JP4881596B2

JP4881596B2 - 双方向周波数変換器およびこれを用いた無線機

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Publication number: JP4881596B2
Application number: JP2005275733A
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Inventors: 嘉史細川; 道明松尾; 典昭齊藤
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Filing date: 2005-09-22
Publication date: 2012-02-22
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Description

本発明は、移動体通信などの無線通信装置の無線部回路に用いられる、信号の周波数を変換する双方向周波数変換器、およびこれを用いた無線機に関する。

送受信機能を有する従来の無線通信装置では、無線部に送信系と受信系を別系統として各々備えるのが一般的である。これに対して、送信系と受信系の一部分乃至全部分を共用化することで、無線部の簡素化、小型化、低コスト化を図る試みもなされている。

ここで、無線通信装置における信号の周波数変換を行う周波数変換器を送信系と受信系で共用するには、中間周波数信号（以下ＩＦ信号と記す。）と無線周波数信号（以下ＲＦ信号と記す。）の周波数変換を双方向に行えることが必要となる。

従来の双方向変換が可能な周波数変換器としては、非特許文献１に記載されているものがあった。図２０は、非特許文献１に記載された双方向周波数変換器の一例を示す回路図である。

図２０において、双方向周波数変換器は、ＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換する場合、端子６０１に入力したＲＦ信号がトランス６０２を介してダイオードブリッジ６０６に入力し、端子６０３から局部発振信号（以下ＬＯ信号と記す。）がトランス６０４を介してダイオードブリッジ６０６に入力する。そして、双方向周波数変換器は、これらの信号をダイオードの非線形性によって混合してＩＦ信号を生成し、このＩＦ信号を端子６０５より出力する。また、双方向周波数変換器は、ＩＦ信号からＲＦ信号への周波数変換する場合、ＩＦ信号を端子６０５から入力し、ダイオードブリッジ６０６で端子６０３から入力したＬＯ信号と混合してＲＦ信号を生成する。そして、双方向周波数変換器は、このＲＦ信号をトランス６０２を介して端子６０１より出力する。このように、図２０の構成では、非線形素子としてダイオードを用い、ダイオードブリッジ６０６が対称な回路構成になっていることにより、ＲＦ信号とＩＦ信号を双方向に周波数変換することが可能となっていた。

また、他の双方向周波数変換器の従来例としては、特許文献１に記載されているものがある。図２１は、特許文献１に記載された双方向周波数変換器を含む通信装置の一例を示す構成図である。

図２１は、通信装置７００の受信時の動作状態を示す図である。図２１において、アンテナ７０１は送受信共用でありスイッチ７０２に接続されている。スイッチ７０２はアンテナ７０１を受信信号増幅器７０３に接続し、アンテナ７０１で受信した受信ＲＦ信号を受信信号増幅器７０３に入力する。受信信号増幅器７０３の出力端はスイッチ７０４に接続されている。スイッチ７０４は受信信号増幅器７０３を周波数変換器７０５に接続し、受信信号増幅器７０３で増幅した受信ＲＦ信号を周波数変換器７０５に入力する。

ＬＯ信号発振器７０８はＬＯ信号を生成し、このＬＯ信号は増幅器７０６を介して周波数変換器７０５に入力されている。周波数変換器７０５は受信ＲＦ信号とＬＯ信号の２つの入力信号を混合し、受信ＩＦ信号を生成する。スイッチ７０７は周波数変換器７０５を受信信号出力端子７０９に接続し、周波数変換器７０５で生成した受信ＩＦ信号を受信信号出力端子７０９に出力する。

以上は通信装置７００が受信時の動作であるが、送信時には、スイッチ７０４が送信信号入力端子７１０と周波数変換器７０５を接続し、スイッチ７０７が周波数変換器７０５と送信信号増幅器７１１を接続し、スイッチ７０２が送信信号増幅器７１１とアンテナ７０１を接続するように切り替わる。このように図２１の構成では、スイッチを用いて送受信で信号の経路を切り換えることにより、通信装置７００は、送受信で１つの周波数変換器７０５を共用することが可能となっていた。

また、他の双方向周波数変換器の従来例としては、特許文献２に記載されているものがある。図２２は、特許文献２に記載された双方向周波数変換器の一例を示す構成図である。

図２２において、受信ＲＦ信号が入力される端子８０１と送信ＩＦ信号を入力する端子８０２は加算器８０３に接続されており、加算器８０３は受信ＲＦ信号と送信ＩＦ信号の加算信号を出力する。この加算信号は周波数変換器８０４に入力され、端子８０５から入力されたＬＯ信号と混合されて受信ＩＦ信号と送信ＲＦ信号が生成される。周波数変換器８０４の出力端はバッファアンプ８０６、８０７に接続されており、バッファアンプ８０６は生成された受信ＩＦ信号を増幅して端子８０８に出力し、バッファアンプ８０７は生成された送信ＲＦ信号を増幅して端子８０９に出力する。

このように図２２の構成では、周波数変換器の入力側に加算器８０３、出力側にバッファアンプ８０６、８０７を用いることにより、送受信で１つの周波数変換器８０４を共用することが可能となっていた。
特許第３２５８７９１号公報（第２−４頁、図１）特許第３３６９３９６号公報（第４−５、９頁、図４）本城和彦著、小西良弘監修、「マイクロ波半導体回路基礎と展開」、日刊工業新聞社、ｐ．１９６−１９７

しかしながら、非特許文献１の従来構成では、非線形素子としてダイオードを使用することから周波数変換の際に電力損失があり、変換損失を伴うという課題を有していた。

また、特許文献１および特許文献２の従来構成では、周波数変換器において、受信ＲＦ信号と送信ＩＦ信号を周波数変換器の同一の入力端子に入力し、受信ＩＦ信号と送信ＲＦ信号を同一の出力端子より出力する構成であるため、入力端子および出力端子を各々ＩＦ信号とＲＦ信号の両方の周波数帯に整合させる必要があり、整合回路が複雑となっていた。さらにまた、送受信するためには信号経路を切り換えるためのスイッチが必要となったり、もしくは加算器やバッファアンプが必要となるなど、周波数変換器以外の構成部品が必要となるという課題を有していた。

本発明は、従来の上記課題を解決するものであり、ＩＦ信号からＲＦ信号への変換とＲＦ信号からＩＦ信号への変換を可能とした双方向周波数変換器において、一方の周波数変換に対しては変換利得を得られるとともに、スイッチや加算器といった外部回路を不要とした簡易な構成の双方向周波数変換器を提供することを目的とする。

本発明の第１の態様に係る双方向周波数変換器は、バイポーラトランジスタと、そのバイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続する負荷インピーダンスと、負荷インピーダンスを介して前記コレクタ端子に接続する電圧供給源と、ベース端子にバイアスを供給するバイアス部と、そのバイアス部への電源の供給を入り切りする第１のスイッチと、エミッタ端子に接続するエミッタインピーダンスとを具備し、前記エミッタ端子は、前記エミッタインピーダンスを介して接地されており、第１のスイッチが導通しバイアスが供給された場合には、ベース端子に接続した第１の信号端子から入力した第１周波数の入力信号と、エミッタ端子に接続した第３の信号端子から入力した局部発振信号とが混合した第２周波数の出力信号が、コレクタ端子に接続した第２の信号端子から出力され、第１のスイッチが切断している場合には、第２の信号端子から入力した第２周波数の入力信号と、第３の信号端子から入力した局部発振信号とが混合した第１周波数の出力信号が、第１の信号端子から出力されるものである。

このように、本発明の双方向周波数変換器は、１つの周波数変換器で２種類の周波数の信号を双方に周波数変換することを電源スイッチのみを用いて実現でき、信号経路切り換えスイッチを用いない。このため、送信系と受信系の周波数変換部を共用することができるとともに、無線部の簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。また、受信系の周波数変換については、ベース電流を入力とし、コレクタ電流を出力とすることにより、変換利得をもたせることが可能となり、他の利得段の負担が軽減できる。それにより、増幅器の設置位置の制約が減少し、無線部全体のシステム設計の柔軟性を高めることができ、構成設計を容易にすることができる。

また、本発明の第２の態様に係る双方向周波数変換器は、負荷インピーダンスへの電源の供給を入り切りする第２のスイッチをさらに有し、第２のスイッチは第１のスイッチと同期して、第１のスイッチがオンされるときにオンされ、第１のスイッチがオフされるときにオフされるものである。

これにより、電源スイッチオフ時の周波数変換における変換損失を抑えることがさらにできる。

また、本発明の第３の態様に係る双方向周波数変換器は、第１周波数が無線周波数である場合、第２周波数が中間周波数であり、第１周波数が中間周波数である場合は、第２周波数が無線周波数である。

これにより、本発明の双方向周波数変換器は、無線通信装置の双方向周波数変換を行うものとして利用することがさらにできる。

また、本発明の第４の態様に係る双方向周波数変換器は、第３の態様に係る双方向周波数変換器を一対具備し、一対の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続して新たな第１の信号端子とし、一対の双方向周波数変換器の第３の信号端子に差動の局部発振信号を入力することによりシングルバランス構成としたものである。

