JP4680264B2 - Ｐａｐｒの低減のための方法、及び／またはシステム - Google Patents

Description

本開示は、通信と関係がある。

本特許出願は、現在主張された主題の指定代理人に割り当てられて、“SBC MIMO-OFDM Peak-to-Average Power Ratio Reduction by Polyphase Interleaving and Inversion”と表題を付けられ、２００４年１２月２日に出願された米国の仮特許出願番号60/632,556号に対する優先権を主張する。

通信では、信号が、非線形回路素子、例えば送信機電力増幅器を通過する場合に、より高いピーク電力対平均電力比（ratio of peak power to average power）は、より大きな量の帯域内歪み及び帯域外歪みを生成し得るので、ピーク電力対平均電力比（以下ではＰＡＰＲと称する）を低減する能力を有することが望ましい。

本発明の方法は、信号を送信する方法であって、ＭＩＭＯ方式に関するＯＦＤＭシーケンスを送信する段階を含み、前記ＯＦＤＭシーケンスの少なくともいくつかのサブブロックの多相シーケンスが、ＰＡＰＲを低減するように、インターリーブされていると共に反転されていることを特徴とする。

本発明の装置は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式を利用すると共に、ＯＦＤＭシーケンスを送信するように構成される送信機を備え、前記ＯＦＤＭシーケンスの少なくともいくつかのサブブロックの多相シーケンスが、ＰＡＰＲを低減するように、インターリーブされていると共に反転されていることを特徴とする。

本発明の装置は、ＭＩＭＯ方式によって送信するためのＯＦＤＭシーケンスを計算するように構成される計算装置を備え、前記ＯＦＤＭシーケンスの少なくともいくつかのサブブロックの多相シーケンスが、ＰＡＰＲを低減するように、インターリーブされていると共に反転されていることを特徴とする。

主題は、明細書の結論部分において、特に指摘されると共に、明瞭に主張される。しかしながら、主張された主題は、添付図面と共に読まれた場合に、以下の詳細な説明の参照によって、構成及び動作方法の両方に関して、それらの目的、特徴、及び利点と一緒に、最もよく理解されることができる。

以下の詳細な説明において、多数の特定の詳細が、主張された主題の完全な理解を提供するために説明される。しかしながら、主張された主題はこれらの特定の詳細なしで実行され得ることが、当業者によって理解されることになる。他の場合において、周知の方法、手続き、コンポーネント及び／または回路は、主張された主題を不明瞭にしないために、詳細に説明されなかった。

以下に続く詳細な説明のいくらかの部分は、コンピュータ、及び／または計算システムメモリの中ような、計算システムの中に格納されるデータビット、及び／または２値ディジタル信号に関するアルゴリズム、及び／または操作の象徴的な説明に関して提示される。これらのアルゴリズム的記述、及び／または表現は、彼らの仕事の内容を他の当業者に伝達するために、データ処理技術における当業者によって使用される技術である。アルゴリズムは、ここでは、及び一般的に、望ましい結果に先導する首尾一貫した操作のシーケンス、及び／または同様の処理であると考えられる。操作、及び／または処理は、物理量の物理的操作を包含し得る。一般的に、必然的にではないけれども、これらの量は、格納される、転送される、結合される、比較される、及び／または、他の場合は操作されることが可能である電気信号及び／または磁気信号の形式を取り得る。主に共通使用の理由で、これらの信号を、ビット、データ、値、要素、記号、キャラクタ、項（terms）、数、数字、及び／または、それらに似た物として言及することは、時には便利であると証明された。しかしながら、これらの全て、及び同類の用語は、適切な物理量と関連付けられるべきであると共に、単に便利なラベルであるということが理解されるべきである。明確に別の方法で規定されない限り、以下の討論から明白であるので、この明細書の全体を通じて、“処理（processing）”、“演算（computing）”、“計算（calculating）”、“決定（determining）”、及び／または、それらに似た物のような用語を利用している考察は、計算プラットフォームのプロセッサ、メモリ、レジスタ、及び／または、他の情報記憶、送信及び／または表示装置の中の物理的な電気量、及び／または磁気量、及び／または他の物理量として表されたデータを処理するか、及び／または変換する、コンピュータまたは同様の電子計算装置のような計算プラットフォームの動作、及び／または処理のことを指すということが認識される。

主張された主題に従った一実施例において、ＰＡＰＲの低減は、多相のインタリーブ、及び反転（polyphase interleaving and inversion：以下では、ＰＩＩと称する）を利用するＳＦＢＣ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに関して達成される。更に、次善の連続的なＰＩＩ（suboptimal successive PII：以下では、ＳＳ−ＰＩＩと称する）と呼ばれる、複雑さを軽減した別の実施例が、同様に説明される。主張された主題は、これらの２つの特別な実施例の範囲に制限されないけれど、これらの方式、または実施例は、性能と複雑さとの間の良い妥協点を提供する。多くの他の実施例が、主張された主題の範囲内で実行可能である。

ＳＴＢＣ ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭに適用されたと共に、ＳＦＢＣ−ＯＦＤＭシステムに対して採用され得る選択的マッピング（selective mapping：ＳＬＭ）方式と比較すると、これらの実施例は、もちろん、これは必要条件ではないが、特にサブブロックが少数であるという条件下で、性能の利点を提供する。多入力多出力（multiple input multiple output：ＭＩＭＯ）システムとＦＤＭ変調との組み合わせは、システム容量を増加すると共に、例えば、時変及び周波数選択性チャネル用の受信機のような受信機の複雑さを低減することができる。従って、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは、将来の高性能の第４世代（４Ｇ）の広帯域無線通信のための前途有望な候補者になった。しかしながら、ＯＦＤＭに関して、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの１つの欠点は、異なるアンテナで送信された信号が、非線形回路素子、例えば送信機電力増幅器を通過する場合に、好ましくない量の帯域内歪み及び帯域外歪みに帰着し得る、比較的大きなピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を示すであろうということである。

