JP4629556B2

JP4629556B2 - 負荷制御装置

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Publication number: JP4629556B2
Application number: JP2005324656A
Authority: JP
Inventors: 弘男矢部
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2005-11-09
Filing date: 2005-11-09
Publication date: 2011-02-09
Anticipated expiration: 2025-11-09
Also published as: JP2007134119A

Description

本発明は、負荷制御装置に関し、特に、負荷をＰＷＭ制御する負荷制御装置に関する。

従来、制御信号入力により車載ランプ等の車両用負荷をＰＷＭ（パルス幅変調）制御する負荷制御装置がある。

図３は、従来の負荷制御装置の構成を示す回路図、図４は、図３の負荷制御装置の動作を説明するタイミングチャートである。負荷制御装置１１は、接続端子２７にコンデンサＣ１を接続して三角波生成回路４３に三角波（図４参照）を生成させ、ＥＣＵ３２により接続端子Ｓ１の電圧（駆動命令信号）を一定値に制御させる。駆動命令信号がローレベルに設定されると、スイッチＳＷ２がオンし、コンパレータＣＰ３のプラス入力端子に抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値に基づく分圧電圧Ｖｋが印加される。コンパレータＣＰ３のマイナス入力端子には、三角波生成回路４３で生成された三角波が印加されているので、この三角波と各抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値に基づく分圧電圧Ｖｋにより所定の周波数およびデューティの出力がコンパレータＣＰ３から得られる。それにより、パワーＭＯＳＦＥＴ等の負荷駆動素子１３がオン／オフされ、接続端子ＯＵＴの電圧（駆動制御信号）が所定の周波数およびデューティに設定され、その駆動制御信号にしたがって負荷３３がＰＷＭ制御される（たとえば、特開２００１−１４８２９４号公報参照）。
特開２００１−１４８２９４号公報

しかしながら、従来技術では、電源電圧が変動しても、一定周波数、一定デューティ比で駆動制御信号を出力するが、負荷がモータ等の場合には、電圧の増加で消費電流も増えるので、電源電圧が上昇すると、スイッチング素子であるパワーＭＯＳＦＥＴの発熱が増大する。そのため、想定される最大電源電圧で発熱が許容されるように放熱設計を行う必要があるので、装置が大型化するという問題があった。

また特に負荷がランプの場合は、電源電圧が低下すると、スイッチングに伴うちらつきが目立ちやすくなる。そのため、想定される最低電圧でもちらつきが目立たないようにするために、駆動制御信号のスイッチング周波数を高く設定する必要があり、ここでもスイッチングロス増大による装置の大型化につながってしまっていた。

そこで本発明は、上述した課題に鑑み、電源電圧の変動による負荷駆動素子の発熱増大に起因する装置の大型化の回避を図る負荷制御装置を提供することを目的としている。

請求項１記載の発明は、駆動命令手段からの駆動命令信号にしたがい、ある周波数およびデューティ比でレベルが変化する駆動制御信号を生成し、該駆動制御信号によるＰＷＭ制御により負荷への電源供給を制御する負荷制御装置であって、電源電圧が変動する電源に接続された第１の定電流源と、定電圧源に接続された第２の定電流源と、前記第１の定電流源から流れる電流と前記第２の定電流源から流れる電流により充放電されるコンデンサの電圧により前記電源の電圧に比例した上限電圧および下限電圧をもつ三角波を生成する三角波生成手段と、前記三角波生成手段で生成された三角波と、前記電源の電圧に比例した基準電圧とを比較する比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて、前記電源の電圧の変動に応じて変化する周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成する駆動制御手段と、前記駆動制御信号で駆動され、前記負荷をＰＷＭ制御する負荷駆動素子とを備えたことを特徴とする。

請求項１記載の発明においては、電源電圧が変動する電源の電圧にほぼ比例して流れる電流値が変動する第１の定電流源と、前記電源に依存せず定電圧源の電圧に依存して一定の電流が流れる第２の定電流源とを組み合わせて電流を流してコンデンサの充放電を行うことにより、電源の電圧に比例した上限電圧と、電源の電圧に比例した下限電圧をもつ三角波を三角波生成手段で作る。そして、この三角波と電源の電圧に比例した基準電圧とを比較手段で比較することにより、電源の電圧の変動に応じて変化する周期と一定のデューティ比でレベルが変化する駆動制御信号を駆動制御手段で生成する。生成された駆動制御信号は、負荷駆動素子に印加され、負荷制御素子により負荷をＰＷＭ制御する。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の負荷制御装置において、前記駆動制御手段は、前記電源の電圧が上がる方向に変動した場合は、前記電源の電圧の変動に応じて長くなる周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成することを特徴とする。

