JP4710032B2

JP4710032B2 - 放電灯点灯装置

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Publication number: JP4710032B2
Application number: JP2006026327A
Authority: JP
Inventors: 寛伊藤; 昭信武田; 栄齋藤; 光慶瀬尾; 浩二木藤
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2006-02-02
Filing date: 2006-02-02
Publication date: 2011-06-29
Anticipated expiration: 2026-02-02
Also published as: JP2007207627A

Description

本発明は、メタルハライドランプまたは高圧水銀ランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関する。

従来、光を投影してスクリーンに映像を表示する投影型表示装置（プロジェクタ）が存在し、このプロジェクタの光源にはメタルハライドランプ等の放電灯が使用され、この放電灯の始動と点灯維持とを行う為の放電灯点灯装置が用いられる。従来の放電灯点灯装置は、例えば特許文献１に開示されている。図６は従来の放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図６において１００は従来の放電灯点灯装置であり、降圧コンバータ１０５、ランプ１０７の起動時に動作するイグナイタ１０６（放電灯始動回路）により構成される。

降圧コンバータ１０５は、バラストと呼ばれ、定常動作時のランプ１０７の電力（ランプ１０７の両端電圧と流れる電流の積）を一定に保つよう制御する。ランプ１０７には、例えば２００Ｗ±１０％というように投入電力の定格値があり、一方ランプ１０７の両端電圧は寿命等で変動するため、電流量を制御することで投入電力をある範囲内に収める。また、ランプ１０７には、一般的に２箇所の電極の電位が一定周期で交番する交流方式ランプと、常に電位の極性が一定である直流方式ランプが存在する。図５では直流方式ランプを点灯する構成であるが、例えば降圧コンバータ１０５とイグナイタ１０６の間に４個のＦＥＴからなるインバータを設けて、降圧コンバータ１０５の直流出力を交流に変換することで、交流方式ランプに対応することが可能となる。

降圧コンバータ１０５は、約３８０Ｖの直流電圧を入力して、ランプ１０７のグロー放電時に１００Ｖ〜２００Ｖ、初期アーク放電時に１５Ｖ、定常アーク放電時に６０Ｖとなるよう電圧を降圧させる。またイグナイタ１０６はランプ１０７の絶縁破壊の際に用いられる回路であり、降圧コンバータ１０５の出力であるところの開放電圧が２００Ｖ〜３００Ｖの状態にあるときイグナイタ１０６は動作する。イグナイタ１０６はおよそ数キロＶ〜数十キロＶの電圧を発生して、放電灯内部ガスに絶縁破壊を発生せしめ、これを始動させる。
特開平９−３２０７７２号公報

しかしながら、従来の降圧コンバータは入力３８０Ｖに対して、グロー放電時に１００Ｖ〜２００Ｖ、初期点灯時に１５Ｖ、定常点灯時に６０Ｖにまで出力電圧を降圧しており、広い電圧をカバーしなければならなかった。そのため、コンバータに用いられる各電気素子等は高圧に耐え得るものが要求され、その結果装置の小型化を図ることが困難となり、さらにはコンバータの高効率化をも阻害する要因となっていた。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ランプの寿命などの特性からコンバータの開放電圧を定める放電灯点灯装置において、放電灯の点灯開始における過渡放電状態であるグロー放電に必要な電圧、電流を供給するための昇圧回路を設けることにより、小型化及び高効率化を図ることが可能な放電灯点灯装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、昇圧回路及び放電灯始動回路に並列に接続されたコンデンサの両端電圧が所定電圧以上の場合に、昇圧回路のスイッチング素子のスイッチング動作を止めることにより、昇圧回路が必要以上に高圧を供給する事態を回避することが可能な放電灯点灯装置を提供することにある。

本発明に係る放電灯点灯装置は、放電灯の始動を行う放電灯始動回路を有する放電灯点灯装置において、コンバータと、前記放電灯の始動からグロー放電までの間、前記コンバータから出力される電圧を昇圧し、昇圧した電圧を前記放電灯始動回路へ供給する昇圧回路と、前記昇圧回路及び前記放電灯始動回路に並列に接続されたコンデンサと、一端が前記昇圧回路及び前記コンバータに接続され他端が前記コンデンサに接続された第１整流ダイオードと、一端が前記昇圧回路に接続され他端が前記コンデンサに接続された第２整流ダイオードとを備えることを特徴とする。