ＯＦＤＭシステムに関する多くのＰＡＰＲの低減方式が提案される。それらの間で、比較的低い複雑さで更に良いＰＡＰＲ特性を提供するように、ＯＦＤＭ信号が歪みなしで修正されるので、信号スクランブル方法（signal scrambling method）が魅力的である。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＰＡＰＲの低減のための１つのアプローチは、異なる送信アンテナ上で別々にＯＦＤＭシステムに対してこれらの方式を適用する。しかしながら、もしＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて空間周波数ブロック符号化（space-frequency block coding：ＳＦＢＣ）が利用される場合、異なるアンテナから実質的に同時に送信されたＯＦＤＭシンボルが使用された空間周波数コードに依存しているので、後で更に詳細に論じられるように、これは適用できない。

例えば、２つの送信アンテナを備えると共に、直交ＳＦＢＣを利用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムを考慮すると、多相のインタリーブ、及び反転が利用される一実施例が、ここで提供される。同様に、代替えの実施例は、２つより多いアンテナを使用することができる。しかしながら、この特別な方式によって２つのアンテナを使用するこの特別な実施例において、ＯＦＤＭシーケンスは、等しいサイズのＭ個のサブブロックに分割される。サブブロックは、２つの多相シーケンスに分解されると共に、これらの多相シーケンスは、インターリーブされると共に反転されることができる。この特別な実施例において、多相シーケンスのインタリーブ及び反転は、サブブロックに対して、独立に適用されることができる。これは、最高の、または最も大きいＰＡＰＲの低減を提供する組み合わせを発見するために実行されることができる。代替えの実施例において、複雑さの軽減のために、ここで次善の連続的なＰＩＩ（ＳＳ−ＰＩＩ）と呼ばれる、性能と複雑さとの間の妥協点が使用されることができる。従って、ＳＳ−ＰＩＩを使用する実施例は、最も大きいＰＡＰＲの低減を実現しない可能性があるが、しかし、最も大きいＰＡＰＲの低減を実現する実施例を超えた、複雑さの低減を伴う十分なＰＡＰＲの低減を実現すると共に、それは、いくつかの特別なアプリケーションにおいて、様々な要因に依存するが、望ましいものであり得る。もちろん、これは、単に一実施例であると共に、主張された主題は、この実施例、及びＳＦＢＣに制限されない。例えば、後で更に詳細に説明されるように、ＳＴＢＣ、または空間多重方式が代わりに採用されることができる。

ＳＬＭ方式と比較すると、特に小さな数のサブブロックＭに関して、これらの実施例は、性能の利点を提示する。しかし、この場合も先と同様に、主張された主題は、これらの特別な実施例の範囲に制限されない。多くの他の実施例が、主張された主題の範囲内に含まれる。しかしながら、後で更に詳細に説明されるように、これらの実施例に関するシミュレーション結果は、１２８個の副搬送波、ＱＰＳＫ変調、及び４に等しいオーバーサンプリング係数に関して示される。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭは、以前に言及された高性能の第４世代（４Ｇ）の広帯域無線通信のための前途有望な候補者になった。そのようなシステムにおいて、２つの基礎的な信号伝達モード、すなわち、空間多重方式（Spatial Multiplexing：ＳＭ）［例えば、独立したデータストリームを空間的に多重通信することによって、データ信号速度を増加することを目的とする、“IEEE Trans. Cornmun., vol. 50, pp 225-234, Feb. 2002（以下では［１］とする）”に記載された“Gesbert and Paulraj”による“On the capacity of OFDM-based spatial multiplexing systems”を参照］、及び空間時間ブロック符号化ＯＦＤＭ（Space-Time Block Coded OFDM：ＳＴＢＣ−ＯＦＤＭ）か、または空間周波数ブロック符号化ＯＦＤＭ（Space-Frequency Block Coded OFDM：ＳＦＢＣ−ＯＦＤＭ）のいずれかによる空間ダイバシティ符号化［例えば、リンクの信頼性を向上させるために（レートを犠牲にして）空間に関する自由度を引き出す、“Proc. IEEE Sensory Array and Multichannel Processing Workshop, Combridge, MA, 2000, ppl49-152”に記載された“ Lee and Williams”による“A space-time coded transmitter diversity technique for frequency selective fading channels”、及び“Proc. IEEE GLOBECOM, San Francisco, CA, 2000, ppl473-1477”に記載された“Lee and Williams”による“A space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems”（以下では、それぞれ［２］、及び［３］とする)、を参照］が使用された。

ＯＦＤＭと同様に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの１つの欠点は、異なるアンテナで送信された信号が大きなピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）を示すであろうということである。しかしながら、異なるＰＡＰＲの低減技術が、両方の信号伝達モードに適用されたと共に、異なる数の送信アンテナＮに対するＣＡＲＩの性能の利点を明示する。

ＯＦＤＭ変調方式において、Ｎ_ｃ個のシンボル｛Ｘ_ｎ，ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｃ−１｝のブロックは、副搬送波のセット｛ｆ_ｎ，ｎ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｃ−１｝から対応する副搬送波を変調するシンボルによって形成される。Ｎ_ｃ個の副搬送波は、直交するように選択され、例えば、ｆ_ｎ＝ｎΔｆであり、ここでΔｆ＝１／Ｎ_ｃＴであると共に、Ｔはオリジナルのシンボル周期を表す。その結果生じるブロックのベースバンドＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）は、以下の（１）式として表されることができる。

