JP4569040B2

JP4569040B2 - Electric load drive

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Publication number: JP4569040B2
Application number: JP2001147714A
Authority: JP
Inventors: 正裕土田; 芳紀小山; 展正植田; 裕藤本
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-05-17
Filing date: 2001-05-17
Publication date: 2010-10-27
Anticipated expiration: 2021-05-17
Also published as: JP2002344297A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷に対して台形波状の電流を流し出す電気負荷の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ランプやコイルなどの電気負荷は、通電に伴う発熱によってそのインピーダンス（抵抗）が変化する。そして、抵抗の小さい通電開始直後においては、定常通電時よりも大きな電流が流れたりノイズが発生し易くなる。特開２０００−１３８５７０号公報に開示された電気負荷の駆動装置は上記問題を解決することを目的としてなされたものであり、図５に示す電気的構成を有している。
【０００３】
すなわち、この負荷駆動回路１は、バッテリ２からランプなどの負荷３に至る通電経路上に介在する抵抗４とＭＯＳトランジスタ５、駆動指令信号Ｓａに従って台形波信号Ｓｂを生成する台形波生成回路６、および台形波信号Ｓｂと抵抗４により検出された電圧値とを比較してＭＯＳトランジスタ５のゲート電圧を制御する電流制御回路７から構成されている。
【０００４】
台形波生成回路６は、図示しないコンデンサ、充電用の定電流回路、放電用の定電流回路などから構成されており、コンデンサの両端子間に生成される台形波信号Ｓｂの上底部の電圧（以下、上辺電圧と称す）は一定値とされている。電流制御回路７は、グランド電位を基準とする上記台形波信号Ｓｂを反転させてバッテリ電位ＶＢを基準とする台形波信号Ｓｄを生成する電圧変換回路８と、この反転後の台形波信号Ｓｄと抵抗４の両端電圧とを比較して両電圧が一致するようにＭＯＳトランジスタ５のゲート電位を制御する誤差増幅回路９とから構成されている。
【０００５】
この構成によれば、負荷３であるランプに流れる電流（以下、ランプ電流と称す）は、ランプの駆動開始時にあっては台形波信号Ｓｂの電圧上昇に伴って徐々に増加し、ランプの駆動停止時にあっては台形波信号Ｓｂの電圧下降に伴って徐々に減少する。そして、駆動指令信号Ｓａを周期的なパルス信号とすれば、そのデューティ比を変化させることによりランプを調光することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、負荷３が自動車に搭載されたランプのような場合、ランプ交換に際して常に同じ種類のランプが装着されるとは限らず、使用者の選択によって定格電流の異なったランプつまりインピーダンスの異なったランプが装着される場合がある。
【０００７】
上記駆動回路１においては、使用が予想されるランプのうち最も定格電流の大きい特定のランプ（例えば定格電流６Ａのランプ）が接続された状態で、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達するまでの間ＭＯＳトランジスタ５が飽和領域で動作し、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達した時点でＭＯＳトランジスタ５が線形領域で動作するように上辺電圧が決められている。このように上辺電圧を決めることにより、６Ａよりも小さい定格電流を持つランプが接続された場合において、ＭＯＳトランジスタ５のドレイン損失の増大を防止することができる。
【０００８】
しかしながら、上記特定のランプよりも定格電流の小さいランプつまりインピーダンスの大きいランプが接続された場合、調光制御において不都合が発生する。以下、これについて図６を参照しながら説明する。
【０００９】
図６は、駆動回路１に定格電流６Ａの特定のランプまたは定格電流３Ａの他の種類のランプが接続されている場合における各部の波形を示している。（ａ）〜（ｆ）の各波形は、それぞれ以下の信号、電流、電圧を表している。
（ａ）…駆動指令信号Ｓａ
（ｂ）…台形波信号Ｓｂ
（ｃ）…定格電流６Ａのランプ接続時におけるランプ電流
（ｄ）…定格電流６Ａのランプ接続時におけるランプの両端電圧
（ｅ）…定格電流３Ａのランプ接続時におけるランプ電流
（ｆ）…定格電流３Ａのランプ接続時におけるランプの両端電圧
【００１０】
駆動回路１に定格電流６Ａのランプが接続されている場合、ランプの両端電圧（以下、ランプ電圧と称す）は、駆動指令信号Ｓａに基づく台形波信号Ｓｂの上昇または下降に伴って増加または減少し、台形波信号Ｓｂが上辺電圧となっている期間バッテリ電圧ＶＢにほぼ等しくなる。従って、台形波状のランプ電流についてその電流振幅の中間レベル（３Ａ）を通電しきい値（図６において二点鎖線で示す）としてデューティ比を定義すれば、ランプ電流のデューティ比は常に駆動指令信号Ｓａのデューティ比と等しくなり指令通りの調光が可能となる。
【００１１】
これに対し、駆動回路１に定格電流３Ａのランプが接続されている場合、ランプ電圧は、台形波信号Ｓｂの上昇に伴って増加するものの台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達する前の時点（時刻ｔｂ）でバッテリ電圧ＶＢにほぼ等しくなり増加を停止する。また、ランプ電圧は、台形波信号Ｓｂが時刻ｔｄにおいて下降を開始した後暫くしてから減少を開始する（時刻ｔｅ）。その結果、図６に示す時刻ｔｂからｔｃまでの期間および時刻ｔｄからｔｅまでの期間においてランプ電流と台形波信号Ｓｂとの間に波形のずれが生じ、上記定義によるランプ電流のデューティ比（実効的な通電時間）が駆動指令信号Ｓａのデューティ比（指令された通電時間）よりも大きくなってしまう。
【００１２】
このように、駆動回路１に上記特定のランプに比べ定格電流の小さいランプが接続されると、ランプ電流のデューティ比すなわちランプの明るさを決める実効的な通電時間が駆動指令信号Ｓａによる調光指令に一致しなくなる。また、ランプ電流のデューティ比を十分に下げることができなくなり、ランプを十分に減光できなくなる。
【００１３】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、電気負荷に対して台形波状の電流を通電するものにおいて、その電気負荷のインピーダンスの大きさにかかわらず、駆動指令信号により指令される電気負荷への通電時間と実際の通電時間とが一致する電気負荷の駆動装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、検出抵抗には電気負荷に流れる負荷電流に比例した電圧が生成され、電流制御手段は信号生成手段からの台形波信号と検出抵抗にて検出された電圧値とを比較してスイッチ手段を制御するので、電気負荷に台形波信号に従った台形波状の電流が流れる。その結果、電気負荷への通電開始時などに負荷電流が急増するのを防止でき、負荷電流の急峻な変化によるノイズの発生を抑制できる。
【００１５】
ところで、直流電源からスイッチ手段を介して電気負荷に流すことができる負荷電流は、直流電源の電圧、電気負荷のインピーダンス、およびスイッチ手段の開閉状態により決まる上限値を有している。飽和状態検出手段は、電流制御手段によるスイッチ手段の開閉制御可能範囲内において当該スイッチ手段を介して流すことのできる上限電流が流れている状態（電流飽和状態）を検出する。そして、信号生成手段は、駆動開始指令信号が入力された時に負荷電流の漸増に対応した電圧変化を開始し、飽和状態検出手段が電流飽和状態を検出した時点でその電圧変化を停止する。
【００１６】
つまり、本手段によれば、台形波信号の上辺電圧は一定値に制御されず、直流電源の電圧および電気負荷のインピーダンスにより定まる上記上限電流に対応した値に制御される。このため、台形波信号が実際には流すことのできない上記上限電流を超える電流を指令することがなくなり、電気負荷には常に台形波信号により指令された通りの電流が流れる。その結果、駆動停止指令信号が入力されて台形波信号が負荷電流の漸減に対応した電圧変化を開始すると、負荷電流はその台形波信号に従って直ちに減少を開始する。
【００１７】
従って、接続される電気負荷のインピーダンスの大小にかかわらず、負荷電流は駆動指令信号に基づいて生成される台形波信号に常に追従するようになり、駆動指令信号により指令される通電時間と台形波状の負荷電流の実効的な通電時間（例えば負荷電流の電流振幅の中間レベルを通電しきい値とした場合の通電時間）とが一致する。