請求項２記載の発明においては、駆動制御手段は、電源の電圧が上がる方向に変動した場合は、電源の電圧の変動に応じて長くなる周期と一定のデューティ比でレベルが変化する駆動制御信号を生成する。それにより、負荷駆動素子は、電源電圧が上がっても、駆動制御信号の周期が長くなりかつデューティ比が変わらないために、電源電圧が上がる前よりも発熱が少なくなる。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の負荷制御装置において、前記負荷はランプであり、前記駆動制御手段は、前記電源の電圧が下がる方向に変動した場合は、前記電源の電圧の変動に応じて短くなる周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成することを特徴とする。

請求項３記載の発明においては、負荷はランプであり、駆動制御手段は、電源の電圧が下がる方向に変動した場合は、電源の電圧の変動に応じて短くなる周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成する。それにより、電源電圧が下がっても、ランプ負荷は、電源電圧が下がる前よりも高い周波数でＰＷＭ制御されるために、ちらつきが軽減される。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の負荷制御装置において、前記第１の定電流源の電流値を調整する第１の調整手段と、前記第２の定電流源の電流値を調整する第２の調整手段とを備え、前記第１の調整手段で前記第１の定電流源の電流値の割合を小さくなるように調整することにより、前記電源の電圧変動に対する前記周期の変化の度合いを大きくし、前記第２の調整手段で前記第２の定電流源の電流値の割合を小さくなるように調整することにより、前記電源の電圧変動に対する前記周期の変化の度合いを小さくすることを特徴とする。

請求項４記載の発明においては、第１の定電流源の電流値を調整する第１の調整手段と、第２の定電流源の電流値を調整する第２の調整手段とを備えている。第１の調整手段で第１の定電流源の電流値の割合を小さくなるように調整する。それにより、電源の電圧変動に対する周期の変化の度合いが大きくなる。また、第２の調整手段で第２の定電流源の電流値の割合を小さくなるように調整する。それにより、電源の電圧変動に対する前記周期の変化の度合いが小さくなる。したがって、第１の調整手段の調整と第２の調整手段の調整の組み合わせにより、モータやランプ等の負荷の種類に応じて、電源の電圧変動に対する周期の変化の度合いを最適なものにすることができる。

請求項１記載の発明によれば、電源電圧の変動に対して、ＰＷＭ制御する駆動制御信号の周期は変化するがデューティ比は変動しないので、種々の負荷に対して、電源の電圧が高くなったときの負荷駆動素子の発熱を押さえるように設定することができ、そのため、負荷駆動素子の電流定格を下げたり、負荷駆動素子に取り付けられる放熱手段を簡素化できたりするので、装置が小型化できる。また、種々の負荷に対して、電源の電圧が下がると駆動制御信号の周波数が上がるように設定することができ、ランプ負荷の場合等にみられる電源電圧が下がったときの電流の低下によりスイッチングに起因するちらつきが顕著になりやすくなる不具合を改善できる。

請求項２記載の発明によれば、電源の電圧が上がる方向に変動した場合は、電圧の増加に応じてＰＷＭ制御する駆動制御信号の周期が長くなるが、デューティ比は変動しないので、種々の負荷を駆動する際に電源の電圧が高くなったときの負荷駆動素子の発熱を押さえることができ、負荷駆動素子の電流定格を下げたり、負荷駆動素子に取り付けられる放熱手段を簡素化できたりするので、装置が小型化できる。

請求項３記載の発明によれば、負荷駆動素子のスイッチングによりランプ等のちらつきが問題になる負荷を駆動する際に、電源の電圧が下がると駆動制御信号の周波数が上がるので、電源の電圧低下によりスイッチングに起因するちらつきが顕著になりやすくなる不具合を改善でき、電源の全電圧範囲にわたって周波数を上げる必要がなくなるので、装置の小型化が図れる。

請求項４記載の発明によれば、第１の調整手段の調整と第２の調整手段の調整の組み合わせにより、電源の電圧変動に対する駆動制御信号の周期の変化の度合いを大きくしたり小さくしたりすることができる。それにより、モータやランプ等の負荷の種類に応じて、電源の電圧変動に対する周期の変化の度合いを最適なものにすることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明に係る負荷制御装置の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態では、負荷として車載ランプをＰＷＭ制御する負荷制御装置の例について説明する。