これにより、一対の第２の信号端子からの出力信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成することにより、より高い変換利得を得ることができる。また、一対の第３の信号端子から１８０度の位相差をもつ信号を入力するので、第１の信号端子から出力される信号は同位相となり、変換損失を抑えることがさらにできる。

また、本発明の第５の態様に係る双方向周波数変換器は、第３の態様に係る双方向周波数変換器を４つ具備し、４つの双方向周波数変換器の中の第１の双方向周波数変換器と第２の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続し、第３の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続して一対の新たな第１の信号端子対を構成し、第１の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続し、第２の双方向周波数変換器と第３の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続して一対の新たな第２の信号端子対を構成し、第１の双方向周波数変換器と第３の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続し、第２の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続して一対の新たな第３の信号端子対を構成し、第３の信号端子対に差動の局部発振信号を入力とすることによりダブルバランス構
成としたものである。

これにより、第１の信号端子対に差動の信号を入力すると、第２の信号端子対から出力される信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成により、より高い変換利得を得ることができる。また、第３の信号端子対から１８０度の位相差をもつ信号を入力するので、第１の信号端子対から出力される信号は差動合成され、より変換損失を抑えることがさらにできる。

また、本発明は第６の態様に係る双方向周波数変換器は、バイポーラトランジスタと、そのバイポーラトランジスタのコレクタ端子と接続する負荷インピーダンスと、その負荷インピーダンスを介してコレクタ端子へ電源を供給する第１の可変電圧源と、ベース端子と接続してバイアスを供給するバイアス部と、そのバイアス部へ電源を供給する第２の可変電圧源と、エミッタ端子に接続されたエミッタインピーダンスとを具備し、エミッタ端子に接続された第３の信号端子に局部発振信号が入力され、第１の可変電圧源が第１の電圧をコレクタ端子に供給し、第２の可変電圧源が第２の電圧をベース端子に供給した場合には、第１の信号端子から入力した第１周波数の入力信号を局部発振信号と混合して得た第２周波数の出力信号を、コレクタ端子に接続した第２の信号端子より出力し、第３の信号端子に局部発振信号が入力され、第１の可変電圧源が第３の電圧をコレクタ端子に供給し、第２の可変電圧源が第４の電圧をベース端子に供給した場合には、第２の信号端子から入力した第２周波数の入力信号を局部発振信号と混合して得た第１周波数の出力信号を第１の信号端子より出力し、第１の電圧と第２の電圧は、バイポーラトランジスタがターンオンする電圧であり、第３の電圧と第４の電圧は、バイポーラトランジスタがターンオンしない電圧であるものである。

これにより、第２の信号端子から信号を入力したときの変換損失は、局部発振信号レベルがより広い範囲で低くすることができる。

さらに、バイポーラトランジスタは確実にダイオードとして動作するので、第２の信号端子からの入力信号を第１の信号端子へ低い変換損失で周波数変換することができる。

また、本発明は第７の態様に係る双方向周波数変換器は、第１周波数が無線周波数である場合は、第２周波数が中間周波数であり、第１周波数が中間周波数である場合は、第２周波数が無線周波数である。

これにより、本発明の双方向周波数変換器は、無線通信装置の双方向周波数変換を行うものとして利用することができる。

また、本発明は第８の態様に係る双方向周波数変換器は、第７の態様に係る双方向周波数変換器を一対具備し、一対の双方向周波数変換器の第１の可変電圧源同士を共用し新たな第１の可変電圧源とし、第２の可変電圧源同士を共用し新たな第２の可変電圧源とし、一対の双方向周波数変換器の第１の信号端子を接続して新たな第１の信号端子とし、一対の双方向周波数変換器の第３の信号端子に差動の局部発信信号を入力することによりシングルバランス構成としたものである。

また、本発明は第９の態様に係る双方向周波数変換器は、第８の態様に係る双方向周波数変換器を４つ具備し、４つの双方向周波数変換器はそれぞれの第１の可変電圧源を共用し新たな第１の可変電圧源とし、それぞれ第２の可変電圧源同士を共用し新たな第２の可変電圧源とし、４つの双方向周波数変換器の第１の双方向周波数変換器と第２の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続し、第３の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続して一対の新たな第１の信号端子対を構成し、第１の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続し、第２の双方向周波数変換器と第３の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続して一対の新たな第２の信号端子対を構成し、第１の双方向周波数変換器と第３の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続し、第２の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続して一対の新たな第３の信号端子対を構成し、第３の信号端子対に差動の局部発振信号を入力とすることによりダブルバランス構成としたものである。

また、本発明の第１０の態様に係る双方向周波数変換器は、第１の態様乃至第９の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、負荷インピーダンスが負荷抵抗または負荷インダクタとしたものである。

また、本発明の第１１の態様に係る双方向周波数変換器は、第１の態様乃至第１０の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更することにより第１の信号端子から得られる出力信号の位相を制御し、第２の信号端子から得られる出力信号の利得を制御するとしたものである。

これにより、本発明の双方向周波数変換器は、容易に出力信号の利得を制御することがさらにできる。

また、本発明の第１２の態様に係る双方向周波数変換器は、第１の態様乃至第１１の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、エミッタインピーダンスがエミッタ抵抗またはエミッタインダクタとしたものである。

また、本発明の第１３の態様に係る双方向周波数変換器は、第１の態様乃至第１２の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、エミッタインピーダンスを可変エミッタインピーダンスとし、可変エミッタインピーダンスの値により出力信号の電力を制御するものである。

また、本発明の第１４の態様に係る双方向周波数変換器は、第４の態様または第９の態様に係る双方向周波数変換器において、一対または４つの双方向周波数変換器のエミッタインピーダンスが可変エミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷イ
ンピーダンスであって、さらに、新たな第１の信号端子に入出力される信号の電力を分配する電力分配器と、電力分配器で分配された信号に応じた制御信号を出力する制御部とを備え、制御信号により可変エミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御するものである。

これにより、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

また、本発明の第１５の態様に係る双方向周波数変換器は、第５の態様または第９の態様に係る前記４つの双方向周波数変換器のエミッタインピーダンスが可変エミッタインピーダンスであり、負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、さらに、新たな第１の信号端子対の前記新たな第１の信号端子のそれぞれに入出力される信号の電力を分配する２つの電力分配器と、その電力分配器で分配された信号に応じた制御信号を出力する制御部とを備え、その制御信号により可変エミッタインピーダンスと可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変えて出力信号の位相を制御するものである。

また、本発明の第１６の態様に係る双方向周波数変換器は、第１の態様乃至第１５の態様のいずれかに係る双方向周波数変換器において、バイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを用い、ベース端子をＦＥＴのゲート端子とし、エミッタ端子をＦＥＴのソース端子とし、コレクタ端子をＦＥＴのドレイン端子としたものである。これにより、より小型に集積化することができる。

本発明の第１７の態様に係る無線機は、アンテナと、アンテナに接続された双方向増幅器と、双方向増幅器を介してアンテナに接続された本発明の第１の態様乃至第１６の態様のいずれかに記載の双方向周波数変換器と、双方向周波数変換器に局部発振信号を入力するように接続された局部発振器を備えたものである。

これによって、本発明の無線機は、１つの周波数変換器で２種類の周波数の信号を双方向に周波数変換すること、具体的には、ＩＦ信号からＲＦ信号への変換とＲＦ信号からＩＦ信号への変換を電源スイッチのみを用いて実現できるので、無線部が簡素になり小型化できる。これに伴い、無線機も簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。

また、本発明の第１８の態様に係る無線機は、第１７の態様における双方向増幅器が３端子スイッチと、その３端子スイッチの一方の接続端子に入力端が接続された第１の増幅器と、３端子スイッチの他方の接続端子に出力端が接続された第２の増幅器とから構成され、３端子スイッチの共通端子にアンテナが接続し、第１の増幅器の出力端と第２の増幅器の入力端とが本発明に係る周波数変換器に接続するものである。

このように、通常のプリアンプとスイッチを用いても本発明の無線機を実現することができる。

また、本発明の第１９の態様に係る無線機は、アンテナと双方向増幅器との間にさらに、パワーアンプと２端子スイッチとをさらに有し、パワーアンプの出力端と２端子スイッチの一方の端子がアンテナに接続され、パワーアンプの入力端と２端子スイッチの他方の端子とが本発明に係る双方向増幅器に接続するものである。

これにより、さらに、送信のみ高出力の無線機を実現することができる。

以上のように、本発明の双方向周波数変換器および無線機によれば、１つの周波数変換器でＩＦ信号からＲＦ信号への変換とＲＦ信号からＩＦ信号への変換を信号経路切り換えスイッチなどの外部回路を用いずに実現できる。また、これにより、送信と受信を時分割で行う時分割複信（ＴＤＤ）方式の無線システムに適用する装置の無線部において、送信系と受信系の周波数変換部を共用できるので、該無線部の簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。

また、一方の周波数変換については変換利得をもたせることが可能であるので、他の利得段の負担が軽減できる。これにより、無線部全体のシステム設計の柔軟性が高まり、構成設計が容易になる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明においては、ＲＦ信号からＩＦ信号に周波数を下げる周波数変換を順方向変換と呼び、ＩＦ信号からＲＦ信号に周波数を上げる周波数変換を逆方向変換と呼ぶ。また、図面において、同一のものについては同一符号を付して表示する。