本発明に係る放電灯点灯装置は、前記コンバータは、前記放電灯の始動からグロー放電までの間、定電圧を前記昇圧回路へ出力するよう構成してあることを特徴とする。

本発明に係る放電灯点灯装置は、前記昇圧回路は、前記コンバータから出力される電圧を充電する昇圧回路内コンデンサと、該昇圧回路内コンデンサの両端電圧に応じてオン状態またはオフ状態となるスイッチング素子と、該スイッチング素子がオン状態の場合にオンし、オフ状態の場合にオフとなるＦＥＴと、該ＦＥＴのオンまたはオフ動作に応じて前記コンバータから出力される電圧を蓄積し、蓄積した電圧を前記コンデンサへ供給するコイルとを備えることを特徴とする。

本発明に係る放電灯点灯装置は、前記昇圧回路に一端が接続されており、前記コンデンサの両端電圧が所定電圧以上の場合に、前記昇圧回路の動作を停止させる制御回路をさらに備えることを特徴とする。

本発明にあっては、昇圧回路は、放電灯の始動からグロー放電の間、コンバータから出力される電圧を昇圧し、昇圧した電圧を放電灯始動回路へ供給する。このように、絶縁破壊、及びグロー放電に必要とされる高電圧を昇圧回路に負担させることとしたので、放電灯始動回路前段に設けられるコンバータの小型化及び高効率化を図ることが可能となる。また、コンバータは、放電灯の始動からグロー放電移行までの間、定電圧を昇圧回路へ出力すればよいので、コンバータの構成を簡略化することが可能となる。

本発明にあっては、整流ダイオードが昇圧回路に直列に接続され、またコンデンサが昇圧回路及び放電灯始動回路に並列に接続される。制御回路は、その一端が昇圧回路に接続され、コンデンサの両端電圧が所定電圧以上の場合に、昇圧回路の動作を停止させるので、昇圧回路が必要以上に高圧となる事態を回避することが可能となる。

本発明にあっては、昇圧回路の昇圧回路内コンデンサは、コンバータから出力される電圧を充電し、スイッチング素子は昇圧回路内コンデンサの両端電圧に応じて動作する。ＦＥＴはスイッチング素子の動作に応じてオンまたはオフを繰り返し、ＦＥＴのオンまたはオフ動作に応じて、コイルは電力を蓄積し、蓄積した電力をコンデンサへ供給するので、コンバータから出力される定電圧が昇圧されてイグナイタへ供給される。

本発明にあっては、昇圧回路の昇圧回路内コンデンサは、コンバータから出力される電圧を充電し、スイッチング素子は昇圧回路内コンデンサの両端電圧に応じて動作する。昇圧回路内コンデンサ及びスイッチング素子にはトランスが接続される。トランスは、スイッチング素子の動作に応じて、昇圧回路内コンデンサに蓄積された電圧をコンデンサへ供給するので、コンバータから出力される定電圧が昇圧されてイグナイタへ供給される。

本発明にあっては、絶縁破壊、及びグロー放電に必要とされる高電圧を昇圧回路に負担させることとしたので、放電灯始動回路前段に設けられるコンバータの小型化及び高効率化を図ることが可能となる。また、コンバータは、放電灯の始動及びグロー放電移行時に定電圧を昇圧回路へ出力すればよいので、コンバータの構成を簡略化することが可能となる。

また、本発明にあっては、一端が昇圧回路に接続され、コンデンサの両端電圧が所定電圧以上の場合に、昇圧回路の動作を停止させるので、昇圧回路が必要以上に高圧となる事態を回避でき、効率よく安定した点灯を実現することが可能となる等、本発明は優れた効果を奏する。

実施の形態1
以下本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。図１は本発明に係る放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。図において１は放電灯点灯装置であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ８、昇圧回路２、整流ダイオード２１、２２、コンデンサ２３、放電灯始動回路であるイグナイタ３及び放電灯であるランプ４を含んで構成される。なお、本実施の形態においては液晶プロジェクタ等に用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に適用する例を示す。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、後述する理由から入力電圧は２００Ｖであり、ランプ４が消灯しているときは開放電圧として１００Ｖを出力する。例えばランプ４の定格電力が１５０Ｗであり、かつ定常状態で点灯したときの両端電圧が６０Ｖの場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、定常点灯時に６０Ｖ、２．５Ａの電圧、電流を出力する。点灯直後から定常状態の点灯への過渡期間には、例えばランプ４の両端電圧は一旦１５Ｖに低下した後、６０Ｖに変化する。この１５Ｖ〜６０Ｖの範囲の電圧変化も、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力制御により対応する。ランプ４が寿命を迎えると、定常点灯時の両端電圧が例えば９０Ｖまで上昇する。

