JP4665590B2 - 干渉型レーダ - Google Patents

Description

本発明は、飛翔する目標対象物を観測する干渉型レーダに関する。

従来、パルスレーダ以外の方法を用いて目標対象物（以下、ターゲットという）までの距離とターゲットの速度とを知る方法として、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）レーダがある。従来のＦＭＣＷレーダでは、受信信号を送信信号と同一のＦＭＣＷ信号で周波数変換し、ベースバンド信号を生成している。このＦＭＣＷ信号の周波数のぼり時と、周波数くだり時のベースバンド信号周波数のドップラーシフト量からターゲットの速度を検出し、さらにドップラー周波数成分を補正後のベースバンド周波数からターゲットとの距離を求める手法が使用されている（例えば、特許文献１，特許文献２）。また本発明者は、前記ＦＭＣＷレーダ技術を応用し、距離と方位を高感度に計測可能な干渉型レーダを提案している。

しかしながら、ターゲットが高速に移動している場合、受信信号を送信波と同じ信号で周波数変換したベースバンド信号は、ターゲットの速度によるドップラーシフトを受けると同時にターゲットの移動に伴って、ベースバンド周波数が変化し、正確な距離の計測を行うことができないという課題があった。さらにターゲットの速度および速度変化が大きい場合、同時に多数の異なる速度のターゲットが存在する場合には、上記手法は適用困難であった。

そこで、本発明者は、従来のＦＭＣＷレーダの問題を解決した干渉型レーダを開発した。前記干渉型レーダを高感度にするには、受信アンテナの素子数を増やし、さらに相関処理された信号を長時間積分する必要がある。

しかしながら、受信アンテナの素子数を増加した場合、アンテナの配列が広がり、干渉処理による総合処理利得は大きくなるが、同時に相関処理の指向性も鋭くなる。ターゲットが高速で移動するような場合、ターゲットの移動によって干渉計出力位相が変化するため、積分効率が低下し、または積分時間を確保することができず、総合的に感度が低下するという問題点があった。

また、ＦＭＣＷレーダで高速移動するターゲットの距離を高精度に観測する場合、そのターゲットからの反射信号はドップラーシフトを伴っており、さらにＦＭＣＷのスイープ周期内での距離変化も無視できないため、ターゲットの位置を精度よく求めるのが困難であった。

特開２０００−４６９４１号 特開２００３−１７７１７５号

本発明の目的は、受信アンテナによる空間分解能を上げずに、感度を向上させた干渉型レーダを提供することにある。

干渉型レーダの感度を向上させるためには、相関処理された信号を積分する時間を長くする必要がある。ターゲットが移動している場合、ある程度の監視頻度も必要とされ、その積分時間は例えば数秒以内である必要がある。そして、効果的な積分を行うには、積分時間内でターゲットが単位空間分解能以上移動してはならない。

一方、干渉型レーダの感度を上げるには、受信アンテナのゲイン（利得）を向上させる必要がある。受信アンテナでゲインを向上させるには、通常、ビーム幅を狭くし空間分解能を上げることとなる。このように、受信アンテナでゲインを向上させることと、積分時間を確保するために空間分解能を抑えることとは相反する関係にある。

そこで、本発明は前記受信アンテナによる空間分解能を上げずに、感度を向上させたのである。すなわち、干渉型レーダの方位分解能は干渉処理（相関処理）を行う最も遠いアンテナ間の距離で決定される。相関処理される信号の積分時間内でターゲットが移動すると、相関処理出力が変化し、十分な時間積分効果が得られない。そのために、想定されるターゲットの移動量に対し、干渉処理の角度分解能が十分低くなるように干渉レーダ画像の１画素のビーム幅をブロードにすることにより、高速移動のターゲットに対し積分時間を確保することができる。

アレイアンテナの最遠アンテナ間距離を短くすることにより、干渉レーダ画像の１画素のビーム幅がブロードになるが、アンテナ間距離を一定とすれば、同時にアンテナの素子数も減少するため、アレイアンテナの利得も低下してしまう。最遠アンテナ間距離を抑えた小規模な干渉ブロックをアレイアンテナ上に複数配置し、それら各干渉ブロックの相関出力信号をベクトル合成することにより、空間分解能を上げずに感度を向上することができる。

各干渉ブロック内のアンテナの配置、無限遠ターゲットに対する角度関係を等しくすれば、各干渉ブロック内の同じ位置関係にある相関出力からは、同じ信号成分が出力されるはずである。各干渉ブロックは独立した受信システムで構成されているので、雑音は独立であり、干渉ブロックの出力信号のベクトル和は干渉ブロックの数だけＳ／Ｎの改善が図られる。

ただし、アレイアンテナ上における干渉ブロックは、以下の条件が成立している必要がある。
C＞＞２Ｂ・Ｄ ｓｉｎθ
ここで、送信部の送信周波数帯域をＢ、ベクトル合成する複数の干渉ブロックの中で最も離れた干渉ブロック間の最大アンテナ間距離をＤ、アンテナ面の法線方向からのターゲット方向角度をθ、光速をＣである。

受信アレイアンテナのアンテナ素子数を４０９６×４０９６とした場合、ビーム幅を制限するために干渉ブロックの個数を５１２×５１２とすると、縦横に８分割、合計６４個の干渉ブロックを設けることができる。各干渉ブロックの出力信号成分は等しいので、ベクトル合成することにより、６４倍、約１８dBのＳ／Ｎ改善が期待できる。

以上説明したように本発明によれば、受信アンテナによる空間分解能を上げずに、感度を向上させることができる。

さらに、低空間分解能高感度干渉型レーダと同じアンテナのデータを用いて高分解能トラッキングレーダを実現することができる。すなわち、受信アンテナの最大開口を使ってターゲットの大まかな位置を検出し、次に特定のターゲットを捉えて、その特定のターゲットの位置を高精度にトラッキングすることができる。