（実施の形態１）
図１（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態１における双方向周波数変換器１００の回路図である。図１（ａ）は、双方向周波数変換器１００の順方向変換時の回路図であり、図１（ｂ）は、双方向周波数変換器１００の逆方向変換時の回路図である。

図１（ａ）、（ｂ）において、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ１は、エミッタ端子２、コレクタ端子３およびベース端子４を有している。エミッタ端子２は、キャパシタ５を介してＬＯ信号を入力するＬＯ端子６と接続するとともにエミッタ側抵抗７を介して接地される。コレクタ端子３は、キャパシタ８を介してＩＦ信号を入出力するＩＦ端子９に接続されるとともにコレクタ側抵抗１０を介して電圧供給源１７にも接続される。このコレクタ側抵抗１０が負荷インピーダンスに相当する。

ベース端子４は、キャパシタ１２を介してＲＦ信号を入出力するＲＦ端子１３に接続されるとともにベースバイアス抵抗１４、ベースバイアス抵抗１５と接続される。ベースバイアス抵抗１４は電源スイッチ１１を介して電圧供給源１６に接続し、ベースバイアス抵抗１５は接地してベース端子４にベースバイアスを与えている。これらベースバイアス抵抗１４、１５がベース端子４にベースバイアスを与えている構成が本発明に係るバイアス部に相当する。電源スイッチ１１は、電圧供給源１６とベースバイアス抵抗１４の接続をオン／オフする。この電源スイッチ１１は本発明に係る第１のスイッチに相当する。

また、本実施の形態では、具体的周波数の一例として、ＲＦ信号の周波数を２．４５ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数を１．８８ＧＨｚ、ＩＦ信号の周波数を５７０ＭＨｚとするが、それぞれ信号の周波数はこれに限ったものではない。

次に、図１（a）を用いて、順方向変換の動作について説明する。

順方向変換時に、電源スイッチ１１はオンしている。ＲＦ信号について注目すると、ＲＦ信号はキャパシタ１２を介してベース端子４に入力されると、増幅されたＲＦ信号としてコレクタ端子３に流れるコレクタ電流になる。ＬＯ信号について注目すると、ＬＯ信号
はキャパシタ５を介してエミッタ端子２に入力され、増幅されたＬＯ信号としてコレクタ端子３に流れるコレクタ電流となる。このとき、バイポーラトランジスタ１の非線形性によりコレクタ端子３には、増幅されたＲＦ信号と増幅されたＬＯ信号が混合された信号が出力される。すなわち、バイポーラトランジスタ１は、ＲＦ信号（２．４５ＧＨｚ）とＬＯ信号（１．８８ＧＨｚ）から、５７０ＭＨｚの信号と４．３３ＧＨｚの信号からなる混合信号を出力するが、双方向周波数変換器は、ＩＦ端子９に低周波側の混合信号を通過させるフィルタ（図示を省略）を付加することにより、５７０ＭＨｚのＩＦ信号を選択する。なお、上記の例では、ＲＦ信号が本発明に係る第１周波数の入力信号に相当し、ＩＦ信号が第２周波数の出力信号に相当する。

次に、図１（ｂ）を用いて、逆方向変換の動作について説明する。

図１（ｂ）は、双方向周波数変換器１００の逆方向変換時においてバイポーラトランジスタ１をダイオードで表現した等価回路図である。

図１（ｂ）において、電源スイッチ１１は逆方向変換時にオフしている。したがって、ベースバイアスがかかっていないので、バイポーラトランジスタ１はトランジスタとしての動作はできずダイオードとして動作する。

バイポーラトランジスタ１は、ベース端子４とエミッタ端子２間およびベース端子４とコレクタ端子３間を接続する２個のダイオードとしてあらわすことができる。これにより、ＩＦ端子９から入力されたＩＦ信号と、ＬＯ端子６から入力されたＬＯ信号とがダイオードで混合し、その混合した信号がＲＦ端子１３に出力される。ここで、バイポーラトランジスタ１は、ＩＦ信号（５７０ＭＨｚ）とＬＯ信号（１．８８ＧＨｚ）から、１．３１ＧＨｚの信号と２．４５ＧＨｚの信号からなる混合信号を出力するが、双方向周波数変換器は、ＲＦ端子１３に高周波側の混合信号を通過させるフィルタ（図示を省略）を付加することにより、２．４５ＧＨｚのＲＦ信号を選択する。なお、上記の例では、ＲＦ信号が本発明に係る第１周波数の出力信号に相当し、ＩＦ信号が第２周波数の入力信号に相当する。

次に、本実施の形態１における双方向周波数変換器の解析例について説明する。このとき、電圧供給源１６を３Ｖに設定し、バイポーラトランジスタ１の各端子の電位は、通常エミッタ接地型の増幅器と同様に与えて解析を行った。また、ＲＦ信号の周波数は２．４５ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数は１．８８ＧＨｚ、ＩＦ信号の周波数は５７０ＭＨｚである。

図３（ａ）は、本実施の形態１におけるＬＯ信号入力レベルに対する変換利得の解析結果である。図３（ａ）において、順方向の変換利得特性３００１は、ＬＯ信号レベルが＋８ｄＢｍのとき＋１１．３ｄＢの変換利得があることを示し、逆方向の変換利得特性３００２は、１５ｄＢの変換損失があることを示している。

以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、１つの周波数変換器でＩＦ信号からＲＦ信号への変換と、ＲＦ信号からＩＦ信号への変換を信号経路切り換えスイッチなどを用いずに、電源スイッチのみを用いて実現できる。これにより、無線部の簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。また、順方向の周波数変換については、変換利得を持たせることが可能となり、他の利得段の負担を軽減できる。それにより、増幅器の設置位置の制約が減少し、無線部全体のシステム設計の柔軟性を高め、構成設計を容易にすることができる。

なお、本発明の双方向周波数変換器のＲＦ端子１３、ＬＯ端子６およびＩＦ端子９にそ
れぞれ整合回路を付加してもよい。そのときは、順方向変換時にあわせた整合回路でも、逆方向変換時にあわせた整合回路でもかまわない。また、整合回路を順方向変換時、逆変換方向時のそれぞれの状態に合わせて可変または切り換えてもよい。

また、本実施の形態では、コレクタ端子にＩＦ信号を入出力し、ベース端子にＲＦ信号を入出力することにより、順方向変換でＲＦ信号からＩＦ信号に、逆方向変換でＩＦ信号からＲＦ信号に変換した。しかしこれに限らず、コレクタ端子にＲＦ信号を入出力し、ベース端子にＩＦ信号を入出力することにより、順方向変換でＩＦ信号からＲＦ信号に、逆方向変換でＲＦ信号からＩＦ信号に変換してもよい。また、コレクタ端子に第１の中間周波数信号（ＩＦ１信号）を入出力し、ベース端子に第２の中間周波数信号（ＩＦ２信号）を入出力することで、順方向変換でＩＦ２信号からＩＦ１信号に、逆方向変換でＩＦ１信号からＩＦ２信号に変換してもよい。

また、本実施の形態では、順方向変換と逆方向変換で同一周波数のＬＯ信号を用いたが、順方向変換時と逆方向変換時に、それぞれ異なる周波数のＬＯ信号を用いてもよい。

また、本実施の形態では、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いて説明したがＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いてもよい。

さらに、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いて説明したが、図１３（ａ）に示すように、ＦＥＴを用いて、ベース端子をゲート端子に、エミッタ端子をソース端子に、コレクタ端子をドレイン端子に置き換えてもよい。これにより、より小型に集積化することができる。

また、本実施の形態では、バイポーラトランジスタのベースバイアスに、ベースバイアス抵抗を２個用いた電流帰還型としたが、他の構成でもかまわない。

また、本実施の形態では、エミッタ側抵抗のかわりにインダクタを、あるいはコレクタ側抵抗のかわりにインダクタを用いてもかまわない。

また、本実施の形態では、電源スイッチは機械的にオンとオフを切り換えるスイッチについて説明したが、ＦＥＴトランジスタなどを用いてゲート電圧によりソース・ドレイン間をオン／オフ切り換えてもよい。

また、本実施の形態の双方向周波数変換器は、集積回路の一部として用いてもよいし、パッケージ部品として用いても良い。

（実施の形態２）
図２（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態２における双方向周波数変換器２００の回路図である。図２（ａ）は、双方向周波数変換器２００の順方向変換時の回路図であり、図２（ｂ）は、双方向周波数変換器２００の逆方向変換時の回路図である。以下に実施の形態１と異なる点のみ説明する。

本実施の形態は、実施の形態１における電圧供給源１７を省略し、電圧供給源１６を共用した双方向周波数変換器である。

図２（ａ）において、電源スイッチ２３、２４は順方向変換時にオンして、１つの電圧供給源１６からベースバイアス抵抗１４およびベースバイアス抵抗１５によりベースバイアスが供給される。また、コレクタ側抵抗１０により負荷抵抗へ電圧が供給される。このときの動作は、実施の形態１と同一である。なお、電源スイッチ２３は本発明に係る第１
のスイッチに相当し、電源スイッチ２４は第２のスイッチに相当する。

