JP4658817B2

JP4658817B2 - 半導体センサ回路

Info

Publication number: JP4658817B2
Application number: JP2006010642A
Authority: JP
Inventors: 雄一郎井上
Original assignee: Oki Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Lapis Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2006-01-19
Filing date: 2006-01-19
Publication date: 2011-03-23
Anticipated expiration: 2026-01-19
Also published as: JP2007192647A

Description

本発明は、例えば磁気センサ等の半導体センサ回路、特にその給電回路に関するものである。

図２は、従来の磁気センサ回路の構成図である。
この磁気センサ回路は、４個のホール素子１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄをブリッジ接続した磁気センサ１を有している。ホール素子は、印加される磁界によって電流の流れる経路が曲げられて端子間の抵抗値が変化することを利用して、磁界の強度を検出するものである。磁気センサ１は、異なる向きに配置した４個のホール素子１ａ〜１ｄをブリッジ接続し、対向する１対の端子ＤＯＰ，ＤＯＮに直流電圧を印加し、もう１つの対向する１対の端子ＩＮＰ，ＩＮＮに生じる電圧を測定することにより、磁界の強度を検出できるようになっている。更に、この磁気センサ１は、端子ＤＯＰ，ＤＯＮに直流電圧を印加して、端子ＩＮＰ，ＩＮＮに生じる電圧を測定する通常モードと、これとは逆に端子ＩＮＰ，ＩＮＮに直流電圧を印加して、端子ＤＯＰ，ＤＯＮに生じる電圧を測定するローテーションモードの２つのモードが可能になっており、これらの２つのモードによる測定結果を演算することにより、ホール素子１ａ〜１ｄのばらつきによるオフセット誤差をキャンセルできるようになっている。

磁気センサ回路は、磁気センサ１に給電するための増幅器（ＡＭＰ）１１，１２を備えている。増幅器１１，１２は、例えばボルテージフォロワ接続された演算増幅器で構成され、これらの増幅器１１，１２は、それぞれ非反転入力端子に与えられる基準電圧ＶＨ，ＶＬに等しい電圧ＶＨ，ＶＬ（但し、ＨＶ＞ＶＬ）を出力するようになっている。

増幅器１１の出力側は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、「ＰＭＯＳ」という）１３を介して磁気センサ１の端子ＤＯＰに接続されると共に、ＰＭＯＳ１４を介してこの磁気センサ１の端子ＩＮＰに接続されている。一方、増幅器１２の出力側は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、「ＮＭＯＳ」という）１５を介して磁気センサ１の端子ＤＯＮに接続されると共に、ＮＭＯＳ１６を介してこの磁気センサ１の端子ＩＮＮに接続されている。なお、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１５のゲートにはモード信号ＭＤが与えられ、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１６のゲートには、このモード信号ＭＤがインバータ１７で反転されたモード信号／ＭＤが与えられている。

更に、磁気センサ１の端子ＤＯＰ，ＩＮＰは、それぞれトランスファゲート（以下、「ＴＧ」という）１８，１９を介して増幅器２０の一方の入力端子に接続されている。また、磁気センサ１の端子ＤＯＮ，ＩＮＮは、それぞれＴＧ２１，２２を介して増幅器２０の他方の入力端子に接続されている。なお、ＴＧはＰＭＯＳとＮＭＯＳを並列接続し、これらのＰＭＯＳとＮＭＯＳのゲートを相補的な信号で制御するように構成したスイッチで、ＴＧ１８，２１はモード信号／ＭＤがレベル“Ｈ”の時にオン状態となり、ＴＧ１９，２２は、モード信号ＭＤが“Ｈ”の時にオン状態となるように構成されている。

次に動作を説明する。
通常モードの時、モード信号ＭＤは“Ｈ”に設定され、モード信号／ＭＤはレベル“Ｌ”となる。これにより、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１５がオンとなり、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１６はオフとなる。従って、磁気センサ１の端子ＤＯＰに電圧ＶＨが印加され、端子ＤＯＮに電圧ＶＬが印加される。

