JP4555109B2 - DC / DC converter - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 197
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 28
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 24
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 230000009471 action Effects 0.000 description 10
- CNQCVBJFEGMYDW-UHFFFAOYSA-N lawrencium atom Chemical compound [Lr] CNQCVBJFEGMYDW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 10
- 230000008859 change Effects 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 6
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 5
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 4
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 4
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 101150093282 SG12 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、電気自動車等の電源部に使用され、小型・軽量化および昇圧・降圧の倍率調整に好適なＤＣ／ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to a DC / DC converter that is used in a power source unit of an electric vehicle or the like and is suitable for downsizing and weight reduction and adjustment of a boost / buck ratio.
従来、様々な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている（例えば特許文献１や特許文献２など）。これらの特許文献に基づく昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの基本的な回路構成を図１８に示す。図１８に示す昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は可変電圧昇圧方式の電気回路であり、１つのコイル（インダクタまたはインダクタンス要素）１０１を用いて構成されている。
Conventionally, various step-up DC / DC converters have been proposed (for example, Patent Document 1 and Patent Document 2). FIG. 18 shows a basic circuit configuration of the step-up DC / DC converter based on these patent documents. A step-up DC /
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、入力側平滑コンデンサ１０２とコイル１０１とスイッチ素子１０３とダイオード１０４と出力側平滑コンデンサ１０５とから構成される。平滑コンデンサ１０２は共通基準端子（アース端子）１０６と入力端子１０７との間に接続され、平滑コンデンサ１０５は共通基準端子１０６と出力端子１０８との間に接続されている。入力端子１０７と出力端子１０８との間にはコイル１０１とダイオード１０４の直列回路が接続される。スイッチ素子１０３は、コイル１０１およびダイオード１０４の中間点１０９と共通基準端子１０６との間に接続される。スイッチ素子１０３はバイポーラ型特性を有するトランジスタである。スイッチ素子１０３のコレクタは上記の中間点１０９に接続され、そのエミッタが共通基準端子１０６に接続される。スイッチ素子１０３のゲートは図示しない制御装置に接続され、当該制御装置からゲート信号ＳＧ１０１が供給される。スイッチ素子１０３はゲート信号ＳＧ１０１に基づいてオン・オフされる。
The DC /
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の働きを説明する。最初の段階で入力側平滑コンデンサ１０２は、入力端子１０７に印加された入力電圧によって、その端子間電圧が入力電圧に一致するように充電されている。スイッチ素子１０３がオンとすると、入力側平滑コンデンサ１０２に蓄電された電荷に基づきコイル１０１とスイッチ素子１０３を経由してアースに電流が流れる。このときコイル１０１は励磁され、磁気エネルギが蓄積される。次にスイッチ素子１０３がオフすると、コイル１０１に蓄積された磁気エネルギに基づく誘電電圧が入力側平滑コンデンサ１０２の電圧に重畳され、入力電圧よりも大きな電圧が発生し、当該電圧は、ダイオード１０４を介して出力側平滑コンデンサ１０５に対して出力電流ＩOUTを供給する。スイッチ素子１０３のオン・オフのデューティを調整することにより、所定範囲内で所望の出力電圧を得ることができる。これにより可変電圧昇圧方式のＤＣ／ＤＣコンバータが実現される。
The operation of the DC /
上記の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成によれば、単独のコイル１０１に磁気エネルギを一旦貯めて昇圧を行うので、磁気エネルギを蓄積させる目的でコイル１０１は非常に大型で重量を有するものとなっている。また昇圧率が上がると、効率が低下するという問題も有している。
According to the configuration of the step-up DC / DC converter described above, the magnetic energy is temporarily stored in the
さらに最近では、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータに関してコア損および銅損を低減したものが提案されている（例えば非特許文献１、図３等）。このＤＣ／ＤＣコンバータは、集積マグネットコンポーネントを利用してコア損および銅損を低減している。集積マグネットコンポーネントは３つのインダクタで構成される。３つのインダクタを成す各巻線は１つのコアに巻回されている。これらのインダクタは小さいインダクタンス、および少ない巻数で実現される。そのうち２つのインダクタの各巻線は逆巻き結線の構造で接続されている。
図１８に示された１つのコイル１０１を用いて構成される基本的な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前述の通り、当該コイル１０１の磁気飽和を防止しつつ十分な昇圧を行うためには重量の大きい大型のコアを用いたコイルが必要となる。このことは、ＤＣ／ＤＣコンバータの全体の小型化および軽量化の阻害要因となる。
As described above, the basic step-up DC / DC converter configured by using one
本発明の目的は、上記の課題に鑑み、インダクタを小型・軽量化することができ、１〜Ｎ倍の範囲で連続的に昇圧率および降圧率を可変にでき、所望の倍率で昇圧または降圧を行うことができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。 In view of the above problems, an object of the present invention is to reduce the size and weight of an inductor, continuously increase and decrease a step-up rate and a step-down rate within a range of 1 to N times, and step up or step down at a desired magnification. It is to provide a DC / DC converter capable of performing the above.
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、上記目的を達成するために、次のように構成される。 In order to achieve the above object, a DC / DC converter according to the present invention is configured as follows.
第１のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項１に対応）は、低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、低電圧側ポートの正極端子に１次巻線と２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、変圧器の１次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第１ダイオードと、変圧器の２次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第２ダイオードと、１次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、１次巻線の前記中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第１スイッチ手段と、１次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、１次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ流れる電流を制御する第２スイッチ手段と、２次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、２次巻線の中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第３スイッチ手段と、２次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、２次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ流れる電流を制御する第４スイッチ手段とを有するように構成される。 The first DC / DC converter (corresponding to claim 1) is a step-up / step-down DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port, wherein the primary winding and the secondary winding are reversely wound. A magnetic canceling type transformer connected to the positive terminal of the low voltage side port and connecting the common terminal of the primary winding and the secondary winding, and the other terminal of the primary winding of the transformer and the high voltage side port A first diode connecting the positive terminal, a second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high-voltage side port, an intermediate tap of the primary winding, and a common reference terminal Connected between the first switch means for controlling the current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal, and connected between the intermediate tap of the primary winding and the positive terminal of the high-voltage side port From the intermediate tap of the primary winding to the positive terminal of the high voltage side port Second switch means for controlling the flow, and third switch means for controlling the current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal, connected between the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal; A fourth switch means connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port for controlling the current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port; Configured to have.
第２のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項２に対応）は、上記の第１の構成において、好ましくは、制御装置から第１スイッチ手段と第３スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号を与え、第１スイッチ手段と第３スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して昇圧動作を行うことで特徴づけられる。 In the first configuration, the second DC / DC converter (corresponding to claim 2) preferably provides an on / off control signal from the control device to the first switch means and the third switch means, It is characterized by performing the step-up operation by alternately controlling the on / off operations of the first switch means and the third switch means.
第３のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項３に対応）は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより昇圧率を可変にすることを特徴とする。 In the above configuration, the third DC / DC converter (corresponding to claim 3) is preferably characterized in that the step-up rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable.