【００１８】
請求項２に記載した手段によれば、オペアンプの誤差増幅作用により、信号生成手段からの台形波信号と検出抵抗にて検出された電圧値とが一致するようにトランジスタのオン状態が制御されるので、電気負荷には常に台形波信号により指令された通りの電流が流れる。
【００１９】
請求項３に記載した手段によれば、台形波信号が上記電気負荷に流し得る上限電流に対応した値を超えて変化しようとすると、台形波信号に対する負荷電流の偏差が増大し、オペアンプによるフィードバック制御によりトランジスタの制御電圧が急峻に上昇する。飽和状態検出手段を構成するコンパレータは、トランジスタの制御電圧を所定の基準電圧と比較することにより、この急峻な電圧上昇つまり電流飽和状態を検出することができる。この手段によれば、直流電源の電圧が変動する場合であっても電流飽和状態を確実に検出できる。
【００２０】
請求項４に記載した手段によれば、信号生成手段に駆動停止指令信号および電流飽和信号が入力されていない時に駆動開始指令信号が入力されると、第２および第３の定電流回路が定電流動作を停止しているため、第１の定電流回路からコンデンサに一定の充電電流が流れ、コンデンサの両端電圧は負荷電流の漸増に対応した電圧変化を開始する。その後、電流飽和信号が入力されると、第３の定電流回路が第１の定電流回路の出力電流を入力するので、コンデンサへの充電電流が断たれ、コンデンサの両端電圧の変化が停止する。その後、駆動停止指令信号が入力されると、コンデンサから第２の定電流回路に放電電流が流れ、コンデンサの両端電圧は負荷電流の漸減に対応した電圧変化を開始する。その結果、コンデンサの両端子間には上述の台形波信号が生成される。
【００２１】
請求項５に記載した手段によれば、台形波信号の上辺電圧が所定電圧に制限されるので、直流電源の電圧が過大である場合または電気負荷のインピーダンスが過小である場合など電流飽和状態における負荷電流が過大となる場合において、上記所定電圧に相当する電流を超える過大な負荷電流が流れることを防止することができる。
【００２２】
請求項６に記載した手段によれば、駆動開始指令信号と駆動停止指令信号とは負荷電流に応じたデューティ比を持つＰＷＭ信号であり、上述したように駆動指令信号により指令される通電時間と負荷電流の実効的な通電時間とが一致するように制御されるので、電気負荷にはＰＷＭ信号のデューティ比に等しいデューティ比を持つ電流が流れる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、電気負荷の駆動装置である負荷駆動回路の電気的構成を示している。
この負荷駆動回路１１は、図示しない電源回路や制御回路などとともに一つのＩＣとして構成されており、外部から入力される駆動指令信号Ｓａに基づいて、負荷１２（電気負荷に相当）例えば車両のヘッドライト、インストルメントパネルに設けられた各種のランプ、室内灯などを点灯・消灯制御および調光制御するものである。
【００２４】
ＩＣの電源端子１４、１５にはそれぞれバッテリ１３（直流電源に相当）の正極端子、負極端子が接続されており、ＩＣの出力端子１６とバッテリ１３の負極端子に繋がるグランド線との間には上述した負荷１２が接続されている。また、ＩＣの入力端子１７には上記駆動指令信号Ｓａが入力されている。
【００２５】
ＩＣ内において、電源端子１４と出力端子１６との間には、負荷１２に流れる電流（負荷電流ＩL ）を検出するための抵抗Ｒ１１（検出抵抗に相当）とハイサイドスイッチとして機能するＮチャネル型のパワーＭＯＳトランジスタＱ１１（スイッチ手段に相当）とが直列に接続された通電経路１８が形成されている。
【００２６】
負荷駆動回路１１は、これら抵抗Ｒ１１とＭＯＳトランジスタＱ１１の他に、台形波発生回路１９（信号生成手段に相当）、電流制御回路２０（電流制御手段に相当）および飽和状態検出回路２１（飽和状態検出手段に相当）を備えている。ここで、台形波発生回路１９と飽和状態検出回路２１とが本発明に特徴的な回路部分である。以下、各回路の具体的構成について説明する。
【００２７】
図２は、台形波発生回路１９の電気的構成を示している。この図２において、電源端子１４に接続された電源線２２と電源端子１５に接続されたグランド線２３との間には、ダイオード接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２とが直列に接続されている。このトランジスタＱ１２のベースは、電源線２２に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ１３〜Ｑ１７の各ベースに接続されており、全体としてカレントミラー回路２４を構成している。ここで、トランジスタＱ１２〜Ｑ１７は全て同じエミッタ面積を有しており、トランジスタＱ１４とＱ１５のコレクタ同士およびトランジスタＱ１６とＱ１７のコレクタ同士はそれぞれ接続されている。
【００２８】
台形波発生回路１９は、上記カレントミラー回路２４を利用した３つの定電流回路２５、２６、２７を備えている。このうち定電流回路２６（第２の定電流回路に相当）は、上記トランジスタＱ１４、Ｑ１５、ＮＰＮ形トランジスタＱ１８、Ｑ１９からなるカレントミラー回路２８、トランジスタＱ１４、Ｑ１５とトランジスタＱ１８との間に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ２０、およびトランジスタＱ１８に並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ２１から構成されている。ＭＯＳトランジスタＱ２１のゲートには上記駆動指令信号Ｓａが入力されるようになっている。
【００２９】
トランジスタＱ１９のコレクタは台形波発生回路１９の出力ノードｎ１であって、この出力ノードｎ１とグランド線２３との間にはコンデンサＣ１１が接続されている。後述するように、出力ノードｎ１（コンデンサＣ１１の両端子間）には、台形波状の電圧を有する台形波信号Ｓｂが生成されるようになっている。トランジスタＱ１３のコレクタとこの出力ノードｎ１との間にはＰＮＰ形トランジスタＱ２２が接続されており、これらトランジスタＱ１３とＱ２２とにより定電流回路２５（第１の定電流回路に相当）が構成されている。
【００３０】
定電流回路２７（第３の定電流回路に相当）は、上記トランジスタＱ１６、Ｑ１７、ＮＰＮ形トランジスタＱ２３、Ｑ２４からなるカレントミラー回路２９、トランジスタＱ１６、Ｑ１７とトランジスタＱ２３との間に接続されたＰＮＰ形トランジスタＱ２５、およびトランジスタＱ２３に並列接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＱ２６から構成されている。ＭＯＳトランジスタＱ２６のゲートには後述する電流飽和信号Ｓｃが入力されるようになっている。
【００３１】
ここで、トランジスタＱ２０、Ｑ２２、Ｑ２５は、トランジスタＱ１３〜Ｑ１７のアーリー効果を抑制するために用いられるもので、それぞれのベースは共通に接続された上で図示極性のダイオードＤ１、Ｄ２を介して電源線２２に接続されている。また、この共通ベース線は、抵抗Ｒ１３を介して電源線２２に接続されるとともに、抵抗Ｒ１４を介してグランド線２３に接続されている。
【００３２】
さらに、バッテリ電圧ＶＢの上昇などにより過大な負荷電流ＩL が流れることを防止するため、台形波発生回路１９には出力ノードｎ１の電圧を制限するための電圧制限回路３０（制限回路に相当）が設けられている。すなわち、コンデンサＣ１１の両端子間にはＰＮＰ形トランジスタＱ２７のエミッタ・コレクタ間が接続されており、そのベースは抵抗Ｒ１５を介してグランド線２３に接続されるとともにＮＰＮ形トランジスタＱ２８のエミッタに接続されている。トランジスタＱ２８のコレクタは電源線３１に接続され、ベースは電源線３１とグランド線２３との間に直列接続された抵抗Ｒ１６、Ｒ１７の分圧点に接続されている。なお、電源線３１は、バッテリ電圧ＶＢを入力として制御用電源電圧Ｖdd（例えば５Ｖ）を生成する図示しない電源回路の出力線である。
【００３３】
さて、図１に示す電流制御回路２０は、電圧変換回路３２と誤差増幅回路３３とから構成されている。このうち電圧変換回路３２は、グランド線２３を基準電位とする台形波信号Ｓｂを反転させて電源線２２を基準電位とする台形波信号Ｓｄを生成するものである。オペアンプ３４は、電源線３１から制御用電源電圧Ｖddの供給を受けて動作し、その非反転入力端子は上記台形波発生回路１９の出力ノードｎ１に接続されている。また、オペアンプ３４の出力端子および反転入力端子は、それぞれＮＰＮ形トランジスタＱ２９のベースおよびエミッタに接続されている。トランジスタＱ２９のコレクタは抵抗Ｒ１８を介して電源線２２に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１９を介してグランド線２３に接続されている。
【００３４】