一方、ＴＧ１８，２１はオフとなり、ＴＧ１９，２２がオンとなるので、磁気センサ１の端子ＩＮＰ，ＩＮＮ間に生じた電位差が増幅器２０に与えられ、この増幅器２０で増幅されて出力信号ＯＵＴが出力される。

ローテーションモードの時、モード信号ＭＤは“Ｌ”に設定され、モード信号／ＭＤは“Ｈ”となる。これにより、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１６がオンとなり、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１５はオフとなる。従って、磁気センサ１の端子ＩＮＰに電圧ＶＨが印加され、端子ＩＮＮに電圧ＶＬが印加される。

一方、ＴＧ１９，２２はオフとなり、ＴＧ１８，２１がオンとなるので、磁気センサ１の端子ＤＯＰ，ＤＯＮ間に生じた電位差が増幅器２０に与えられ、この増幅器２０で増幅されて出力信号ＯＵＴが出力される。

通常モードとローテーションモードで出力された２つの出力信号ＯＵＴは、図示しない処理回路に与えられてオフセット・キャンセル等の処理が行われ、磁気の方向や強度が算出される。

特開２０００−３５６５３０号公報

しかしながら、前記磁気センサ回路は次のような課題があった。
給電用のスイッチとして使用されるＰＭＯＳ１３，１４とＮＭＯＳ１５，１６は、オン抵抗による電圧降下を小さくするために、大きなディメンジョンで構成される。そのため、オフ状態でのリーク電流が大きくなってしまう。

例えば、通常モードではオフ状態のＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１６にリーク電流が流れる。ＰＭＯＳ１４に流れるリーク電流は、磁気センサ１の端子ＩＮＰに流れ込み、ＮＭＯＳ１６に流れるリーク電流はこの磁気センサ１の端子ＩＮＮから流れ出す。このため、磁気センサ１の出力端子となる端子ＩＮＰ，ＩＮＮに経路の異なるリーク電流が流れ、これらの端子ＩＮＰ，ＩＮＮ間にリーク電流による電位差が発生する。また、ローテーションモードでも同様に、磁気センサ１の出力端子となる端子ＤＯＰ，ＤＯＮ間にリーク電流による電位差が発生する。磁気センサ１から出力される本来の磁気による電位差は微小であるので、リーク電流による電位差は測定誤差の原因として問題であった。

本発明は、リーク電流による測定誤差を生じさせない給電回路を有する半導体センサ回路を提供することを目的としている。

本発明の半導体センサ回路は、環境条件によって抵抗値が変化する４個の半導体素子によって第１から第４のノードの間をリング状に接続した半導体センサと、第１の基準電圧に基づいて第１の電源電圧を生成する第１の増幅器と、第２の基準電圧に基づいて第２の電源電圧を生成する第２の増幅器と、第１の測定モード時に前記第１の電源電圧を前記第１のノードに印加し、第２の測定モード時にはオフ状態となる第１のトランジスタと、前記第２の測定モード時に前記第１の電源電圧を前記第２のノードに印加し、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第２のトランジスタと、前記第１の測定モード時に前記第２の電源電圧を前記第３のノードに印加し、前記第２の測定モード時にはオフ状態となる第３のトランジスタと、前記第２の測定モード時に前記第２の電源電圧を前記第４のノードに印加し、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第４のトランジスタを備えている。

更に、この半導体センサ回路は、前記第２の増幅器の出力側と前記第１のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第５のトランジスタと、前記第２の増幅器の出力側と前記第２のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第６のトランジスタと、前記第１の増幅器の出力側と前記第３のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第７のトランジスタと、前記第１の増幅器の出力側と前記第４のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第８のトランジスタと、前記第１の測定モード時には前記第２のノードと前記第４のノードの間の電位差を出力し、前記第２の測定モード時には前記第１のノードと前記第３のノードの間の電位差を出力する出力スイッチとを備え、前記第１、第２、第７及び第８のトランジスタと、前記第３、第４、第５及び第６のトランジスタを、それぞれ同一のディメンジョンに形成したことを特徴としている。