次に、図２（ｂ）を用いて逆方向変換の動作について説明する。

逆方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオフしているので、コレクタ端子３はフローティング状態となる。また、ベースバイアスもかからないため、バイポーラトランジスタ１はトランジスタとしての動作はできずダイオードとして動作する。

図２（ｂ）は、双方向周波数変換器２００の逆方向変換時においてバイポーラトランジスタ１をダイオードで表現した等価回路図である。

図２（ｂ）において、バイポーラトランジスタ１は、ベース端子４とエミッタ端子２、およびベース端子４とコレクタ端子３を接続する２個のダイオードとしてあらわすことができる。これにより、ＩＦ端子９から入力されたＩＦ信号と、ＬＯ端子６から入力されたＬＯ信号とがダイオードで混合した信号が、ＲＦ端子１３に出力される。ここで、バイポーラトランジスタ１は、ＩＦ信号（５７０ＭＨｚ）とＬＯ信号（１．８８ＧＨｚ）から、１．３１ＧＨｚの信号と２．４５ＧＨｚの信号からなる混合信号を出力するが、周波数変換器は、ＲＦ端子１３に高周波側の混合信号を通過させるフィルタ（図示を省略）を付加することにより、２．４５ＧＨｚのＲＦ信号を選択する。

次に、本実施の形態２における双方向周波数変換器の解析例について図３（ｂ）をもちいて説明する。実施の形態１と同様に、電圧供給源１６を３Ｖに設定し、バイポーラトランジスタ１の各端子の電位は、通常エミッタ接地型の増幅器と同様に与えて解析を行った。また、ＲＦ信号の周波数は２．４５ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数は１．８８ＧＨｚ、ＩＦ信号の周波数は５７０ＭＨｚである。

図３（ｂ）において、順方向の変換利得特性３００３は、ＬＯ信号レベルが＋８ｄＢｍのとき変換利得は＋１１．３ｄＢを示しており、逆方向の変換利得特性３００４は、変換損失８．０ｄＢを示している。また、本実施の形態における双方向周波数変換器の逆方向の最小変換損失は、実施の形態１のものより小さくなることを示している。

以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態１の効果に加えて、逆方向の周波数変換、すなわち送信系の周波数変換における変換損失を抑えることがさらにできる。

また、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いて説明したが、図１３（ｂ）に示すように、ＦＥＴを用いて、ベース端子をゲート端子に、エミッタ端子をソース端子に、コレクタ端子をドレイン端子に置き換えてもよい。

（実施の形態３）
図１６（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態３における双方向周波数変換器２５０の回路図である。図１６（ａ）は、双方向周波数変換器２５０の順方向変換時の回路図であり、図１６（ｂ）は、双方向周波数変換器２５０の逆方向変換時の等価回路図である。以下に実施の形態１と異なる点のみ説明する。

本実施の形態の双方向周波数変換器は、実施の形態１における電圧供給源１７の代わりに可変電圧供給源４０をコレクタ側抵抗１０と接続し、実施の形態１の電圧供給源１６と電源スイッチ１１の代わりに可変電圧供給源４１をベースバイアス抵抗１４と接続している。なお、可変電圧供給源４０、４１の一例として、複数の電圧供給源を切り換える回路を用いているが、これに限られるものではない。なお、可変電圧供給源４０が本発明に係
る第１の可変電圧源に相当し、可変電圧供給源４１が第２の可変電圧源に相当する。

図１６（ａ）を用いて、順方向変換の動作について説明する。

図１６（ａ）において、順方向変換時に、可変電圧供給源４０は、順方向コレクタ側電位をコレクタ側抵抗１０に与え、可変電圧供給源４１は、順方向ベース側電位をベースバイアス抵抗１４に与える。これら順方向コレクタ側電位と順方向ベース側電位が、それぞれ本発明に係る第１の電圧と第２の電圧に相当する。

ＲＦ信号について注目すると、ＲＦ信号はキャパシタ１２を介してベース端子４に入力されると、増幅されたＲＦ信号としてコレクタ端子３に流れるコレクタ電流になる。ＬＯ信号について注目すると、ＬＯ信号はキャパシタ５を介してエミッタ端子２に入力され、増幅されたＬＯ信号としてコレクタ端子３に流れるコレクタ電流となる。このとき、バイポーラトランジスタ１の非線形性によりコレクタ端子３は、増幅されたＲＦ信号と増幅されたＬＯ信号が混合された信号が出力される。すなわち、バイポーラトランジスタ１は、ＲＦ信号（２．４５ＧＨｚ）とＬＯ信号（１．８８ＧＨｚ）から、５７０ＭＨｚの信号と４．３３ＧＨｚの信号からなる混合信号を出力する。双方向周波数変換器は、ＩＦ端子９に低周波側の混合信号を通過させるフィルタ(図示)省略を付加することにより、５７０ＭＨｚのＩＦ信号を選択する。

次に、図１６（ｂ）を用いて逆方向変換の動作について説明する。

逆方向変換時に、可変電圧供給源４０は、逆方向コレクタ側電位をコレクタ側抵抗１０に与え、可変電圧供給源４１は、逆方向ベース側電位をベースバイアス抵抗１４に与える。これら逆方向コレクタ側電位と逆方向ベース側電位が、それぞれ本発明に係る第３の電圧と第４の電圧に相当する。また、この逆方向ベース側電位は、ベース電位４がバイポーラトランジスタ１をターンオンしない電位となるように、逆方向コレクタ側電位より高く設定されている。このため、逆方向コレクタ側電位と逆方向ベース側電位では、バイポーラトランジスタ１は、トランジスタとして動作できずダイオードとして動作する。図１６（ｂ）は、双方向周波数変換器２５０の逆方向変換時において、バイポーラトランジスタ１をダイオードで表現した等価回路図である。このときの動作は、実施の形態１のものと同一である。

次に、本実施の形態３における双方向周波数変換器の解析例について説明する。一例として、順方向コレクタ側電位と順方向ベース側電位を３Ｖに設定し、逆方向コレクタ側電位を０Ｖに設定し、逆方向ベース電位を０．８Ｖに設定した。順方向変換時のバイポーラトランジスタ１の各端子の電位は、通常エミッタ接地型の増幅器と同様に与えて解析を行った。また、実施の形態１と同様に、ＲＦ信号の周波数は２．４５ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数は１．８８ＧＨｚ、ＩＦ信号の周波数は５７０ＭＨｚである。

図１７は、ＬＯ信号入力レベルに対する変換利得の解析結果である。図１７において、順方向の変換利得特性１７０１は実施の形態１や実施の形態２と大差がないが、逆方向の変換利得特性１７０２は、ＬＯ信号レベルが＋７〜＋１３ｄＢｍの範囲で、逆方向変換の変換損失が１０ｄＢ程度となった。

以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態１の効果に加えて、ＬＯ信号レベルの広い領域で変換損失の低い状態を保つことができる。

（実施の形態４）
本実施の形態では、実施の形態２で説明した双方向周波数変換器に、変換利得および出
力した信号の位相を調整する機能を付加した双方向周波数変換器について説明する。なお、以下の説明では、実施の形態２と異なる点のみ記載する。

図４（ａ）は、本発明の実施の形態４における双方向周波数変換器３００の回路図である。実施の形態２と異なる点は、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子２にエミッタ側抵抗７の代わりに可変エミッタ側抵抗１８が接続されている点である。

これにより、可変エミッタ側抵抗１８の抵抗値を変更することで、順方向変換の変換利得を制御することができる。すなわち、可変エミッタ側抵抗１８の値を小さくすると順方向変換の変換利得は上昇し、可変エミッタ側抵抗１８の値を大きくすると順方向変換の変換利得は下降する。

また、逆方向変換時は、可変エミッタ側抵抗１８の抵抗値を変更することで、逆方向変換の変換損失および出力するＲＦ信号の位相を制御することができる。すなわち、可変エミッタ側抵抗１８の値を小さくすると逆方向変換の変換損失は大きくなり、出力するＲＦ信号の位相が遅れる。また、可変エミッタ側抵抗１８の値を大きくすると逆方向変換の変換損失は少なくなり、出力するＲＦ信号の位相が進む。

以上より、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、容易に出力信号の利得を制御することができる。

また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗は、共通の電圧供給源と接続したが、実施の形態１の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる電圧供給源と接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図４（ｂ）に示す。あるいは、実施の形態３の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図４（ｃ）に示す。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって、可変電圧供給源と接続してもかまわない。

また、本実施の形態では、可変エミッタ側抵抗を用いて説明したが、可変エミッタ側抵抗のかわりに可変インダクタを、コレクタ側抵抗のかわりにインダクタを用いてもかまわない。

（実施の形態５）
本実施の形態では、実施の形態２で説明した双方向周波数変換器に、順方向変換時に変換利得を調整し、逆方向変換時に出力した信号の位相を調整する機能を付加した双方向周波数変換器について説明する。なお、以下の説明では、実施の形態２と異なる点のみ記載する。