誤差増幅回路３３は、反転後の台形波信号Ｓｄと抵抗Ｒ１１の両端電圧とを比較して両電圧が一致するようにＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位を制御するものである。この誤差増幅回路３３は、チャージポンプ回路（図示せず）から電源線３５を介して昇圧電圧Ｖcpの供給を受けて動作するオペアンプ３６と、電源線３５とグランド線２３との間に接続されたプッシュプル回路３７とから構成されている。プッシュプル回路３７は、ＮＰＮ形トランジスタＱ３０とＰＮＰ形トランジスタＱ３１とから構成されている。
【００３５】
オペアンプ３６の非反転入力端子は抵抗Ｒ１１とＭＯＳトランジスタＱ１１のドレインとの共通接続点に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ１８とトランジスタＱ２９のコレクタとの共通接続点に接続されている。トランジスタＱ３０、Ｑ３１の共通のベースはオペアンプ３６の出力端子に接続され、共通のエミッタは抵抗Ｒ２０を介してＭＯＳトランジスタＱ１１のゲートに接続されている。
【００３６】
なお、オペアンプ３６のオフセット電圧が正側に現れると、台形波信号Ｓｂが０Ｖであっても微小な負荷電流ＩL が流れる虞が生じる。そこで、本実施形態では、オペアンプ３６の入力段を構成する差動増幅回路（図示せず）において、各入力端子に対応する負荷トランジスタのサイズが異なる値に設定されており、これによりオフセット電圧が必ず負側に現れるようになっている。
【００３７】
飽和状態検出回路２１は、ＭＯＳトランジスタＱ１１を介して負荷１２に流れる電流が飽和状態（以下、電流飽和状態と称す）にある期間、台形波発生回路１９に対してＬレベルの電流飽和信号Ｓｃを出力するものである。ＭＯＳトランジスタＱ１１が飽和領域で動作している時、負荷電流ＩL はゲート電位の上昇に従って増加するが、ＭＯＳトランジスタＱ１１が線形領域に達した時には、ゲート電位が上昇しても負荷電流ＩL は増加しない。この増加しない状態、すなわちＭＯＳトランジスタＱ１１のとり得るオン状態の範囲内においてＭＯＳトランジスタＱ１１を介して流すことのできる上限電流が負荷１２に流れている状態が電流飽和状態であって、負荷１２の抵抗値をＲＬとすれば電流飽和状態での電流（以下、飽和電流Ｉｓと称す）はほぼＶＢ／ＲＬとなる。
【００３８】
電流制御回路２０はフィードバック制御によりＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位を制御しているので、上記電流飽和状態に達するとゲート・ソース間電圧（以下、ゲート電圧ＶGSと称す）が急峻に上昇する。飽和状態検出回路２１は、このゲート電圧ＶGSが急上昇したタイミングで上記電流飽和状態を検出するように構成されている。すなわち、ゲート電圧検出回路３８は、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位からソース電位を減算してゲート電圧ＶGSを検出するようになっており、このゲート電圧ＶGSはコンパレータ３９の反転入力端子に入力されている。また、制御用電源電圧Ｖddとグランド線２３との間には抵抗Ｒ２１とＲ２２とが直列に接続されており、この分圧電圧（例えば２．５Ｖ）は基準電圧Ｖｒとしてコンパレータ３９の非反転入力端子に入力されている。このコンパレータ３９の出力が上記電流飽和信号Ｓｃとなる。
【００３９】
次に、負荷駆動回路１１の動作について図３および図４も参照しながら説明する。
図３および図４は、負荷１２としてそれぞれ定格電流３Ａおよび６Ａのランプを接続した場合において、ランプを調光制御するために駆動指令信号Ｓａとして所定のデューティ比を持つＰＷＭ信号を入力した時の各部の波形を示している。
各図における（ａ）〜（ｆ）の各波形は、それぞれ以下の信号、電流、電圧を表している。
（ａ）…駆動指令信号Ｓａ
（ｂ）…台形波信号Ｓｂ
（ｃ）…台形波信号Ｓｄ
（ｄ）…負荷電流ＩL （負荷１２の両端電圧ＶL ）
（ｅ）…ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGS
（ｆ）…電流飽和信号Ｓｃ
【００４０】
まず、図３を参照しながら図１および図２に示す負荷駆動回路１１の動作を説明する。駆動指令信号Ｓａは一定周期Ｔを有するＰＷＭ信号であって、この図３には、ランプを高輝度状態から低輝度状態にするためにデューティ比が切り替えられた場合が示されている。なお、図３に描かれた一点鎖線は、図５に示す従来構成の負荷駆動回路１を用いた場合における各波形を示している。
【００４１】
（１）時刻ｔ１以前
駆動指令信号ＳａがＬレベル（駆動停止指令に相当）であるため、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２１がオフとなり、トランジスタＱ１４、Ｑ１５からトランジスタＱ１８に（２・Ｉａ）の電流が流れる。ここでＩａは、トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２との直列回路により生成される電流値である。この（２・Ｉａ）の電流は、トランジスタＱ１８とともにカレントミラー回路２８を構成するトランジスタＱ１９のコレクタ電流となる。
【００４２】
一方、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGSは０であるため、飽和状態検出回路２１から出力される電流飽和信号ＳｃはＨレベルとなっており、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２６がオン、トランジスタＱ２３、Ｑ２４がオフとなる。出力ノードｎ１に着目すれば、トランジスタＱ１３から出力ノードｎ１にＩａの電流が流れ込み、出力ノードｎ１からトランジスタＱ１９に（２・Ｉａ）の電流が流れ出すため、コンデンサＣ１１からトランジスタＱ１９にＩａの放電電流が流れる。なお、この放電電流は、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）が０Ｖとなった時点で０となる。
【００４３】
（２）時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間
時刻ｔ１において駆動指令信号ＳａがＨレベル（駆動開始指令に相当）に反転すると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２１がオン、トランジスタＱ１８、Ｑ１９がオフとなる。これにより、トランジスタＱ１３から流れ出すＩａの電流は全てコンデンサＣ１１に流れ込み、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）はほぼ一定の傾きで上昇する。
【００４４】
電流制御回路２０は、台形波信号Ｓｂを反転した台形波信号Ｓｄと抵抗Ｒ１１の両端電圧とが一致するようにＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位（つまりはゲート電圧ＶGS）を制御するので、負荷電流ＩL は台形波信号Ｓｂに従って漸増する。なお、時刻ｔ１において、ゲート電圧ＶGSはＭＯＳトランジスタＱ１１のしきい値電圧Ｖｔだけ上昇する。
【００４５】
（３）時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間
台形波信号Ｓｂに従って負荷電流ＩL が増加し、やがて時刻ｔ２において上述した電流飽和状態に達すると、台形波信号Ｓｂの上昇にもかかわらず負荷電流ＩL の増加が停止する。この時、台形波信号Ｓｄと抵抗Ｒ１１の両端電圧とに偏差が生じるため、オペアンプ３６の出力電圧すなわちＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位は急峻に上昇する。そして、時刻ｔ３において、ゲート電圧ＶGSが基準電圧Ｖｒ（図３において二点鎖線で示す）を超えるため、飽和状態検出回路２１のコンパレータ３９の出力電圧が反転し、電流飽和信号ＳｃはＨレベルからＬレベルになる。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの時間は、オペアンプ３６およびコンパレータ３９の動作遅れ時間であって非常に短い時間である。
【００４６】
（４）時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間
時刻ｔ３において電流飽和信号ＳｃがＬレベルになると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２６がオフとなり、トランジスタＱ１６、Ｑ１７からトランジスタＱ２３に（２・Ｉａ）の電流が流れる。この（２・Ｉａ）の電流は、トランジスタＱ２３とともにカレントミラー回路２９を構成するトランジスタＱ２４のコレクタ電流となる。これにより、トランジスタＱ１３から流れ出すＩａの電流は全てトランジスタＱ２４に流れ込むようになり、コンデンサＣ１１への充放電電流が０となって、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）は一定に保持される。この保持電圧は台形波信号Ｓｂの上辺電圧であって、負荷１２には上述した飽和電流Ｉｓが流れ続ける。なお、図５に示した負荷駆動回路１の場合、電流飽和状態に達した後も台形波信号Ｓｂは一定の上辺電圧Ｖｐに至るまで上昇し続ける。