第４のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項４に対応）は、上記の構成において、好ましくは、制御装置から第２スイッチ手段と第４スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号を与え、第２スイッチ手段と第４スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して降圧動作を行うことを特徴とする。 In the above configuration, the fourth DC / DC converter (corresponding to claim 4) preferably gives an on / off control signal from the control device to the second switch means and the fourth switch means, and the second switch means The step-down operation is performed by alternately controlling the ON / OFF operations of the fourth switch means and the fourth switch means.
第５のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項５に対応）は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより降圧率を可変にすることを特徴とする。 The fifth DC / DC converter (corresponding to claim 5) is preferably characterized in that the step-down rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable in the above configuration.
第６のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項６に対応）は、上記の構成において、好ましくは、１次巻線の中間タップの位置で決まる巻数比に依存して昇圧率と降圧率が設定されることを特徴とする。 In the sixth DC / DC converter (corresponding to claim 6), the step-up rate and the step-down rate are preferably set in the above configuration, depending on the turn ratio determined by the position of the intermediate tap of the primary winding. It is characterized by that.
第７のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項７に対応）は、上記の構成において、好ましくは、変圧器の１次巻線の他端子および２次巻線の他端子と、高電圧側ポートの正極端子との間を、上記の第１ダイオードと第２ダイオードの代わりにブリッジ回路で接続し、かつ高電圧側ポートに負極側出力端子を設け、この負極側出力端子と共通基準端子との間にコンデンサを接続し、ブリッジ回路の高電圧側ポートの一方の端子を高電圧側ポートの正極端子に接続し、ブリッジ回路の高電圧側ポートの他方の端子を負極側出力端子に接続したことを特徴とする。 In the above configuration, the seventh DC / DC converter (corresponding to claim 7) is preferably the other terminal of the primary winding and the other terminal of the secondary winding of the transformer, and the positive electrode of the high voltage side port. Are connected by a bridge circuit instead of the first diode and the second diode, and a negative output terminal is provided at the high voltage side port, and the negative output terminal and the common reference terminal are provided between the negative output terminal and the common reference terminal. A capacitor is connected, one terminal of the high voltage side port of the bridge circuit is connected to the positive terminal of the high voltage side port, and the other terminal of the high voltage side port of the bridge circuit is connected to the negative output terminal And
第８のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項８に対応）は、低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、低電圧側ポートの正極端子に１次巻線と２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、変圧器の１次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第１ダイオードと、変圧器の２次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第２ダイオードと、１次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、１次巻線の中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第１スイッチ手段と、１次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、１次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ電流を流す第３ダイオードと、２次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、２次巻線の中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第２スイッチ手段と、２次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、２次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ電流を流す第４ダイオードとを有するように構成される。 An eighth DC / DC converter (corresponding to claim 8) is a step-up DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port, wherein the primary winding and the secondary winding are reversely wound. A magnetic canceling type transformer connected to the positive terminal of the low voltage side port and connecting the common terminal of the primary winding and the secondary winding, and the other terminal of the primary winding of the transformer and the high voltage side port A first diode connecting the positive terminal, a second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high-voltage side port, an intermediate tap of the primary winding, and a common reference terminal Connected between the first switch means for controlling the current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal, and connected between the intermediate tap of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port. The first current flows from the intermediate tap of the primary winding to the positive terminal of the high voltage side port. A second switch means connected between the diode, the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal for controlling the current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal; A fourth diode is connected between the tap and the positive terminal of the high voltage side port, and is configured to flow current from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port.
第９のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項９に対応）は、上記の構成において、好ましくは、制御装置から第１スイッチ手段と第２スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号を与え、第１スイッチ手段と第２スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して昇圧動作を行うことを特徴とする。 In the above configuration, the ninth DC / DC converter (corresponding to claim 9) preferably gives an on / off control signal from the control device to the first switch means and the second switch means, and the first switch means The step-up operation is performed by alternately controlling the on / off operations of the second switch means and the second switch means.
第１０のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項１０に対応）は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより昇圧率を可変にすることを特徴とする。 In the tenth DC / DC converter (corresponding to claim 10), the step-up rate is preferably made variable by making the duty of the on / off control signal variable.
第１０のＤＣ／ＤＣコンバータ（請求項１１に対応）は、上記の構成において、好ましくは、変圧器の１次巻線の他端子および２次巻線の他端子と、高電圧側ポートの正極端子との間を、第１ダイオードと第２ダイオードの代わりにブリッジ回路で接続し、かつ高電圧側ポートに負極側出力端子を設け、この負極側出力端子と共通基準端子との間にコンデンサを接続し、ブリッジ回路の高電圧側ポートの一方の端子を高電圧側ポートの正極端子に接続し、ブリッジ回路の高電圧側ポートの他方の端子を負極側出力端子に接続したことを特徴とする。 In the tenth DC / DC converter (corresponding to claim 11), preferably, the other terminal of the primary winding and the other terminal of the secondary winding of the transformer, and the positive electrode of the high-voltage side port are configured. Are connected by a bridge circuit instead of the first diode and the second diode, and a negative output terminal is provided at the high voltage side port, and a capacitor is connected between the negative output terminal and the common reference terminal. The high voltage side port of the bridge circuit is connected to the positive terminal of the high voltage side port, and the other terminal of the high voltage side port of the bridge circuit is connected to the negative side output terminal. .
本発明によれば、逆巻き結線構造を有する１次巻線および２次巻線から成る変圧器を利用し、かつ１次巻線および２次巻線の通電を制御するスイッチ素子を利用してＤＣ／ＤＣコンバータを構成したため、小型・軽量化することができる。さらに昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成する場合には昇圧率を所定範囲で連続的に変化することができる。また降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができ、この場合においても降圧率を所定範囲で連続的に可変にすることができる。さらに上記変圧器において１次巻線および２次巻線で中間タップを利用する構成を有したため、昇圧率等を中間タップの巻数比に応じて２倍以上のＮ倍にすることができると共に、上記同様に昇圧率等を連続的に可変にすることができる。 According to the present invention, DC is obtained by utilizing a transformer comprising a primary winding and a secondary winding having a reverse winding structure, and utilizing a switch element for controlling energization of the primary winding and the secondary winding. Since the / DC converter is configured, it can be reduced in size and weight. Further, when configured as a step-up DC / DC converter, the step-up rate can be continuously changed within a predetermined range. In addition, a step-down DC / DC converter can be realized, and even in this case, the step-down rate can be continuously varied within a predetermined range. In addition, since the transformer has a configuration in which the intermediate tap is used in the primary winding and the secondary winding, the step-up rate and the like can be increased to N times that is twice or more according to the winding ratio of the intermediate tap. Similarly to the above, the boosting rate and the like can be made continuously variable.
以下に、本発明の好適な実施形態（実施例）を添付図面に基づいて説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Preferred embodiments (examples) of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
図１を参照して本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータが適用される電気システムの例について説明する。図１は、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータが適用される電気自動車の電気システムを示す。 An example of an electric system to which a DC / DC converter according to the present invention is applied will be described with reference to FIG. FIG. 1 shows an electric system of an electric vehicle to which the DC / DC converter of the present invention is applied.