この場合も、ＤＣ−ＤＣコンバータ８が、出力を９０Ｖ、１．７Ａと制御することで１５０Ｗの点灯状態を得る。ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、図１に示すとおり一般的な降圧コンバータの回路構成をとれば良い。このようなＤＣ−ＤＣコンバータ８は、入力電圧に対して出力電圧が半分のときがもっとも変換効率がよくなり、電力損失が減り、発熱量が小さくなる。よって、ランプ４の取りえる電圧範囲に着目して、その電圧の最大値の２倍をＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力電圧としている。ここではランプ４は寿命末期９０Ｖであるので、最大電圧１００Ｖとして、その２倍の２００ＶをＤＣ−ＤＣコンバータ８に供給している。例えば寿命末期１２０Ｖのランプ４の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の入力を２５０Ｖとすれば、放電灯点灯装置として最も効率のよい設定となる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８とイグナイタ３との間に接続される昇圧回路２はランプ４の点灯始動開始から、グロー放電までの間、ＤＣ−ＤＣコンバータ８から供給される１００Ｖの定電圧を適宜昇圧する。昇圧回路２には直列に整流ダイオード２１、２２が接続されており、さらに昇圧回路２とイグナイタ３との間には並列にコンデンサ２３が設けられる。放電灯点灯装置１が始動した場合、昇圧回路２により昇圧された電圧がダイオード２２を経由して供給されることで、コンデンサ２３の両端には２５０Ｖの電圧が発生する。

イグナイタ３はこの２５０Ｖの電圧を受けて動作し、ランプ４に数ｋＶ〜数十ｋＶの高圧電圧を印加する。ランプ４は、高圧によって絶縁破壊が発生し、電流が流れ始める。なお、昇圧回路２及びイグナイタ３の構成は後述する。図２はランプ４の電流、電圧特性を示す特性図であり、模式的に消灯から点灯開始、点灯安定までの時間的経緯を説明するものである。これはＤＣ−ＤＣコンバータ８、昇圧回路２及びイグナイタ３等によって制御された結果のランプ４の挙動を示すものである。縦軸はランプ４の両端に発生するランプ電圧ＶＬを示し、単位は［Ｖ（ボルト）］である。横軸はランプ４に流れるランプ電流ＩＬであり、単位は［Ａ（アンペア）］である。ランプ４が点灯する前（消灯時）、つまり放電灯点灯装置１の始動前はランプ電圧及びランプ電流は共にゼロである。なお、厳密には、消灯時のランプ４の電極間は絶縁状態（開放状態）であり、電極間電圧（ランプ４両端電圧）は不定であり、接続されているＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力によって定まる。ここでは消灯時はＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力が０Ｖであるとしている。

放電灯点灯装置１が始動した場合、コンデンサ２３の両端には、昇圧回路２により昇圧された２５０Ｖ〜３００Ｖの電圧が発生する。イグナイタ３はこの電圧を受けて動作し、ランプ４に数ｋＶ〜数十ｋＶの高圧電圧を印加する。ランプ４は、高圧によって絶縁破壊が発生し、電流が流れ始める。ランプ４の点灯初期状態はグロー放電と呼ばれるモードで点灯する。図２に示すように、グロー放電時のランプ電圧は、およそ１００Ｖ〜２００Ｖであり、ランプ電流はおよそ０．５Ａ程度である。ランプ４に十分なパワーが供給されると、グロー放電から初期アーク放電へ移行する。初期アーク放電を経る間にランプ４が発熱し、ランプ電圧が上昇する。そして、最終的にランプ４は定常アーク放電へ移行し、安定した状態で点灯する。