【００４７】
（５）時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間
時刻ｔ４において駆動指令信号ＳａがＬレベルに反転すると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２１がオフ、トランジスタＱ１８、Ｑ１９がオンとなり、コンデンサＣ１１からトランジスタＱ１９に（２・Ｉａ）の放電電流が流れる。このため、出力ノードｎ１（台形波信号Ｓｂ）の電圧が低下し、電流制御回路２０はそれに伴ってＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位を下げる。
【００４８】
そして、時刻ｔ５において、電流飽和状態から脱することによりゲート電圧ＶGSが基準電圧Ｖｒよりも低下すると、飽和状態検出回路２１のコンパレータ３９の出力電圧が反転し、電流飽和信号ＳｃはＬレベルからＨレベルになる。なお、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの時間は、オペアンプ３６およびコンパレータ３９の動作遅れ時間であって非常に短い時間である。
【００４９】
（６）時刻ｔ５から時刻ｔ６までの期間
時刻ｔ５において電流飽和信号ＳｃがＨレベルになると、台形波発生回路１９においてトランジスタＱ２６がオン、トランジスタＱ２３、Ｑ２４がオフとなって、上述した（１）の期間と同じ状態となる。このため、コンデンサＣ１１からトランジスタＱ１９にＩａの放電電流が流れ、出力ノードｎ１の電圧（台形波信号Ｓｂ）は０Ｖになるまでほぼ一定の傾きで下降する。これにより、負荷電流ＩL は台形波信号Ｓｂに従って漸減し、やがて台形波信号Ｓｂが０Ｖとなった時刻ｔ６において、ゲート電圧ＶGSはしきい値電圧Ｖｔだけ低下して０Ｖとなる。なお、図５に示した負荷駆動回路１の場合には、負荷電流ＩL は台形波信号Ｓｂの下降開始時点よりも遅れて減少し始める。
【００５０】
以上（１）〜（６）で説明した動作は、駆動指令信号Ｓａのデューティ比の大きさ、あるいは負荷１２のインピーダンスに関係なく成立する。
図４は、負荷１２として図３に示す動作に用いたランプに比べインピーダンスが１／２（定格電流が２倍）のランプを用いた場合の波形を示している。この図４において、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間および時刻ｔ４から時刻ｔ６まで期間における台形波信号Ｓｂの傾きはそれぞれ図３と同じであり、負荷電流ＩL も図３と同じ割合で増減する。この場合、負荷１２の両端電圧ＶL の傾きは図３に比べ１／２となり、その両端電圧ＶL がＶＢとなる電流飽和状態に達するまでの時間（時刻ｔ１から時刻ｔ２までの時間）が長くなる。台形波信号Ｓｂは電流飽和状態に達するまで増加し続けるので、台形波信号Ｓｂの上辺電圧は図３に比べほぼ２倍（６Ａ指令に対応）となる。
【００５１】
以上説明したように、駆動指令信号ＳａがＨレベルとなって負荷１２の駆動開始が指令されると、負荷電流ＩL を指令する台形波信号Ｓｂは負荷電流ＩL が飽和するまで（電流飽和状態に達するまで）ほぼ一定の傾きで増加し続け、電流飽和状態に達するとその時の電圧値に保持される。つまり、本実施形態の負荷駆動回路１１では、台形波信号Ｓｂの上辺電圧が一定値に制御されるのではなく、飽和電流Ｉｓに対応した値に制御される。
【００５２】
その結果、台形波信号Ｓｂが実際には流すことのできない飽和電流Ｉｓを超える電流を指令することがなくなり、駆動指令信号ＳａがＬレベルとなって台形波信号Ｓｂが上辺電圧から減少を開始すると、負荷電流ＩL はその台形波信号Ｓｂに従って直ちに減少を開始する。このように、負荷駆動回路１１を用いることにより、負荷１２のインピーダンスやバッテリ電圧ＶＢの大きさにかかわらず、負荷１２に対し常に台形波信号Ｓｂにより指令した通りの電流を流すことが可能となり、駆動指令信号Ｓａにより指令される通電時間と負荷電流ＩL の実効的な通電時間（例えば負荷電流ＩL の振幅の中間レベルを通電しきい値とした場合の通電時間）とが一致する。
【００５３】
従って、負荷１２としてのランプを調光制御するために駆動指令信号ＳａをＰＷＭ信号として与えた場合、台形波状の負荷電流ＩL の実効的なデューティ比は常に駆動指令信号Ｓａのデューティ比と一致するようになる。その結果、接続されるランプの定格電流（インピーダンス）やバッテリ電圧ＶＢの変動に関わらず、ランプを指令通りの明るさに調光することができる。
【００５４】
また、飽和状態検出回路２１は、電流制御回路２０によるフィードバック制御の下で、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGSの上昇を検出しているため、バッテリ電圧ＶＢが変動する場合であっても電流飽和状態を確実に検出することができる。
【００５５】
本実施形態の場合、台形波信号Ｓｂは電流飽和状態に達するまで増加し続けるため、例えばバッテリ電圧ＶＢが過大となった場合や負荷１２のインピーダンスが過小となった場合においては、飽和電流Ｉｓが過大になることが懸念される。
このため、台形波発生回路１９に電圧制限回路３０を設け、電流飽和状態に達する前であっても、台形波信号Ｓｂの上辺電圧を過電流保護レベルに対応した電圧値に制限するようになっている。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１１や負荷１２を過電流から保護することができる。
【００５６】
ランプは通電に伴う発熱等によってそのインピーダンス（抵抗値）が変化し、駆動開始時には比較的低い抵抗値となっている。このため、ランプに対し駆動電圧をステップ的に印加すると過渡的に過大な電流が流れ易い。これに対し、本実施形態では、ランプに台形波信号Ｓｂに従った台形波状の電流が流れるので、駆動開始時に過大な負荷電流ＩL が流れることを防止でき、その負荷電流ＩL の急峻な変化によるノイズの発生を抑制することができる。その結果、車両に搭載されたラジオや他の制御装置などに与えるノイズが減少し、ラジオノイズを低減できるとともに、他の制御装置をより安定に動作させることができる。また、ランプの寿命を延ばすことができる。
【００５７】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
スイッチ手段であるＭＯＳトランジスタＱ１１は、負荷１２からグランド線に至る通電経路に、ローサイドスイッチとして機能するように設けてもよい。この場合、ＭＯＳトランジスタＱ１１とグランド線との間に抵抗Ｒ１１を設けるようにすれば、上記実施形態と同様に、電流制御回路２０で負荷電流ＩL を表す電圧値を取り込むための回路構成を簡単にすることができる。また、スイッチ手段としてバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどを用いても良い。
【００５８】
台形波発生回路１９において、トランジスタＱ１２と抵抗Ｒ１２との直列回路によりＩａの電流を生成するようになっているが、バッテリ電圧ＶＢによる電流変動を抑制するために自己バイアス形の定電流回路を採用しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す負荷駆動回路の電気的構成図
【図２】台形波発生回路の電気的構成図
【図３】定格電流３Ａのランプを接続した場合における各部の波形図
【図４】定格電流６Ａのランプを接続した場合における各部の波形図
【図５】従来技術を示す図１相当図
【図６】定格電流６Ａまたは３Ａのランプを接続した場合における各部の波形図
【符号の説明】
１１は負荷駆動回路、１２は負荷（電気負荷）、１３はバッテリ（直流電源）、１８は通電経路、１９は台形波発生回路（信号生成手段）、２０は電流制御回路（電流制御手段）、２１は飽和状態検出回路（飽和状態検出手段）、２５は定電流回路（第１の定電流回路）、２６は定電流回路（第２の定電流回路）、２７は定電流回路（第３の定電流回路）、３０は電圧制限回路（制限回路）、３６はオペアンプ、３９はコンパレータ、Ｑ１１はＭＯＳトランジスタ（スイッチ手段）、Ｒ１１は抵抗（検出抵抗）、Ｃ１１はコンデンサである。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive device for an electric load that causes a trapezoidal current to flow to the electric load.