（１）式における送信された信号のＰＡＰＲは、以下の（２）式として定義され得る。

最も現実的なシステムは離散時間信号を扱うので、ｘ（ｔ）の絶対値の連続時間ピーク最大値を低減する代りに、ｘ（ｔ）のＬＮ_ｃ個のサンプルの最大振幅が低減される。パラメータＬは、オーバーサンプリング係数を意味する。Ｌ＝１の場合は、クリティカルサンプリング（critical sampling）またはナイキスト比サンプリング（Nyquist rat sampling）として知られていると共に、一方、Ｌ＞１の値は、オーバーサンプリングに対応する。オーバーサンプリングは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）がその後に実行されるオリジナルのＯＦＤＭブロックに（Ｌ−１）Ｎ_ｃ個のゼロを加えることによって実現され得る。所定のＰＡＰＲレベル、ＰＡＰＲ_０に対するＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲの相補累積分布関数（complementary cumulative distribution function：ＣＣＤＦ）は、Ｎ_ｃ個の副搬送波から成るランダムに生成されたＯＦＤＭシンボルのＰＡＰＲが、ＰＡＰＲの所定のしきい値を越える確率であり、例えば、これは（３）式として以下で表される。

この実施例に関して、それが連続時間のピークを獲得するのに十分であるので［例えば、“IEEE Commun. Lett. Vol. 5, pp. 185-187, May 2001”に記載された“Tellambura”による“Computation of the continuous-time PAR of an OFDM signal with BPSK subcarriers”を参照］、我々は、キャリアの数Ｎ_ｃ＝１２８、Ｘ_ｎが｛＋１、−１、＋ｊ、−ｊ｝の要素であるか、またはＱＰＳＫ変調であり、そしてオーバーサンプリング係数Ｌ＝４のＯＦＤＭシンボルを仮定する。

Ｎ個の独立したデータストリームが、ＩＦＦＴ／サイクリックプレフィックス（ＩＦＦＴ／ＣＰ）ブロックに供給されると共にＮ個のアンテナで送信された、空間多重方式のモードを考える。ＰＡＰＲを低減する方法は、各アンテナに対して、別々にＰＴＳ、またはＳＬＭのような技術を適用することであろう。しかしながら、この種類の実装は、複数のアンテナを有することの利用可能な自由度の全てを利用するとは限らない。主張された主題に従った一実施例において、もちろん、主張された主題は、この点における範囲に制限されないけれども、そのような自由度を引き出す、例えば図１において描写されるようなクロス−アンテナ回転及び反転（cross-antenna rotation and inversion：ＣＡＲＩ）方式が利用され得る。

データベクトル（シーケンス）Ｘ_ｉ，ｉ＝１，２，．．．，Ｎは、それらが他のサブブロック

に属するならば、Ｘ_ｉ，ｍにおける全ての副搬送波位置がゼロにセットされるような方法で、最初にＭ個の独立したキャリアサブブロックに分割される。これは、

のように表されることができると共に、ここで、インデックスｉ及びｍは、それぞれ、アンテナ番号とサブブロック番号を意味する。ところで、重み付け係数

と同様に、サブブロックＸ_ｉ，ｍ，ｉ＝１，２，．．．，Ｎのグループに関する回転係数

を考察する。ここで、ｗはセットＷの基数を意味する。このアプローチの検討において複雑さを軽減するために、ｗ＝２の場合の方式、例えばＷ＝｛＋１、−１｝が考察される。それでもなお、主張された主題は、この点における範囲に制限されない。多くの他の方式が、主張された主題の範囲内に含まれる。しかしながら、この特別な実施例に関して、ｍ番目のグループのサブブロックは、ｒ_ｍの位置に関して垂直方向に循環的にシフトされると共に、係数ｂ_ｍを乗算される。そのような動作は、ＯＦＤＭシーケンスのインタリーブと反転とを実現するが、しかしこれは単に１つの例である。この明細書において使用されるサブブロックのインタリーブと反転は、この特別な例より更に一般的である。それでもなお、例えば、この特別な実施例に関して、他のサブブロックが変更なく維持される一方、最初のサブブロックＸ_ｉ，１に１回の循環的シフト（ｒ_１＝１）とｂ_１の乗算とが適用された後で、我々は、以下の（４）式において表されたような新しいシーケンスセットを獲得する。

係数ｒ_ｍ及びｂ_ｍ（以下では、係数ｒ及びｂとする）が有効な任意の値をとる場合、周波数、及び対応する時間領域において結果として生じるシーケンスセットは、以下の（５）式、及び（６）式によって、それぞれ以下のように表されることができる。

ここで、ｘ_ｉ’はＸ_ｉ’のＩＦＦＴであると共に、ｍｏｄ（ａ，ｂ）は、基底ｂに対するａの法を意味する。｛Ｘ_１，Ｘ_２，．．．，Ｘ_Ｎ｝として表示されたシーケンスセットは、他の全てのシーケンスセット｛Ｘ’_１，Ｘ’_２，．．．，Ｘ’_Ｎ｝の中で、最も小さな最大ＰＡＰＲを有することになる。言い換えれば、特定のシーケンスセット、例えば特定の係数ｒ及びｂに関して、セットにおける最大ＰＡＰＲ、ここではアンテナ間の最大ＰＡＰＲが発見され得る。同様に、係数ｒ及びｂの全ての可能な組み合わせを検証すると、ここでは、ミニ−最大基準（mini-max criterion）と呼ばれる最も小さな最大ＰＡＰＲを有するシーケンスセットが発見され得る。シーケンスの所定のオリジナルセットに関するパラメータは、以下の（７）式によって表されることができる。