図３は昇圧回路２及びイグナイタ３の回路構成を示す回路図である。抵抗２９、コンデンサ２０及びコンデンサ２４（昇圧回路内コンデンサ）、コンデンサ２０、２４に並列に接続されるスイッチ２Ｓ（スイッチング素子）、抵抗２５、２６に接続されるＦＥＴ(Field Effect Transistor)２７並びにコイル２８を含んで構成される。ランプ４の始動が開始された場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ８から出力される電圧Ｖｉは１００Ｖとなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ８から供給される電圧により抵抗２９を介して、コンデンサ２０及びコンデンサ２４が共に充電される。スイッチ２Ｓは例えば、ガスアレスタやＳＳＳ（Silicon Symmetrical Switch）が用いられる。ある値以上の電圧が加わるとオン状態となり導通し、導通後に流れる電流がある値以下に減少するとオフ状態となる。以下ではスイッチ２Ｓをシリコンスイッチ２Ｓであるものとして説明する。

シリコンスイッチ２Ｓは例えば９０Ｖ〜１００Ｖで動作するものを用いる。なお、本実施の形態においては９０Ｖとする。コンデンサ２０の両端電圧をＶ２０、コンデンサ２４の両端電圧をＶ２４とした場合、Ｖ２０とＶ２４とを加算した電圧が９０Ｖに達した場合、シリコンスイッチ２Ｓがオンとなり、コンデンサ２０及びコンデンサ２４に充電された電荷がシリコンスイッチ２Ｓ経由で移動する。電荷が移動により流出した場合、シリコンスイッチ２Ｓに流れる電流が保持電流以下になり、シリコンスイッチ２Ｓは再びオフとなり、Ｖ２０とＶ２４との加算電圧も略０Ｖとなる。その後抵抗２９を通じて再びコンデンサ２０及びコンデンサ２４に充電が開始され以上の処理が繰り返される。この動作は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力が９０Ｖ以下になるまで繰り返される。

コンデンサ２０及びコンデンサ２４の分圧で定まる電圧Ｖ２４はＶ２４＝Ｃ２０÷（Ｃ２０＋Ｃ２４）×Ｖｉｎで表すことができる。ここでＣ２０はコンデンサ２０の静電容量、Ｃ２４はコンデンサ２４の静電容量である。例えばＣ２０を０．０１μＦ、Ｃ２４を０．１μＦ、Ｖｉｎを９０Ｖとした場合、Ｖ２４は８Ｖとなる。つまりこの信号はシリコンスイッチ２Ｓの両端電圧に比例して、０Ｖと８Ｖとの間でスイングするパルスとなる。抵抗２５は例えば１００Ω、抵抗２６は例えば１００ｋΩのものを用い、これらに接続されるＦＥＴ２７は、例えばゲートスレッショルド電圧が５Ｖの特性であり、このパルスによりオン・オフを繰り返す。

コイル２８、ＦＥＴ２７、整流ダイオード２２及びコンデンサ２３は一種の昇圧回路を構成し、ＦＥＴ２７がオンの場合、コイル２８の左側端子には略グランド電位、右側端子にはＶｉｎが発生し、コイル２８を流れる電流によりエネルギを蓄える。一方ＦＥＴ２７がオフの場合、コイル２８の右側端子には約２×Ｖｉｎの電圧が発生し、生じるエネルギは整流ダイオード２２を通過してコンデンサ２３に蓄積される。ここでコンデンサ２３の両端電圧をＶ２３とする。

コンデンサ２３には、これと並列に両端電圧Ｖ２３を検出するための分圧抵抗２９１及び２９２が直列接続されている。制御回路３０は分圧抵抗２９２の両端電圧Ｖ２９２を介して、コンデンサ２３の両端電圧Ｖ２３を監視する。制御回路３０は一端が昇圧回路２内の、ＦＥＴ２７と抵抗２６との間に接続される一方で、グランドＧに接続されている。制御回路３０は分圧抵抗２９２の両端電圧Ｖ２９２が予め定められた電圧以上となった場合、内部のスイッチ（図示せず）が動作し、電圧をグランドＧに接続する。例えば、分圧抵抗２９１が１００ｋΩ、分圧抵抗２９２が１０ｋΩであれば、Ｖ２９２はＶ２３のおよそ１／１０となる。制御回路３０に予め定められた電圧が２５Ｖであれば、Ｖ２３が２５０Ｖを超えようとすると制御回路３０が動作して、ＦＥＴ２７のゲート電位を強制的にグランドにすることでＦＥＴ２７の発振を止め、Ｖ２３の上昇を２５０Ｖ以上とならないように制御する。