図１において、電気自動車の電気システム１０は、走行用メインバッテリ１１と、補機類１２を駆動するための補機用バッテリ１３と、メインバッテリ１１および補機用バッテリ１３を充電するための充電器１４とを備える。充電器１４は、メインバッテリ１１と高圧ライン１５を介して接続され、メインバッテリ１１に対して高電圧（例えば数１００Ｖ）の電力を供給する。また充電器１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６および低圧ライン１７を介して補機用バッテリ１３と接続される。図１の回路例で、当該ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は例えば降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして用いられている。降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、充電器１４から供給される高電圧を低電圧に変換し、当該低電圧の電力を低圧ライン１７を介して補機用バッテリ１３に供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の変換で得られる低電圧値は、例えば、ガソリン自動車で広く用いられている２つの規定値１４．５Ｖと１３．４Ｖである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６から出力される低電圧の電力は、低圧ライン１７を介して補機類１２および冷却装置１８等にも供給される。冷却装置１８は冷却ファンやウォータポンプから成り、温度が上昇したメインバッテリ１１を冷却するためのものである。
In FIG. 1, an electric system 10 for an electric vehicle includes a
電気自動車の電気システム１０にはさらに制御装置（ＥＣＵ）１９が設けられている。制御装置１９は、電気システム１０に含まれる各機器から状態検出信号を入力する共に、当該各機器に対して制御信号を出力する。具体的には、制御装置１９は、メインバッテリ１１からバッテリ情報（電圧、電流、温度等）に係る信号ＳＧ１１を受けると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６に対して制御信号ＳＧ１２、充電器１４に対して充電指令に係る制御信号ＳＧ１３、冷却装置１８に対して作動指令に係る制御信号ＳＧ１４をそれぞれ与える。制御信号ＳＧ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６における昇圧動作または降圧動作を定める各種の制御信号を含む。
The electric system 10 of the electric vehicle is further provided with a control device (ECU) 19. The
図１に示した構成では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、電気自動車の電気システム１０において、その用途から降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして用いられている。しかし、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは降圧型には限定されず、目的や用途に応じて昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして用いることもできる。また１つのＤＣ／ＤＣコンバータによって昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成することもできる。
In the configuration shown in FIG. 1, the DC /
図２は上述したＤＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態の回路構成を示す。第１実施形態では、昇降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の例を説明する。図２〜図７を参照して本発明の第１実施形態を説明する。
FIG. 2 shows a circuit configuration of the above-described first embodiment of the DC / DC converter. In the first embodiment, an example of a step-up / step-down DC /
図２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３１では昇圧動作と降圧動作が行われる。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の昇圧動作は図４と図５を参照して説明し、降圧動作は図６と図７を参照して説明する。なお回路各部に流れる各種の信号または電流の波形については図８〜図１３を参照して説明する。
The DC /
図２で、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は２ポート回路（四端子回路）として示されている。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する場合にはその左側ポートが低電圧側の入力ポートとなり、その右側ポートが高電圧側の出力ポートとなる。また降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する場合には、高電圧側の上記右側ポートが入力ポートとなり、低電圧側の上記左側ポートが出力ポートとなり、昇圧型の場合と反対になる。
In FIG. 2, the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、平滑コンデンサＣ１と、変圧器（トランス）Ｔ１と、４つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４と、平滑コンデンサＣ２と、ダイオード３２，３３とから構成される。平滑コンデンサＣ１は共通基準端子（通常ではアース端子(GND)）Ｅ１と端子ＴＡ１との間に接続され、平滑コンデンサＣ２は共通基準端子Ｅ１と端子ＴＡ２との間に接続されている。端子ＴＡ１に直流電圧Ｖ１が入力されると、端子ＴＡ２には直流電圧Ｖ２が出力される。直流電圧Ｖ１，Ｖ２の間の大小関係はＶ１＜Ｖ２である。端子ＴＡ１，ＴＡ２は共に正極（プラス）端子である。
The DC /
変圧器Ｔ１はコア（フェライトコア、鉄心等）２１と１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２とによって構成される。１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２は逆巻き結線による接続関係で接続される。１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の巻数比は好ましくは１：１である。図２で示す１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の各々に付されたドット記号は電圧が誘起されたときの高電位側を示している。コア２１としてフェライトコアを使用すると、高周波に対応できかつコア部を軽量化することができる。
The transformer T1 includes a core (ferrite core, iron core, etc.) 21, a primary winding L1, and a secondary winding L2. The primary winding L1 and the secondary winding L2 are connected in a connection relationship by reverse winding. The turn ratio between the primary winding L1 and the secondary winding L2 is preferably 1: 1. The dot symbol attached to each of the primary winding L1 and the secondary winding L2 shown in FIG. 2 indicates the high potential side when a voltage is induced. If a ferrite core is used as the
さらに変圧器Ｔ１において、１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のそれぞれは中間タップ３４，３５を備えている。例えば中間タップ３４は、図３に示すように、１次巻線Ｌ１をｎ1：ｎ2の巻数比で分割する。巻数比をｎ1：ｎ2とすると、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の昇圧率ＮはＮ＝（ｎ1＋ｎ2）／ｎ1＋１で決められる。この分割率は、本発明が適用されるシステムの昇降圧要求に応じて決定される。
Further, in the transformer T1, each of the primary winding L1 and the secondary winding L2 includes
上記の変圧器Ｔ１では、コア２１を介して１次巻線L１と２次巻線L２が磁気的に結合されている。また１次巻線L１と２次巻線L２の巻数比が１：１であるので、一方の巻線に励磁電流が流れると、他方の巻線には同じ値の電圧が誘起される。例えばスイッチ素子ＳＷ１がオンして、入力電圧Ｖ１に基づき１次巻線Ｌ１に電流が流れると、その変化に応じて１次巻線Ｌ１に電圧が誘起される。さらに１次巻線Ｌ１に励磁電流が流れると、相互誘導作用で２次巻線Ｌ２にも電圧が誘起される。従って端子ＴＡ２側に対しては、入力電圧Ｖ１と２次巻線Ｌ２の誘起電圧が加算された電圧が生じ、昇圧動作が行われる。変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２の誘起電圧は、スイッチ素子ＳＷ１のオン動作時間に依存するので、２次巻線Ｌ２の誘起電圧の加算値はＶ１〜２Ｖ１で変化する。以上のことは、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に通電を行うためのスイッチ素子ＳＷ３をオンするときにも同様である。
In the transformer T1, the primary winding L1 and the secondary winding L2 are magnetically coupled via the
上記４つのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４のそれぞれには、例えば大電流および高耐圧が可能なＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Mode Transistor）が用いられる。スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４はコレクタ、エミッタ、ベースの端子を有する。また各スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４のコレクタ・エミッタ間にはエミッタからコレクタに向かって順方向のダイオード２２が並列に設けられている。
For each of the four switch elements SW1 to SW4, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Mode Transistor) capable of a large current and a high breakdown voltage is used. The switch elements SW1 to SW4 have collector, emitter, and base terminals. A