図１において、負荷制御装置１は、トランジスタＱ１〜Ｑ１１、抵抗Ｒ１，Ｒ１１〜Ｒ２１、コンデンサＣ１、コンパレータＣＰ１１，ＣＰ１２、ＯＲゲート３、駆動回路４、負荷駆動素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＭＯＳＦＥＴという）５、定電圧電源回路６、電源端子１ａ、出力端子１ｂ、接地端子１ｃおよび制御信号入力端子１ｄから構成されている。

電源端子１ａには電源としての車載用のバッテリ２のプラス側が接続され、接地端子１ｃにはバッテリ２のマイナス側が接続されると共に接地されている。電源端子１ａおよび出力端子１ｂ間には、負荷としてのランプ８が接続されている。制御信号入力端子１ｄには、車載用のＥＣＵ７のトランジスタＱ２０のコレクタが接続されている。トランジスタＱ２０のエミッタは接地されている。出力端子１ｂには、ＭＯＳＦＥＴ５のドレインが接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５のソースは接地され、ゲートは駆動回路４の出力側に接続されている。

定電圧電源回路６は、その入力側が電源端子１ａに接続され、ほぼ一定の電圧Ｖｃが出力される。定電圧電源回路６は定電圧源として働く。トランジスタＱ１およびＱ２はカレントミラー（定電流源）を構成し、第２の定電流源として働く。トランジスタＱ１のコレクタは、一方の端子が接地された抵抗Ｒ１の他方の端子に接続され、エミッタは接地され、ベースはトランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ１１を介して定電圧電源回路６の定電圧Ｖｃに接続され、エミッタは接地され、ベースはコレクタに接続されている。

トランジスタＱ３，Ｑ４およびＱ５はカレントミラー（定電流源）を構成し、第１の定電流源として働く。トランジスタＱ３のコレクタは抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１のコレクタの接続点に接続され、エミッタは電源端子１ａに接続され、ベースはコレクタに接続されている。トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ６のコレクタに接続され、エミッタは電源端子１ａに接続され、ベースはトランジスタＱ３のベースに接続されている。トランジスタＱ５のコレクタはコンパレータＣＰ１１のプラス入力端子に接続され、エミッタは電源端子１ａに接続され、ベースはトランジスタＱ３のベースに接続されている。

トランジスタＱ６のエミッタは接地され、ベースは抵抗Ｒ１２を介してコレクタとトランジスタＱ７のコレクタに接続されている。トランジスタＱ７のエミッタは接地され、ベースはトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ８のコレクタはコンパレータＣＰ１１のプラス入力端子に接続され、エミッタは接地され、ベースはトランジスタＱ７のコレクタに接続されている。トランジスタＱ９のコレクタはコンパレータＣＰ１１のプラス入力端子に接続され、エミッタは接地され、ベースはトランジスタＱ７のコレクタに接続されている。

トランジスタＱ１０のコレクタは抵抗Ｒ１５を介してコンパレータＣＰ１１のマイナス入力端子に接続され、エミッタは接地され、ベースは抵抗Ｒ１６を介してコンパレータＣＰ１１の出力側に接続されている。トランジスタＱ１１のコレクタは抵抗Ｒ１８を介して電源端子１ａに接続され、エミッタは接地され、ベースは抵抗Ｒ１７を介してコンパレータＣＰ１１の出力側に接続されている。

コンパレータＣＰ１１のプラス入力端子は、一方の端子が接地されたコンデンサＣ１の他方の端子に接続され、トランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ９の各コレクタに接続され、コンパレータＣＰ１２のマイナス入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１１のマイナス入力端子は、抵抗Ｒ１３を介して電源端子１ａに接続され、抵抗Ｒ１４を介して接地され、抵抗Ｒ１５を介してトランジスタＱ１０のコレクタに接続されている。

コンパレータＣＰ１２のプラス入力端子は、抵抗Ｒ１９を介して電源端子１ａに接続され、抵抗Ｒ２０を介して接地され、出力側はＯＲゲート３の一方の入力端子に接続されている。ＯＲゲート３の他方の入力端子は、抵抗Ｒ２１を介して定電圧Ｖｃに接続されると共に制御信号入力端子１ｄに接続され、出力側は駆動回路４の入力側に接続されている。ＯＲゲート３は、ＥＣＵ７および抵抗Ｒ２１と共に駆動命令手段として働く。