さらに、ＭＴＩ測距で得たターゲットの速度データを使い、線形予測して前記速度データに対して周波数補正を行うことにより、ターゲットの高精度な測距を行うことができる。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて詳細に説明する。

図１に示すように、本発明の実施形態に係る干渉型レーダは、複数の送信モジュールから構成される１台の送信部Ｔと、複数台の受信部Ｒとを有している。

図１に示す本発明の実施形態に係る干渉型レーダは、運用面から見ると、パッシブモードとアクティブモードとの２つの動作モードを備えている。そしてアクティブモードは、測距モードと、ＭＴＩモードと、ＩＳＡＲモードを備えている。各モードについて説明する。

前記パッシブモードは、ターゲットに向けて電波（送信波）を放射することなく、例えば航空機の気象レーダ，戦闘機のＦＣＳレーダ，人工衛星搭載レーダの信号などのように受信アンテナビーム内で受信可能周波数範囲の全電波源の方向と電波強度とを表示する動作モードである。

アクティブモードのうち前記測距モード及び前記ＭＴＩモードは、時分割に交互に動作し、それぞれターゲットの方位と距離と、およびターゲットの方位と速度を計測するとともに、その計測結果を合成して画面表示する。また前記測距モード及び前記ＭＴＩモードでは、全視野を瞬時にもれなく観測する概査ＭＴＩ機能と特定のターゲットのＭＴＩを高精度に行う個別ＭＴＩ機能、また全視野を瞬時にもれなく観測する概査測距機能と特定のターゲットの測距を高精度に行う個別測距機能が同時に動作する。これら概査ＭＴＩ，概査測距、個別ＭＴＩ，個別測距機能の計測結果は画像処理されて、全体画面上に合成して、又は個別ターゲットの詳細情報として表示される。前記ＩＳＡＲモードは、動作時に電波（送信波）を送信し、ターゲットからの反射波を受信して、ＩＳＡＲ（Inverse Synthetic Aperture Radar）処理を行い画像化するモードである。

前記送信部Ｔは図１に示すように複数のモジュールから構成される。前記複数のモジュールは、同期信号発生部１と、信号生成部２と、エキサイタ３と、信号分配器４と、信号分配器４で分配された信号がそれぞれ入力する複数の位相器５と、各位相器５にそれぞれ接続された複数のマイクロパワーモジュール（ＭＰＭ）６と、各マイクロパワーモジュール６からの送信波を送信する複数の送信アンテナ７とを有している。ここに、マイクロパワーモジュール（ＭＰＭ）６は図示しない位相安定回路を備えた小型のＴＷＴＡ（Traveling Wave Tube Amplifier）が組み込まれ、送信波を増幅するものである。またエキサイタ３は、信号生成部２からの送信波の振幅を大きくして信号分配器４に出力させる。

前記複数の送信アンテナ７は図２に示すように、１つのアンテナ面９ａにマトリックス状に配列している。実施形態における送信アンテナの素子数は５０個に設定しているが、この素子数に限られるものではない。前記アンテナ面９ａは、その法線方向を中心として観測可能範囲がターゲット２１に向いた平面形状をなしている。なお、ターゲット２１としては、ミサイル，航空機などの高速飛行物体が挙げられるが、図ではミサイルを図示している。

前記送信アンテナ７は、前記マイクロパワーモジュール６及び前記位相器５の直列回路にそれぞれ直列に接続されている。前記複数の位相器５には、信号分配器４で分配された信号が並列にそれぞれ入力する。複数の位相器５はビーム幅及びビーム方向をそれぞれ調整して送信波を送信アンテナ７に出力するため、前記複数の送信アンテナ７は図２に示すように、これらのアンテナ７を組み合わせた合成開口からのビーム幅が広いブロードビームＢ１と、前記合成開口からのビーム幅が特定のターゲット２１の方向に集中した鋭利なペンシルビームＢ２とに切り替えられて送信波を送信する。ここで、ブロードビームＢ１は測距モード時とＭＴＩモード時とに出力させるものであり、送信信号を後述する受信アンテナの全視野角に均一電力で照射するビームである。ペンシルビームＢ２は特定のターゲット２１を注目してできるだけ高いＳ／Ｎ比で観測するとき及びＩＳＡＲ観察モード時に出力させるものであり、送信信号を特定の方向に全送信電力を集中させたビームである。

前記同期信号発生部１は、前記信号生成部２及び前記受信部Ｒ並びにそのほかの各部に同期信号を出力する。前記信号生成部２は前記同期信号発生部１からの同期信号を入力として、ＭＴＩモード時にＣＷ（Continuous Wave）信号を出力し、測距モード時及びIＳＡＲモード時にＦＭＣＷ（Frequency-Modulated
Continuous Wave）信号を出力する。ここに、ＣＷ信号とは、周波数を変調させずに連続して出力される信号である。ＦＭＣＷ信号とは、周波数を直線的に変調させながら連続的に出力される信号である。

前記受信部Ｒは図３に示すように、１つのアンテナ面９ｂにマトリクス状に縦横に配列されているアンテナを有している。前記アンテナ面９ｂは、その法線方向を中心として観測可能範囲が観測すべき方向に向いた平面形状をなしており、受信アンテナ８としてマイクロ波（例えばＸバンド）受信アンテナが用いられる。