図５（ａ）は、本発明の実施の形態５における双方向周波数変換器３０１の回路図である。実施の形態２と異なる点は、バイポーラトランジスタ１のコレクタ端子２にコレクタ側抵抗１０の代わりに可変コレクタ側抵抗１９が接続されている点である。

これにより、可変コレクタ側抵抗１９の抵抗値を変更することで、順方向変換に出力するＩＦ信号の変換利得を制御することができる。すなわち、可変コレクタ側抵抗１９の値を小さくすると変換利得は小さくなり、可変コレクタ側抵抗１９の値を大きくすると変換利得は大きくなる。

また、逆方向変換時は、可変コレクタ側抵抗１９の抵抗値を変更することで、逆方向変
換に出力するＲＦ信号の位相を制御することができる。すなわち、可変コレクタ側抵抗１９の値を小さくすると逆方向変換に出力するＲＦ信号の位相が進む。また、可変コレクタ側抵抗１９の値を大きくすると逆方向変換に出力するＲＦ信号の位相が遅れる。

また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態１の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる電圧供給源と接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図５（ｂ）に示す。あるいは、実施の形態３の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図５（ｃ）に示す。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって、可変電圧供給源から印加されてもかまわない。

また、エミッタ抵抗のかわりにインダクタを用い、可変コレクタ側抵抗のかわりに可変インダクタを用いてもかまわない。

（実施の形態６）
本実施の形態では、シングルバランス双方向周波数変換器について説明する。

図６は、本発明の実施の形態６におけるシングルバランス双方向周波数変換器４００の回路図である。

図６において、双方向周波数変換器４０１、４０２は、実施の形態２と同一のものであり、電源スイッチ２３、２４と電圧供給源１６を共有している。そのために、双方向周波数変換器４０１、４０２は、それぞれのコレクタ側抵抗１０が電源スイッチ２４に接続し、ベースバイアス抵抗１４も電源スイッチ２３と接続している。また、両方のＲＦ端子は接続され、同一のＲＦ信号が入力あるいは出力される。ＩＦ端子９ａ、９ｂとＬＯ端子６ａ、６ｂは一対それぞれ有している。

このように構成された双方向周波数変換器の動作について、以下に説明する。

初めに、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオンしている。ＲＦ信号は、ＲＦ端子１３から双方向周波数変換器４０１、４０２に入力される。このとき、ＬＯ端子６ａにＬＯ信号が入力され、ＬＯ端子６ｂにＬＯ信号と１８０度の位相差をもつＬＯＢ信号が入力される。これにより、ＩＦ端子９ａに出力される信号（以下、ＩＦ信号という。）とＩＦ端子９ｂに出力される信号（以下、ＩＦＢ信号）は１８０度の位相差をもつバランス出力となる。このため、これらＩＦ信号とＩＦＢ信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。

次に、逆方向変換の動作について説明する。

逆方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオフしている。ＩＦ端子９ａにＩＦ信号が入力し、ＩＦ端子９ｂにＩＦ信号と１８０度の位相差をもつＩＦＢ信号が入力される。また、ＬＯ端子６ａにＬＯ信号が入力され、ＬＯ端子６ｂにＬＯ信号と１８０度の位相差をもつＬＯＢ信号が入力される。これより、双方向周波数変換器４０１から出力される信号と、双方向周波数変換器４０２から出力される信号とは同じ位相を持ち、ＲＦ端子１３には、合成された、より変換損失が抑えられたＲＦ信号が出力される。

以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態２に比較して、順方向の周波数変換においては、一対のＩＦ信号端子からの出力信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成することにより、より高い変換利得を得ることができる。また、逆方向の周波数変換においては、一対のＩＦ信号端子から１８０度の位相差をもつ信号を入力するので、ＲＦ信号端子から出力される信号は同位相となり、変換損失を抑えることがさらにできる。

なお、ＲＦ端子１３、ＬＯ端子６およびＩＦ端子９にそれぞれ整合回路を付加してもよい。そのときは、順方向変換時にあわせた整合回路でも、逆方向変換時にあわせた整合回路でもかまわない。また、整合回路を順方向変換時、逆変換方向時のそれぞれの状態に合わせて可変または切り換えてもよい。

また、本実施の形態では、コレクタ端子対にＩＦ信号とＩＦＢ信号を入出力し、ベース端子にＲＦ信号を入出力することで、順方向変換でＲＦ信号からＩＦ信号に、逆方向変換でＩＦ信号からＲＦ信号に変換したが、コレクタ端子対にＲＦ信号と、それと１８０度の位相差をもつＲＦＢ信号を入出力し、ベース端子にＩＦ信号を入出力することで、順方向変換でＩＦ信号からＲＦ信号に、逆方向変換でＲＦ信号からＩＦ信号に変換してもよい。また、コレクタ端子対に第１の中間周波数信号（ＩＦ１信号）を入出力し、ベース端子に第２の中間周波数信号（ＩＦ２信号）を入出力することで、順方向変換でＩＦ２信号からＩＦ１信号に、逆方向変換でＩＦ１信号からＩＦ２信号に変換してもよい。

また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態１の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗にそれぞれ異なる電源スイッチおよび電圧供給源を用意し接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図１４に示す。あるいは、実施の形態３の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図１８に示す。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって可変電圧供給源から印加されてもかまわない。

また、本実施の形態では、順方向変換でシングル入力・バランス出力、逆方向変換でバランス入力・シングル出力としたが、順方向変換でバランス入力・シングル出力、逆方向変換でシングル入力・バランス出力としてもよい。

（実施の形態７）
本実施の形態では、実施の形態６で説明したシングルバランス双方向周波数変換器に、変換利得の調整機能、および逆方向変換時に出力した位相の調整機能を付加したシングルバランス双方向周波数変換器について説明する。なお、以下の説明は実施の形態６と異なる点のみ記載する。

図７は、本発明の実施の形態７におけるシングルバランス双方向周波数変換器４１０の回路図である。

図７において、双方向周波数変換器４１１、４１２のエミッタ端子２は、キャパシタ５を介してＬＯ信号を入力するＬＯ端子６ａ、６ｂと接続するとともに可変エミッタ側抵抗１８を介して接地される。コレクタ端子３は、キャパシタ８を介してＩＦ信号を入出力す
るＩＦ端子９ａ、９ｂに接続されるとともに可変コレクタ側抵抗１９を介して電源スイッチ２４にも接続している。ベース端子４は、キャパシタ１２を介して電力分配器２０に接続されるとともにベースバイアス抵抗１４、ベースバイアス抵抗１５と接続される。ベースバイアス抵抗１４は電源スイッチ２３に接続し、ベースバイアス抵抗１５は接地し、ベース端子４にベースバイアスが与えられる。

このように、双方向周波数変換器４１１と双方向周波数変換器４１２は、電源スイッチ２３、２４と電圧供給源１６を共用している。また、制御部２１は、電力分配器２０、可変エミッタ側抵抗１８、および可変コレクタ側抵抗１９と接続し、電力分配器２０から分配された信号に応じた制御信号を、可変エミッタ側抵抗１８、可変コレクタ側抵抗１９に出力し、それらの抵抗値を変更する。

初めに、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオンしている。ＲＦ信号は、ＲＦ端子１３から双方向周波数変換器４１１、４１２に入力される。このとき、ＬＯ端子６ａにＬＯ信号が入力され、ＬＯ端子６ｂにＬＯ信号と１８０度の位相差をもつＬＯＢ信号が入力される。これにより、ＩＦ端子９ａに出力される信号とＩＦ端子９ｂに出力される信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となる。

このため、これらＩＦ信号とＩＦＢ信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。このとき、ＲＦ端子１３に入力したＲＦ信号の電力の一部を電力分配器２０により分配し、制御部２１に入力する。制御部２１は、電力分配器２０からの入力が低いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を小さくする制御信号を出力し、電力分配器２０からの入力が高いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を大きくする制御信号を出力する。これにより、順方向変換時の変換利得を自動的に制御することができる。

次に、逆方向変換の動作について説明する。逆方向変換時に、電源スイッチ１１はオフしている。ＩＦ端子９ａにＩＦ信号が入力し、ＩＦ端子９ｂにＩＦＢ信号が入力される。また、ＬＯ端子６ａにＬＯ信号が入力し、ＬＯ端子６ｂにＬＯＢ信号が入力される。

これにより、双方向周波数変換器４１１から出力される信号と、双方向周波数変換器４１２から出力される信号は同じ位相を持ち、ＲＦ端子１３には、合成されたより変換損失を抑えたＲＦ信号が出力される。このとき、双方向周波数変換器４１１と双方向周波数変換器４１２から出力されたＲＦ信号の電力の一部を電力分配器２０により分配し、制御部２１に入力する。

制御部２１は、電力分配器２０からの入力が低いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を大きくする制御信号を出力し、電力分配器２０からの入力が高いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を小さくする制御信号を出力する。これにより、逆方向変換時の変換損失を自動的に制御することができる。また、ＬＯ信号およびＩＦ信号のもれが大きい時は、可変エミッタ側抵抗１８と可変コレクタ側抵抗１９に、ＬＯ信号およびＩＦ信号のもれを少なくする制御信号を制御部２１が出力し調整する。

以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態６に比較して、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