上記ＤＣ／ＤＣコンバータ３１において、端子ＴＡ１すなわち平滑コンデンサＣ１の上端子には、変圧器Ｔ１における１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の共通端子ｃが接続される。さらにＤＣ／ＤＣコンバータ３１では、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１の他端子と端子ＴＡ２との間に上記ダイオード３２が接続され、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２の他端子と端子ＴＡ２との間に上記ダイオード３３が接続されている。
In the DC /
上記変圧器Ｔ１では、さらに、１次巻線Ｌ１の中間タップ３４と共通基準端子Ｅ１との間にはスイッチ素子ＳＷ１のコレクタ・エミッタ間が接続され、同中間タップ３４と端子ＴＡ２との間にはスイッチ素子ＳＷ２のエミッタ・コレクタ間が接続される。また２次巻線Ｌ２の中間タップ３５と共通基準端子Ｅ１との間にはスイッチ素子ＳＷ３のコレクタ・エミッタ間が接続され、同中間タップ３５と端子ＴＡ２との間にはスイッチ素子ＳＷ４のエミッタ・コレクタ間が接続される。４つのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲートＧ１〜Ｇ４には前述した制御装置１９から各スイッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのゲート信号ＳＧ１〜ＳＧ４が与えられる。各スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４のコレクタ・エミッタ間にはエミッタからコレクタに向かって順方向のダイオード２２が並列に設けられている。
In the transformer T1, the collector and the emitter of the switch element SW1 are connected between the
次に図４と図５を参照してＤＣ／ＤＣコンバータ３１の昇圧動作を説明する。昇圧動作では、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３の各ゲートにはゲート信号ＳＧ１，ＳＧ３を与え、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４の各ゲートにはオフ信号（ＯＦＦ）を与える。
Next, the boosting operation of the DC /
上記のゲート信号ＳＧ１，ＳＧ３の信号波形図を図８に示す。ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ３は同じ周期（ｔ１）および同じデューティ（DUTY：ｔ２）のパルス波形の信号であり、かつスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３が同時にオンにならないように位相はずらして設定されている。ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ３によってスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３は交互にオン・オフ動作を繰り返す。スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３のオン動作時間を決めるデューティ（ｔ２）は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３が、同時にオンになるのを避けるため、５０％以下で任意に変化させることが可能である。 FIG. 8 shows signal waveform diagrams of the gate signals SG1 and SG3. The gate signals SG1 and SG3 are pulse waveform signals having the same period (t1) and the same duty (DUTY: t2), and the phases are set so as to be shifted so that the switch elements SW1 and SW3 are not turned on at the same time. The switch elements SW1 and SW3 are alternately turned on and off by the gate signals SG1 and SG3. The duty (t2) that determines the ON operation time of the switch elements SW1 and SW3 can be arbitrarily changed within 50% in order to prevent the switch elements SW1 and SW3 from being turned ON at the same time.
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１でゲート信号ＳＧ１によりスイッチ素子ＳＷ１のみをオンして変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子ＳＷ３はゲート信号ＳＧ３によりオフの状態にある。また図５はＤＣ／ＤＣコンバータ３１でゲート信号ＳＧ３によりスイッチ素子ＳＷ３のみをオンして変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子ＳＷ１はゲート信号ＳＧ１によりオフの状態にある。
FIG. 4 shows the flow of current in each part of the circuit when the DC /
図４に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３１において、スイッチ素子ＳＷ１のゲートにはゲート信号ＳＧ１が供給され、ゲート信号ＳＧ１がオン（ＯＮ）であるときスイッチ素子ＳＷ１はオン動作する。端子ＴＡ１には直流電圧Ｖ１が入力されているので、スイッチ素子ＳＷ１がオン動作すると、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１には中間タップ３４を経由して励磁電流Ｉ１が流れる。この励磁電流Ｉ１は、端子ＴＡ１、１次巻線Ｌ１、中間タップ３４、スイッチ素子ＳＷ１のルートを流れる。ゲート信号ＳＧ１がオンである間、励磁電流Ｉ１は次第に増加する。ゲート信号ＳＧ１がオフ（ＯＦＦ）になると、励磁電流Ｉ１は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号ＳＧ１がオフになった後に一定時間生じる励磁電流Ｉ１−１は、１次巻線Ｌ１、中間タップ３４、スイッチ素子ＳＷ２のダイオード２２を通って端子ＴＡ２へ流れる。
In the DC /
変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に上記励磁電流Ｉ１が流れると、２次巻線Ｌ２に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ２が生じる。励起電流I２はダイオード３３を経由して端子ＴＡ２へ流れる。２次巻線Ｌ２の励起電流Ｉ２は、励磁電流Ｉ１と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流Ｉ２によって平滑コンデンサＣ２は充電され、その結果、端子ＴＡ２には励起電流Ｉ２に基づき直流電圧Ｖ２が出力される。
When the excitation current I1 flows through the primary winding L1 of the transformer T1, the excitation current I2 is generated in the secondary winding L2 based on the mutual induction action. Excitation current I2 flows to terminal TA2 via
以上のゲート信号ＳＧ１および各電流Ｉ１，Ｉ２の変化は図９に示される。 The changes in the gate signal SG1 and the currents I1 and I2 are shown in FIG.
次に図５の動作例を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１において、スイッチ素子ＳＷ３のゲートにゲート信号ＳＧ３が供給され、ゲート信号ＳＧ３がオン（ＯＮ）であるときスイッチ素子ＳＷ３はオン動作する。端子ＴＡ１には直流電圧Ｖ１が入力されており、スイッチ素子ＳＷ３がオン動作すると、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２には励磁電流Ｉ３が流れる。この励磁電流Ｉ３は、端子ＴＡ１、２次巻線Ｌ２、中間タップ３５、スイッチ素子ＳＷ３のルートを流れる。ゲート信号ＳＧ３がオンである間、励磁電流Ｉ３は次第に増加する。ゲート信号ＳＧ３がオフ（ＯＦＦ）になると、励磁電流Ｉ３は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号ＳＧ３がオフになった後に一定時間生じる励磁電流Ｉ３−１は、２次巻線Ｌ２、中間タップ３５、スイッチ素子ＳＷ４のダイオード２２を通って端子ＴＡ２へ流れる。
Next, an operation example of FIG. 5 will be described. In the DC /
変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に励磁電流Ｉ３が流れると、１次巻線Ｌ１に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ４が流れる。１次巻線Ｌ１の励起電流Ｉ４は、励磁電流Ｉ３と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流Ｉ４によって平滑コンデンサＣ２は充電され、その結果、端子ＴＡ２には励起電流Ｉ４に基づき直流電圧Ｖ２が出力される。 When the excitation current I3 flows through the secondary winding L2 of the transformer T1, the excitation current I4 flows through the primary winding L1 based on the mutual induction action. The excitation current I4 of the primary winding L1 is generated with substantially the same change characteristics as the excitation current I3, and is generated with substantially the same value based on the turn ratio (1: 1). The smoothing capacitor C2 is charged by the excitation current I4. As a result, the DC voltage V2 is output to the terminal TA2 based on the excitation current I4.
以上のゲート信号ＳＧ３および各電流Ｉ３，Ｉ４の変化は図１０に示される。 Changes in the gate signal SG3 and the currents I3 and I4 are shown in FIG.
