用いる構成をとることにより、可変周波数範囲を狭めることなく、オフセット周波数がコーナー周波数fc以下である場合の位相雑音特性を改善することができる効果がある。

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。

図1は本発明によるマイクロ波帯VCOの一実施例の構成を示す回路図である。

本実施例のマイクロ波帯VCOは、発振用の能動素子としての発振トランジスタ10と、発振トランジスタ10のエミッタ電極側に設けられた負荷容量11と、容量16および17と、容量16および17とそれぞれ直列に接続される可変容量であるバラクタダイオード14および15と、結合容量12と、ライン13から構成されている。

直列接続された、容量16とバラクタダイオード14、および容量17とバラクタダイオード15は、バラクタダイオード14、15側で並列に接続されるもので、ライン13および結合容量12を介して発振トランジスタ10のベース電極に接続されている。また、容量16とバラクタダイオード14の接続点、容量17とバラクタダイオード15の接続点のそれぞれはポート18、19とされている。

本実施例において、発振トランジスタ10とその負荷容量11で決まるNR（負性抵抗）特性に対して、共振器は結合容量12、ライン13、バラクタダイオード14および15、容量16および17から構成されることとなる。

ポート18および19はそれぞれバラクタダイオード14および15へのDC印加電圧の供給ポートであり、RF的には共振回路に対して影響のないように接合されている。図1には発振トランジスタ10へのDCバイアス供給回路は省略している。発振トランジスタ10へのDCバイアス供給回路もRF的には影響ないように接合されている。以上の回路にて発振器を構成している。

発振トランジスタ10には、発振周波数にて十分なNR（負性抵抗）特性をもち、低周波ノイズの少ないSiバイポーラトランジスタ等を使用する。結合容量12およびライン13はバラクタダイオード14および15とともに発振周波数を決定する要素である。

特に、VCOとして使用される発振周波数帯域に応じて結合容量12とライン13が決定される。結合容量12については、所要の可変周波数範囲とバラクタダイオード14および15の容量変化比と容量16および17との関係からも決定される。

バラクタダイオード14には可変範囲幅を広くできるよう、容量変化比の大きいGaAsのHyper Abrupt型のバラクタダイオードを使用する。

バラクタダイオード15には発振信号の近傍の位相雑音特性を良くするため、1/f雑音の小さいSiのAbrupt型のバラクタダイオードを使用する。

本実施例との比較のため、従来の発振回路との特性の比較を図2および図3に示す。

図2は部品構成による位相雑音特性を比較した結果であリ、オフセット周波数に対する単側波帯（SSB; Single Sideband）のＣＮ比（Carrier to Noise ratio）特性を示す図である。

図２中、「GaAs」と示している特性は、バラクタダイオード14と15の両方につきGaAsのHyper Abrupt型のものを使用した場合の特性であり、「Si」と示している特性は、バラクタダイオード14と15の両方につきSiのAbrupt型のものを使用した場合の特性であり、「GaAs+Si」と示している特性は、本実施例の構成をとった場合の特性である。「バラクタなし」と示している特性は、バラクタダイオード14と15の代わりに固定容量を用いて、固定周波数での発振回路とした場合の特性をそれぞれ示している。

それぞれの構成において、発振トランジスタ10、負荷容量11、ライン13はそれぞれ同じ構成のものを使用している。結合容量12および容量16、17とは発振周波数および可変周波数範囲が同程度となるように調整している。また、ポート18とポート19は外部で接続されて同電位がかかる構成とされている。

「バラクタなし」の場合には位相雑音特性は、発振トランジスタ10および共振器を構成するライン13とで決定されるが、バラクタダイオードを用いたいずれの場合よりも良好な特性を示している。したがって、それぞれの回路での位相雑音特性の差異はバラクタダイオードの差異によるものが支配的であると考えられる。

図2を参照し、「GaAs」と「Si」との特性を比較すると、「GaAs」を使用した場合、オフセット周波数が上述したコーナー周波数fc以下のときに位相雑音特性が急激に劣化する現象が見られる。

SiのAbrupt型バラクタダイオードはGaAsのHyper Abrupt型バラクタダイオードに比べ、コーナー周波数fcが低いことと1/fノイズの絶対量自体が低いこととがあいまって、数十KHzまでの近傍においては位相雑音特性が良好となる。

逆にQ値が支配的となってくる数十KHz以上の領域においては、GaAsがSiよりもバルクとしての抵抗値が低いことから、バラクタダイオードのRs（等価回路における直列抵抗成分）が小さいことや、Hyper Abrupt型バラクタダイオードの方が容量変化比が大きなことから、同じ可変周波数範囲をとる場合に共振器の結合容量を小さくできるので、バラクタダイオードのRsの影響をより少なくすることができる。このことから、GaAsのHyper Abrupt型バラクタダイオードの方がSiのAbrupt型バラクタダイオードを用いた場合よりも位相雑音特性に優れることとなる。