図３及び図４に示す実施形態では、アンテナ面９ｂには、縦横に５１２×５１２のアンテナ８がマトリクス状に配列されて、大口径アレイアンテナを構成している。そして、ビーム幅の制限を緩和するために縦横に４分割した１６個の干渉ブロック９ｃが設けられており、各干渉ブロック９ｃ内には、１２８×１２８の個数のアンテナ８がマトリクス状に配置されている。なお、受信アンテナ上に設定する干渉ブロック９ｃは１６個に限られるものではない。干渉ブロック９ｃの分割数をｎとすると、２^ｎの個数の干渉ブロック９ｃを設定するようにすればよいものである。

各干渉ブロック９ｃ内のアンテナの配置、無限遠ターゲットに対する角度関係を等しくすれば、各干渉ブロック９ｃ内の同じ位置関係にある相関出力からは、同じ信号成分が出力されるはずである。各干渉ブロックは独立した受信システムで構成されているので、雑音は独立であり、干渉ブロックの出力信号のベクトル和は干渉ブロックの数だけＳ／Ｎの改善が図られる。ただし、アレイアンテナ上における干渉ブロック９ｃは、以下の条件が成立している必要がある。
Ｃ＞＞２Ｂ・Ｄ ｓｉｎθ
ここで、送信部の送信周波数帯域をＢ、ベクトル合成する複数の干渉ブロックの中で最も離れた干渉ブロック間の最大アンテナ間距離をＤ、アンテナ面の法線方向からのターゲット方向角度をθ、光速をＣとして設定している。

送信アンテナ７のアンテナパターンはＭＴＩモード及び測距モードでは受信アンテナ８の全視野角に均等に照射するようにブロードビームモードＢ１に選定される。

前記各干渉ブロック９ｃに含まれる複数の受信アンテナ８は図１に示すように、それぞれほぼ等しい電気的仕様を有する受信装置を備えている。前記受信装置は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０と、周波数変換部１１と、対をなすローパスフィルタ１２ａ，１２ｂと、Ａ／Ｄ変換部１３と、ＦＦＴ処理部１４を備えている。これらの構成は、それぞれの受信アンテナ８に独立に備えられている。さらに受信部Ｒは、干渉ブロック毎に相関処理部（相関器１５ａ，積分器１５ｂ）を備えている。そして受信部Ｒは、複数の相関処理部１５の出力信号をベクトル合成する合成器１９と、２次元ＦＦＴ処理部１６と、データ処理部１７と、表示部１８と、ターゲット選択部２２と、複数の個別ＭＴＩ／測距処理部２３とを備えている。個別ＭＴＩ／測距処理部２３は、概査ＭＴＩ，概査測距で求めた目標対象物の速度及び距離データを用いて、目標対象物の速度を高精度に測定する個別ＭＴＩ部と、前記個別ＭＴＩ部の速度データを用いて目標対象物の速度によるドップラー周波数、距離変化に伴うＦＭＣＷベースバンド信号の周波数補正を行い、目標対象物の位置を高精度に測距する個別測距処理部とを有している。

前記低雑音増幅器１０は前記受信アンテナ８から出力される受信信号を増幅する。前記周波数変換部１１は前記信号生成部２から出力される信号を用いて、複数の受信アンテナ８が受信する受信信号に対して周波数変換を行い、それぞれの受信信号からベースバンドの複素信号であるＩＱ信号（アナログ信号）を出力し、そのＩ信号を一方のローパスフィルタ１２ａに、残りのＱ信号を他方のローパスフィルタ１２ｂにそれぞれ出力する。ローパスフィルタ１２ａ，１２ｂは、ＩＱ信号の高周波成分を除去する。前記Ａ／Ｄ変換部１３は、ローパスフィルタ１２ａ，１２ｂで高周波成分が除去されたアナログのＩＱ信号（受信信号）を前記同期信号発生部１からの同期信号に同期させてディジタル信号にＡ／Ｄ変換する。前記ＦＦＴ処理部１４は、受信アンテナ８で受信されて復調された前記Ａ／Ｄ変換部１３からのディジタル信号について離散フーリエ変換を並行して実行し（ＦＦＴ）、その出力信号を前記相関処理部１５及び前記ターゲット選択部２２に出力する。

前記相関処理部１５は相関器１５ａと積分器１５ｂとを有し、前記ＦＦＴ処理部１４からの出力信号を干渉ブロック９ｃに含まれる複数の受信アンテナ８の信号間で相関積分処理を行う。合成器１９は、各干渉ブロック９ｃから出力される複数の相関処理部１５の出力信号をベクトル合成する。前記２次元ＦＦＴ処理部１６は、合成器１９でベクトル合成された信号を入力として、アンテナ面（受信アンテナのアンテナ面）９ｂに入力される信号の位相面から電波源（ターゲット２１）の方向を求める処理を行う。前記データ処理部１７は、合成器１９でベクトル合成され前記２次元ＦＦＴ処理部１６で２次元ＦＦＴ処理されたデータを入力とし、ＭＴＩモードでターゲットの速度毎に分類したターゲットの方位エレベーションと測距モードでターゲットの距離ごとに分類したターゲットの方位エレベーションを表示部１８に出力し、かつターゲットの方位データをターゲット選択部２２に出力するとともに、ターゲットの速度データを複数の個別ＭＴＩ／測距処理部２３に出力する。

本発明の実施形態においては、送信アンテナ７からの送信と受信アンテナ８による受信とが同時刻に行われるため、図３に示すように送信アンテナ７からの送信信号が受信アンテナ８に廻り込まないように送信アンテナ７と受信アンテナ８とを白抜き矢印で示すように干渉しない程度に分離して設置する。

さらに本発明の実施形態における方位分解能は、最も離れて設置された受信アンテナ８，８間の距離により決定される。また観測可能な視野角は、各受信アンテナ８のビーム幅により決定される。