以上のごとくＤＣ／ＤＣコンバータ３１の昇圧動作によれば、第１に、スイッチ素子ＳＷ１がオンしかつスイッチ素子ＳＷ３がオフすると、１次巻線Ｌ１に励磁電流が流れ、同時に２次巻線Ｌ２にもコア２１の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この２次巻線Ｌ２を通して電流（磁気エネルギ）が出力端子ＴＡ２側に供給される。第２に、スイッチ素子ＳＷ３がオンしかつスイッチ素子ＳＷ１がオフすると、２次巻線Ｌ２に励磁電流が流れ、同時に１次巻線Ｌ１にもコア２１の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この１次巻線Ｌ１を通して電流（磁気エネルギ）が出力端子ＴＡ２側に供給される。これによって、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のそれぞれの電流の向きが反対になり、コア２１における直流磁化が相殺され、コア２１が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線（コイル）であってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ３１の小型化を達成することができる。
As described above, according to the boosting operation of the DC /
また端子ＴＡ２から出力される直流電圧Ｖ２に関し、入力電圧Ｖ１に対する出力電圧Ｖ２の昇圧機能は、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１および２次巻線Ｌ２による誘導起電力として実現される。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１による昇圧動作は、ゲート信号ＳＷ１，ＳＷ３のデューティ（ｔ２）を５０％以下で可変にすることにより、入力電圧Ｖ１を１〜Ｎ倍の範囲で所望の値に昇圧することが可能となる。
Regarding the DC voltage V2 output from the terminal TA2, the step-up function of the output voltage V2 with respect to the input voltage V1 is realized as an induced electromotive force by the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1. As a result, the boosting operation by the DC /
次に図６と図７を参照してＤＣ／ＤＣコンバータ３１の降圧動作を説明する。降圧動作では、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４の各ゲートにはゲート信号ＳＧ２，ＳＧ４を与え、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３の各ゲートにはオフ信号（ＯＦＦ）を与える。
Next, the step-down operation of the DC /
上記のゲート信号ＳＧ２，ＳＧ４の信号波形図を図１１に示す。ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ４は同じ周期（ｔ１）および同じデューティ（DUTY：ｔ２）のパルス波形の信号であり、かつスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４が同時にオンにならないように位相はずらして設定されている。ゲート信号ＳＧ２，ＳＧ４によってスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４は交互にオン・オフ動作を繰り返す。スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４のオン動作時間は決めるデューティ（ｔ２）は、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４が、同時にオンになるのを避けるため、５０％以下で任意に変化させることが可能である。 FIG. 11 shows signal waveform diagrams of the gate signals SG2 and SG4. The gate signals SG2 and SG4 are pulse waveform signals having the same cycle (t1) and the same duty (DUTY: t2), and are set so as to be out of phase so that the switch elements SW2 and SW4 are not turned on simultaneously. The switch elements SW2 and SW4 are alternately turned on and off by the gate signals SG2 and SG4. The duty (t2) for determining the ON operation time of the switch elements SW2 and SW4 can be arbitrarily changed within 50% in order to avoid the switch elements SW2 and SW4 from being turned ON simultaneously.
図６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１でゲート信号ＳＧ２によりスイッチ素子ＳＷ２のみをオンして変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子ＳＷ４はゲート信号ＳＧ４によりオフの状態にある。また図７はＤＣ／ＤＣコンバータ３１でゲート信号ＳＧ４によりスイッチ素子ＳＷ４のみをオンして変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子ＳＷ２はゲート信号ＳＧ２によりオフの状態にある。
FIG. 6 shows the flow of current in each part of the circuit when the DC /
図６に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３１において、スイッチ素子ＳＷ２のゲートにスイッチ素子ＳＷ２をオン・オフさせるゲート信号ＳＧ２が供給され、ゲート信号ＳＧ２がオン（ＯＮ）であるとき、スイッチ素子ＳＷ２はオン動作する。端子ＴＡ２には直流電圧Ｖ２が入力されているので、スイッチ素子ＳＷ２がオン動作すると、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１には励磁電流Ｉ１１が流れる。この励磁電流Ｉ１１は、端子ＴＡ２、スイッチ素子ＳＷ２、中間タップ３４、１次巻線Ｌ１、端子ＴＡ１のルートを流れる。ゲート信号ＳＧ２がオンである間、励磁電流Ｉ１１は次第に増加する。ゲート信号ＳＧ２がオフ（ＯＦＦ）になると、励磁電流Ｉ１１は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号ＳＧ２がオフになった後一定時間生じる励磁電流Ｉ１１−１は、スイッチ素子ＳＷ１のダイオード２２、１次巻線Ｌ１を通って端子ＴＡ１へ流れる。
In the DC /
変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に励磁電流Ｉ１１が流れるとき、Ｖ２−Ｖ１＞Ｖ１の場合には２次巻線Ｌ２に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ１２が生じ、Ｖ２−Ｖ１＜Ｖ１の場合には励起電流は生ぜず、０になる。励起電流I１２は、スイッチ素子ＳＷ３のダイオード２２を経由して端子ＴＡ１へ流れる。２次巻線Ｌ２の励起電流Ｉ１２は、励磁電流Ｉ１１と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流Ｉ１２によって平滑コンデンサＣ１は充電され、その結果、端子ＴＡ１には励起電流Ｉ１２に基づき直流電圧Ｖ１が出力される。
When the exciting current I11 flows through the primary winding L1 of the transformer T1, when V2-V1> V1, the exciting current I12 is generated in the secondary winding L2 based on the mutual induction action, and when V2-V1 <V1. No excitation current is generated in, and becomes zero. The excitation current I12 flows to the terminal TA1 via the
以上のゲート信号ＳＧ２および電流Ｉ１１，Ｉ１２の変化は図１２に示される。 Changes in the above gate signal SG2 and currents I11 and I12 are shown in FIG.
次に図７の動作例を説明する。図７に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３１において、スイッチ素子ＳＷ４のゲートにスイッチ素子ＳＷ４をオン・オフさせるゲート信号ＳＧ４が供給され、ゲート信号ＳＧ４がオン（ＯＮ）であるときスイッチ素子ＳＷ４はオン動作する。端子ＴＡ２には直流電圧Ｖ２が入力されており、スイッチ素子ＳＷ４はオン動作すると、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２には励磁電流Ｉ１３が流れる。この励磁電流Ｉ１３は、端子ＴＡ２、スイッチ素子ＳＷ４、中間タップ３５、２次巻線Ｌ２のルートを流れる。ゲート信号ＳＧ４がオンである間、励磁電流Ｉ１３は次第に増加する。ゲート信号ＳＧ４がオフ（ＯＦＦ）になると、励磁電流Ｉ１３は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号ＳＧ４がオフになった後一定時間生じる励磁電流Ｉ１３−１は、スイッチＳＷ３のダイオード２２、２次巻線Ｌ２を通って端子ＴＡ１へ流れる。
Next, an operation example of FIG. 7 will be described. In the DC /
変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に上記のごとき励磁電流Ｉ１３が流れるとき、Ｖ２−Ｖ１＞Ｖ１の場合には１次巻線Ｌ１に相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ１４が生じ、Ｖ２−Ｖ１＜Ｖ１の場合には励起電流は生ぜず、０になる。１次巻線Ｌ１の励起電流Ｉ１４は、励磁電流Ｉ１３と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流Ｉ１４によって平滑コンデンサＣ１は充電され、その結果、端子ＴＡ１には励起電流Ｉ１４に基づき直流電圧Ｖ１が出力される。 When the excitation current I13 as described above flows through the secondary winding L2 of the transformer T1, if V2-V1> V1, the excitation current I14 is generated in the primary winding L1 based on the mutual induction action, and V2-V1 < In the case of V1, no excitation current is generated and it becomes zero. The excitation current I14 of the primary winding L1 is generated with substantially the same change characteristics as the excitation current I13, and is generated with substantially the same value based on the turns ratio (1: 1). The smoothing capacitor C1 is charged by the excitation current I14. As a result, the DC voltage V1 is output to the terminal TA1 based on the excitation current I14.