図１において、負荷駆動素子（ＭＯＳＦＥＴ）５、定電圧電源回路６、駆動回路４、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、コンパレータＣＰ１１およびＣＰ１２は、図３の従来例と同じ構成である。抵抗Ｒ１については、定電流の調整用として用いる点は同じであるが、従来例では、定電圧Ｖｃに接続されて用いられているのに対して、本発明では、抵抗Ｒ１をトランジスタＱ３を介して電源端子１ａ（バッテリ２の電圧Ｖｂａｔ）に接続しているので、働きまで同じではない。コンパレータＣＰ１１により、プラス入力端子に印加されるコンデンサＣ１の電圧とマイナス入力端子に印加される第１の基準電圧Ｖｔ１を比較しながら、コンデンサＣ１の充放電を切り替えて三角波を得て、この三角波と抵抗Ｒ１９およびＲ２０の分圧による第２の基準電圧ＶｋをコンパレータＣＰ１２で比較することにより、ＰＷＭパルスを得ることも同じである。

図３の従来例では、コンパレータの基準電圧Ｖｔ１およびＶｋを定電圧源の出力から得ているが、本発明では、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔから得ている。従来例では、コンデンサＣ１を充放電するための定電流を定電圧電源回路の出力から得ているので、電源電圧Ｖｂａｔが変動しても電流値は変化しないが、本発明では、コンデンサＣ１を充放電するための定電流の一部を電源電圧Ｖｂａｔから得ている。そのため、従来例では電源電圧Ｖｂａｔが変動しても周波数、デューティ比ともに原理的には変化しないが、本発明では周波数が電源電圧Ｖｂａｔにより変動するようになっている。デューティ比は、電源電圧Ｖｂａｔに対して原理的に変動しない。

次に、本発明の動作について、図２のタイミングチャートを参照しながら説明する。三角波生成回路（三角波生成手段）は、トランジスタＱ６〜Ｑ１１、抵抗Ｒ１１〜Ｒ２０、コンデンサＣ１およびコンパレータＣＰ１１で構成される。第２の定電流源として働くカレントミラー（定電流源）構成のトランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５によりコンデンサＣ１を充放電するための基準となる定電流が作られ、トランジスタＱ５から流れる電流Ｉ５がコンデンサＣ１を充電する電流となる。この電流Ｉ５は、トランジスタＱ３から流れる電流Ｉ３、トランジスタＱ４から流れる電流Ｉ４と等しい値である。また、電流Ｉ３は、抵抗Ｒ１を介して接地へ流れる電流Ｉ１とトランジスタＱ１を介して接地へ流れる電流Ｉ２の合計電流である。以上のことから、下記式（１）が成立する。
Ｉ３＝Ｉ４＝Ｉ５＝（Ｉ１＋Ｉ２）・・・（１）

電流Ｉ１は、第２の調整手段としての抵抗Ｒ１により設定され、下式で表される。
Ｉ１＝（Ｖｂａｔ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１・・・（２）
ここで、Ｖｂｅ３は、トランジスタＱ３のベースエミッタ間電圧である。電流Ｉ１は、（Ｖｂａｔ−Ｖｂｅ３）に比例している。

電流Ｉ２は、トランジスタＱ１，Ｑ２のカレントミラーと抵抗Ｒ１１により定電圧電源回路６の出力の定電圧Ｖｃから作られ、下式（３）で表される。
Ｉ２＝（Ｖｃ−Ｖｂｅ２）／Ｒ１１・・・（３）
ここで、Ｖｂｅ２は、トランジスタＱ２のベースエミッタ間電圧である。定電圧Ｖｃは、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔに依らず一定なので、電流Ｉ２も一定である。電流Ｉ２は第１の調整手段としての抵抗Ｒ１１により設定される。

カレントミラー（定電流源）を構成するトランジスタＱ６，Ｑ８，Ｑ９により、コンデンサＣ１を放電するための電流Ｉ６が作られる。
Ｉ６＝２＊Ｉ３・・・（４）

トランジスタＱ６のベースには、スイッチ用のトランジスタＱ７が接続されている。トランジスタＱ７は、図３の従来例のスイッチＳＷ１に相当する。トランジスタＱ７がオンすると、電流Ｉ６は流れなくなる。

バッテリ２の電圧Ｖｂａｔに直列に接続された抵抗Ｒ１３，Ｒ１４およびＲ１５とトランジスタＱ１０により、第１の基準電圧Ｖｔ１が作られる。トランジスタＱ１０がオフした状態では、第１の基準電圧Ｖｔ１は三角波の上限電圧Ｖｂとなる。
Ｖｂ＝Ｖｂａｔ＊Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）・・・（５）