本発明の実施形態においては、前記送信部Ｔと前記受信部Ｒとの動作を変更することにより、非常に高感度にターゲットの方位と速度とを検出するＭＴＩモードと、同様に高感度にターゲットの方位と距離とを計測する測距モードとで動作させる。本発明は図１に示すように制御部２０を備えている。前記制御部２０は、前記送信部Ｔと前記受信部Ｒとの動作を前記ＭＴＩモードと前記測距モードの二つの動作モードに数十ミリ秒から数秒以内で交互に切り替え、その出力画像を合成して、高精度な測距、ＭＴＩレーダ画像として表示する制御を行う機能を有している。さらに制御部２０はＭＴＩモード及び測距モードにおいて、データ処理部１７及び高精度測距処理部１９を動作制御し、個別のターゲットに関し、高精度に速度計測，距離計測を行う制御機能を有している。

先ず、本発明におけるＭＴＩモード時の動作について説明する。制御部２０からＭＴＩモードの指令が送信部Ｔに入力すると、信号生成部２は同期信号発生部１からの同期信号を入力として一定周波数のＣＷ信号を連続して出力し、そのＣＷ信号をエキサイタ３に通して信号分配器４に出力する。信号分配器４は、入力したＣＷ信号を分配して複数の位相器５に出力する。位相器５は、分配された信号が入力すると、送信アンテナ７から送信する送信信号のビーム幅，ビーム方向が所定の形になるように位相を調整し、その調整後の送信信号をマイクロパワーモジュール６に通して送信アンテナ７に出力する。複数の送信アンテナ７は、一定周波数の連続したＣＷ信号を送信信号（送信波）としてターゲット２１を含む観測エリアに向けて放射する。

制御部２０は、送信部Ｔと受信部ＲとにＭＴＩモードの動作指令を同時に出力するものであり、送信部Ｔが上述したように送信信号（ＣＷ信号）をターゲット２１を含む観測エリアに向けて送信している際に、受信部Ｒはターゲット２１で反射される信号（受信信号）を受信している。このように送信部Ｔと受信部Ｒとは、同時に動作しているために、送信部Ｔからの送信信号が受信部Ｒに線形動作領域（小信号の範囲；リニアな範囲）を超えるほど強力な信号として廻り込むと、受信部Ｒは、送信部Ｔから出力された送信信号とターゲット２１からの反射信号とを識別することが困難になる。そのため、送信アンテナ７と受信アンテナ８とを離して設置している。ここに、前記送信信号のパワーが前記線形動作領域であれば、送信アンテナ７から受信アンテナ８に廻り込む不要な送信波を受信部およびＦＦＴ処理で分離することが可能である。

図３において、送信アンテナ７から送信される送信信号のアンテナビーム方向に高速で飛翔してくるターゲット２１が存在しているとする。この場合、送信アンテナ７からの送信信号はターゲット２１で反射され、その反射波は非常に微弱な受信信号として複数の受信アンテナ８で受信される。

前記受信アンテナ８で受信した受信信号（反射波）は、ターゲット２１の速度ＶによりドップラーシフトΔｆを受けている。ここに、送信アンテナ７から送信される送信信号の送信周波数をｆ_ｃ、ターゲット２１の速度をＶ、ドップラーシフトをΔｆ、Cを光速とすると、これらの関係は次の式（１）となる。
Δｆ＝（２×Ｖ×ｆ_ｃ）／Ｃ （１）

前記Ｈ系及びＶ系の複数の受信アンテナ８で受信された信号は、それぞれ低雑音増幅器１０で増幅され、その増幅後の受信信号が周波数変換部１１にそれぞれ入力する。それぞれの周波数変換部１１は、信号生成部２からの送信信号（送信アンテナ７から送信される送信波）で周波数変換し、ベースバンド周波数の信号（ベースバンド信号）に変換する。

Ａ／Ｄ変換部１３は、複数の周波数変換部１１からの前記ベースバンド信号を受け取ると、アナログ信号である前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換し、そのディジタル信号であるベースバンド信号をＦＦＴ処理部１４に出力する。

次に前記ＦＦＴ処理部１４は、入力したベースバンド信号をドップラーシフト周波数に分類する（スペクトル解析）。このとき、ベースバンド信号に含まれる直流周波数成分は、速度を持たないターゲットからの反射信号、及び送信アンテナ７から受信アンテナ８への廻り込み成分であるので、Ａ／Ｄ変換部１３及びＦＦＴ処理部１４により除去される。Ｘバンドの周波数を用いる干渉レーダの実施例では、計測対象速度範囲を最大７Ｋｍ／ｓとすると、最高ドップラー周波数は約４５０ＫＨｚとなる。この場合、Ａ／Ｄ変換周波数はその２倍以上となり、たとえば１ＭＨｚとする。概査ＭＴＩ処理では、必要速度分解能を７０ｍ／ｓ程度とすると、２５６点ＦＦＴが必要になる。この出力を相関処理し、積分、二次元ＦＦＴ処理を行い、速度毎の画面として画像化する。

前記ＦＦＴ処理部１４でのＦＦＴ処理を図７に基づいて説明する。送信アンテナ７と受信アンテナ８とのスラントンジ方向速度がＶであるターゲット２１からの反射信号はドップラーシフトを受けている。このドップラーシフト周波数によりターゲット２１からの信号を分類し、速度ごとのターゲット分布図を求める。

すなわち図７に示すように、前記ＦＦＴ処理部１４は、前記Ａ／Ｄ変換部１３でＡ／Ｄ変換されたディジタル信号であるベースバンド信号を一定周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・毎に周波数解析する。この場合、Ａ／Ｄ変換のサンプル周波数Δｔは、次式（２）で示すように想定される最高ドップラー周波数の２倍以上であることが必要である。