ここで、ｘ’_ｉは（６）式において定義されると共に、ＰＡＰＲ（ｘ）は（２）式において定義された時間ベクトルｘのピーク電力対平均電力比を意味する。この特別な実施例は、従って、Ｎ＝１及び拡張セットＷ＝｛＋１、−１、＋ｊ、−ｊ｝の場合に関して［１］において説明されたＰＴＳ方式に帰着する。ＰＴＳ技術の場合のように、この特別な実施例は、サブブロックについて個々にＩＦＦＴを計算すると共に、時間領域のＰＡＰＲを（６）式によって改善することの利点を利用する。更に、特定のサイド情報ビットは、データのスクランブルを実行しないで受信機に送信され得る。しかしながら、この実施例に関して、複雑さは、ＰＡＰＲを低減する適切な係数を決定するための試行の数のせいで大きくなる。［２］で説明されたＳＬＭアプローチに関して、オリジナル情報シーケンスに、セットＷ＝｛−１、＋１、−ｊ、＋ｊ｝から選択された値を有する、Ｖ個の異なるＮ_ｃ−ロングランダムシーケンス（N_c-long random sequence）を乗算することによって、Ｖ個の統計上独立したシーケンスが生成される。Ｖ個の中から、最も低いＰＡＰＲを有する１つのシーケンスが、送信のために選択される。Ｎ個の送信アンテナを有する場合に、１つは各アンテナで別々にＰＡＰＲ低減を実行するため、例えばＶ個の独立したシーケンスのＮセットを生成すると共に、各セットから最も小さなＰＡＰＲを有するシーケンスを送信するために選択することができる。しかしながら、Ｖ個のランダムシーケンスの内のどの１つが、データのスクランブルのために各アンテナに対して使用されるかを通知する付加ビットが、受信機に送信され得る。受信機が全てのＶ個のランダムシーケンスについての認識を有していると仮定される。

ＰＴＳアプローチにおいて、［１］で述べられたように、入力データブロックＸは、等しいサイズｍ＝｛１，２，．．．，Ｍ｝のＭ個の独立したサブブロックに分割されると共に、それは、数学的に

と表されることができる。これらのサブブロックは、結果として生じるシーケンスである

が、最も小さな可能なＰＡＰＲを実現する方法で結合されると共に、ここで、重み付け係数は、

である。ＳＬＭ方式と異なり、ＰＴＳ方式の性能は、ｗに対して、例えばＷのサイズに対して、敏感である。ＩＦＦＴの直線性を使用して、改良が、同様に、時間領域

で実行されると共に、ここで、部分的な送信シーケンスｘ_ｍは、Ｘ_ｍのＩＦＦＴである。

この場合も先と同様に、主張された主題は、この特別な実施例の範囲に制限されないけれども、独立してアンテナを処理するＰＴＳ方式、及びＳＬＭ方式と対照的に、この特別な実施例は、それらを一緒に扱う。例えば、ＰＴＳは、同様の複雑さ、例えば同じ数のＩＦＦＴ演算Ｍ＝Ｖに関して、ＳＬＭ以上の利点を与えることが、［１］において示された。表１は、複雑さ、ここではＩＦＦＴ演算の数、試行の数、及びサイド情報ビットの数に関して、考察された方式の概観を与える。

図２は、サブブロックの数（ランダムシーケンス）Ｍ＝Ｖ＝４に関して、アンテナの数

に関して、そして１０^５個の独立したＯＦＤＭシンボルを使用して、ＰＴＳ方式、及びＳＬＭ方式に対する、この特別な実施例のＰＡＰＲ性能を示す。この特別な実施例はＰＴＳより良好に動作することがプロットから見ることができる。更に、もしアンテナの数が増加する場合、高いＰＡＰＲ値の潜在的な低減に帰着して、その勾配は更に急になる。同様に、図２から、この実施例に関して、Ｎ＝２の場合、ＰＴＳと比較するならば、例えば、表１において例証されたように、前者が試行及びサイド情報ビットの数の半分を使用するとしても、更に良いＰＡＰＲ低減が実行されるということに気付く。しかしながら、Ｎ＝４の場合に関して、この特別な実施例は、ＰＴＳと比較して２倍の数の試行を利用すると共に、２４個の代わりに９個のサイド情報ビットを利用し、そして良いＰＡＰＲ低減、及び急勾配を与える。この特別な実施例に関する別の実装の利点は、重み付け係数が、ＰＴＳの場合と同じように、セットＷ＝｛＋１、−１、＋ｊ、−ｊ｝ではなく、セットＷ＝｛＋１、−１｝から引き出されるということである。従って、これらの結果は、この特別な実施例が、同じ数のＩＦＦＴに対して、ＳＬＭよりＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのＰＡＰＲを更に低減することを意味する。

この特別な実施例に関して、いくつかの利点は、異なるアンテナで送信された独立したＯＦＤＭサブブロックに回転及び反転を使用することと少なくとも一部関連付けられることができる。もちろん、主張された主題は、この点における範囲に制限されないけれども、例えば、このアプローチは、質の悪いシーケンスと高いＰＡＰＲとが出会う可能性を相殺し得る更に高い自由度を生成する。しかしながら、所望のシーケンスセットを発見するために、試行の数は、Ｎ＞２及び／またはＭ＞４に関しては、比較的大きくなり得る。