[0002]
[Prior art]
The impedance (resistance) of an electrical load such as a lamp or coil changes due to heat generated by energization. Immediately after the start of energization with low resistance, a larger current flows or noise is more likely to occur than during steady energization. An electric load driving device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-138570 has been made for the purpose of solving the above-described problem, and has an electric configuration shown in FIG.
[0003]
That is, the load driving circuit 1 includes a resistor 4 and a MOS transistor 5 that are present on a current-carrying path from the battery 2 to a load 3 such as a lamp, and a trapezoidal wave generation circuit 6 that generates a trapezoidal wave signal Sb according to the drive command signal Sa. The current control circuit 7 is configured to control the gate voltage of the MOS transistor 5 by comparing the trapezoidal wave signal Sb with the voltage value detected by the resistor 4.
[0004]
The trapezoidal wave generating circuit 6 is composed of a capacitor (not shown), a constant current circuit for charging, a constant current circuit for discharging, and the like, and the voltage at the upper base of the trapezoidal wave signal Sb generated between both terminals of the capacitor ( Hereinafter, the upper side voltage) is a constant value. The current control circuit 7 inverts the trapezoidal wave signal Sb with the ground potential as a reference to generate a trapezoidal wave signal Sd with the battery potential VB as a reference, and the inverted trapezoidal wave signal Sd An error amplifying circuit 9 that controls the gate potential of the MOS transistor 5 so as to match both voltages of the resistor 4 and to match both voltages is constituted.
[0005]
According to this configuration, the current flowing through the lamp as the load 3 (hereinafter referred to as “lamp current”) gradually increases as the voltage of the trapezoidal wave signal Sb increases at the start of driving of the lamp, thereby driving the lamp. At the time of stop, it gradually decreases as the voltage of the trapezoidal wave signal Sb decreases. If the drive command signal Sa is a periodic pulse signal, the lamp can be dimmed by changing its duty ratio.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, when the load 3 is a lamp mounted on an automobile, the same type of lamp is not always mounted when replacing the lamp, and lamps having different rated currents, that is, lamps having different impedances, are selected by the user. May be installed.
[0007]
In the driving circuit 1, a specific lamp having the largest rated current (for example, a lamp having a rated current of 6A) among the lamps expected to be used is connected until the trapezoidal wave signal Sb reaches the upper side voltage. The upper side voltage is determined so that the MOS transistor 5 operates in the linear region when the MOS transistor 5 operates in the saturation region and the trapezoidal wave signal Sb reaches the upper side voltage. By determining the upper side voltage in this manner, an increase in drain loss of the MOS transistor 5 can be prevented when a lamp having a rated current smaller than 6 A is connected.
[0008]
However, when a lamp having a smaller rated current than the specific lamp, that is, a lamp having a large impedance, is connected, inconvenience occurs in the dimming control. This will be described below with reference to FIG.
[0009]
FIG. 6 shows the waveform of each part when a specific lamp with a rated current 6A or another type of lamp with a rated current 3A is connected to the drive circuit 1. Each waveform of (a) to (f) represents the following signal, current, and voltage, respectively.
(A) Drive command signal Sa
(B) Trapezoidal wave signal Sb
(C) Lamp current when a lamp with a rated current of 6A is connected
(D) ... Voltage across the lamp when a lamp with a rated current of 6A is connected
(E) Lamp current when a lamp with a rated current of 3A is connected
(F) ... Voltage across the lamp when connected to a lamp with a rated current of 3A
[0010]
When a lamp having a rated current of 6 A is connected to the drive circuit 1, the voltage across the lamp (hereinafter referred to as lamp voltage) increases or decreases as the trapezoidal wave signal Sb rises or falls based on the drive command signal Sa. However, the voltage becomes substantially equal to the battery voltage VB while the trapezoidal wave signal Sb is at the upper side voltage. Therefore, if the duty ratio is defined for the trapezoidal lamp current with the intermediate level (3A) of the current amplitude as a conduction threshold value (indicated by a two-dot chain line in FIG. 6), the duty ratio of the lamp current is always the drive command signal. It becomes equal to the duty ratio of Sa, and dimming according to the command becomes possible.
[0011]
On the other hand, when a lamp with a rated current of 3 A is connected to the drive circuit 1, the lamp voltage increases as the trapezoidal wave signal Sb rises, but the time (time) before the trapezoidal wave signal Sb reaches the upper side voltage. At tb), it becomes substantially equal to the battery voltage VB and stops increasing. The ramp voltage starts decreasing after a while after the trapezoidal wave signal Sb starts decreasing at time td (time te). As a result, a waveform shift occurs between the lamp current and the trapezoidal wave signal Sb in the period from time tb to tc and in the period from time td to te shown in FIG. The current energization time) becomes larger than the duty ratio (commanded energization time) of the drive command signal Sa.
[0012]
As described above, when a lamp having a smaller rated current than the specific lamp is connected to the drive circuit 1, an effective energization time for determining the lamp current duty ratio, that is, the brightness of the lamp, is controlled by the drive command signal Sa. Does not match the command. In addition, the duty ratio of the lamp current cannot be sufficiently reduced, and the lamp cannot be sufficiently dimmed.
[0013]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and its object is to apply a trapezoidal wave current to an electric load, and it is commanded by a drive command signal regardless of the magnitude of the impedance of the electric load. It is an object of the present invention to provide a drive device for an electrical load in which the energization time to the electrical load matches the actual energization time.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
According to the means described in claim 1, a voltage proportional to the load current flowing through the electric load is generated in the detection resistor, and the current control means detects the trapezoidal wave signal from the signal generation means and the voltage detected by the detection resistance. Since the switch means is controlled by comparing the values, a trapezoidal current according to the trapezoidal wave signal flows through the electric load. As a result, it is possible to prevent the load current from rapidly increasing at the start of energization of the electric load, and to suppress the generation of noise due to a sharp change in the load current.
[0015]
Incidentally, the load current that can flow from the DC power supply to the electric load via the switch means has an upper limit value determined by the voltage of the DC power supply, the impedance of the electric load, and the open / close state of the switch means. The saturation state detection unit detects a state (current saturation state) in which an upper limit current that can be passed through the switch unit is within a range in which the switching unit can be controlled by the current control unit. The signal generation means starts a voltage change corresponding to the gradual increase of the load current when the drive start command signal is input, and stops the voltage change when the saturation state detection means detects the current saturation state.
[0016]
That is, according to this means, the upper side voltage of the trapezoidal wave signal is not controlled to a constant value, but is controlled to a value corresponding to the upper limit current determined by the voltage of the DC power supply and the impedance of the electric load. For this reason, it is no longer necessary to command a current exceeding the above-mentioned upper limit current that the trapezoidal wave signal cannot actually flow, and a current as commanded by the trapezoidal wave signal always flows through the electric load. As a result, when the drive stop command signal is input and the trapezoidal wave signal starts a voltage change corresponding to the gradual decrease of the load current, the load current immediately starts decreasing according to the trapezoidal wave signal.
[0017]
Therefore, the load current always follows the trapezoidal wave signal generated based on the drive command signal regardless of the magnitude of the impedance of the electric load to be connected. And the effective energization time of the load current (e.g., the energization time when an intermediate level of the current amplitude of the load current is used as the energization threshold value) coincides with each other.
[0018]
According to the means described in claim 2, the on-state of the transistor is controlled by the error amplification action of the operational amplifier so that the trapezoidal wave signal from the signal generating means and the voltage value detected by the detection resistor coincide with each other. Therefore, the electric current always flows through the electric load as instructed by the trapezoidal wave signal.
[0019]
According to the means described in claim 3, if the trapezoidal wave signal changes beyond a value corresponding to the upper limit current that can flow through the electric load, the deviation of the load current from the trapezoidal wave signal increases, and feedback by the operational amplifier The control voltage of the transistor rises sharply by the control. The comparator constituting the saturation state detecting means can detect this steep voltage rise, that is, the current saturation state, by comparing the control voltage of the transistor with a predetermined reference voltage. According to this means, the current saturation state can be reliably detected even when the voltage of the DC power supply fluctuates.