１／Δｔ＞２Δｆ_ｍａｘ （２）
ここに、Δｆ_ｍａｘは、想定される最高ドップラー周波数である。

またＦＦＴ処理部１４に１回に入力処理するデータ時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・は、次式（３）で示すように、必要とする速度分解能のドップラー周波数の逆数時間以上でなければならない。

Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・＞１／Δｆ_ｍｉｎ （３）
ただし、Δｆ_ｍｉｎ＝２ΔＶｆ_ｃ／Ｃである。ここに、ΔＶは速度分解能、Δｆ_ｍｉｎはドップラー周波数分解能である。

前記ＦＦＴ処理部１４でドップラーシフト周波数に分類された信号が相関処理部（相関器１５ａ，積分器１５ｂ）に入力すると、相関処理部１５により相関積分処理が行われる。次に相関処理と積分処理とに区分けして説明する。

先ず前記相関器１５ａが干渉ブロックの受信アンテナ８系列の信号間で相関処理を行う場合について説明する。図７に示すように、前記ＦＦＴ処理部１４でドップラーシフト周波数に分類された信号（Ｆ（ω_ｋ））が前記相関器１５ａに入力すると、前記相関器１５ａは、その干渉ブロック内で基準とするある特定のアンテナ８の信号の共役信号とそれ以外の受信アンテナ８の相互間で信号相互間で複素乗算演算を行う。前記相関器１５ａによる相関処理により、各受信アンテナ系統で受信された信号間の、入射方向による位相差が検出され、全受信アンテナ８間の相関を求めることにより、アンテナ面９ｂに入射される全受信信号のベクトル合成された位相面を求めることができる。

前記積分器１５ｂは、前記相関器１５ａで相関処理された信号を長時間積分処理する。前記積分器１５ｂによる積分の結果、受信アンテナ８の受信機内部で発生する内部雑音が抑圧され、内部雑音レベル以下の非常に微弱な受信信号も画像化することができる。同時に受信部Ｒ内の共通的なスプリアスが存在する場合、そのスプリアスは相関積分処理で抽出される。そのため、受信部Ｒの局部発信には共通信号源の逓倍信号ではなく、フェーズドロック発信器による独立発信信号を使う必要がある。前記周波数変換部１１からのベースバンド信号に含まれる直流分は、Ａ／Ｄ変換部１３及びＦＦＴ処理部１４で除去することにより、送信アンテナ７からの送信信号が受信アンテナ８の受信信号に混入する影響を除去することができる。

以上の処理は、受信アンテナ上の干渉ブロック９ｃ毎に行われる。すなわち、図６に示すように、受信アンテナ２上に設けられた５１２×５１２個のアンテナ８が縦横に４分割した１６個の干渉ブロック９ｃ内にそれぞれ１２８×１２８個ずつ配置されている。そして、干渉ブロック９ｃ毎に、相関器１５ａは、基準となるアンテナ８と、残りのアンテナ８とで受信した信号の相関処理を行う。そして干渉ブロック９ｃ毎に、積分器１５ｂは、相関器１５ａで相関処理された信号を積分する。したがって、積分器１５ｂの出力信号は、干渉ブロック９ｃの個数に相当する個数だけ出力される。

合成器１９は、各干渉ブロック９ｃの積分器１５ｂから出力される信号をベクトル合成する。合成器１９がベクトル合成することにより、空間分解能は１個の干渉ブロック９ｃのもつ分解能を保ったまま、受信アンテナ２の最大開口、すなわち複数の干渉ブロック９ｃ内での信号をベクトル合成した信号となり、Ｓ／Ｎが１６倍になる。したがって、合成器１９がベクトル合成することにより、干渉ブロック内の基準となるアンテナ８とそのほかの受信アンテナ間の全ての組み合わせについてドップラーシフト周波数別に相関演算が行なれ、図８（ａ）に示すように分類されたドップラーシフト周波数（ターゲット２１の速度）別のアンテナ面９ｂに入力される受信信号（ターゲット２１からの反射波）の位相面（Ｈ−Ｖ）を求めることができる。

前記２次ＦＦＴ処理部１６は前記合成器１９からの信号を受けると、図８（ａ）に示す位相面（Ｈ−Ｖ）の２次元関数を２次元ＦＦＴ処理することにより、図８（ｂ）に示す速度ごとに分類したターゲット２１の方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）を求める。

前記データ処理部１７は、前記説明した概査ＭＴＩ処理で求められたターゲット２１の方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）に基づいて特定ターゲット２１の方向及び速度を計測する。すなわち、ＭＴＩモードでは、送信側から連続したＣＷ信号が出力される。ターゲット４の速度Ｖにより受信信号はドプラーシフトされたものであり、ドップラーシフトΔｆがドップラー周波数として検出されるから、データ制御部１７は、式（１）によりターゲット２１の速度Ｖを算出する。本発明では、送信信号にＣＷ信号を用いているため、非常に高精度に速度分析を行うことができる。必要なドップラー周波数分解能の逆数が１回の周波数解析処理に必要なデータ時間である。たとえば、送信信号の送信周波数が１０ＧＨｚである場合に、１００ｍ／ｓの速度分解能を得るためには、０．１５ｍｓの受信データを周波数解析すればよい。

次に、本発明における測距モード時の動作について説明する。測距モード時においては、ＭＴＩモード時に出力したＣＷ信号に代えて、ＦＭＣＷ信号を出力する。この測距モードは、ＭＴＩモードと同じ構成で送信信号をＦＭＣＷとすることにより、ターゲットまでの距離を計測することができる。