これらに対して、本実施例のようにGaAsのHyper Abrupt型とSiのAbrupt型とを並列に用いた場合にはそれぞれの特性の中間の位相雑音特性をとることが可能となる。実際の通信システムにおいては位相雑音特性は周波数領域の積分値が影響するため、発振信号波形の全オフセット周波数領域において位相雑音特性を改善させる必要がある。

その際に単独の種類のバラクタダイオードを使用すると、その物理特性からの制限により改善方向に限界が生じるが、本実施例のように異種のバラクタダイオードを並列に使用することにより、全オフセット周波数領域での改善を図れるようになる。

図3は部品構成によるｆ-Vカーブ（周波数vs制御電圧）の比較である。

GaAsのHyper Abrupt型バラクタダイオードを使用した場合に比べて、SiのAbrupt型バラクタダイオードを使用した場合にはf-Vカーブのリニアリティ（線形性）が劣っている。f-Vカーブの傾斜はVCOの変調感度となるが、f-Vカーブのリニアリティが劣るということは、変調感度の制御電圧による変化が大きいことを示す。

変調感度はVCOをPLLを用いて使用する場合にPLLのループ特性に影響を及ぼすため、変調感度が一定でない場合にはループ特性が一定とならず、ひいてはPLLで制御しても発振信号の波形が一定とならないということになる。PLL制御したVCO信号は、通信システムにおけるLO信号として用いられる場合にその波形特性が通信システムの品質を決めることとなるため厳しい波形制限が必要とされる。したがって変調感度が大きく変わるようなVCOは、LO信号源としては不適切となる。

本実施例の構成を採った場合には、f-Vカーブのリニアリティは、従来構成でGaAsのHyper Abrupt型を使用した場合とSiのAbrupt型を使用した場合との中間の特性を示すこととなる。したがって変調感度の変化という悪影響を最小限に抑えつつ、位相雑音特性の改善を図れることも本実施例の特徴となっている。

実際の適用の場合には、GaAsのバラクタダイオード14とSiのバラクタダイオード15とのどちらが支配的な特性となるかは容量16と17との調整により決めることが可能である。容量16および17は、マイクロ波帯回路ではオープンスタブで構成することが可能であり、さらにそのオープンスタブのスタブ長で微調整が可能なため所望の特性を実現させるための調整がより実施しやすい構成となっている。

図4は本発明の第２の実施例の構成を示す回路図である。

図4中の発振トランジスタ410、負荷容量411、結合容量412、ライン413は、図1に示した発振トランジスタ10、負荷容量11、結合容量12、ライン13のそれぞれと同様のものである。

本実施例においても、ライン413には直列に接続された容量とバラクタダイオードがバラクタダイオード側で接続されるが、図１に示した実施例が２組の容量とバラクタダイオードが並列に接続されるものであったのに対し、本実施例においては、容量416₁，416₂，416₃，・・・，416_n、バラクタダイオード414₁，414₂，414₃，・・・，414_nからなるｎ組の容量とバラクタダイオードが並列に接続されている。各容量とバラクタダイオードの接続点はポート418₁，418₂，418₃，・・・，418_nとされる。

本実施例では、共振器部分の並列個数ｎに応じて可変周波数範囲を複数の周波数領域に分けるものであり、ポート418₁〜418_nに対して周波数の低域から高域に対応する印加電圧を順次それぞれその最小値から最大値まで増加するように制御する。

上記の構成とすることにより、周波数変化範囲と位相雑音特性の調整がより複雑な要求に対しても対応することができ、上記の制御を行うことにより、可変周波数範囲の拡大に対して変調感度の増加をより抑え、その結果として位相雑音特性の劣化を抑えることができる。

なお、以上の説明した各実施例において、どのバラクタダイオードの特性を支配的にするかは、それぞれのバラクタダイオードの後に接続される容量により調整することが可能である。

本発明の第１の実施例の構成を示す回路図である。図1に示した実施例の部品構成による位相雑音特性を比較した結果を示す図である。図1に示した実施例の部品構成によるｆ-Vカーブ（周波数vs制御電圧）の比較である。本発明の第２の実施例の構成を示す回路図である。無線システムを構成するPLL回路に用いられる局部発振器が出力するLO信号の波形スペクトラムを示す図である。

符号の説明

10 発振トランジスタ
11 負荷容量
12 結合容量
13 ライン
14，15 バラクタダイオード
16，17 容量

Claims

バラクタダイオードと容量とが直列に接続された直列接続回路が複数並列に接続されたバラクタダイオード回路を備え、
前記バラクタダイオードの少なくとも１つが、GaAsのHyper Abrupt型のバラクタダイオードであり、他の少なくとも１つがSiのAbrupt型のバラクタダイオードであることを特徴とする電圧制御発振器。
請求項１記載の電圧制御発振器において、
前記電圧制御発振器はさらに、
能動素子と、
前記能動素子の出力電極に接続された第１の容量と、
前記能動素子の制御電極に一端が接続された第２の容量と、
前記第２の容量の他端に一端が接続され、他端が前記バラクタダイオード回路の
前記バラクタダイオード側の端子に接続されたラインと、
を備えることを特徴とする電圧制御発振器。