従って、主張された主題の範囲内にあると共に、例えば軽減した複雑さを有する代替えの実施例が利用され得る。これらの目的のために、これは、次善の連続的なＣＡＲＩ（ＳＳ−ＣＡＲＩ）方式と呼ばれることができる。この場合も先と同様に、主張された主題は、この点における範囲に制限されないけれども、係数ｒ及びｂの全ての可能な組み合わせをくまなく検索する代りに、検索は、連続的な方式で実行されることができる。多くの他の実施例が、主張された主題の範囲内で実行可能である。

しかしながら、この特別な実施例に関して、最初に、ｍに関して、ｒ_ｍ＝０、及びｂ_ｍ＝１を仮定する（シーケンスのオリジナルのセット）と共に、（６）式のシーケンスの全セットのＰＡＰＲを計算し、そして最大値をメモリに格納する。そして、他のサブブロックの係数を変わらない状態に維持しながら、ｒ_１及びｂ_１の可能な組み合わせをくまなく検索する。各組み合わせに関して、アンテナ間の最大ＰＡＰＲを発見する。もしそれがメモリに格納されたものより小さい場合、新しい値によってそれを上書きすると共に、対応するｒ_１及びｂ_１を保持する。全ての可能な組み合わせが排出された後で、我々は、最も良い係数ｒ_１及びｂ_１を獲得することになる。その場合に、処理は、その時点でサブブロックを１つ変更して、全ての係数ｒ及びｂが連続して発見されるまで、このやり方を継続する。この場合も先と同様に、これは、単に１つのアプローチであり、多数の他のアプローチが実行可能であると共に、主張された主題の範囲内に含まれる。

図３は、ＳＬＭとの比較において、例えば、１０^６個の独立したＯＦＤＭシンボルを使用して、異なる送信アンテナの数Ｎ及びサブブロックの数Ｍに対するこの実施例のＰＡＰＲ性能を示す。Ｍ＝Ｖ＝４、及びＮ＝２の場合には、この実施例は、ＳＬＭと比較して、いくらかの利得を与える。Ｍ＝Ｖ＝１６の場合には、性能の差異は、更に小さい。ＳＬＭと同様に、この実施例は、同じ数のＮ_ｃ−ポイントのＩＦＦＴを使用するが、しかし、多数の入力ベクトルがゼロを含むという事実を活用するために、それらの変形が使用され得る場合、追加の複雑さの軽減は、この特別な実施例を使用することによって実現されることができる。

以前に我々が空間多重方式を包含する実施例を考察したのに対して、同様に、ＳＴＢＣ符号化、及びＳＦＢＣ符号化に関する実施例が実行可能であると共に、主張された主題の範囲内に含まれる。動作を簡単に例証するために、図４において描写されるような、“Alamouti”方式［例えば、“IEEE J. Select Areas Commun., vol. 16, pp. 1451-1458, Oct., 1998 （以下では［４］とする）”に記載された“Alamout”による“A simple transmit diversity technique for wireless communications”を参照］を使用するＳＴＢＣ−ＯＦＤＭシステムを考察する。もちろん、これは、単に１つの例であると共に、主張された主題は、この特別な例の範囲に制限されない。最初のシンボル期間の間、２つの独立したＯＦＤＭシンボルＸ_１及びＸ_２が、アンテナＴ_ｘ１及びＴ_ｘ２からそれぞれ送信される。次のシンボル期間の間、−Ｘ_２がアンテナＴ_ｘ１から送信されると共に、Ｘ_１ ^＊がアンテナＴ_ｘ２から送信され、ここで、（）^＊は、要素に関して共役複素を求める操作を意味する。この例において、我々は、チャネルが少なくとも２つのＯＦＤＭシンボルに固定された状態を維持すると仮定する。

上述のＸ_ｉ及びＸ_ｉ ^＊が実質的に同じＰＡＰＲ特性を有することを示すことは難しくない。従って、直交するＳＴＢＣによって、最初のシンボル期間に対して、ＰＡＰＲの低減が適用される。Ｘ_１及びＸ_２に対してＰＡＰＲの低減を実行した後で、例えば主張された主題に従って実施例を使用すること等によって、最初のシンボル期間の間に送信されることになる、良いＰＡＰＲ特性を有する２つの修正されたシーケンスが獲得される。次のシンボル期間の間に、実質的に同じＰＡＰＲ特性を有する−Ｘ_２ ^＊及びＸ_１ ^＊が送信され得る。

シーケンスＸ_１とシーケンスＸ_２は独立しているので、以前に説明された実施例に関する以前に説明された結果が、ＳＴＢＣ−ＯＦＤＭシステムを包含するこの実施例に通用する。一例として、Ｎ＝４で、１／２レートの複素直交ＳＴＢコード［“IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 16, pp 1451-1458, Oct. 1998”に記載された“Tarokh, Jafarkhani, and Calderbank”による“Space-time block codes from orthogonal designes”を参照］を利用するシステムが考察され得る。

以前に説明された実施例は、ＳＴＢＣ−ＯＦＤＭ送信ダイバシティの実施例と共に使用されることができる。しかしながら、ＯＦＤＭシンボルの継続時間が、チャネルの可干渉時間に匹敵し得るので、そのような環境は、モバイルシステムでは、少なくともいくつかの場合において、実用的でない。その代りに、ＳＦＢＣ−ＯＦＤＭ送信ダイバシティ技術は、高速フェージング環境において、更に良い性能を達成するために、適用され得る。簡単化のために、代替えの実施例において、［４］で説明された“Alamouti”方式を使用するＳＦＢＣ−ＯＦＤＭシステムを考察する。そのような実施例の簡略化したブロック図は、図５において示される。データシンボルベクトルＸ＝［Ｘ_０，Ｘ_１，．．．，Ｘ_Ｎｃ−１］は、（８）式によって以下で表された空間周波数エンコーダによって、２つのベクトルＸ_１及びＸ_２に符号化される。