本発明では、ブリッジ構成の半導体センサの第１から第４のノードと、第１及び第２の電源電圧との間に第５から第８のトランジスタを接続し、これらのトランジスタを常にオフ状態となるように設定している。これにより、第１から第４のトランジスタの内で、測定モードの切り替えによってオフ状態となるトランジスタに流れるリーク電流と、これらの第５から第８のトランジスタに流れるリーク電流が相殺され、出力スイッチから出力される電位差にリーク電流による測定誤差が発生しなくなるという効果がある。

この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。

図１は、本発明の実施例１を示す磁気センサ回路の構成図であり、図２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この磁気センサ回路は、異なる向きに配置した４個のホール素子１ａ〜１ｄをブリッジ接続した磁気センサ１と、この磁気センサ１に給電するための増幅器１１，１２を備えている。増幅器１１，１２は、例えばボルテージフォロワ接続された演算増幅器で構成され、これらの増幅器１１，１２は、それぞれ非反転入力端子に与えられる基準電圧ＶＨ，ＶＬと等しい電圧ＶＨ，ＶＬ（但し、ＨＶ＞ＶＬ）を出力するようになっている。

増幅器１１の出力側は、スイッチ用のＰＭＯＳ１３を介して磁気センサ１の端子ＤＯＰに接続されると共に、スイッチ用のＰＭＯＳ１４を介してこの磁気センサ１の端子ＩＮＰに接続されている。また、増幅器１２の出力側は、スイッチ用のＮＭＯＳ１５を介して磁気センサ１の端子ＤＯＮに接続されると共に、スイッチ用のＮＭＯＳ１６を介してこの磁気センサ１の端子ＩＮＮに接続されている。なお、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１５のゲートにはモード信号ＭＤが与えられ、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１６のゲートには、このモード信号ＭＤがインバータ１７で反転されたモード信号／ＭＤが与えられている。

更に、増幅器１２の出力側は、ダミースイッチのＮＭＯＳ２３を介して磁気センサ１の端子ＤＯＰに接続されると共に、ダミースイッチのＮＭＯＳ２４を介してこの磁気センサ１の端子ＩＮＰに接続されている。また、増幅器１１の出力側は、ダミースイッチのＰＭＯＳ２５を介して磁気センサ１の端子ＤＯＮに接続されると共に、ダミースイッチのＰＭＯＳ２６を介してこの磁気センサ１の端子ＩＮＮに接続されている。

なお、これらのＮＭＯＳ２３，２４とＰＭＯＳ２５，２６は常にオフ状態となるように、ＮＭＯＳ２３，２４のゲートは接地電位ＧＮＤに、ＰＭＯＳ２５，２６のゲートは電源電位ＶＤＤに固定されている。また、ＰＭＯＳ１３，１４，２５，２６と、ＮＭＯＳ１５，１６，２３，２４は、それぞれ同じディメンジョンとなるように構成されている。

一方、磁気センサ１の端子ＤＯＰ，ＩＮＰは、それぞれＰＭＯＳとＮＭＯＳで構成されたＴＧ１８，１９を介して増幅器２０の一方の入力端子に接続されている。また、磁気センサ１の端子ＤＯＮ，ＩＮＮは、それぞれＴＧ２１，２２を介して増幅器２０の他方の入力端子に接続されている。なお、ＴＧ１８，２１はモード信号／ＭＤが“Ｈ”でモード信号ＭＤが“Ｌ”の時にオン状態となり、ＴＧ１９，２２は、モード信号ＭＤが“Ｈ”でモード信号／ＭＤが“Ｌ”の時にオン状態となるように構成された出力スイッチとなっている。

次に動作を説明する。
通常モードの時、モード信号ＭＤは“Ｈ”に設定され、モード信号／ＭＤは“Ｌ”となる。これにより、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１５がオンとなり、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１６はオフとなる。従って、磁気センサ１の端子ＤＯＰに電圧ＶＨが印加され、端子ＤＯＮに電圧ＶＬが印加される。