[0020]
According to the fourth aspect of the present invention, when the drive start command signal is input when the drive stop command signal and the current saturation signal are not input to the signal generation unit, the second and third constant current circuits are fixed. Since the current operation is stopped, a constant charging current flows from the first constant current circuit to the capacitor, and the voltage across the capacitor starts a voltage change corresponding to the gradual increase of the load current. Thereafter, when a current saturation signal is input, the third constant current circuit inputs the output current of the first constant current circuit, so that the charging current to the capacitor is cut off and the change in the voltage across the capacitor stops. . Thereafter, when a drive stop command signal is input, a discharge current flows from the capacitor to the second constant current circuit, and the voltage across the capacitor starts a voltage change corresponding to the gradual decrease of the load current. As a result, the above-mentioned trapezoidal wave signal is generated between both terminals of the capacitor.
[0021]
According to the means described in claim 5, since the upper side voltage of the trapezoidal wave signal is limited to a predetermined voltage, in the current saturation state, such as when the voltage of the DC power supply is excessive or the impedance of the electric load is excessively small. When the load current becomes excessive, it is possible to prevent an excessive load current exceeding the current corresponding to the predetermined voltage from flowing.
[0022]
According to the means described in claim 6, the drive start command signal and the drive stop command signal are PWM signals having a duty ratio corresponding to the load current, and the energization time commanded by the drive command signal as described above, Since control is performed so that the effective energization time of the load current matches, a current having a duty ratio equal to the duty ratio of the PWM signal flows through the electric load.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows an electrical configuration of a load driving circuit which is an electric load driving device.
The load drive circuit 11 is configured as one IC together with a power supply circuit and a control circuit (not shown), and a load 12 (corresponding to an electric load), for example, a vehicle head, based on a drive command signal Sa input from the outside. Lights, various lamps provided on the instrument panel, room lights, etc. are turned on / off and dimmed.
[0024]
A positive terminal and a negative terminal of a battery 13 (corresponding to a DC power source) are connected to the power terminals 14 and 15 of the IC, respectively, and between the output terminal 16 of the IC and a ground line connected to the negative terminal of the battery 13. The load 12 described above is connected. The drive command signal Sa is input to the input terminal 17 of the IC.
[0025]
In the IC, between the power supply terminal 14 and the output terminal 16, a resistor R11 (corresponding to a detection resistor) for detecting a current (load current IL) flowing through the load 12 and an N-channel type functioning as a high-side switch. An energization path 18 is formed in which the power MOS transistor Q11 (corresponding to the switch means) is connected in series.
[0026]
In addition to the resistor R11 and the MOS transistor Q11, the load driving circuit 11 includes a trapezoidal wave generation circuit 19 (corresponding to signal generation means), a current control circuit 20 (corresponding to current control means), and a saturation state detection circuit 21 (saturation state). Equivalent to detection means). Here, the trapezoidal wave generation circuit 19 and the saturation state detection circuit 21 are characteristic circuit portions of the present invention. Hereinafter, a specific configuration of each circuit will be described.
[0027]
FIG. 2 shows an electrical configuration of the trapezoidal wave generation circuit 19. In FIG. 2, a diode-connected PNP transistor Q12 and a resistor R12 are connected in series between a power supply line 22 connected to the power supply terminal 14 and a ground line 23 connected to the power supply terminal 15. Yes. The base of the transistor Q12 is connected to each base of the PNP transistors Q13 to Q17 connected to the power supply line 22, and constitutes a current mirror circuit 24 as a whole. Here, the transistors Q12 to Q17 all have the same emitter area, and the collectors of the transistors Q14 and Q15 and the collectors of the transistors Q16 and Q17 are connected to each other.
[0028]
The trapezoidal wave generating circuit 19 includes three constant current circuits 25, 26, and 27 using the current mirror circuit 24. Among them, the constant current circuit 26 (corresponding to the second constant current circuit) is connected between the current mirror circuit 28 including the transistors Q14 and Q15 and the NPN transistors Q18 and Q19, and between the transistors Q14 and Q15 and the transistor Q18. The PNP transistor Q20 and an N-channel MOS transistor Q21 connected in parallel to the transistor Q18. The drive command signal Sa is input to the gate of the MOS transistor Q21.
[0029]
The collector of the transistor Q19 is an output node n1 of the trapezoidal wave generation circuit 19, and a capacitor C11 is connected between the output node n1 and the ground line 23. As will be described later, a trapezoidal wave signal Sb having a trapezoidal voltage is generated at the output node n1 (between both terminals of the capacitor C11). A PNP transistor Q22 is connected between the collector of the transistor Q13 and the output node n1, and a constant current circuit 25 (corresponding to the first constant current circuit) is constituted by these transistors Q13 and Q22. .
[0030]
The constant current circuit 27 (corresponding to a third constant current circuit) is a current mirror circuit 29 including the transistors Q16 and Q17 and NPN transistors Q23 and Q24, and a PNP connected between the transistors Q16 and Q17 and the transistor Q23. The transistor Q25 comprises an N-channel MOS transistor Q26 connected in parallel to the transistor Q25. A current saturation signal Sc described later is input to the gate of the MOS transistor Q26.
[0031]
Here, the transistors Q20, Q22, and Q25 are used to suppress the Early effect of the transistors Q13 to Q17. The bases of the transistors Q13, Q22, and Q17 are connected in common and are connected to the power supply via the diodes D1 and D2 having the polarities shown. Connected to line 22. The common base line is connected to the power supply line 22 via the resistor R13 and is connected to the ground line 23 via the resistor R14.
[0032]
Further, in order to prevent an excessive load current IL from flowing due to an increase in the battery voltage VB or the like, the trapezoidal wave generating circuit 19 has a voltage limiting circuit 30 (corresponding to a limiting circuit) for limiting the voltage of the output node n1. Is provided. That is, the emitter and collector of the PNP transistor Q27 are connected between both terminals of the capacitor C11, and the base is connected to the ground line 23 via the resistor R15 and to the emitter of the NPN transistor Q28. ing. The collector of the transistor Q28 is connected to the power supply line 31, and the base is connected to a voltage dividing point of resistors R16 and R17 connected in series between the power supply line 31 and the ground line 23. The power supply line 31 is an output line of a power supply circuit (not shown) that generates a control power supply voltage Vdd (for example, 5 V) with the battery voltage VB as an input.
[0033]
The current control circuit 20 shown in FIG. 1 includes a voltage conversion circuit 32 and an error amplification circuit 33. Of these, the voltage conversion circuit 32 inverts the trapezoidal wave signal Sb having the ground line 23 as a reference potential to generate a trapezoidal wave signal Sd having the power supply line 22 as a reference potential. The operational amplifier 34 operates by receiving the control power supply voltage Vdd from the power supply line 31, and its non-inverting input terminal is connected to the output node n 1 of the trapezoidal wave generating circuit 19. The output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 34 are connected to the base and emitter of the NPN transistor Q29, respectively. The collector of the transistor Q29 is connected to the power supply line 22 via a resistor R18, and the emitter is connected to the ground line 23 via a resistor R19.
[0034]
The error amplifying circuit 33 compares the inverted trapezoidal wave signal Sd with the voltage across the resistor R11 and controls the gate potential of the MOS transistor Q11 so that the two voltages match. The error amplification circuit 33 is connected between the power supply line 35 and the ground line 23, and the operational amplifier 36 that operates by receiving the boosted voltage Vcp from the charge pump circuit (not shown) via the power supply line 35. And a push-pull circuit 37. The push-pull circuit 37 is composed of an NPN transistor Q30 and a PNP transistor Q31.
[0035]
The non-inverting input terminal of the operational amplifier 36 is connected to a common connection point between the resistor R11 and the drain of the MOS transistor Q11, and the inverting input terminal is connected to a common connection point between the resistor R18 and the collector of the transistor Q29. The common base of the transistors Q30 and Q31 is connected to the output terminal of the operational amplifier 36, and the common emitter is connected to the gate of the MOS transistor Q11 via the resistor R20.