（実施の形態８）
本実施の形態では、ダブルバランス双方向周波数変換器について説明する。

図８は、本発明の実施の形態８におけるダブルバランス双方向周波数変換器４２０の回路図である。

図８において、ダブルバランス双方向周波数変換器４２０は、双方向周波数変換器４０１、双方向周波数変換器４０２、双方向周波数変換器４０３および双方向周波数変換器４０４より構成される。双方向周波数変換器４０１、４０２、４０３、４０４は、実施の形態２と同一のものであり、電源スイッチ２３、２４と電圧供給源１６を共有している。そのために、双方向周波数変換器４０１、４０２、４０３、４０４は、それぞれのコレクタ側抵抗１０が電源スイッチ２４に接続し、ベースバイアス抵抗１４は電源スイッチ２３と接続している。また、双方向周波数変換器４０１と双方向周波数変換器４０２でＲＦ端子１３ａを共用し、双方向周波数変換器４０３と双方向周波数変換器４０４でＲＦ端子１３ｂを共用している。双方向周波数変換器４０１と双方向周波数変換器４０３でＬＯ端子６ａを共用し、双方向周波数変換器４０２と双方向周波数変換器４０４でＬＯ端子６ｂを共用している。双方向周波数変換器４０１と双方向周波数変換器４０４でＩＦ端子９ａを共用し、双方向周波数変換器４０２と双方向周波数変換器４０３でＩＦ端子９ｂを共用している。

次に、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオンしている。ＲＦ信号はＲＦ端子１３ａから入力され、ＲＦ信号と１８０度位相差を持ったＲＦＢ信号がＲＦ端子１３ｂから入力される。ＬＯ端子６ａには、ＬＯ信号が入力され、ＬＯ端子６ｂには、ＬＯ信号と１８０度位相差を持ったＬＯＢ信号が入力される。これにより、ＩＦ端子９ａに出力される信号とＩＦ端子９ｂに出力される信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となる。このため、これらＩＦ信号とＩＦＢ信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。

また、出力を合成している双方向周波数変換器４０１と双方向周波数変換器４０４にそれぞれ入力されているＬＯ信号とＬＯＢ信号は１８０度位相差を持っているためＩＦ端子９ａでは打ち消しあい、ＬＯ信号およびＬＯＢ信号のＩＦ端子９ａへのもれを抑えることができる。同様に、ＩＦ端子９ｂにおけるＬＯ信号およびＬＯＢ信号のもれを抑えることができる。

次に、逆方向変換の動作について説明する。逆方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオフしている。ＩＦ端子９ａにＩＦ信号が入力し、ＩＦ端子９ｂにＩＦＢ信号が入力される。ＬＯ端子６ａにＬＯ信号が入力し、ＬＯ端子６ｂにＬＯＢ信号が入力される。これより、ＲＦ端子１３ａにＲＦ信号が出力され、ＲＦ端子１３ｂにＲＦ信号と１８０度位相差を持つＲＦＢ信号を出力され差動合成することにより、より変換損失を抑える。また、順方向変換と同様に、ＲＦ端子１３ａとＲＦ端子１３ｂにおけるＬＯ信号およびＬＯＢ信号のもれを抑えることができる。

以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、ダブルバランス構成となるので、実施の形態６に比較して、順方向の周波数変換においては、ＲＦ信号端子対に差動の信号を入力すると、ＩＦ信号端子対から出力される信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となるので、差動合成により、より高い変換利得を得ることができる。また、逆方向の周波数変換においては、ＩＦ信号端子対から１８０度の位相差をもつ信号を入力するので、ＲＦ信号端子対から出力される信号は差動合成され、より変換損失を抑えることがさらにできる。

なお、ＲＦ端子１３、ＬＯ端子６およびＩＦ端子９にそれぞれ整合回路を付加してもよ
い。そのときは、順方向変換時にあわせた整合回路でも、逆方向変換時にあわせた整合回路でもかまわない。また、整合回路を順方向変換時、逆変換方向時のそれぞれの状態に合わせて可変または切り換えてもよい。

また、本実施の形態では、コレクタ端子対にＩＦ信号とＩＦＢ信号を入出力し、ベース端子対にＲＦ信号とＲＦＢ信号を入出力することで、順方向変換でＲＦ信号からＩＦ信号に、逆方向変換でＩＦ信号からＲＦ信号に変換したが、コレクタ端子対にＲＦ信号と、それと１８０度の位相差をもつＲＦＢ信号を入出力し、ベース端子対にＩＦ信号と、それと１８０度の位相差をもつＩＦＢ信号を入出力することで、順方向変換でＩＦ信号からＲＦ信号に、逆方向変換でＲＦ信号からＩＦ信号に変換してもよい。また、コレクタ端子に第１の中間周波数信号（ＩＦ１信号）を入出力し、ベース端子に第２の中間周波数信号（ＩＦ２信号）を入出力することで、順方向変換でＩＦ２信号からＩＦ１信号に、逆方向変換でＩＦ１信号からＩＦ２信号に変換してもよい。

また、本実施の形態では、順方向変換と逆方向変換で同一周波数のＬＯ信号を用いたが、順方向変換時と逆方向変換時に、それぞれ別の周波数のＬＯ信号を用いてもよい。

また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態１の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗にそれぞれ異なる電源スイッチおよび電圧供給源を用意し接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図１５に示す。あるいは、実施の形態３の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもかまわない。このときの双方向周波数変換器の回路図を、図１９に示す。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって可変電圧供給源から印加されてもかまわない。

また、本実施の形態では、ダブルバランス双方向周波数変換器として説明したが、このダブルバランス双方向周波数変換器を２つ用いて直交変復調器として使用してもよい。

（実施の形態９）
本実施の形態では、実施の形態８で説明したダブルバランス双方向周波数変換器に、逆方向変換時に出力した位相を調整する機能を付加したダブルバランス双方向周波数変換ついて説明する。なお、以下の説明は実施の形態８と異なる点のみ記載する。

図９は、本発明の実施の形態９におけるダブルバランス双方向周波数変換器４３０の回路図である。本実施の形態の双方向周波数変換器は、電力分配器２０と制御部２２を有している点が、実施の形態８のものと異なる。

電力分配器２０は、ＲＦ端子１３、１３ａと接続しており、ＲＦ端子１３、１３ａに入力あるいは出力したＲＦ信号の電力の一部を分配する。

制御部２２は、電力分配器２０、可変エミッタ側抵抗１８、および可変コレクタ側抵抗１９と接続し、電力分配器２０から分配された信号に応じた制御信号を、可変エミッタ側抵抗１８、可変コレクタ側抵抗１９に出力し、それらの抵抗値を変更する。

初めに、順方向変換の動作について説明する。順方向変換時に、電源スイッチ２３、２４はオンしている。ＲＦ信号はＲＦ端子１３ａから入力され、ＲＦ信号と１８０度位相差を持ったＲＦＢ信号がＲＦ端子１３ｂから入力される。ＬＯ端子６ａには、ＬＯ信号が入
力され、ＬＯ端子６ｂには、ＬＯ信号と１８０度位相差を持ったＬＯＢ信号が入力される。

これにより、ＩＦ端子９ａに出力される信号とＩＦ端子９ｂに出力される信号は１８０度の位相差をもつバランス出力となる。このため、これらＩＦ信号とＩＦＢ信号を差動合成することにより、より高い変換利得を得られる。

また、出力を合成している双方向周波数変換器４１１と双方向周波数変換器４１３にそれぞれ入力されているＬＯ信号とＬＯＢ信号は１８０度位相差を持っているためＩＦ端子９ａでは打ち消しあい、ＬＯ信号およびＬＯＢ信号のＩＦ端子９ａへのもれを抑えることができる。同様に、ＩＦ端子９ｂにおけるＬＯ信号およびＬＯＢ信号のもれを抑えることができる。

このとき、ＲＦ端子１３ａとＲＦ端子１３ｂに入力したＲＦ信号とＲＦＢ信号の電力の一部を電力分配器２０により分配し、制御部２２に入力する。制御部２２は、電力分配器２０からの入力が低いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を小さくする制御信号を出力し、電力分配器２０からの入力が高いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を大きくする制御信号を出力する。これにより、順方向変換時の変換利得を自動的に制御することができる。

次に、逆方向変換の動作について説明する。逆方向変換時に、電源スイッチ１１はオフしている。ＩＦ端子９ａにＩＦ信号が入力し、ＩＦ端子９ｂにＩＦＢ信号が入力される。また、ＬＯ端子６ａにＬＯ信号が入力し、ＬＯ端子６ｂにＬＯＢ信号が入力される。これにより、ＲＦ端子１３ａにＲＦ信号が出力され、ＲＦ端子１３ｂにＲＦ信号と１８０度位相差を持つＲＦＢ信号を出力され差動合成することにより、より変換損失を抑える。

また、順方向変換と同様に、ＲＦ端子１３ａとＲＦ端子１３ｂにおけるＬＯ信号およびＬＯＢ信号のもれを抑えることができる。このとき、双方向周波数変換器４１１と双方向周波数変換器４１２から出力されたＲＦ信号と双方向周波数変換器４１３と双方向周波数変換器４１４から出力されたＲＦＢ信号の電力の一部を電力分配器２０により分配し、制御部２２に入力する。