ベクトルＸ_１及びＸ_２は、ＩＦＦＴ／ＣＰブロックに供給されると共に、それぞれアンテナＴ_ｘ１及びＴ_ｘ２から、実質的に同時に送信される。空間周波数エンコーディング／デコーディングの動作は、以下の（９）式によって示されるような、入力データシンボルベクトルＸの多相コンポーネントベクトルの偶数ベクトルＸ_ｅ及び奇数ベクトルＸ_ｏの点から見て、明快に表されることができる。

ここで、ベクトルＸ_ｅ及びＸ_ｏの長さは、Ｎ_ｃ／２である。（８）式は、（９）式の偶数及び奇数のコンポーネントベクトルの点から見て、以下の（１０）式に示されるように表されることができる。

受信機の復調信号は、以下の（１１）式によって与えられる。

ここで、Λ_１及びΛ_２は、その要素が対応するチャネルのインパルス応答ｈ_１及びｈ_２のＦＦＴである対角行列を表す。（１１）式は、偶数及び奇数のコンポーネントベクトルＸ_１，ｅ、Ｘ_１，ｏ、Ｘ_２，ｅ、及びＸ_２，ｏの点から見て、以下の（１２）式に示されるように表されることができる。

空間周波数デコーダは、以下の（１３）式によって表された基準値（metric）に従って推定値を与える。

（１３）式に（１２）式を代入すると共に、隣接する副搬送波間の複素チャネル利得が等しいと仮定すると、以下の（１４）式のような結果を得る。

例えば、ＳＴＢＣ−ＯＦＤＭ方式と同様のＳＦＢＣ−ＯＦＤＭ方式は、同様に、大きなＰＡＰＲに悩まされる。しかしながら、この後者の場合において、単純なクロス−アンテナ回転は、それが“Alamouti”空間周波数ブロックコードの構造を破壊するので、実行されることができない。従って、代替えの実施例において、変更された方式が適用され得る。

上述のように、たとえ、その従属関係のせいで、ＩＦＦＴ計算において、いくらかの実装の複雑さの低減が可能であるとしても、ＳＴＢＣ−ＯＦＤＭと同様にそれらが独立していないので、ＣＡＲＩ方式及びＳＳ−ＣＡＲＩ方式に関して説明された以前の実施例は、直接（８）式のシーケンスＸ_１及びＸ_２に適用できない。しかしながら、ＣＡＲＩ（ＳＳ−ＣＡＲＩ）の代りに、そのような実施例に関して、ベクトルＸは、以下の（１５）式によって示されたように、シーケンスＸ’、及びＸ”に分解されることができる。

ここで、ベクトルＸ_ｅ及びＸ_ｏは、（９）式よって定義される。（８）式を参照するのと同様に、ＩＦＦＴの直線性、及び基本特性を使用することによって、アンテナ上の時間領域シーケンスは、Ｘ’及びＸ”のＩＦＦＴであるｘ’及びｘ”の点から見て、以下の（１６）式に示されるように表されることができる。

ここで、上付き文字^（０）は、（１４）式から復号化されたビット

の変化していない順序を意味し、以下の（１７）式によって示されたように、Ｊは、Ｎ_ｃｘＮ_ｃの反転行列、または反対角行列（anti-diagonal matrix）であると共に、Ｄは、単一のキャリシフトに基づく対角行列である。

ここで、Ｘの偶数及び奇数コンポーネントを交換するか、またはベクトルＸ＝［Ｘ_０，Ｘ_１，．．．，Ｘ_ＮＣ−２，Ｘ_ＮＣ−１］の代わりにベクトルＸ＝［Ｘ_１，Ｘ_０，．．．，Ｘ_ＮＣ−１，Ｘ_ＮＣ−２］を同等に送信する可能性がある。これは、ｘ_１ ^（１）及びｘ_２ ^（１）として表示されるシーケンスの異なるセットに帰着するスワップされたｘ’及びｘ”の値によって、（１６）式を含む（８）式からスタートする以前の式に影響を及ぼすことになる。最も小さな最大ＰＡＰＲを有する｛ｘ_１ ^（０），ｘ_２ ^（０）｝と｛ｘ_１ ^（１），ｘ_２ ^（１）｝との間のセットが、送信のために選択されることができる。後者の場合において、例えば、ビットは、異なる順序で復号化されると共に、従って受信機で再配置されるであろう。

データシンボルベクトルＸ＝［Ｘ_０，Ｘ_１，．．．，Ｘ_ＮＣ−１］は、更にＭ個の独立したキャリアサブブロックＸ_ｍ、ｍ＝１，２，．．．，Ｍに分割され得ると共に、以前の処理は、各サブブロックに対して独立に適用され得る。ゼロにセットされた副搬送波の位置に関して、それらが他のサブブロックに属するならば、Ｘ_ｍは、オリジナルのシーケンスＮ_ｃのサイズを有する。同様に、サブブロックにおけるゼロでない副搬送波は、空間周波数符号語の整数に及ぶ。従って、オリジナルのシーケンスは、

のように表されることができる。（６）式と類似したｍ番目のサブブロックに関する位相係数

、及び回転係数

を組み込むと、結果として生じる時間ベクトルは、以下の（１８）式によって示されるようなベクトルになる。

全ての可能な組み合わせに対して最も小さな最大ＰＡＰＲを有するミニ−最大基準の（７）式のシーケンスセットを使用して、この特別な実施例において、係数ｒ及びｂが送信のために選択され得る。しかしながら、もちろん、主張された主題は、この点における範囲に制限されない。