トランジスタＱ１０がオンした状態では、第１の基準電圧Ｖｔ１は、トランジスタＱ１０の飽和電圧を無視すると、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の合成抵抗と抵抗Ｒ１３との抵抗分割となり、三角波の下限電圧Ｖａとなる。
Ｖａ＝Ｖｂａｔ＊（Ｒ１４＊Ｒ１５）／（Ｒ１３＊Ｒ１４＋Ｒ１３＊Ｒ１５＋Ｒ１４＊Ｒ１５）・・・（６）

ある瞬間にコンデンサの電圧ＶＣ１が第１の基準電圧Ｖｔ１より小さくなると、コンパレータＣＰ１１の出力はロー（Ｌｏ）となり、トランジスタＱ１０，Ｑ１１はオフとされる。トランジスタＱ１０がオフなので、第１の基準電圧Ｖｔ１は上限電圧Ｖｂの値となり、トランジスタＱ１１のオフにより、抵抗Ｒ１８からトランジスタＱ７のベースに電流が流れ込むので、トランジスタＱ７がオンし、電流Ｉ６は流れなくなる。その結果、電流Ｉ５によりコンデンサＣ１が充電され、電圧ＶＣ１は上昇していく。

電圧ＶＣ１が上限電圧Ｖｂをわずかでも超えると、コンパレータＣＰ１１の出力はハイ（Ｈｉ）となり、トランジスタＱ１０，Ｑ１１がオンする。今度は、トランジスタＱ１０のオンにより、第１の基準電圧Ｖｔ１が下限電圧Ｖａの値に下がり、トランジスタＱ７がオフするので、電流Ｉ６が流れるようになる。電流Ｉ６は電流Ｉ５の２倍なので、差し引きすると電流Ｉ５の電流値でコンデンサＣ１は放電される。コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は下降していき、下限電圧Ｖａをわずかでも超えると、コンパレータＣＰ１１の出力はロー（Ｌｏ）に反転する。このようにして、三角波が得られる。

ＰＷＭパルスを生成する回路は、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０とコンパレータＣＰ１２により構成される。コンパレータＣＰ１２は、三角波と第２の基準電圧の比較手段として働く。第２の基準電圧Ｖｋは、抵抗Ｒ１９と抵抗Ｒ２０により分圧され、下記の式（７）で表される。
Ｖｋ＝Ｖｂａｔ＊Ｒ２０／（Ｒ１９＋Ｒ２０）・・・（７）

コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が第２の基準電圧Ｖｋを上回ると、コンパレータＣＰ１２の出力はロー（Ｌｏ）となり、電圧ＶＣ１が第２の基準電圧Ｖｋを下回ると、コンパレータＣＰ１２の出力はハイ（Ｈｉ）となる。したがって、コンパレータＣＰ１２の出力はパルス出力となる。

コンパレータＣＰ１２のパルス出力は、ＯＲゲート３を経て駆動制御手段としての駆動回路４に入力される。ＥＣＵ７からの制御信号入力がハイ（Ｈｉ）の時は、駆動回路４よりＰＷＭ駆動制御信号が出力されず、ＭＯＳＦＥＴ５のゲート電圧をロー（Ｌｏ）に固定し、ＭＯＳＦＥＴ５はオフとなるため、ランプ８の負荷電流はゼロである。

一方、ＥＣＵ７からの制御信号入力がロー（Ｌｏ）になると、ＯＲゲート３によりコンパレータＣＰ１２の出力パルスが有効とされ、それにより、駆動回路４よりコンパレータＣＰ１２のパルス出力に応じてＰＷＭ駆動制御信号が出力され、それに応じてＭＯＳＦＥＴ５がオン／オフされるため、ランプ８がＰＷＭ制御される。

ＰＷＭの周期Ｔは、以下のように求められる。ＰＷＭの周期Ｔは、三角波の周期と同じになる。すなわち、ＰＷＭの周期Ｔは、三角波が下限電圧Ｖａから上限電圧Ｖｂまで上昇し上限電圧Ｖｂからまた下限電圧Ｖａに戻るまでが一周期となる。

三角波が下限電圧Ｖａから上限電圧Ｖｂまで上昇する時間をｔ１、上限電圧Ｖｂから下限電圧Ｖａに戻るまでの時間をｔ２とすると、周期Ｔは下記式（８）で表される。
Ｔ＝ｔ１＋ｔ２・・・（８）