以上のゲート信号ＳＧ４および電流Ｉ１３，Ｉ１４の変化は図１３に示される。 Changes in the above gate signal SG4 and currents I13 and I14 are shown in FIG.
以上のごとくＤＣ／ＤＣコンバータ３１の降圧動作によれば、第１に、スイッチ素子ＳＷ２がオンしかつスイッチ素子ＳＷ４がオフすると、１次巻線Ｌ１に励磁電流が流れ、同時に２次巻線Ｌ２にもコア２１の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この２次巻線Ｌ２を通して電流（磁気エネルギ）が出力端子ＴＡ１側に供給される。第２に、スイッチ素子ＳＷ４がオンしかつスイッチ素子ＳＷ２がオフすると、２次巻線Ｌ２に励磁電流が流れ、同時に１次巻線Ｌ１にもコア２１の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この１次巻線Ｌ１を通して電流（磁気エネルギ）が出力端子ＴＡ１側に供給される。これによって、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のそれぞれの電流の向きが反対になり、コア２１における直流磁化が相殺され、コア２１が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線（コイル）であってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の小型化を達成することができる。
As described above, according to the step-down operation of the DC /
また端子ＴＡ１から出力される直流電圧Ｖ１に関し、入力電圧Ｖ２に対する出力電圧Ｖ１の降圧機能は、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１および２次巻線Ｌ２による誘導起電力として実現される。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６による降圧動作は、ゲート信号ＳＷ２，ＳＷ４のデューティ（ｔ２）を５０％以下で可変にすることにより、入力電圧Ｖ２を０〜１／Ｎ倍の範囲で所望の値に降圧することが可能となる。
Regarding the DC voltage V1 output from the terminal TA1, the step-down function of the output voltage V1 with respect to the input voltage V2 is realized as an induced electromotive force by the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1. As a result, the step-down operation by the DC /
上記の第１実施形態の構成によれば、磁気回路の磁気相殺作用によってコア２１の磁気飽和が防止されるので、変圧器Ｔ１の小型化、軽量化を図ることができる。また第１実施形態によれば、各スイッチのスイッチング周波数に比してコイル（巻線）に流れる電流の周波数が２倍になるので、フェライトのような高周波に適したコア材を使用することができ、結果として変圧器Ｔ１の更なる小型化、軽量化を実現することができる。一方、各スイッチのスイッチング周波数は従来と同様なので、ＩＧＢＴのような大電流、高耐圧のスイッチング素子が使用可能である。さらに、本実施形態による構成では、タップの分割率を適宜に変更することによってスイッチング周波数を変更させることなく所望の電圧を得ることができる。
According to the configuration of the first embodiment, the magnetic saturation of the
次に、図１４と図１５を参照して本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ４１を説明する。第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ４１は上記の第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の変形例である。図１４等において、第１実施形態で説明した要素には同一の符号を付し、重複説明は省略する。
Next, a DC /
第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ４１では昇圧動作のみが行われる。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１による昇圧動作では、低電圧側入力ポートに入力される直流電圧Ｖ１が高電圧側出力ポートの直流電圧Ｖ２に昇圧される。
In the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、第１実施形態の場合と同様に、平滑コンデンサＣ１、変圧器（トランス）Ｔ１、２つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ３、平滑コンデンサＣ２、２つのダイオード３２，３３を備える。また２つのスイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ４は省略され、その代わりにダイオード４２，４３が接続される。低電圧側ポートの正極端子ＴＡ１には直流電圧Ｖ１が入力され、高電圧側ポートの正極端子ＴＡ２には直流電圧Ｖ２（＞Ｖ１）が出力される。符号Ｅ１は共通基準端子（アース端子）を示している。
As in the case of the first embodiment, the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ４１では、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１の中間タップ３４と出力端子ＴＡ２との間に出力端子ＴＡ２に向けて順方向のダイオード４２を接続すると共に、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２の中間タップ３５と出力端子ＴＡ２との間に出力端子ＴＡ２に向けて順方向のダイオード４３を接続し、これにより昇圧動作のみを行えるようにしている。その他の構成およびその作用は、第１実施形態における昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の構成・作用と基本的に同じである。
In the DC /
例えば、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１および２次巻線Ｌ２の中間タップがセンタにある場合、スイッチ素子ＳＷ１がオンすると、１次巻線Ｌ１の半分に電流が流れ、１次巻線Ｌ１の半分に入力電圧Ｖが加わるので、変圧器Ｔ１の作用で２次巻線Ｌ２に２倍の電圧（２Ｖ）が発生する。従って、入力側の電圧と２次巻線Ｌ２での電圧とを加えた電圧３Ｖが出力端子に発生する。 For example, when the intermediate tap of the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1 is at the center, when the switch element SW1 is turned on, a current flows in half of the primary winding L1, and the primary winding L1. Since the input voltage V is applied to the other half, a voltage twice as high (2 V) is generated in the secondary winding L2 by the action of the transformer T1. Therefore, a voltage of 3 V, which is the sum of the input side voltage and the voltage at the secondary winding L2, is generated at the output terminal.
次に、スイッチ素子ＳＷ３がオンすると、２次巻線Ｌ２の半分に電流が流れ、２次巻線Ｌ２の半分に入力電圧Ｖが加わるので、変圧器Ｔ１の作用で１次巻線Ｌ１に２倍の電圧（２Ｖ）が発生する。従って、入力側の電圧と１次巻線Ｌ１での電圧とを加えた電圧３Ｖが出力端子に発生する。 Next, when the switch element SW3 is turned on, a current flows through half of the secondary winding L2, and an input voltage V is applied to half of the secondary winding L2, so that the voltage applied to the primary winding L1 is 2 by the action of the transformer T1. Double voltage (2V) is generated. Therefore, a voltage of 3 V, which is the sum of the voltage on the input side and the voltage at the primary winding L1, is generated at the output terminal.
上記において、スイッチ素子ＳＷ１がオフになると、１次巻線Ｌ１に流れていた電流はスイッチ素子ＳＷ１と中間タップ３４に接続されたダイオード４２を経由して出力端子ＴＡ２側に流れ、有効に使われる。またこのことはスイッチ素子ＳＷ３の場合にも同様であり、ダイオード４３を経由して出力端子ＴＡ２側に流れ、有効に使われる。
In the above, when the switch element SW1 is turned off, the current flowing in the primary winding L1 flows to the output terminal TA2 side via the switch element SW1 and the
なお、上記の中間タップの位置がセンタではなく、左側から１／３であれば、反対側の巻線で３倍の電圧が発生し、全体として出力端で４倍の電圧が出力される。 If the position of the intermediate tap is not the center and is 1/3 from the left side, a voltage three times as large as that of the opposite winding is generated, and a voltage four times as a whole is output at the output terminal.