制御部２２は、電力分配器２０からの入力が低いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を大きくする制御信号を出力し、電力分配器２０からの入力が高いときは、可変エミッタ側抵抗１８の値を小さくする制御信号を出力する。これにより、逆方向変換時の変換損失を自動的に制御することができる。また、ＬＯ信号およびＩＦ信号のもれが大きい時は、可変エミッタ側抵抗１８と可変コレクタ側抵抗１９に、ＬＯ信号およびＩＦ信号のもれを少なくする制御信号を制御部２２が出力し調整する。

以上のように、本実施の形態の双方向周波数変換器によれば、実施の形態８に比較して、電力分配器が入力信号レベル、あるいは出力信号レベルを検出して負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更するので、変換利得を自動的に調整して出力を所定のレベルに保つことがさらに可能になる。

また、本実施の形態では、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗が共通電圧供給源と接続したが、実施の形態１の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗にそれぞれ異なる電源スイッチおよび電圧供給源を用意し接続してもかまわない。あるいは、実施の形態３の双方向周波数変換器と同様に、コレクタ側抵抗とベースバイアス抵抗がそれぞれ異なる可変電圧供給源と接続してもかまわない。なお、ベースバイアスは、他のベースバイアス構成によって可変電圧供給源から印加されてもかまわない。

（実施の形態１０）
本実施の形態では、実施の形態１から９で説明した双方向周波数変換器を用いた無線機について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態１０における無線機５００のブロック図である。図１０において、アンテナ３０と双方向増幅器３１が接続し、双方向増幅器３１と、実施の形態１乃至９で説明した双方向周波数変換器のいずれかの双方向周波数変換器４４０が接続し、双方向周波数変換器４４０とＬＯ信号発振器３２およびＩＦ端子３３が接続している。アンテナ３０、双方向増幅器３１、双方向周波数変換器４４０は、送受信で共用している。

このように構成された無線機について、その動作を以下に説明する。

本実施の形態の無線機は、受信時に、アンテナ３０で受信した受信ＲＦ信号を双方向増幅器３１で増幅し、双方向周波数変換器４４０に出力する。双方向周波数変換器４４０は、ＬＯ信号発振器３２から出力されるＬＯ信号と受信ＲＦ信号を混合し、受信ＩＦ信号をＩＦ端子３３に出力する。また、送信時に、双方向周波数変換器４４０は、ＩＦ端子３３から入力された送信ＩＦ信号とＬＯ信号を混合し、送信ＲＦ信号を双方向増幅器３１に出力する。そして、双方向増幅器３１は送信ＲＦ信号を増幅し、アンテナ３０に出力し空中へ放射する。

以上のように、本実施の形態の無線機によれば、１つの周波数変換器でＩＦ信号からＲＦ信号への変換とＲＦ信号からＩＦ信号への変換を信号経路切り換えスイッチなどの外部回路を用いずに実現できるので、無線部の簡素化、小型化、および低コスト化が可能となる。また、受信系の周波数変換については変換利得を持たせることが可能であることから、他の利得段の負担を軽減できる。それにより、増幅器の設置位置の制約が減少し、無線部全体のシステム設計の柔軟性を高め、構成設計を容易にすることができる。

なお、本実施の形態では、双方向周波数変換器の周波数変換をＲＦ信号からＩＦ信号へ、ＩＦ信号からＲＦ信号への変換としたが、ＲＦ信号からベースバンド信号へ、ベースバンド信号からＲＦ信号への変換でもよい。

（実施の形態１１）
本実施の形態は、実施の形態１０の無線機を構成する双方向増幅器を、２つの増幅器と一つの３端子スイッチとで構成した例を示している。

図１１は、本発明の実施の形態１１における無線機５１０のブロック図である。図１１において、アンテナ３０とスイッチ３４の共通端子とが接続している。スイッチ３４の接続端子の一方は増幅器３５の入力端に接続し、他方は増幅器３６の出力端に接続している。また、増幅器３５の出力端と増幅器３６の入力端が、双方向周波数変換器４４０と接続している。それ以外の構成については、実施の形態１０と同一である。なお、増幅器３５、３６がそれぞれ本発明に係る第１の増幅器と第２の増幅器に相当する。

本実施の形態の無線機は、受信時に、スイッチ３４がアンテナ３０と増幅器３５とを導
通状態にし、アンテナ３０で受信した受信ＲＦ信号を増幅器３５で増幅する。そして、双方向周波数変換器４４０に出力する。双方向周波数変換器４４０では、ＬＯ信号発振器３２から出力されるＬＯ信号と受信ＲＦ信号を混合し、受信ＩＦ信号をＩＦ端子３３に出力する。また、本実施の形態の無線機は、送信時に、スイッチ３４がアンテナ３０と増幅器３６とを導通状態にする。そして、増幅器３６は双方向周波数変換器４４０から出力されたＲＦ信号を増幅し、アンテナ３０に出力して空中へ放射する。

以上のように本実施の形態の無線機によれば、汎用的な電子部品と、本発明に係る１つの周波数変換器とで構成できるので、無線機の設計をさらに容易にすることができる。

また、本実施の形態では、双方向周波数変換器を１段目の周波数変換器として用いたが、２段目の周波数変換器として使用し、第１のＩＦ信号から第２のＩＦ信号へ、第２のＩＦ信号から第１のＩＦ信号へと変換してもよい。

また、本実施の形態では、スイッチ３４を用いて送受信の経路を切り換えたが、デュプレクサを用いてもよい。

（実施の形態１２）
本実施の形態は、実施の形態１１の無線機のＲＦ信号をさらに増幅して出力する構成を示している。

図１２は、本発明の実施の形態１２における無線機５２０のブロック図である。図１２において、アンテナ３０と２端子スイッチ３７の接続端子とパワーアンプ３８の出力端とが接続し、２端子スイッチ３７の他方の接続端子とパワーアンプ３８の入力端と双方向増幅器３１とが接続している。それ以外の構成については、実施の形態１０と同一である。

本実施の形態の無線機は、受信時に、２端子スイッチ３７がオンしてアンテナ３０と双方向増幅器３１とを導通状態にし、アンテナ３０で受信した受信ＲＦ信号を双方向増幅器３１で増幅し、双方向周波数変換器４４０に出力する。また、送信時に、２端子スイッチ３７がオフし、アンテナ３０とパワーアンプ３８とを導通状態にする。そして、パワーアンプ３８は、双方向増幅器３１で増幅された送信ＲＦ信号をさらに増幅し、アンテナ３０に出力して空中へ放射する。

以上のように本実施の形態の無線機によれば、さらに、送信のみ高出力の無線機を実現することができる。

また、本実施の形態では、スイッチを用いて送受信の経路を切り換えたが、デュプレクサを用いてもよい。

本発明にかかる双方向周波数変換器は、無線通信装置の無線部回路に有用であり、信号の周波数を変換するのに適している。

（ａ）本発明の実施の形態１における双方向周波数変換器の順方向変換時の回路図（ｂ）本発明の実施の形態１における双方向周波数変換器の逆方向変換時の等価回路図（ａ）本発明の実施の形態２における双方向周波数変換器の順方向変換時の回路図（ｂ）本発明の実施の形態２における双方向周波数変換器の逆方向変換時の等価回路図（ａ）本発明の実施の形態１における双方向周波数変換器のＬＯ信号レベルに対する変換利得の解析結果を示す特性図（ｂ）本発明の実施の形態２における双方向周波数変換器のＬＯ信号レベルに対する変換利得の解析結果を示す特性図本発明の実施の形態４における双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態５における双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態６におけるシングルバランス双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態７におけるシングルバランス双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態８におけるダブルバランス双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態９におけるダブルバランス双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態１０における無線機のブロック図本発明の実施の形態１１における無線機のブロック図本発明の実施の形態１２における無線機のブロック図（ａ）本発明の実施の形態１における他の例の双方向周波数変換器の回路図（ｂ）本発明の実施の形態２における他の例の双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態６における他の例のシングルバランス双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態８における他の例のダブルバランス双方向周波数変換器の回路図（ａ）本発明の実施の形態３における双方向周波数変換器の順方向変換時の回路図（ｂ）本発明の実施の形態３における双方向周波数変換器の逆方向変換時の等価回路図本発明の実施の形態３における双方向周波数変換器のＬＯ信号レベルに対する変換利得の解析結果を示す特性図本発明の実施の形態６における他の例のシングルバランス双方向周波数変換器の回路図本発明の実施の形態８における他の例のダブルバランス双方向周波数変換器の回路図従来の双方向周波数変換器の回路図従来の双方向周波数変換器を含む通信装置の構成図従来の双方向周波数変換器の構成図