時間ｔ１の間、コンデンサＣ１は電流Ｉ５で充電される。上記式（１）より、Ｉ５＝Ｉ３であり、充電により充電される電圧Ｖは、一般にＶ＝Ｑ／Ｃ（Ｑは電荷、Ｃはコンデンサの容量）と定義されているので、時間ｔ１の間にコンデンサＣ１に蓄積される電荷をＱ１とすると、下記の式（９）が成立する。
（Ｖｂ−Ｖａ）＝Ｑ１／Ｃ１・・・（９）

電荷とは電流の時間積分値なので、電荷Ｑ１は、下記の式（１０）で与えられる。
Ｑ１＝Ｉ３＊ｔ１・・・（１０）
よって、式（１０）を式（９）に代入すると、下記の式（１１）となる。
（Ｖｂ−Ｖａ）＝Ｉ３＊ｔ１／Ｃ１・・・（１１）
式（１１）から時間ｔ１を求めると、下記の式（１２）となる。
ｔ１＝（Ｖｂ−Ｖａ）＊Ｃ１／Ｉ３・・・（１２）

一方、時間ｔ２の間、コンデンサＣ１は、（Ｉ６−Ｉ５）の電流で放電されるので、上記式（４）より（Ｉ６−Ｉ５）＝Ｉ３となるので、時間ｔ２の間に減少する電荷をＱ２とすると、下記の式（１３）が成立する。
（Ｖｂ−Ｖａ）＝Ｑ１／Ｃ１・・・（１３）

電荷Ｑ２は下記の式（１４）で与えられる。
Ｑ２＝Ｉ３＊ｔ２・・・（１４）
よって、式（１４）を式（１３）に代入すると、下記の式（１５）となる。
（Ｖｂ−Ｖａ）＝Ｉ３＊ｔ２／Ｃ１・・・（１５）
式（１５）から時間ｔ２を求めると、下記式（１６）となる。
ｔ２＝（Ｖｂ−Ｖａ）＊Ｃ１／Ｉ３・・・（１６）

式（１２）および（１６）を式（８）に代入することにより、周期Ｔは下記式（１７）で求められる。
Ｔ＝２＊（Ｖｂ−Ｖａ）＊Ｃ１／Ｉ３
＝２＊（Ｖｂ−Ｖａ）＊Ｃ１／（Ｉ１＋Ｉ２）
＝［２＊Ｖｂａｔ＊｛Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）−（Ｒ１４＊Ｒ１５）／（Ｒ１３＊Ｒ１４＋Ｒ１３＊Ｒ１５＋Ｒ１４＊Ｒ１５）｝＊Ｃ１］／｛（Ｖｂａｔ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１＋（Ｖｃ−Ｖｂｅ２）／Ｒ１１｝・・・（１７）

ここで、Ｒ１＝∞とすると、分母の（ＶｂＴ−Ｖｂｅ３）／Ｒ１は０になるので、式（１７）は下記式（１８）のようになり、周期Ｔは、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔに比例することが分かる。
Ｔ_R1=∞＝Ｖｂａｔ＊［２＊｛Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）−（Ｒ１４＊Ｒ１５）／（Ｒ１３＊Ｒ１４＋Ｒ１３＊Ｒ１５＋Ｒ１４＊Ｒ１５）｝＊Ｃ１］／｛（Ｖｃ−Ｖｂｅ２）／Ｒ１１｝・・・（１８）

また、Ｒ１１＝∞とし、Ｖｂａｔ−Ｖｂｅ３≒Ｖｂａｔとすると、式（１７）は下記式（１９）のようになり、周期Ｔは、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔに依存せず一定となることが分かる。
Ｔ_R11=∞＝２＊｛Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）−（Ｒ１４＊Ｒ１５）／（Ｒ１３＊Ｒ１４＋Ｒ１３＊Ｒ１５＋Ｒ１４＊Ｒ１５）｝＊Ｃ１＊Ｒ１・・・（１９）

これにより、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ１１の値を選ぶことで、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔに対するＰＷＭ周期の依存性を式（１８）と式（１９）の間で自由に変えられることが分かる。言い換えると、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくすればするほど、抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ１が減少し、電流Ｉ３における電流Ｉ１の割合が小さくなって、電圧Ｖｂａｔの変動に対する周期Ｔの変化の度合いが大きくなる。そして、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすればするほど、その逆の現象が起こる。また、抵抗Ｒ１１の抵抗値を大きくすればするほど、抵抗Ｒ１１を流れる電流Ｉ２が減少し、電流Ｉ３における電流Ｉ２の割合が小さくなって、電圧Ｖｂａｔの変動に対する周期Ｔの変化の度合いが小さくなる。そして、抵抗Ｒ１１の抵抗値を小さくすればするほど、その逆の現象が起こる。