この測距モードにおいては、受信信号を送信信号と同じＦＭＣＷ信号で周波数変換することにより、ターゲット２１の距離が反射信号（受信信号）の周波数に変換される。

したがって、相関処理部１５は、その干渉ブロック内で基準とするある特定の受信アンテナ８とそれ以外の受信アンテナ８の信号相互間で周波数別に複素乗算演算を行う。各干渉ブロック毎の出力信号を合成器１９でベクトル合成し、図８（ａ）に示すようにターゲット２１までの距離で分類された周波数（ターゲット２１の距離）別のアンテナ面９ｂに入力される受信信号（ターゲット２１からの反射波）の位相面（Ｈ−Ｖ）を求めることができる。図８（ａ）には、ターゲット２１までの距離に相当する周波数別に分類された複数の前記位相面（Ｈ−Ｖ）を図示している。

前記２次ＦＦＴ処理部１６は前記相関処理部１５からの信号を受けると、図８（ａ）に示す位相面（Ｈ−Ｖ）の２次元関数を２次元ＦＦＴ処理することにより、図８（ｂ）に示すターゲット２１の距離ごとに分類したターゲット２１の方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）を求める。概査処理ではターゲット２１が速度を持っている場合は静止している場合より若干周波数がシフトするが、距離分解能の誤差内に抑えることが可能である。Ｘバンドの干渉レーダの実施例では最大観測範囲を３０００Ｋｍとした場合、ＦＭＣＷ信号の繰り返し周期は２０ｍＳ程度、最高距離分解能を１ｍとすると、ＦＭＣＷ送信信号帯域幅は１５０ＭＨｚとなる。ターゲット２１の最大ドップラー周波数シフトは４５０ＫＨｚ程度であるので、概査で距離分解能を２０Ｋｍとした場合、ドップラー周波数偏移による誤差は無視することができる。

概査処理においては、前記受信アンテナ８の受信信号を前記ＦＦＴ処理部１４によるＦＦＴ処理で周波数分類した後はＭＴＩモードと同じように相関処理、積分を行い、Ｓ／Ｎ比を向上させている。視野角内のターゲットの数に関係なく（性能低下することなく）データ処理部１７でそれぞれのターゲットの軌跡をトレースすることが可能である。受信アンテナ８に対するターゲット２１の方位，ターゲット２１までの距離及びターゲット２１の速度が大きく変化しない限り（誤差範囲内のとき）、ターゲット２１で反射された信号の相関出力位相は一定なため、長時間にわたって位相積分を行い、高感度化，高精度化を図ることができる。測距モードと同様にベースバンド信号への変換後に直流成分近傍の低周波成分を除去することにより、受信アンテナ８への送信信号の回り込み成分を除去することができる。

さらにデータ処理部１７は、図８（ｂ）に示す２次ＦＦＴ処理部１６から出力される方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）ごとの信号強度を解析し、前記算出したターゲット２１の距離ごとに方位エレベーション（Ｄ−Ｅ）内での座標からターゲット２１の方位方向を検出する。

前記制御部２０は、前記送信部Ｔと前記受信部Ｒとの動作を前記ＭＴＩモードと前記測距モードの二つの動作モードに数十ミリ秒から数秒以内で交互に切り替える。

前記表示部１８は、ＭＴＩモード時に前記データ処理部１７からのデータを受け取ると、ドップラー周波数毎に分類されたターゲット２１の速度及び方位方向のデータを合成し、視野角全体に存在するターゲット２１の方位，速度を合成表示する。さらに表示部１８は、測距モード時に前記データ処理部１７からのデータを受け取ると、距離に対応したベースバンド周波数毎に分類されたターゲット２１の距離及び方向のデータを合成し、視野角全体に存在するターゲット２１の方向，距離を合成表示する。したがって、ターゲット位置情報（ｘ_１，ｙ_１，ｚ_１及びｘ_２，ｙ_２，ｚ_２）を受信アンテナ８のビームＢ３内に三次元表示（３Ｄ）する。ターゲット２１の速度及び進行方向情報をベクトル表示する。さらにターゲット２１の軌跡情報を破線表示する。

以上説明した概査ＭＴＩ及び概査測距モードでは、受信アンテナ８による視野角全体に存在するターゲット２１の方位，速度，距離を合成表示する場合であるが、特定のターゲット２１について精密測距，トラッキング，予想軌道の表示を行う、或いは図９（ｂ）のようなＩＳＡＲ画像の表示を行う場合がある。この場合について説明する。この場合、ＭＴＩモードで取得したターゲット２１の速度情報を基にして周波数Δｆを補正することにより、距離分解能を向上、すなわち位置と時間とを同定する必要がある。この処理は図１のターゲット選択部２２と個別ＭＴＩ／測距処理部２３とにより行われる。

先ず、ターゲット選択部２２による処理について説明する。図５に示すように、ターゲット選択部２２はディジタルビームフォーミング処理を行う。具体的に説明すると、ターゲット選択部２２は、データ処理部１７から方位データ，概査ＭＴＩ，概査測距データを受取ると、その方位データに基づいて位相関数生成部２２ａから位相関数を生成し、これを乗算器２２ｂに出力する。乗算器２２ｂは、概査ＭＴＩ，概査測距データからFFT処理部１４のターゲット信号が含まれる周波数分出力に前記位相関数を掛けて、その信号を加算器２２ｃに出力する。加算器２２ｃは、複数の乗算器２２ｂから出力される信号を加算して、特定のターゲット２１の方向を選び出す。

個別ＭＴＩ／測距処理部２３は、ターゲット選択部２２が選び出した特定のターゲットの方向で概査ＭＴＩ，概査測距データに相当するベースバンド周波数周辺の信号を用いて更に高精度なＭＴＩ測距を行う。