[0036]
If the offset voltage of the operational amplifier 36 appears on the positive side, a small load current IL may flow even if the trapezoidal wave signal Sb is 0V. Therefore, in this embodiment, in the differential amplifier circuit (not shown) constituting the input stage of the operational amplifier 36, the size of the load transistor corresponding to each input terminal is set to a different value. It always appears on the negative side.
[0037]
The saturation state detection circuit 21 outputs an L level current saturation signal Sc to the trapezoidal wave generation circuit 19 during a period when the current flowing through the load 12 via the MOS transistor Q11 is in a saturation state (hereinafter referred to as a current saturation state). Output. When the MOS transistor Q11 operates in the saturation region, the load current IL increases as the gate potential increases. However, when the MOS transistor Q11 reaches the linear region, the load current IL does not increase even if the gate potential increases. . The state in which the upper limit current that can flow through the MOS transistor Q11 flows through the MOS transistor Q11 in the state that does not increase, that is, within the range of the ON state that the MOS transistor Q11 can take, is the current saturation state. If the value is RL, the current in the current saturation state (hereinafter referred to as saturation current Is) is approximately VB / RL.
[0038]
Since the current control circuit 20 controls the gate potential of the MOS transistor Q11 by feedback control, the gate-source voltage (hereinafter referred to as the gate voltage VGS) rises sharply when the current saturation state is reached. The saturation state detection circuit 21 is connected to the gate voltage VGS. But Soaring The current saturation state at the timing Is configured to detect. That is, the gate voltage detection circuit 38 detects the gate voltage VGS by subtracting the source potential from the gate potential of the MOS transistor Q11, and this gate voltage VGS is input to the inverting input terminal of the comparator 39. . Resistors R21 and R22 are connected in series between the control power supply voltage Vdd and the ground line 23, and this divided voltage (for example, 2.5 V) is used as the reference voltage Vr for the non-inverting input of the comparator 39. Input to the terminal. The output of the comparator 39 becomes the current saturation signal Sc.
[0039]
Next, the operation of the load driving circuit 11 will be described with reference to FIGS.
3 and 4 show a case where a PWM signal having a predetermined duty ratio is input as a drive command signal Sa in order to perform dimming control of the lamp when a lamp having rated currents 3A and 6A is connected as the load 12, respectively. The waveform of each part is shown.
Each waveform of (a) to (f) in each figure represents the following signal, current, and voltage, respectively.
(A) Drive command signal Sa
(B) Trapezoidal wave signal Sb
(C) Trapezoidal wave signal Sd
(D) Load current IL (voltage VL across load 12)
(E) ... MOS transistor Q11 gate voltage VGS
(F) Current saturation signal Sc
[0040]
First, the operation of the load drive circuit 11 shown in FIGS. 1 and 2 will be described with reference to FIG. The drive command signal Sa is a PWM signal having a fixed period T, and FIG. 3 shows a case where the duty ratio is switched in order to change the lamp from the high luminance state to the low luminance state. In addition, the dashed-dotted line drawn in FIG. 3 has shown each waveform at the time of using the load drive circuit 1 of the conventional structure shown in FIG.
[0041]
(1) Before time t1
Since the drive command signal Sa is at L level (corresponding to a drive stop command), the transistor Q21 is turned off in the trapezoidal wave generation circuit 19, and a current of (2 · Ia) flows from the transistors Q14 and Q15 to the transistor Q18. Here, Ia is a current value generated by a series circuit of the transistor Q12 and the resistor R12. This current of (2 · Ia) becomes the collector current of the transistor Q19 that forms the current mirror circuit 28 together with the transistor Q18.
[0042]
On the other hand, since the gate voltage VGS of the MOS transistor Q11 is 0, the current saturation signal Sc output from the saturation state detection circuit 21 is at the H level. In the trapezoidal wave generation circuit 19, the transistor Q26 is turned on, the transistors Q23, Q24 is turned off. Focusing on the output node n1, the current Ia flows from the transistor Q13 to the output node n1, and the current (2 · Ia) flows from the output node n1 to the transistor Q19. Therefore, the discharge current of Ia flows from the capacitor C11 to the transistor Q19. Flowing. This discharge current becomes 0 when the voltage at the output node n1 (trapezoidal wave signal Sb) becomes 0V.
[0043]
(2) Period from time t1 to time t2
When the drive command signal Sa is inverted to H level (corresponding to the drive start command) at time t1, the trapezoidal wave generation circuit 19 turns on the transistor Q21 and turns off the transistors Q18 and Q19. As a result, all the current Ia flowing out of the transistor Q13 flows into the capacitor C11, and the voltage at the output node n1 (trapezoidal wave signal Sb) rises with a substantially constant slope.
[0044]
Since the current control circuit 20 controls the gate potential (that is, the gate voltage VGS) of the MOS transistor Q11 so that the trapezoidal wave signal Sd obtained by inverting the trapezoidal wave signal Sb matches the voltage across the resistor R11, the load current IL Gradually increases according to the trapezoidal wave signal Sb. At time t1, gate voltage VGS rises by threshold voltage Vt of MOS transistor Q11.
[0045]
(3) Period from time t2 to time t3
When the load current IL increases according to the trapezoidal wave signal Sb and eventually reaches the current saturation state at time t2, the increase in the load current IL stops despite the increase in the trapezoidal wave signal Sb. At this time, since a deviation occurs between the trapezoidal wave signal Sd and the voltage across the resistor R11, the output voltage of the operational amplifier 36, that is, the gate potential of the MOS transistor Q11 rises sharply. At time t3, since the gate voltage VGS exceeds the reference voltage Vr (indicated by a two-dot chain line in FIG. 3), the output voltage of the comparator 39 of the saturation state detection circuit 21 is inverted, and the current saturation signal Sc is changed from the H level. Becomes L level. The time from time t2 to time t3 is an operation delay time of the operational amplifier 36 and the comparator 39, and is a very short time.
[0046]
(4) Period from time t3 to time t4
When the current saturation signal Sc becomes L level at time t3, the transistor Q26 is turned off in the trapezoidal wave generation circuit 19, and a current of (2 · Ia) flows from the transistors Q16 and Q17 to the transistor Q23. This current of (2 · Ia) becomes the collector current of the transistor Q24 that forms the current mirror circuit 29 together with the transistor Q23. As a result, all the current Ia flowing out from the transistor Q13 flows into the transistor Q24, the charge / discharge current to the capacitor C11 becomes 0, and the voltage at the output node n1 (trapezoidal wave signal Sb) is kept constant. . This holding voltage is the upper side voltage of the trapezoidal wave signal Sb, and the saturation current Is continues to flow through the load 12. In the case of the load driving circuit 1 shown in FIG. 5, the trapezoidal wave signal Sb continues to rise until reaching the constant upper side voltage Vp even after reaching the current saturation state.
[0047]
(5) Period from time t4 to time t5
When the drive command signal Sa is inverted to the L level at time t4, the transistor Q21 is turned off and the transistors Q18 and Q19 are turned on in the trapezoidal wave generation circuit 19, and a discharge current of (2 · Ia) flows from the capacitor C11 to the transistor Q19. For this reason, the voltage of the output node n1 (trapezoidal wave signal Sb) is lowered, and the current control circuit 20 accordingly lowers the gate potential of the MOS transistor Q11.
[0048]
At time t5, when the gate voltage VGS falls below the reference voltage Vr by exiting the current saturation state, the output voltage of the comparator 39 of the saturation state detection circuit 21 is inverted, and the current saturation signal Sc is changed from the L level to the H level. Become a level. The time from the time t4 to the time t5 is an operation delay time of the operational amplifier 36 and the comparator 39 and is a very short time.
[0049]
(6) Period from time t5 to time t6
When the current saturation signal Sc becomes H level at time t5, the transistor Q26 is turned on and the transistors Q23 and Q24 are turned off in the trapezoidal wave generating circuit 19, and the state is the same as the period (1) described above. For this reason, a discharge current Ia flows from the capacitor C11 to the transistor Q19, and the voltage (trapezoidal wave signal Sb) at the output node n1 drops with a substantially constant slope until it reaches 0V. As a result, the load current IL gradually decreases in accordance with the trapezoidal wave signal Sb, and at time t6 when the trapezoidal wave signal Sb becomes 0V, the gate voltage VGS decreases by the threshold voltage Vt to 0V. In the case of the load drive circuit 1 shown in FIG. 5, the load current IL starts to decrease with a delay from the time when the trapezoidal wave signal Sb starts to decrease.