一方、ＰＷＭパルスのデューティ比Ｒは、周期Ｔに対するＭＯＳＦＥＴ５のオン期間ｔ_onの比であるが、図２から分かるように、三角波と、横軸に平行にそれを横切る基準電圧Ｖｋの直線との図形の関係により電圧の比に置き換えられ、式（５）〜（７）より以下のように与えられる。
Ｒ＝ｔ_on／Ｔ
＝（Ｖｂ−Ｖｋ）／（Ｖｂ−Ｖａ）
＝［｛Ｖｂａｔ＊Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）｝−｛Ｖｂａｔ＊Ｒ２０（Ｒ１９＋Ｒ２０）｝］／［｛Ｖｂａｔ＊Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）｝−｛Ｖｂａｔ＊（Ｒ１４＊Ｒ１５）／（Ｒ１３＊Ｒ１４＋Ｒ１３＊Ｒ１５＋Ｒ１４＊Ｒ１５）｝］
＝［｛Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）｝−｛Ｒ２０（Ｒ１９＋Ｒ２０）｝］／［｛Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）｝−｛（Ｒ１４＊Ｒ１５）／（Ｒ１３＊Ｒ１４＋Ｒ１３＊Ｒ１５＋Ｒ１４＊Ｒ１５）｝］・・・（２０）

これにより、デューティ比Ｒは、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔに依存せず、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１９，Ｒ２０の相対的な比によってのみ決まることが分かる。デューティ比がバッテリ２の電圧Ｖｂａｔによって変わってしまうと、ランプ８のような負荷の場合は、ちらつきといった不具合を起こす原因となってしまうが、本発明では、そのような不具合を避けることができる。さらに、温度や抵抗の絶対バラツキの影響を受けないので、高い精度のデューティ比が得られる。

以上のように、本発明では、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔが上がると、ＰＷＭのデューティ比を一定に保ちながら、周期Ｔが長くなり（周波数が低くなり）、電圧Ｖｂａｔが下がると、ＰＷＭのデューティ比を一定に保ちながら、周期Ｔが短くなる（周波数が高くなる）。

すなわち、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔにほぼ比例して変動する定電流Ｉ１と、電圧Ｖｂａｔに依存せず定電圧源Ｖｃによる定電流Ｉ２を組み合わせてコンデンサＣ１の充放電を行うことにより、電圧Ｖｂａｔに比例した上限電圧Ｖｂと、電圧Ｖｂａｔに比例した下限電圧Ｖａを持つ三角波を作り、この三角波と電圧Ｖｂａｔに比例した第２の基準電圧Ｖｋとを比較することにより、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔの増加に対して、ＰＷＭ出力の周波数は低下するがデューティ比は変動しないので、種々の負荷に対して、電圧Ｖｂａｔが高くなったときのＦＥＴ発熱を押さえることができ、ＭＯＳＦＥＴの電流定格を下げたり、ＭＯＳＦＥＴに取り付けられる放熱手段（放熱フィン等）を簡素化できたりするので、装置が小型化できる。バッテリ２の電圧Ｖｂａｔが下がると周波数が上がるので、ランプ負荷の場合にみられるバッテリ２の電圧Ｖｂａｔが下がったときの電流の低下によりスイッチングに起因するちらつきが顕著になりやすくなる不具合を改善でき、バッテリ２の電圧Ｖｂａｔの全範囲にわたって周波数を上げる必要がなくなるので、ここでも装置の小型化が図れる。

次に、実際にある定格のランプをＰＷＭ駆動した場合のバッテリの電圧ＶｂａｔとＭＯＳＦＥＴの発熱の関係について、図３の従来例（表１）と本発明の実施の形態（表２）の比較を示す。

ＰＷＭ周波数は、Ｖｂａｔ＝１２Ｖの時にどちらの例も１００Ｈｚになるようにしている。デューティ比は５０％、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は３０ｍΩとしている。スイッチング発熱というのは、ＭＯＳＦＥＴのターンオンとターンオフの時に発生する発熱の合計である。オン発熱というのは、ＭＯＳＦＥＴがターンオン期間を過ぎてオン状態になりターンオフ期間に移るまでの期間の発熱である。トータル発熱というのは、それらの合計で、実際のＭＯＳＦＥＴの発熱となる。