一方、制御回路３０は分圧抵抗２９２の両端電圧Ｖ２９２が予め定められた電圧以下である場合、内部のスイッチは動作しない。このように制御回路３０を設けることにより、ＦＥＴ２７のゲート電圧の上昇を防止し、オン期間を減少させて出力電圧を適宜低下させることにより、コンデンサ２３の両端電圧Ｖ２３が最適となるよう調整している。例えば、Ｖ２３は３００Ｖであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ８から供給される電圧Ｖiよりも昇圧されている。分圧抵抗２９１と分圧抵抗２９２の抵抗比が２０：１であれば、制御回路３０は、分圧抵抗２９２の両端電圧Ｖ２９２が、例えば１５Ｖ以上となった場合に、ＦＥＴ２７のゲートを強制的にグランドＧに接続してＦＥＴ２７のスイッチング動作を止めればよい。なお、制御回路３０にはトランジスタ等のスイッチング素子を用いればよい。

整流ダイオード２１はコンデンサ２３の両端電圧Ｖ２３を整流し、昇圧した電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ８側へ影響を与える事態を防止する機能を果たす。コイル２８のインダクタンスは、ＦＥＴ２７のオン時間と合わせて、昇圧動作の特性を決めるものであるが、例えばインダクタンスが１ｍＨのものを使用する。

続いてイグナイタ３について説明する。イグナイタ３は抵抗３１、コンデンサ３２、シリコンスイッチ３３及びトランス３４を含んで構成される。コンデンサ２３に発生する直流の電圧Ｖ２３は例えば２５０Ｖ〜３００Ｖである。電圧Ｖ２３により抵抗３１経由でコンデンサ３２が充電され、コンデンサ３２の両端電圧が上昇する。シリコンスイッチ３３は、例えば２２０Ｖ〜２７０Ｖで動作する。ここでシリコンスイッチ３３が２４０Ｖで動作する場合、コンデンサ３２の両端電圧が２４０Ｖとなった時点で、シリコンスイッチ３３が導通し、コンデンサ３２の電荷がシリコンスイッチ３３を経由してトランス３４の端子ｂ−ａ間を流れる。

トランス３４の端子ｃ−ｄ間には、巻き線比に応じた電圧が発生する。なお、端子ｂ及び端子ｃは共に同極である。端子ｃ−ｄ間の電圧をＶｓとした場合、ランプ４にはＶ２３＋Ｖｓの電圧が印加される。コンデンサ３２はシリコンスイッチ３３が導通して電荷が流出した場合、両端電圧が低下する。この低下に伴いシリコンスイッチ３３の両端電圧も低下し、シリコンスイッチ３３に流れる電流が保持電流以下となった場合、シリコンスイッチ３３は停止する。以上の動作をランプ４が導通するまで約１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度の周波数で繰り返す。この周波数は、抵抗３１とコンデンサ３２の積である時定数によって決まる。ランプ４が導通した後は、ランプ４の両端電圧ＶＬは、グロー放電（ＶＬ＝約１００Ｖ〜２００Ｖ）を経て、初期アーク放電へ至る。かかる電圧低下によりシリコンスイッチ３３は動作を停止し、イグナイタ３自身の動作も終了する。

ランプ４の放電状態に伴う、各部位の電圧Ｖｉ、Ｖ２３及びＶＬの変化をまとめると以下のとおりである。ランプ４の始動開始時は、シリコンスイッチ２Ｓ及び３３が共に動作し、Ｖｉ＝１００Ｖ、Ｖ２３＝３００Ｖ、ＶＬ＝数ｋＶとなり、さらに整流ダイオード２１の順方向はオフとなる。ランプ４がグロー放電へ移行した場合、シリコンスイッチ２Ｓは動作し、イグナイタ３のシリコンスイッチ３３は動作を停止する。そしてＶｉは引き続き定電圧で１００Ｖ、Ｖ２３＝１００Ｖ〜２００Ｖ、ＶＬ＝１００Ｖ〜２００Ｖとなり、さらに整流ダイオード２１の順方向はオフとなる。