符号の説明

１バイポーラトランジスタ
２エミッタ端子
３コレクタ端子
４ベース端子
５，８，１２キャパシタ
６，６ａ，６ｂＬＯ端子
７エミッタ側抵抗
９，９ａ，９ｂ，３３ＩＦ端子
１０コレクタ側抵抗
１１電源スイッチ
１３，１３ａ，１３ｂＲＦ端子
１４，１５ベースバイアス抵抗
１６，１７電圧供給源
１８可変エミッタ側抵抗
１９可変コレクタ側抵抗
２０電力分配器
２１，２２制御部
３０，７０１アンテナ
３１双方向増幅器
３２ＬＯ信号発振器
３４３端子スイッチ
３５，３６増幅器
３７２端子スイッチ
３８パワーアンプ
４０，４１可変電圧供給源
１００，２００，２５０，３００，３０１，４０１，４０２，４０３，４０４，４１１，４１２，４１３，４１４，４４０双方向周波数変換器
４００，４１０シングルバランス双方向周波数変換器
４２０，４３０ダブルバランス双方向周波数変換器
５００，５１０，５２０無線機
６０１，６０３，６０５，８０１，８０２，８０５，８０８，８０９端子
６０２，６０４トランス
６０６ダイオードブリッジ
７００通信装置
７０２，７０４，７０７スイッチ
７０３受信信号増幅器
７０５，８０４周波数変換器
７０６増幅器
７０８ＬＯ信号発振器
７０９受信信号出力端子
７１０送信信号入力端子
７１１送信信号増幅器
８０３加算器
８０６，８０７バッファアンプ

Claims

バイポーラトランジスタと、
前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子に接続する負荷インピーダンスと、
前記負荷インピーダンスを介して前記コレクタ端子に接続する電圧供給源と、
前記バイポーラトランジスタのベース端子にバイアスを供給するバイアス部と、
前記バイアス部への電源の供給を入り切りする第１のスイッチと、
前記バイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続するエミッタインピーダンスと、を具備し、
前記エミッタ端子は、前記エミッタインピーダンスを介して接地されており、
前記第１のスイッチが導通しバイアスが供給された場合には、前記ベース端子に接続した第１の信号端子から入力した第１周波数の入力信号と、前記エミッタ端子に接続した第３の信号端子から入力した局部発振信号とが混合した第２周波数の出力信号が、前記コレクタ端子に接続した第２の信号端子から出力され、
前記第１のスイッチが切断している場合には、前記第２の信号端子から入力した第２周波数の入力信号と、前記第３の信号端子から入力した局部発振信号とが混合した第１周波数の出力信号が、前記第１の信号端子から出力される双方向周波数変換器。
前記負荷インピーダンスへの電源の供給を入り切りする第２のスイッチをさらに有し、
前記第２のスイッチは前記第１のスイッチと同期して、第１のスイッチがオンされるときにオンされ、第１のスイッチがオフされるときにオフされる請求項１に記載の双方向周波数変換器。
前記第１周波数が無線周波数である場合は、前記第２周波数が中間周波数であり、
前記第１周波数が中間周波数である場合は、前記第２周波数が無線周波数であることを特徴とする請求項１または２に記載の双方向周波数変換器。
請求項３に記載の双方向周波数変換器を一対具備し、
前記一対の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続して新たな第１の信号端子とし、前記一対の双方向周波数変換器の第３の信号端子に差動の局部発振信号を入力することによりシングルバランス構成としたことを特徴とする双方向周波数変換器。
請求項３に記載の双方向周波数変換器を４つ具備し、
前記４つの双方向周波数変換器の中の第１の双方向周波数変換器と第２の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続し、第３の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続して一対の新たな第１の信号端子対を構成し、
前記第１の双方向周波数変換器と前記第４の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続し、前記第２の双方向周波数変換器と前記第３の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続して一対の新たな第２の信号端子対を構成し、
前記第１の双方向周波数変換器と前記第３の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続し、前記第２の双方向周波数変換器と前記第４の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続して一対の新たな第３の信号端子対を構成し、
前記第３の信号端子対に差動の局部発振信号を入力することによりダブルバランス構成としたことを特徴とする双方向周波数変換器。
バイポーラトランジスタと、
前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子と接続する負荷インピーダンスと、
前記負荷インピーダンスを介して前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子へ電源を供給する第１の可変電圧源と、
前記バイポーラトランジスタのベース端子と接続してバイアスを供給するバイアス部と、
前記バイアス部へ電源を供給する第２の可変電圧源と、
前記バイポーラトランジスタのエミッタ端子に接続されたエミッタインピーダンスと、を具備し、
前記エミッタ端子に接続された第３の信号端子に局部発振信号が入力され、前記第１の可変電圧源が第１の電圧を前記負荷インピーダンスに供給し前記第２の可変電圧源が第２の電圧を前記バイアス部に供給した場合には、前記ベース端子に接続した第１の信号端子から入力した第１周波数の入力信号と前記局部発振信号と混合して得た第２周波数の出力信号を、前記コレクタ端子に接続した第２の信号端子より出力し、
前記第３の信号端子に局部発振信号が入力され、前記第１の可変電圧源が第３の電圧を前記負荷インピーダンスに供給し前記第２の可変電圧源が第４の電圧を前記バイアス部に供給した場合には、前記第２の信号端子から入力した第２周波数の入力信号と前記局部発振信号と混合して得た第１周波数の出力信号を前記第１の信号端子より出力し、
前記第１の電圧と前記第２の電圧は、前記バイポーラトランジスタがターンオンする電圧であり、前記第３の電圧と前記第４の電圧は、前記バイポーラトランジスタがターンオンしない電圧であることを特徴とする双方向周波数変換器。
前記第１周波数が無線周波数である場合は、前記第２周波数が中間周波数であり、
前記第１周波数が中間周波数である場合は、前記第２周波数が無線周波数であることを特徴とする請求項６に記載の双方向周波数変換器。
請求項７に記載の双方向周波数変換器を一対具備し、
前記一対の双方向周波数変換器の前記第１の可変電圧源同士を共用し新たな第１の可変電圧源とし、前記第２の可変電圧源同士を共用し新たな第２の可変電圧源とし、前記一対の双方向周波数変換器の第１の信号端子を接続して新たな第１の信号端子とし、前記一対の双方向周波数変換器の第３の信号端子に差動の局部発信信号を入力することによりシングルバランス構成としたことを特徴とする双方向周波数変換器。
請求項８に記載の双方向周波数変換器を４つ具備し、
前記４つの双方向周波数変換器はそれぞれの前記第１の可変電圧源を共用し新たな第１の可変電圧源とし、それぞれ前記第２の可変電圧源同士を共用し新たな第２の可変電圧源とし、前記４つの双方向周波数変換器の第１の双方向周波数変換器と第２の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続し、第３の双方向周波数変換器と第４の双方向周波数変換器の第１の信号端子同士を接続して一対の新たな第１の信号端子対を構成し、前記第１の双方向周波数変換器と前記第４の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続し、前記第２の双方向周波数変換器と前記第３の双方向周波数変換器の第２の信号端子同士を接続して一対の新たな第２の信号端子対を構成し、前記第１の双方向周波数変換器と前記第３の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続し、前記第２の双方向周波数変換器と前記第４の双方向周波数変換器の第３の信号端子同士を接続して一対の新たな第３の信号端子対を構成し、前記第３の信号端子対に差動の局部発振信号を入力とすることによりダブルバランス構成としたことを特徴とする双方向周波数変換器。
前記負荷インピーダンスが負荷抵抗または負荷インダクタであることを特徴とする請求項１から請求項９のいずれかに記載の双方向周波数変換器。
前記負荷インピーダンスが可変負荷インピーダンスであって、
前記可変負荷インピーダンスのインピーダンス値を変更することにより前記第１の信号端子から得られる出力信号の位相を制御し、前記第２の信号端子から得られる出力信号の利得を制御することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載の双方向周波数変換器。
前記エミッタインピーダンスがエミッタ抵抗またはエミッタインダクタであることを特徴とする請求項１から請求項１１のいずれかに記載の双方向周波数変換器。
前記エミッタインピーダンスが可変エミッタインピーダンスであって、
前記可変エミッタインピーダンスのインピーダンス値を変更することにより、前記第１の信号端子から得られる出力信号の位相を制御し、前記第２の信号端子から得られる出力信号の利得を制御することを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれかに記載の双方向周波数変換器。
アンテナと、
前記アンテナに接続された双方向増幅器と、
前記双方向増幅器を介して前記アンテナに接続された請求項１から請求項１３のいずれかに記載の双方向周波数変換器と、
前記双方向周波数変換器に局部発振信号を入力するように接続された局部発振器と、を備えた無線機。
前記双方向増幅器は、
３端子スイッチと、
前記３端子スイッチの一方の接続端子に入力端が接続された第１の増幅器と、
前記３端子スイッチの他方の接続端子に出力端が接続された第２の増幅器と、から構成され、
前記３端子スイッチの共通端子に前記アンテナが接続し、前記第１の増幅器の出力端と前記第２の増幅器の入力端とが前記周波数変換器に接続することを特徴とする請求項１４に記載の無線機。
前記アンテナと前記双方向増幅器との間にさらに、パワーアンプと２端子スイッチとをさらに有し、
前記パワーアンプの出力端と前記２端子スイッチの一方の端子が前記アンテナに接続され、
前記パワーアンプの入力端と前記２端子スイッチの他方の端子とが前記双方向増幅器に接続することを特徴とする請求項１４に記載の無線機。