本発明の方が、Ｖｂａｔ＝１５Ｖでのトータル発熱がＶｂａｔ＝１２Ｖの場合よりも約１０％低くなっていることが分かる。したがって、バッテリ２の電圧が上がっても、放熱手段を大型にする必要が無くなり、装置の大型化が避けられ、小型で済む。また、Ｖｂａｔ＝９Ｖでは、ＰＷＭ周波数が従来よりも２割高くなっていることが分かる。したがって、バッテリ２の電圧が下がっても、ランプ８のちらつきが軽減される。また、９Ｖでの点灯状態を１２Ｖの点灯状態とほぼ同等となるように、周波数設定を２割ほど下げれば（すなわち、９ＶでのＰＷＭ周波数を１００Ｈｚとなるように設定すれば）、１２Ｖおよび１５Ｖでのスイッチング発熱を表２に示した結果よりもさらに下げられることになる。

以上の通り、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれに限らず、種々の変形、応用が可能である。

たとえば、出力素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等を用いても良い。また、負荷駆動素子をハイサイドに備えるように構成することもできる。この場合、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いても良い。また、負荷制御装置の一部をＩＣ化しても良い。また、本発明の実施の形態の説明では、コンパレータＣＰ１２にヒステリシスを設けていないが、ヒステリシスを設けても良い。

本発明に係る負荷制御装置の実施の形態を示す回路図である。図１の負荷制御装置の動作を説明するタイミングチャートである。従来の負荷制御装置を示す回路図である。図３の負荷制御装置の動作を説明するタイミングチャートである。

符号の説明

１負荷制御装置
２バッテリ（電源）
３ＯＲゲート（駆動命令手段の一部）
４駆動回路（駆動制御手段）
５ＭＯＳＦＥＴ（負荷駆動素子）
６定電圧電源回路（定電圧源）
７ＥＣＵ（駆動命令手段の一部）
８ランプ（負荷）
Ｑ１トランジスタ（第１の定電流源の一部）
Ｑ２トランジスタ（第１の定電流源の一部）
Ｑ３トランジスタ（第２の定電流源の一部）
Ｑ４トランジスタ（第２の定電流源の一部）
Ｑ５トランジスタ（第２の定電流源の一部）
Ｑ６〜Ｑ１１トランジスタ（三角波生成手段の一部）
Ｒ１抵抗（三角波生成手段の一部、第１の調整手段）
Ｒ１１抵抗（三角波生成手段の一部、第２の調整手段）
Ｒ１２〜Ｒ２０抵抗（三角波生成手段の一部）
Ｃ１コンデンサ（三角波生成手段の一部）
ＣＰ１１コンパレータ（三角波生成手段の一部）
ＣＰ１２コンパレータ（比較手段）

Claims

駆動命令手段からの駆動命令信号にしたがい、ある周波数およびデューティ比でレベルが変化する駆動制御信号を生成し、該駆動制御信号によるＰＷＭ制御により負荷への電源供給を制御する負荷制御装置であって、
電源電圧が変動する電源に接続された第１の定電流源と、
定電圧源に接続された第２の定電流源と、
前記第１の定電流源から流れる電流と前記第２の定電流源から流れる電流により充放電されるコンデンサの電圧により前記電源の電圧に比例した上限電圧および下限電圧をもつ三角波を生成する三角波生成手段と、
前記三角波生成手段で生成された三角波と、前記電源の電圧に比例した基準電圧とを比較する比較手段と、
前記比較手段の比較結果に基づいて、前記電源の電圧の変動に応じて変化する周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成する駆動制御手段と、
前記駆動制御信号で駆動され、前記負荷をＰＷＭ制御する負荷駆動素子と
を備えたことを特徴とする負荷制御装置。
請求項１記載の負荷制御装置において、
前記駆動制御手段は、前記電源の電圧が上がる方向に変動した場合は、前記電源の電圧の変動に応じて長くなる周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成する
ことを特徴とする負荷制御装置。
請求項１記載の負荷制御装置において、
前記負荷はランプであり、
前記駆動制御手段は、前記電源の電圧が下がる方向に変動した場合は、前記電源の電圧の変動に応じて短くなる周期と一定のデューティ比でレベルが変化する前記駆動制御信号を生成する
ことを特徴とする負荷制御装置。
請求項１記載の負荷制御装置において、
前記第１の定電流源の電流値を調整する第１の調整手段と、
前記第２の定電流源の電流値を調整する第２の調整手段とを備え、
前記第１の調整手段で前記第１の定電流源の電流値の割合を小さくなるように調整することにより、前記電源の電圧変動に対する前記周期の変化の度合いを大きくし、前記第２の調整手段で前記第２の定電流源の電流値の割合を小さくなるように調整することにより、前記電源の電圧変動に対する前記周期の変化の度合いを小さくする
ことを特徴とする負荷制御装置。