表１において例証されたように、ＭＣＡＲＩ方式の更に高い複雑さのせいで、代替えの実施例が使用され得る。例えば、以前に説明された実施例に関連して説明されたように、係数ｒ及びｂの全ての可能な組み合わせをくまなく検索する代りに、これは、連続的な方式で実行されることができる。最初に、ｍに関してｒ_１＝０及びｂ_１＝１を仮定する（シーケンスのオリジナルのセット）と共に、（１８）式のシーケンスの全セットのＰＡＰＲを計算し、そして最大値をメモリに格納する。他のサブブロックの係数を変わらない状態に維持しながら、ｒ及びｂの全ての可能な組み合わせをくまなく検索する。各組み合わせに関して、アンテナの間で最大ＰＡＰＲを発見すると共に、それがメモリに格納されているものより小さい場合、新しい値によってそれを上書きする。全ての可能な組み合わせが排出された後で、この特別な実施例において、このサブブロックに関する所望の係数ｒ及びｂが残る。処理は、その時点でｍ番目のサブブロックだけを変更して、係数ｒ及びｂが連続して発見されるまで、このやり方を継続する。複雑さに関して、この特別な実施例に関するＩＦＦＴの数は、以前に説明された実施例と実質的に同じである（例えば、表１を参照）。追加の複雑さは、（１６）式における２つの行列の乗算のために発生し得る。対角行列Ｄによるベクトルの乗算は、２つのベクトルの要素に関する乗算であり、一方、反対角線マトリックスＪによるベクトルの乗算は、ベクトルの要素の順序を反転させることを必要とする。

代りに、データベクトルＸを独立したランダムシーケンスＶと乗算し、“Alamouti”符号化を適用し、Ｖに関して、セット｛ｘ’_１，ｘ’_２｝のＰＡＰＲを計算することによって、ＳＦＢＣ−ＯＦＤＭと共にＳＬＭスキームが使用される。この場合も先と同様に、最大ＰＡＰＲが最も小さいシーケンスのセットが選択される。

図６は、同様の複雑さ、例えば、１０^６個の独立したＯＦＤＭシンボル、及び

に対する、以前に説明されたＳＬＭに関する実施例の性能の利点を示す。しかしながら、ＳＬＭの勾配がより急であるので、２つのカーブは、１０^−６のＰＡＰＲレベルより低いところで交差することになる。それでもなお、この確率は、実際上これが無視され得るほど小さい。しかしながら、この特別な実施例の欠点は、ＳＬＭと比較すると、更に高い数のサイド情報ビットを利用することである。

以前の実施例によって言及されるように、Ｎ＝４の場合は、１／２レートの複素直交ＳＴＢコード［例えば、“IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 16, pp 1451- 1458, Oct. 1998”に記載された“Tarokh, Jafarkhani, and Calderbank”による“Space-time block codes from orthogonal designes”を参照］が考察され得る。しかしながら、ＰＡＰＲの低減のためのこの特別な実施例を使用するために、入力シンボルベクトルＸ＝［Ｘ_０，Ｘ_１，．．．，Ｘ_ＮＣ−１］は、例えば、４つの多相コンポーネントに分解される。

主張された主題の実施例が、様々な状況に対して使用されることに注目するだけの価値はあると共に、主張された主題は、この点における範囲に制限されない。例えば、実施例は、例えば、携帯電話、携帯情報機器、ラップトップコンピュータ、メディアプレーヤー等を含んだ様々な可能な通信装置に使用されることができる。もちろん、主張された主題は、この例の範囲に制限されない。多くの他のアプローチ、及び／または、様々なソフトウェア、ファームウェア、及び／またはハードウェアを使用する他のタイプの装置が利用可能であると共に、主張された主題の範囲内に含まれる。もちろん、特別な実施例がまさに説明されたが、主張された主題が特別な実施例及び実装の範囲に制限されないということが理解されることになる。例えば、一実施例は、例えば、装置または複数の装置の組み合わせの上で作動するように実装されるなど、ハードウェアに存在し得ると共に、一方、別の実施例は、ソフトウェアに存在し得る。同様に、一実施例は、例えば、ファームウェアにおいて、もしくは、ハードウェア、ソフトウェア、及び／またはファームウェアのあらゆる組み合わせとして、実装されることができる。同様に、主張された主題は、この点における範囲に制限されないが、一実施例は、記憶媒体、または複数の記憶媒体のような、１つ以上の物品（article）を備えることができる。例えば１つ以上のＣＤ‐ＲＯＭ、及び／またはディスクのような、この記憶媒体は、その上に格納した命令を有することができると共に、該命令は、例えばコンピュータシステム、計算プラットフォーム、または他のシステムのようなシステムによって実行されたとき、例えば上述された実施例の内の１つのような、主張された主題に従って実行された方法の実施例に帰着し得る。１つの潜在的な例として、計算プラットフォームは、１つ以上の演算処理装置またはプロセッサと、表示装置、キーボード及び／またはマウスのような１つ以上の入力／出力装置と、スタティックランダムアクセスメモリ、ダイナミックランダムアクセスメモリ、フラッシュメモリ、及び／またはハードドライブのような１つ以上のメモリの全て／いずれかを含むことができる。例えば、この場合も先と同様に、主張された主題は、この例の範囲に制限されないけれども、表示装置は、相互に関係があり得る問い合わせのような、１つ以上の問い合わせ、及び／または１つ以上のツリー表現（tree expression）を表示するために使用されることができる。