この時、磁気センサ１の一方の出力側となる端子ＩＮＰに接続されたＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ２４に流れるリーク電流をそれぞれｉ１４，ｉ２４とすると、この端子ＩＮＰに流れ込むリーク電流はｉ１４−ｉ２４である。また、磁気センサ１の他方の出力側となる端子ＩＮＮに接続されたＮＭＯＳ１６とＰＭＯＳ２６に流れるリーク電流をそれぞれｉ１６，ｉ２６とすると、この端子ＩＮＮに流れ込むリーク電流は、ｉ２６−ｉ１６となる。

ここで、ＰＭＯＳ１４，２６は、同じディメンジョンで、ソースは同じ電圧ＶＨに接続され、かつ端子ＩＮＰ，ＩＮＮの電位差は僅少であるので、リーク電流ｉ１４，ｉ２６はほぼ同じ値となる。また、ＮＭＯＳ１６，２４は、同じディメンジョンで、ソースは同じ電圧ＶＬに接続され、かつ端子ＩＮＰ，ＩＮＮの電位差は僅少であるので、リーク電流ｉ１６，ｉ２４はほぼ同じ値となる。従って、各端子ＩＮＰ，ＩＮＮに流れ込むリーク電流は同じであるので、このリーク電流による電位差は発生しない。

ローテーションモードの時、モード信号ＭＤは“Ｌ”に設定され、モード信号／ＭＤは“Ｈ”となる。これにより、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１５がオンとなり、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１６はオフとなる。従って、磁気センサ１の端子ＩＮＰに電圧ＶＨが印加され、端子ＩＮＮに電圧ＶＬが印加される。この場合も、ＰＭＯＳ１３，２５に流れるリーク電流が同じ値となり、ＮＭＯＳ１５，２３に流れるリーク電流が同じ値となるので、各端子ＤＯＰ，ＤＯＮに流れ込むリーク電流は等しくなり、このリーク電流による電位差は発生しない。

以上のように、この実施例１の磁気センサ回路は、給電制御用のＰＭＯＳ１３，１４とＮＭＯＳ１５，１６がオフ状態時の時に流れるリーク電流と同じ大きさのリーク電流を流すために、常にオフ状態に設定されたダミースイッチのＮＭＯＳ２３，２４とＰＭＯＳ１５，１６を有している。これにより、通常モードでもローテーションモードでも、磁気センサ１の出力側の２つの端子に流れ込むリーク電流の大きさを等しくすることができ、このリーク電流による電位差の発生を防ぐことができるので、リーク電流による測定誤差をなくすことができるという利点がある。

図３は、本発明の実施例２を示す磁気センサ回路の構成図であり、図２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

この磁気センサ回路は、増幅器１１の反転入力端子に帰還させる電圧をこの増幅器１１の出力端子ではなく、磁気センサ１の端子ＤＯＰまたはＩＮＰから帰還させるためのＴＧ２７，２８と、増幅器１２の反転入力端子に帰還させる電圧をこの増幅器１２の出力端子ではなく、この磁気センサ１の端子ＤＯＮまたはＩＮＮから帰還させるためのＴＧ２９，３０を備えている。即ち、ＴＧ２７はモード信号ＭＤが“Ｈ”の時にオンとなり、ＴＧ２８はこのモード信号ＭＤが“Ｌ”の時にオンとなる帰還スイッチである。また、ＴＧ２９はモード信号ＭＤが“Ｈ”の時にオンとなり、ＴＧ３０はこのモード信号ＭＤが“Ｌ”の時にオンとなる帰還スイッチである。その他の構成は、図２と同様である。

次に動作を説明する。
通常モードの時、モード信号ＭＤは“Ｈ”に設定され、モード信号／ＭＤは“Ｌ”となる。これにより、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１５がオン、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１６はオフとなる。また、ＴＧ２７，２９はオン、ＴＧ２８，３０がオフとなる。