グロー放電領域においてランプ電圧ＶＬが徐々に低下し、図２に示す如くＶＬ＝１２０Ｖとなった時点で、ランプ電圧ＶＬは１５Ｖ〜２０Ｖへ急激に低下する。このときランプ電流は約３．３Ａである。ランプ電圧ＶＬの低下に伴いシリコンスイッチ２ＳはＶ２４が９０Ｖ以下となった場合に動作を停止し、初期アーク放電へ移行する。初期アーク放電へ移行した場合、ランプ電流は際限なく流れようとするため、ＤＣ−ＤＣコンバータ８による定電流制御が行われる。初期アーク放電時以降、シリコンスイッチ２Ｓ及び３３は共に停止し、定常アーク放電までは、主にランプ４の熱状態に依存するが、Ｖｉ＝１５Ｖ〜６０Ｖ、Ｖ２３＝１５Ｖ〜６０Ｖ、ＶＬ＝１５〜６０Ｖとなり、さらに整流ダイオード２１の順方向はオンとなる。その後ランプ電流が際限なく流れることが無くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ８による定電力制御が開始される。
図４は、実際にランプを点灯させて、グロー放電の領域におけるランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬを観察した結果のグラフである。縦軸はランプ４の両端に発生するランプ電圧ＶＬを示し、単位は［Ｖ（ボルト）］である。横軸はランプ４に流れるランプ電流ＩＬであり、単位は［ｍＡ（ミリアンペア）］である。なお、図４中の点線は、データを取っておらず、予想値である。図中の矢印は時間経過をあらわす。１５０Ｖから徐々にＶＬが低下してゆき、１２５Ｖ〜１４０Ｖ近辺で一旦ＶＬが上昇して、その後再度ＶＬが低下を始めて、その後アーク放電となり、いっきにＶＬは低下する。図から明らかなように、ランプ電流はおよそ１５０ｍＡから３００ｍＡが流れており、およそ５０Ｗの電力の供給が必要である。グロー放電の電圧、電流、電力は、ランプ４の物性にかかわるところであり、一概に数値が決まるわけではない。しかし、従来の技術では、図６に示した降圧コンバータ１０５によって、グロー放電やアーク放電にかかわらず電力を供給しているのに対して、本実施形態の構成は、グロー放電に必要な電力を昇圧回路２から、アーク放電とは異なる形で供給しているため、図４のような実験結果から判明したグロー放電に最適な電圧、電流、電力供給を、昇圧回路２から供給することが可能となる。よって、使用するパーツの小型化等が図れる。また、高効率化が容易となる。

以上の如くＤＣ−ＤＣコンバータ８とイグナイタ３との間に、ランプ４の始動開始からグロー放電の間に昇圧を行う昇圧回路２を設けたので、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の小型化を図ることが可能となる。なお、上述した各電圧値等は、一例であり、これに限定されるものではなく、ランプ４の定常点灯時の電圧値に応じて適宜決定すればよい。またＶｉの上限電圧は、ランプ４の寿命を考慮して決めればよく、上記の一例では１００Ｖとなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ８を一般的な降圧コンバータとする場合、入力電圧を２００Ｖとすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の効率は最適となる。ランプの寿命から定まる電圧（上述の１００Ｖ）と、ランプのグロー放電に必要な電圧は必ずしも一致せず、概してグロー放電に必要な電圧は例えば２２０Ｖ等となるなど、寿命から定まる１００Ｖより高圧となる。この場合、グロー放電に必要な電圧、電力をＤＣ−ＤＣコンバータ８は供給できない。よって、昇圧回路２によってこの不足分の電圧、電力をカバーすればよい。グロー放電は通常数ミリ秒で終了する過渡状態であり、連続動作にて各種定格を定める必要がないため、部品の小型化が図られる場合がある。イグナイタ３と同様、昇圧回路２は、ランプが安定に点灯した時点で停止させてしまえばよく、動作と停止の判断は、例えばシリコンスイッチで電圧を監視することで自動に行えばよい。また、マイコン等でＦＥＴ２７のオンオフ切り換えを行ってもよい。この時、状態を判断する電圧の閾値を切り換えてもよい。電圧のみならず、ランプに流れる電流の情報を使用して、ＦＥＴ２７やトランス３４のオンオフ動作の切り換えを行ってもよい。例えばランプが寿命を迎えて、定常点灯時に９０Ｖに上昇し、かつ９５Ｖで選定したシリコンスイッチ２Ｓがばらつきによって９０Ｖで動作するものであった場合、ランプ点灯の定常状態において、グロー電圧を供給する目的の昇圧回路２が誤動作してしまう場合が考えられるが、マイコンによるオンオフ制御であれば、起動時か定常点灯時かの判断が可能となり、寿命末期に昇圧回路２が誤動作することを回避できる。