上述の説明において、主張された主題の様々な特徴が描写された。説明の目的のために、特定の数、システム、及び／または、構成が、主張された主題の完全な理解を提供するために説明された。しかしながら、主張された主題は、これらの特定の詳細なしで実行され得ることは、この開示の利益を得る当業者にとって明白であるべきである。他の場合において、周知の特徴は、主張された主題を不明瞭にしないために、省略されるか、及び／または単純化された。特定の特徴が、例証されたか、及び／または、ここで説明された一方、多くの修正、置換、変更、及び／または、等価物が、すぐに当業者の心に浮かぶであろう。従って、添付された特許請求の範囲が、そのような修正、及び／または変更の全てを、主張された主題の真の精神の中に収まるようにカバーすることが意図される、ということが理解されるべきである。

クロス−アンテナ回転及び反転方式の実施例を例証する構成図である。 ＰＡＰＲを低減するために使用される異なる実施例方式の性能を比較するプロットである。 アンテナ、及びサブブロックの異なる値に対する異なる実施例方式の性能を比較するプロットである。 ＳＴＢＣ−ＯＦＤＭ方式の実施例を例証する構成図である。 ＳＦＢＣ−ＯＦＤＭ方式の実施例を例証する構成図である。 サブブロックの異なる値に対する異なる実施例方式の性能を比較するプロットである。

Claims (22)

1. 信号を送信する方法であって、
   ＭＩＭＯ方式に関するＯＦＤＭシーケンスを送信する段階を含み、
   前記ＯＦＤＭシーケンスの少なくともいくつかのサブブロックの多相シーケンスが、ＰＡＰＲを低減するように、インターリーブされていると共に反転されており、
   前記サブブロックの多相シーケンスのインタリーブと反転との可能な組み合わせの中から、アンテナ間の最大ＰＡＰＲが最も小さくなるインタリーブと反転との組み合わせが送信されるように、インターリーブされていると共に反転されている多相シーケンスを有する前記ＯＦＤＭシーケンスのサブブロックが選択される
   ことを特徴とする方法。
2. 前記サブブロックが、等しいサイズの前記ＯＦＤＭシーケンスのパーティションを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記サブブロックが、２つの多相シーケンスを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 多相シーケンスをインタリーブすると共に反転することがＰＡＰＲを低減することになるＯＦＤＭシーケンスを、サブブロック毎に順次に計算することによって、インターリーブされていると共に反転されている多相シーケンスを有する前記ＯＦＤＭシーケンスのサブブロックが選択される
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記ＯＦＤＭシーケンスが、少なくとも２つのアンテナを用いて送信される
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記方式が、ＳＴＢＣ符号化を利用する
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記方式が、ＳＦＢＣ符号化を利用する
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記方式が、空間多重方式を利用する
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式を利用すると共に、ＯＦＤＭシーケンスを送信するように構成される送信機を備え、
   前記ＯＦＤＭシーケンスの少なくともいくつかのサブブロックの多相シーケンスが、ＰＡＰＲを低減するように、インターリーブされていると共に反転されており、
   前記サブブロックの多相シーケンスのインタリーブと反転との可能な組み合わせの中から、アンテナ間の最大ＰＡＰＲが最も小さくなるインタリーブと反転との組み合わせが送信されるように、前記送信機が、インターリーブされていると共に反転されている多相シーケンスを有する前記ＯＦＤＭシーケンスのサブブロックを選択するように構成される
   ことを特徴とする装置。
10. 前記サブブロックが、等しいサイズの前記ＯＦＤＭシーケンスのパーティションを含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の装置。
11. 前記サブブロックが、２つの多相シーケンスを含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の装置。
12. 多相シーケンスをインタリーブすると共に反転することがＰＡＰＲを低減することになるＯＦＤＭシーケンスを、サブブロック毎に順次に計算することによって、前記送信機が、インターリーブされていると共に反転されている多相シーケンスを有する前記ＯＦＤＭシーケンスのサブブロックを選択するように構成される
    ことを特徴とする請求項９に記載の装置。
13. 前記送信機が、ＳＴＢＣ符号化を適用可能である
    ことを特徴とする請求項９に記載の装置。
14. 前記送信機が、ＳＦＢＣ符号化を適用可能である
    ことを特徴とする請求項９に記載の装置。
15. 前記送信機が、空間多重方式を適用可能である
    ことを特徴とする請求項９に記載の装置。
16. ＭＩＭＯ方式によって送信するためのＯＦＤＭシーケンスを計算するように構成される計算装置を備え、
    前記ＯＦＤＭシーケンスの少なくともいくつかのサブブロックの多相シーケンスが、ＰＡＰＲを低減するように、インターリーブされていると共に反転されており、
    前記サブブロックの多相シーケンスのインタリーブと反転との可能な組み合わせの中から、アンテナ間の最大ＰＡＰＲが最も小さくなるインタリーブと反転との組み合わせが送信のために選択されるように、前記計算装置が、インターリーブされていると共に反転されている多相シーケンスを有する前記ＯＦＤＭシーケンスのサブブロックを選択するように構成されることを特徴とする装置。
17. 前記サブブロックが、等しいサイズの前記ＯＦＤＭシーケンスのパーティションを含む
    ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
18. 前記サブブロックが、２つの多相シーケンスを含む
    ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
19. 多相シーケンスをインタリーブすると共に反転することがＰＡＰＲを低減することになるＯＦＤＭシーケンスを、サブブロック毎に順次に計算することによって、前記計算装置が、インターリーブされていると共に反転されている多相シーケンスを有する前記ＯＦＤＭシーケンスのサブブロックを選択するように構成される
    ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
20. 前記計算装置が、ＳＴＢＣ符号化を適用するように構成される
    ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
21. 前記計算装置が、ＳＦＢＣ符号化を適用するように構成される
    ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。
22. 前記計算装置が、空間多重方式を適用するように構成される
    ことを特徴とする請求項１６に記載の装置。

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