ＭＴＩモード時にFFT処理部１５から入力し、ターゲット選択部２２で選択した、ある特定の方向にあるターゲットの概査ＭＴＩ信号を個別ＭＴＩ処理部２３で更に詳細に周波数解析し、ドップラー周波数を更に高精度に求め、速度を決定する。この高精度速度データを用いて、高精度な測距が可能となる。

特定のターゲット２１が受信アンテナ８側に移動する場合の位置関係は図９に示す通りとなる。図１０において、受信アンテナ８での受信信号と送信信号との関係は、ターゲットが静止している場合の受信信号はαとなり、ターゲットが一定速度Ｖで近づく場合の受信信号はβとなる。γがターゲットの距離変化による周波数の変化を示している。またＢは帯域幅を示している。

図１０に示すように、ターゲット２１が停止している場合、周波数変換部１１で送信信号と受信信号の差分を求めると、ターゲット２１までの距離が受信信号の周波数に変換される。この場合、ターゲット２１が停止しているため、距離変化による周波数の変化はない。送信信号に対する受信信号の遅延時間Ｔ_ｄは次式（４）で表される。

Ｔ_ｄ＝２Ｒ／Ｃ＝２（Ｒ_０−Ｖｔ）／Ｃ （４）
Ｒ（Ｒ_０）は受信アンテナ８からターゲット２１までの距離、Ｃは光速、Ｖはターゲット２１の速度である。

ここに、ターゲット２１までの距離Ｒのデータには、前記測距モードで求めた距離情報を用いる。またターゲット２１の速度のデータには、前記ＭＴＩモードで求めた距離情報を用いる。ｔは、前記測距モードで求めた距離情報と前記ＭＴＩモードで求めた距離情報とに基づいて求める。

周波数変換部１１で周波数変換したベースバンド周波数の変化と時間（ターゲット２１までの距離変化）との関係において、周波数変換部１１で周波数変換したベースバンド周波数ｆ_Ｂは、次の式（５）で表される。

ｆ_Ｂ＝２ｋＲ_０／Ｃ （５）
ｋはチャープ率であって、送信信号の繰り返しパルス幅をτ、送信信号の帯域幅をＢとすると、ｋ＝Ｂ／τである。

図９において、ターゲット２１が停止している場合、ベースバンド周波数ｆ_Ｂはターゲット２１までの距離によって決定される。ＦＭＣＷ周波数の帯域幅ＢでＡ／Ｄ変換のサンプル周波数もＢのとき、ＦＭＣＷのベースバンド周波数は折り返した結果、一定になる。

したがって、周波数変換部１１で周波数変換されて距離に相当する周波数別に分類されたベースバンド信号（受信信号）は点線α０で示すように一定となる。

これに対して、ターゲット２１が高速で受信アンテナ８に近づく場合を考える。図９において、ターゲット２１が高速（一定速度）で移動する場合、ベースバンド周波数ｆ_Ｂは、ｔの一次式で変化する。すなわち、ベースバンド周波数ｆ_Ｂは、ドップラー周波数による影響を受けてさらに距離の変化による周波数変化を生じる。そのベースバンドｆ_Ｂは次式（６）で表される。

ｙ＝{-２ｋＶｔ＋２（ｋＲ_０-Ｖｆ_ｃ）}／Ｃ （６）

ターゲット２１が高速で移動する場合、ドップラー周波数シフトによる距離誤差の増大、積分時間内の距離変化による感度の低下が生じる。

個別ＭＴＩ／測距部２３の周波数補正部２３ａは、ターゲット選択部２２から特定のターゲットの方位情報とデータ処理部１７から概査処理結果の速度距離データをそれぞれ取得する。前記データの取得後、周波数補正部２３ａは、概査ＭＴＩ処理で求めたターゲットのドップラー周波数に相当するＦＦＴ処理部１４の出力信号のうち、データ処理部１７から入力した方位情報から求める方位方向のベースバンド信号ｆ_Ｂのみを抽出する。

この抽出されたベースバンド信号ｆ_Ｂに、ドップラー周波数及びターゲット２１までの距離変化による周波数変化の補正項を加える。その周波数変化の補正項を加えたベースバンド信号ｆ_ｏｕｔは次式（７）で表せる。

ｆ_ｏｕｔ＝ｆ_Ｂ-{２（ｋＶｔ＋Ｖｆ_ｃ）}／Ｃ （７）

次にＦＦＴ部２３ｂは、周波数補正部２３ａで前記高精度に計測した速度データを用いて、高精度測距処理を行う。すなわちＦＦＴ部２３ｂは、概査測距モードで求めた距離情報から、そのターゲット情報が含まれるＦＦＴ処理部１４の出力周波数を選択し、全受信アンテナ系統分の信号を取得する。そして高精度測距処理部１９は、全受信アンテナ系統分の信号を、概査で求めたターゲット方位のみが強め合うように位相合成することにより、ターゲットの信号方向成分のみを抽出する。この抽出された信号に前記の高精度に求めた速度データを使用し、積分部２３ｃにより積分時間にわたり距離補正，ドップラー補正を行い、その後に高精度な周波数解析を行う。これにより特定ターゲットについて、正確な距離情報をデータ処理部１７に出力する。データ処理部１７は、高精度な即データと精密距離データを表示部１８に出力する。

表示部１８は、データ処理部１５からの距離情報に基づいて、特定のターゲットについて精密測距，トラキング，予想軌道を表示する。ＩＳＡＲモードではＩＳＡＲ画像を表示する。また精密測距モードは、測距モードと併用して使用され、画像表示部１８は、特定ターゲットの精密距離を測定時刻のタイムスタンプとともに表示する。この場合、データ処理部１７は、個別ＭＴＩ／測距処理部２３からの距離情報に基づいてターゲットの軌道推定を行う。