増幅器１１，１２では、それぞれ反転増幅端子の電圧が非反転増幅端子の電圧に等しくなるように出力電圧が調整される。例えば、増幅器１１の出力電圧は、ＰＭＯＳ１３を介して磁気センサ１の端子ＤＯＰに供給され、この端子ＤＯＰの電圧がＴＧ２７を介してこの増幅器１１の反転増幅端子に帰還される。反転増幅端子に流れる電流は無視できるのでＴＧ２７の電圧降下は無視でき、端子ＤＯＰの電圧は、ＰＭＯＳ１３に流れる電流による電圧降下に影響されず、基準電圧ＶＨと同じ電圧ＶＨとなる。同様に、磁気センサ１の端子ＤＯＮに供給される電圧は、ＮＭＯＳ１５に流れる電流による電圧降下に影響されず、基準電圧ＶＬと同じ電圧ＶＬとなる。

一方、磁気センサ１の端子ＩＮＰ，ＩＮＮ間に生じた電位差が、ＴＧ１９，２２を介して増幅器２０に与えられ、この増幅器２０で増幅されて出力信号ＯＵＴが出力される。

ローテーションモードの時、モード信号ＭＤは“Ｌ”に設定され、モード信号／ＭＤは“Ｈ”となる。従って、ＰＭＯＳ１４とＮＭＯＳ１５がオン、ＰＭＯＳ１３とＮＭＯＳ１６はオフとなる。また、ＴＧ２８，３０はオン、ＴＧ２７，２９がオフとなる。

これにより、増幅器１１の出力電圧は、ＰＭＯＳ１４を介して磁気センサ１の端子ＩＮＰに供給され、この端子ＩＮＰの電圧がＴＧ２８を介してこの増幅器１１の反転増幅端子に帰還される。従って、端子ＩＮＰの電圧は、ＰＭＯＳ１４に流れる電流による電圧降下に影響されず、基準電圧ＶＨと同じ電圧ＶＨとなる。同様に、磁気センサ１の端子ＩＮＮに供給される電圧は、ＮＭＯＳ１６に流れる電流による電圧降下に影響されず、基準電圧ＶＬと同じ電圧ＶＬとなる。

一方、磁気センサ１の端子ＤＯＰ，ＤＯＮ間に生じた電位差が、ＴＧ１８，２１を介して増幅器２０に与えられ、この増幅器２０で増幅されて出力信号ＯＵＴが出力される。

以上のように、この実施例２の磁気センサ回路は、磁気センサ１の電源端子となる端子ＤＯＰ，ＩＮＰの電圧を増幅器１１に帰還すると共に、端子ＤＯＮ，ＩＮＮの電圧を増幅器１２に帰還するための帰還制御用のＴＧ２７〜３０を有している。これにより、電源供給用のスイッチであるＰＭＯＳ１３，１４とＮＭＯＳ１５，１６のオン抵抗を特に小さくする必要がなくなるので、これらのＰＭＯＳ１３，１４とＮＭＯＳ１５，１６のディメンジョンを小さくすることができる。従って、ＰＭＯＳ１３，１４とＮＭＯＳ１５，１６のリーク電流が小さくなり、このリーク電流による測定誤差を低減することができるという利点がある。

更に、ＰＭＯＳ１３，１４とＮＭＯＳ１５，１６のディメンジョンを小さくできるので、所要面積を縮小することができるという利点がある。

なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（１）磁気センサを例として半導体センサ回路の給電回路を説明したが、磁気センサに限らず、例えば温度センサや、圧力センサ等のように、環境条件によって抵抗値が変化する４個の半導体素子を用いてブリッジ回路を構成する半導体センサであれば、同様に適用することができる。
（２）スイッチ用のＰＭＯＳ１３や、ダミースイッチのＮＭＯＳ２３等に代えて、ＰＭＯＳとＮＭＯＳを組み合わせたＴＧを用いても良い。