実施の形態２
図５は実施の形態２に係る昇圧回路２及びイグナイタ３の回路構成を示す回路図である。実施の形態１の昇圧回路２に代えてトランスを用いた昇圧回路２を構成しても良い。昇圧回路２は、相互に直列に接続される抵抗２９及びコンデンサ２４（昇圧回路内コンデンサ）、トランス２Ｔ、シリコンスイッチ２Ｓ（スイッチング素子）を含んで構成される。昇圧回路２には実施の形態１と同じく整流ダイオード２１及び２２が直列に接続されており、昇圧回路２とイグナイタ３との間に並列にコンデンサ２３が接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８から直流電圧Ｖｉ＝１００Ｖが供給され、抵抗２９を介してコンデンサ２４が充電される。シリコンスイッチ２Ｓは例えば９０Ｖで動作し、コンデンサ２４の両端電圧Ｖ２４が９０Ｖに達した場合、シリコンスイッチ２Ｓがオンとなり、コンデンサ２４のチャージ電荷はシリコンスイッチ２Ｓ経由で移動する。電荷がコンデンサ２４から流出した場合、シリコンスイッチ２Ｓは再びオフとなり、Ｖ２４はほぼ０Ｖとなり、再び抵抗２９を通じた充電が繰り返される。

シリコンスイッチ２Ｓがオンした場合、トランス２Ｔの端子ｂ−ａ間に電流が流れ、ほぼ同一のエネルギが端子ｃ−ｄ間に伝達される。なお、端子ｂ及び端子ｃは共に同極であり、正極である。トランス２Ｔの端子ｃに接続される整流ダイオード２２を介してコンデンサ２３の両端に電圧Ｖ２３が発生する。なお、コンデンサ２３の両端電圧Ｖ２３は整流ダイオード２１により阻止されＤＣ−ＤＣコンバータ８側へは向かわない。なお、イグナイタ３の動作及びランプ４の放電状態に伴う、各部位の電圧Ｖｉ、Ｖ２３及びＶＬの変化は実施の形態１と同一であるので詳細な説明は省略する。

本発明に係る放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。ランプの電流、電圧特性を示す特性図である。昇圧回路及びイグナイタの回路構成を示す回路図である。実際にランプを点灯させて、グロー放電の領域におけるランプ電圧とランプ電流を観察した結果のグラフである。実施の形態２に係る昇圧回路及びイグナイタの回路構成を示す回路図である。従来の放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１放電灯点灯装置
２昇圧回路
２Ｓシリコンスイッチ（スイッチング素子）
２Ｔトランス
３イグナイタ（放電灯始動回路）
４ランプ（放電灯）
８ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０、２４コンデンサ（昇圧回路内コンデンサ）
２１、２２整流ダイオード
２３コンデンサ
２７ＦＥＴ
２８コイル
３０制御回路

Claims

放電灯の始動を行う放電灯始動回路を有する放電灯点灯装置において、
コンバータと、
前記放電灯の始動からグロー放電までの間、前記コンバータから出力される電圧を昇圧し、昇圧した電圧を前記放電灯始動回路へ供給する昇圧回路と、
前記昇圧回路及び前記放電灯始動回路に並列に接続されたコンデンサと、
一端が前記昇圧回路及び前記コンバータに接続され他端が前記コンデンサに接続された第１整流ダイオードと、
一端が前記昇圧回路に接続され他端が前記コンデンサに接続された第２整流ダイオードと
を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
前記コンバータは、前記放電灯の始動からグロー放電までの間、定電圧を前記昇圧回路へ出力するよう構成してあることを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。
前記昇圧回路は、
前記コンバータから出力される電圧を充電する昇圧回路内コンデンサと、
該昇圧回路内コンデンサの両端電圧に応じてオン状態またはオフ状態となるスイッチング素子と、
該スイッチング素子がオン状態の場合にオンし、オフ状態の場合にオフとなるＦＥＴと、
該ＦＥＴのオンまたはオフ動作に応じて前記コンバータから出力される電圧を蓄積し、蓄積した電圧を前記コンデンサへ供給するコイルと
を備えることを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯装置。
前記昇圧回路に一端が接続されており、前記コンデンサの両端電圧が所定電圧以上の場合に、前記昇圧回路の動作を停止させる制御回路
をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の放電灯点灯装置。