上述した実施形態では、同期信号発生部１からの同期信号を基準信号として用いたが、基準信号は同期信号に限られない。すなわち本発明に係るＦＭＣＷレーダは、一定周波数変化率（チャープ率）ｋで変化し、周期Ｔで繰り返す信号を送信する送信部Ｔと、目標対象物で反射した信号を送信信号と全く同じタイミングまたは位相同期したタイミングの周波数変化率ｋの局部発信信号で周波数変換するヘテロダイン機能を有する受信部Ｒと、前記ｋとＴの積になるサンプル周波数Ｆ（Ｆ＝ｋＴ）でディジタル化するＡ／Ｄ変換部とを有する構成に変更してもよい。

この構成によれば、図３に示すようにＦＭＣＷの繰り返し周波数を高くし、かつ広帯域に周波数を変化させるＦＭＣＷレーダにおいて、遠距離からの反射信号の受信信号エネルギーを有効に処理するために、繰返し周期と周波数変化率の積と等しいＡ／Ｄ変換を行うことにより、一周期を遥かに超えた受信信号成分もディジタル信号の折り返し特性により同じ周波数に変換され、全受信信号エネルギーが有効に処理される。

以上説明したように本発明によれば、空間分解能を上げずに、感度を向上させることができる。さらに大口径アレイアンテンの最大開口で目標対象物の位置を確認した後、特定のターゲットを選択して、そのターゲットの方位を高精度に測距することができる。さらに特定のターゲットを選択して、そのターゲットの速度を高精度に測距することができる。

本発明の実施形態に係る干渉型レーダの構成を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る干渉型レーダにおける送信部に設置する送信アンテナの構成を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る干渉型レーダにおける受信部に設置する受信アンテナの構成を示すとともに、測距モード動作時を示す構成図である。 受信アンテナ上に配置した干渉ブロックを示す図である。 ターゲット選択部と個別ＭＴＩ／測距処理部を示す構成図である。 干渉ブロック毎に相関処理を行う場合を説明する概念図である。 本発明の実施形態におけるＦＦＴ及び相関処理を説明する図である。 本発明の実施形態における２次元ＦＦＴ処理を説明する図である。 ターゲットと受信アンテナとの関係を説明する図である。 ＭＴＩモードで得られたターゲットの速度データで周波数補正を行う場合を説明する図である。

符号の説明

Ｔ 送信部
Ｒ 受信部
７ 送信アンテナ
８ 受信アンテナ
１１ 周波数変換部
１３ Ａ／Ｄ変換部
１４ ＦＦＴ処理部
１５ 相関処理部
１６ ２次ＦＦＴ処理部
１７ データ処理部
１８ 表示部
１９ 合成器
２２ ターゲット選択部
２３ 個別ＭＴＩ／測距処理部

Claims (5)

1. 目標対象物に向けて信号を送信する送信部と、
   前記送信部から送信される信号を送信するために１つのアンテナ面にマトリクス状に配列された複数の送信アンテナと、
   １つのアンテナ面に設けられた複数の干渉ブロック内に複数の受信アンテナをマトリクス状に配列した大口径アレイアンテナと、
   前記大口径アレイアンテナで受信した受信信号を処理する受信部とを有し、
   前記受信部は、
   前記干渉ブロック毎に設けられ、各干渉ブロック内の前記受信アンテナで受信されて復調されたディジタル信号について離散フーリエ変換を並行して実行する複数のＴＦＴ処理部と、
   前記干渉ブロック毎に設けられ、各干渉ブロックに含まれる基準となる受信アンテナと残りの受信アンテナとで受信した信号相互間で周波数別に複素乗算演算を行う複数の相関処理部と、
   前記各干渉ブロックの前記相関処理部から出力される信号をベクトル合成する合成器とを含むことを特徴とする干渉型レーダ。
2. 前記大口径アレイアンテナ上の前記干渉ブロックの配置は、
   前記送信部の送信周波数帯域をＢ、ベクトル合成する複数の干渉ブロックの中で最も離れた干渉ブロック間の最大アンテナ間距離をＤ、アンテナ面の法線方向からの目標対象物の方位角度をθ、光速をＣとした場合に、
   Ｃ＞＞２Ｂ・Ｄ ｓｉｎθ
   の条件を満たしていることを特徴とする請求項２に記載の干渉型レーダ。
3. 前記合成器からの出力を得て、目標対象物の距離毎に分類した前記目標対象物の方位エレベーションを求める２次ＦＦＴ処理部と、
   前記２次ＦＦＴ処理部が求めた前記方位エレベーションに基づいて、前記目標対象物の方位及び速度と、前記目標対象物の方位と距離とを計測するデータ処理部とを有する請求項１に記載の干渉型レーダ。
4. 前記データ処理部から方位データと距離データを受け取り、これらのデータに基づいて特定の目標対象物の方向を選び出すターゲット選択部と、
   前記ターゲット選択部が選び出した前記特定の目標対象物の測距を行う個別ＭＴＩ／測距処理部とを有する請求項３に記載の干渉型レーダ。
5. 前記送信部は、ＦＭＣＷ信号に代えて、一定周波数変化率（チャープ率）ｋで変化し、周期Ｔで繰り返す信号を送信する機能を有し、
   前記受信部は、目標対象物で反射した信号を送信信号と全く同じタイミングまたは位相同期したタイミングの周波数変化率ｋの局部発信信号で周波数変換するヘテロダイン機能を有するとともに、前記ｋとＴの積になるサンプル周波数
   Ｆ（Ｆ＝ｋＴ）でディジタル化するＡ／Ｄ変換部を有するものである請求項１に記載の干渉型レーダ。

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