図１５の（Ａ）および（Ｂ）に、一例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１における点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の各々の電圧変化特性を示す。点Ｐ１はスイッチ素子ＳＷ１のゲートＧ１と同電位点であり、点Ｐ２は出力端子ＴＡ２と同電位点であり、点Ｐ３は変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２の高電位側の点であり、点Ｐ４は変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２の中間タップ３５の電位を示す点である。また図１５の（Ａ）は、入力電圧５９．７９（Ｖ）、入力電流２０．８０（Ａ）、入力電力１２２８．２０（Ｗ）、出力電圧１７１．５８（Ｖ）、出力電流６．９０（Ａ）、出力電力１１８６．４０（Ｗ）、効率９６．６０（％）の場合における点Ｐ１〜Ｐ４の各々の電圧変化特性を示す。図１５の（Ｂ）は、入力電圧９９．６３（Ｖ）、入力電流３１．１９（Ａ）、入力電力３０７０．７０（Ｗ）、出力電圧２７４．３９（Ｖ）、出力電流１０．７２（Ａ）、出力電力２９３９．８０（Ｗ）、効率９５．７４（％）の場合における点Ｐ１〜Ｐ４の各々の電圧変化特性を示す。
15A and 15B show voltage change characteristics of the points P1, P2, P3, and P4 in the DC /
上記の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ４１によれば、変圧器Ｔ１においてセンタ位置にある中間タップを使うことで３倍弱の昇圧を行うことができる。また例えば入力側から１／３にタップを設けると、通電している反対側に３倍の電圧が発生し、さらにこの３倍の電圧に入力電圧が加算され、全体として４倍の昇圧が可能になる。
According to the DC /
従来例で示したように、１つのインダクタのみで昇圧器を実現すると、インダクタにすべての昇圧機能が委ねられ、非常に大型で重いインダクタが必要になってしまう。また１つのインダクタのみで高い昇圧率を実現しようとすると、電力変換効率が低下してしまう。一方、本発明に係る構成では、磁気結合型の変圧器Ｔ１により、入力波形の緩和／可変機能を果たし、昇降圧動作を効率よく行うので、小型・軽量であって、高効率の昇降圧機能部（Ｔ１）が実現される。 As shown in the conventional example, when a booster is realized with only one inductor, all boosting functions are entrusted to the inductor, and a very large and heavy inductor is required. Further, if it is attempted to achieve a high step-up rate with only one inductor, the power conversion efficiency is lowered. On the other hand, in the configuration according to the present invention, the magnetic coupling type transformer T1 performs the function of reducing / variing the input waveform and efficiently performs the step-up / step-down operation. Part (T1) is realized.
上記の第２実施形態の構成によっても、第１実施形態と同様に、磁気回路の磁気相殺作用によってコア２１の磁気飽和が防止され、変圧器Ｔ１の小型化、軽量化を図ることができる。また第２実施形態によれば、各スイッチのスイッチング周波数に比してコイル（巻線）に流れる電流の周波数が２倍になるので、フェライトのような高周波に適したコア材を使用でき、結果として変圧器Ｔ１の更なる小型化、軽量化を実現できる。一方、各スイッチのスイッチング周波数は従来と同様なので、ＩＧＢＴのような大電流、高耐圧のスイッチング素子が使用できる。さらに、本実施形態による構成では、タップの分割率を適宜に変更することによってスイッチング周波数を変更させることなく所望の電圧を得ることができる。
Also in the configuration of the second embodiment, similarly to the first embodiment, the magnetic saturation of the
次に、図１６を参照して本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ５１を説明する。第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ５１は、上記の第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の変形例である。図１６において、第１実施形態で説明した要素には同一の符号を付し、重複説明は省略する。
Next, a DC /
このＤＣ／ＤＣコンバータ５１では、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１の右側端子および２次巻線Ｌ２の右側端子と高電圧側ポートの正極端子ＴＡ２との間を、第１実施形態の上記のダイオード３２，３３の代わりに、４つのダイオードから成るブリッジ回路５２で接続している。変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１の右側端子および２次巻線Ｌ２の右側端子はブリッジ回路５２の２つの入力側端子のそれぞれに接続される。またＤＣ／ＤＣコンバータ５１の出力側の端子は、上記端子ＴＡ２に対して第２の他の端子ＴＡ３を設け、端子ＴＡ３と共通基準端子Ｅ１との間には第３のコンデンサＣ３が接続されている。端子ＴＡ３は負極側の出力端子となる。上記ブリッジ回路５２における２つの出力側端子は、一方が端子ＴＡ２に接続され、他方が端子ＴＡ３に接続されている。その他の構成は、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３１と同じである。
In the DC /
上記の第３実施形態では、上記の第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータと同様な作用効果を生じると共に、端子ＴＡ３には負の電圧（−Ｖ）を出力することができる In said 3rd Embodiment, while producing the effect similar to the DC / DC converter of said 1st Embodiment, a negative voltage (-V) can be output to terminal TA3.
次に、図１７を参照して本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ６１を説明する。第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ６１は、上記の第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ４１の変形例である。図１７において、第２実施形態で説明した要素には同一の符号を付し、重複説明は省略する。
Next, a DC /
このＤＣ／ＤＣコンバータ６１では、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１の右側端子および２次巻線Ｌ２の右側端子と高電圧側ポートの正極端子ＴＡ２との間を、第２実施形態の上記のダイオード３２，３３の代わりに、４つのダイオードから成るブリッジ回路６２で接続している。変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１の右側端子および２次巻線Ｌ２の右側端子はブリッジ回路６２の２つの入力側端子のそれぞれに接続される。またＤＣ／ＤＣコンバータ６１の出力側の端子は、上記端子ＴＡ２に対して第２の他の端子ＴＡ３を設け、端子ＴＡ３と共通基準端子Ｅ１との間には第３のコンデンサＣ３が接続されている。端子ＴＡ３は負極側の出力端子となる。上記ブリッジ回路６２における２つの出力側端子は、一方が端子ＴＡ２に接続され、他方が端子ＴＡ３に接続されている。その他の構成は、第１実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ４１と同じである。
In the DC /
上記の第４実施形態では、上記の第２実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータと同様な作用効果を生じると共に、端子ＴＡ３には負の電圧（−Ｖ１）を出力することができる。これは次の作用に基づいている。変圧器Ｔ１でのタップ位置が中間タップであるので、スイッチ素子ＳＷ１がオンすると一次巻線Ｌ１の左半分に電流が流れる。その結果、一次巻線Ｌ１の左半分に入力電圧Ｖ１が加わる。一次巻線Ｌ１の左半分に入力電圧Ｖ１が加わると、変圧器Ｔ１の作用で一次巻線Ｌ１の右半分にも電圧Ｖ１が発生する。この右半分の電圧Ｖ１が、出力側のダイオード（ブリッジ回路６２の図１７中左下のダイオード）を経由して端子ＴＡ３に負の電圧Ｖ１を出力する。またスイッチ素子ＳＷ３がオンした時にも、同様にして、上側の一次巻線Ｌ２で左半分に発生した電圧が端子ＴＡ３に出力される。 In said 4th Embodiment, while producing the effect similar to the DC / DC converter of said 2nd Embodiment, a negative voltage (-V1) can be output to terminal TA3. This is based on the following action. Since the tap position at the transformer T1 is an intermediate tap, when the switch element SW1 is turned on, a current flows in the left half of the primary winding L1. As a result, the input voltage V1 is applied to the left half of the primary winding L1. When the input voltage V1 is applied to the left half of the primary winding L1, the voltage V1 is also generated in the right half of the primary winding L1 by the action of the transformer T1. This right half voltage V1 outputs a negative voltage V1 to the terminal TA3 via the output side diode (the diode on the lower left in FIG. 17 of the bridge circuit 62). Similarly, when the switch element SW3 is turned on, the voltage generated in the left half of the upper primary winding L2 is output to the terminal TA3 in the same manner.