本発明の実施例１を示す磁気センサ回路の構成図である。従来の磁気センサ回路の構成図である。本発明の実施例２を示す磁気センサ回路の構成図である。

符号の説明

１磁気センサ
１１，１２，２０増幅器
１３，１４，２５，２６ＰＭＯＳ
１５，１６，２３，２５ＮＭＯＳ
１７インバータ
１８，１９，２１，２２，２７〜３０ＴＧ

Claims

環境条件によって抵抗値が変化する４個の半導体素子によって第１から第４のノードの間をリング状に接続した半導体センサと、
第１の基準電圧に基づいて第１の電源電圧を生成する第１の増幅器と、
第２の基準電圧に基づいて第２の電源電圧を生成する第２の増幅器と、
第１の測定モード時に前記第１の電源電圧を前記第１のノードに印加し、第２の測定モード時にはオフ状態となる第１のトランジスタと、
前記第２の測定モード時に前記第１の電源電圧を前記第２のノードに印加し、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第２のトランジスタと、
前記第１の測定モード時に前記第２の電源電圧を前記第３のノードに印加し、前記第２の測定モード時にはオフ状態となる第３のトランジスタと、
前記第２の測定モード時に前記第２の電源電圧を前記第４のノードに印加し、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第４のトランジスタと、
前記第２の増幅器の出力側と前記第１のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第５のトランジスタと、
前記第２の増幅器の出力側と前記第２のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第６のトランジスタと、
前記第１の増幅器の出力側と前記第３のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第７のトランジスタと、
前記第１の増幅器の出力側と前記第４のノードの間に接続され、常にオフ状態に設定された第８のトランジスタと、
前記第１の測定モード時には前記第２のノードと前記第４のノードの間の電位差を出力し、前記第２の測定モード時には前記第１のノードと前記第３のノードの間の電位差を出力する出力スイッチとを備え、
前記第１、第２、第７及び第８のトランジスタと、前記第３、第４、第５及び第６のトランジスタは、それぞれ同一のディメンジョンに形成したことを特徴とする半導体センサ回路。
環境条件によって抵抗値が変化する４個の半導体素子によって第１から第４のノードの間をリング状に接続した半導体センサと、
第１入力端子に与えられる第１の基準電圧と第２入力端子に与えられる電圧の差をなくすように制御して第１の電源電圧を生成する第１の増幅器と、
第１入力端子に与えられる第２の基準電圧と第２入力端子に与えられる電圧の差をなくすように制御して第２の電源電圧を生成する第２の増幅器と、
第１の測定モード時に前記第１の電源電圧を前記第１のノードに印加し、第２の測定モード時にはオフ状態となる第１のトランジスタと、
前記第２の測定モード時に前記第１の電源電圧を前記第２のノードに印加し、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第２のトランジスタと、
前記第１の測定モード時に前記第２の電源電圧を前記第３のノードに印加し、前記第２の測定モード時にはオフ状態となる第３のトランジスタと、
前記第２の測定モード時に前記第２の電源電圧を前記第４のノードに印加し、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第４のトランジスタと、
前記第１の測定モード時に前記第１のノードの電圧を前記第１の増幅器の第２入力端子に与え、前記第２の測定モード時にはオフ状態となる第１の帰還スイッチと、
前記第２の測定モード時に前記第２のノードの電圧を前記第１の増幅器の第２入力端子に与え、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第２の帰還スイッチと、
前記第１の測定モード時に前記第３のノードの電圧を前記第２の増幅器の第２入力端子に与え、前記第２の測定モード時にはオフ状態となる第３の帰還スイッチと、
前記第２の測定モード時に前記第４のノードの電圧を前記第２の増幅器の第２入力端子に与え、前記第１の測定モード時にはオフ状態となる第４の帰還スイッチと、
前記第１の測定モード時には前記第２のノードと前記第４のノードの間の電位差を出力し、前記第２の測定モード時には前記第１のノードと前記第３のノードの間の電位差を出力する出力スイッチとを、
備えたことを特徴とする半導体センサ回路。