[0050]
The operations described in (1) to (6) above are established regardless of the duty ratio of the drive command signal Sa or the impedance of the load 12.
FIG. 4 shows a waveform when a lamp having an impedance of ½ (rated current is double) compared to the lamp used for the operation shown in FIG. In FIG. 4, the slope of the trapezoidal wave signal Sb in the period from time t1 to time t3 and in the period from time t4 to time t6 is the same as that in FIG. 3, and the load current IL increases and decreases at the same rate as in FIG. In this case, the slope of the voltage VL at both ends of the load 12 is halved compared to FIG. 3, and the time until the current saturation state where the voltage VL at both ends becomes VB (time from time t1 to time t2) becomes longer. . Since the trapezoidal wave signal Sb continues to increase until the current saturation state is reached, the upper side voltage of the trapezoidal wave signal Sb is almost twice that of FIG. 3 (corresponding to the 6A command).
[0051]
As described above, when the drive command signal Sa becomes H level and the drive start of the load 12 is commanded, the trapezoidal wave signal Sb commanding the load current IL is not saturated until the load current IL is saturated (the current saturation state is reached). It continues to increase at a substantially constant slope (until it reaches), and when the current saturation state is reached, the voltage value at that time is held. That is, in the load drive circuit 11 of the present embodiment, the upper side voltage of the trapezoidal wave signal Sb is not controlled to a constant value, but is controlled to a value corresponding to the saturation current Is.
[0052]
As a result, when the trapezoidal wave signal Sb does not command a current exceeding the saturation current Is that cannot actually flow, the drive command signal Sa becomes L level and the trapezoidal wave signal Sb starts to decrease from the upper side voltage. The load current IL immediately starts decreasing according to the trapezoidal wave signal Sb. In this way, by using the load drive circuit 11, it becomes possible to always pass a current as instructed by the trapezoidal wave signal Sb to the load 12, regardless of the impedance of the load 12 or the magnitude of the battery voltage VB. The energization time commanded by the drive command signal Sa and the effective energization time of the load current IL (for example, the energization time when the intermediate level of the amplitude of the load current IL is used as the energization threshold value) coincide.
[0053]
Therefore, when the drive command signal Sa is given as a PWM signal for dimming control of the lamp as the load 12, the effective duty ratio of the trapezoidal wave load current IL always matches the duty ratio of the drive command signal Sa. It becomes like this. As a result, the lamp can be dimmed to the brightness as commanded regardless of the rated current (impedance) of the connected lamp and the fluctuation of the battery voltage VB.
[0054]
Since the saturation state detection circuit 21 detects an increase in the gate voltage VGS of the MOS transistor Q11 under feedback control by the current control circuit 20, the current saturation state is detected even when the battery voltage VB varies. Can be reliably detected.
[0055]
In the present embodiment, the trapezoidal wave signal Sb continues to increase until the current saturation state is reached. For example, when the battery voltage VB becomes excessive or the impedance of the load 12 becomes excessively low, the saturation current Is is There is concern about becoming oversized.
For this reason, the voltage limiting circuit 30 is provided in the trapezoidal wave generating circuit 19, and the upper side voltage of the trapezoidal wave signal Sb is limited to a voltage value corresponding to the overcurrent protection level even before the current saturation state is reached. ing. Thereby, the MOS transistor Q11 and the load 12 can be protected from overcurrent.
[0056]
The lamp changes its impedance (resistance value) due to heat generated by energization, and has a relatively low resistance value at the start of driving. For this reason, when a driving voltage is applied to the lamp in a stepwise manner, an excessively large current tends to flow. On the other hand, in the present embodiment, since a trapezoidal current in accordance with the trapezoidal wave signal Sb flows through the lamp, it is possible to prevent an excessive load current IL from flowing at the start of driving, and due to a sharp change in the load current IL. Generation of noise can be suppressed. As a result, noise applied to the radio mounted on the vehicle, other control devices, and the like is reduced, radio noise can be reduced, and other control devices can be operated more stably. In addition, the life of the lamp can be extended.
[0057]
The present invention is not limited to the embodiment described above and shown in the drawings. For example, the present invention can be modified or expanded as follows.
The MOS transistor Q11 which is a switch means may be provided in the energizing path from the load 12 to the ground line so as to function as a low side switch. In this case, if the resistor R11 is provided between the MOS transistor Q11 and the ground line, the circuit configuration for taking in the voltage value representing the load current IL in the current control circuit 20 can be simplified as in the above embodiment. can do. Further, a bipolar transistor, an IGBT, or the like may be used as the switch means.
[0058]
In the trapezoidal wave generation circuit 19, a current of Ia is generated by a series circuit of a transistor Q12 and a resistor R12, but a self-bias type constant current circuit is adopted to suppress current fluctuation due to the battery voltage VB. You may do it.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram of a load driving circuit showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an electrical configuration diagram of a trapezoidal wave generating circuit.
FIG. 3 is a waveform diagram of each part when a lamp with a rated current of 3 A is connected.
FIG. 4 is a waveform diagram of each part when a lamp with a rated current of 6 A is connected.
FIG. 5 is a view corresponding to FIG.
FIG. 6 is a waveform diagram of each part when a lamp with a rated current of 6A or 3A is connected.
[Explanation of symbols]
11 is a load drive circuit, 12 is a load (electrical load), 13 is a battery (DC power supply), 18 is an energization path, 19 is a trapezoidal wave generation circuit (signal generation means), 20 is a current control circuit (current control means), 21 is a saturation state detection circuit (saturation state detection means), 25 is a constant current circuit (first constant current circuit), 26 is a constant current circuit (second constant current circuit), and 27 is a constant current circuit (third constant current circuit). (Constant current circuit), 30 is a voltage limit circuit (limit circuit), 36 is an operational amplifier, 39 is a comparator, Q11 is a MOS transistor (switch means), R11 is a resistor (detection resistor), and C11 is a capacitor.

Claims

Switch means provided on the energization path from the DC power source to the electrical load;
A detection resistor connected in series with the switch means and detecting a load current flowing through the electric load through the switch means as a voltage value;
Saturation state detection means for outputting a current saturation signal during a period when an upper limit current that can be passed through the switch means is flowing to the electric load within a range of open / close states that can be taken by the switch means;
When a drive start command signal is input from the outside, the voltage change corresponding to the gradual increase of the load current is started, and when the saturation state detection means outputs the current saturation signal, the voltage change is stopped and driven from the outside. Signal generating means for generating a trapezoidal wave signal for starting a voltage change corresponding to a gradual decrease in the load current when a stop command signal is input;
The trapezoidal wave signal from the signal generating means is compared with the voltage value detected by the detection resistor, and the switch means is controlled based on the trapezoidal wave signal so that a trapezoidal current flows in the electric load. An electric load driving device comprising: a current control means.

The switch means is composed of a transistor capable of controlling the negative overcurrent according to an input voltage to a control terminal,
The current control unit includes an operational amplifier that outputs a voltage corresponding to a potential difference between a trapezoidal wave signal from the signal generation unit and a voltage value detected by the detection resistor, and the transistor outputs the voltage from the operational amplifier. 2. The drive device for an electric load according to claim 1, wherein an input voltage to the control terminal is controlled.

3. The electric load driving device according to claim 2, wherein the saturation state detecting unit includes a comparator that compares a control voltage of the transistor with a predetermined reference voltage.

The signal generating means includes
A capacitor for outputting the trapezoidal wave signal;
A first constant current circuit connected in series to the capacitor;
A second constant current circuit connected in parallel to the capacitor and performing a constant current operation during a period when the drive stop command signal is input;
A third constant current circuit connected in series to the first constant current circuit and for inputting the output current of the first constant current circuit during a period when the saturation state detecting means outputs the current saturation signal; The drive device for an electric load according to claim 1, wherein the drive device is an electric load.

5. The electric load driving device according to claim 4, wherein the signal generating means includes a limiting circuit that limits a voltage across the capacitor to a predetermined voltage.

6. The electric load drive device according to claim 1, wherein the drive start command signal and the drive stop command signal are PWM signals having a duty ratio corresponding to the load current.