また各巻線Ｌ１，Ｌ２においてタップは中間タップ３４，３５であるので、この構成によれば入力電圧Ｖ１に対して３倍の出力電圧Ｖ２を得ることができる。
Further, since the taps in the windings L1 and L2 are the
なお各巻線Ｌ１，Ｌ２においてタップの位置が入力側から１／３の位置であれば、マイナス出力（−出力）の端子ＴＡ３には入力電圧の２倍の電圧が発生する。 If the tap position is 1/3 from the input side in each of the windings L1, L2, a voltage twice as large as the input voltage is generated at the negative output (-output) terminal TA3.
第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ６１によれば、入力電圧に対して３，４，…倍の昇圧と同時にその倍率から２倍を引いた倍率（例えば３倍ならば１倍、４倍ならば２倍）の負の電源を出力側に供給することができる。すなわち、メインの電源以外に同じ接地（グランド）でマイナスの電源を使う用途がある場合や、入力電圧の４倍の電圧と２倍の電圧、５倍の電圧と３倍の電圧といった２種類の電圧が必要な場合に有効である。
According to the DC /
以上の実施形態で説明された構成、形状、大きさおよび配置関係については本発明が理解・実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値および各構成の組成（材質）については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。 The configurations, shapes, sizes, and arrangement relationships described in the above embodiments are merely shown to the extent that the present invention can be understood and implemented, and the numerical values and the compositions (materials) of the respective configurations are as follows. It is only an example. Therefore, the present invention is not limited to the described embodiments, and can be variously modified without departing from the scope of the technical idea shown in the claims.
本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、電気自動車の電源部や各種電気機器の電源部に利用される。 The DC / DC converter of the present invention is used for a power supply unit of an electric vehicle and a power supply unit of various electric devices.
１０ 電気システム
１６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１９ 制御装置
２１ コア
２２ ダイオード
３１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３２，３３ ダイオード
３４，３５ 中間タップ
４１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４２，４３ ダイオード
５１，６１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
５２，６２ ブリッジ回路
Ｌ１ １次巻線
Ｌ２ ２次巻線
Ｔ１ 変圧器
ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチ素子
ＳＧ１〜ＳＧ４ ゲート信号
ＴＡ１ 端子
ＴＡ２ 端子
Ｅ１ 共通基準端子（アース端子）
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10
Claims (11)
１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、低電圧側ポートの正極端子に前記１次巻線と前記２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、
前記変圧器の前記１次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの正極端子とを接続する第１ダイオードと、
前記変圧器の前記２次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの前記正極端子とを接続する第２ダイオードと、
前記１次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、前記１次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第１スイッチ手段と、
前記１次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記１次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ流れる電流を制御する第２スイッチ手段と、
前記２次巻線の中間タップと前記共通基準端子との間に接続され、前記２次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第３スイッチ手段と、
前記２次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記２次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ流れる電流を制御する第４スイッチ手段と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 A step-up / step-down DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port,
A magnetic cancellation type transformer in which a primary winding and a secondary winding are connected in reverse winding, and a common terminal of the primary winding and the secondary winding is connected to a positive terminal of a low-voltage side port;
A first diode connecting the other terminal of the primary winding of the transformer and a positive terminal of the high voltage side port;
A second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high voltage side port;
A first switch means connected between an intermediate tap of the primary winding and a common reference terminal and controlling a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal;
Connected between the intermediate tap of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and controls a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the positive terminal of the high voltage side port Second switch means for
A third switch means, connected between the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal, for controlling a current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal;
Connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and controls a current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port A fourth switch means for
A DC / DC converter characterized by comprising:
１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、低電圧側ポートの正極端子に前記１次巻線と前記２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、
前記変圧器の前記１次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの正極端子とを接続する第１ダイオードと、
前記変圧器の前記２次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの前記正極端子とを接続する第２ダイオードと、
前記１次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、前記１次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第１スイッチ手段と、
前記１次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記１次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ電流を流す第３ダイオードと、
前記２次巻線の中間タップと前記共通基準端子との間に接続され、前記２次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第２スイッチ手段と、
前記２次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記２次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ電流を流す第４ダイオードと、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 A step-up DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port,
A magnetic cancellation type transformer in which a primary winding and a secondary winding are connected in reverse winding, and a common terminal of the primary winding and the secondary winding is connected to a positive terminal of a low-voltage side port;
A first diode connecting the other terminal of the primary winding of the transformer and a positive terminal of the high voltage side port;
A second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high voltage side port;
A first switch means connected between an intermediate tap of the primary winding and a common reference terminal and controlling a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal;
A first current is connected between the intermediate tap of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and a current flows from the intermediate tap of the primary winding to the positive terminal of the high voltage side port. 3 diodes,
A second switch means connected between the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal to control a current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal;
The second winding is connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and a current flows from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port. 4 diodes,
A DC / DC converter characterized by comprising:
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005032173A JP4555109B2 (en) | 2005-02-08 | 2005-02-08 | DC / DC converter |
| US11/280,237 US7304461B2 (en) | 2004-11-18 | 2005-11-17 | DC/DC converter |
| EP05025262A EP1659678A3 (en) | 2004-11-18 | 2005-11-18 | Interleaved DC/DC converter |
| US11/907,698 US7504811B2 (en) | 2004-11-18 | 2007-10-16 | DC/DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005032173A JP4555109B2 (en) | 2005-02-08 | 2005-02-08 | DC / DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2006223025A JP2006223025A (en) | 2006-08-24 |
| JP4555109B2 true JP4555109B2 (en) | 2010-09-29 |
Family
ID=36984958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005032173A Expired - Lifetime JP4555109B2 (en) | 2004-11-18 | 2005-02-08 | DC / DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4555109B2 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4746459B2 (en) * | 2006-03-29 | 2011-08-10 | 本田技研工業株式会社 | Booster circuit |
| JP4853568B2 (en) * | 2009-11-12 | 2012-01-11 | ダイキン工業株式会社 | Switching power supply circuit |
| KR102343689B1 (en) * | 2016-12-29 | 2021-12-27 | 삼성에스디아이 주식회사 | bidirectional DC-DC converter, and energy storage system including the same |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2739387A1 (en) * | 1977-09-01 | 1979-03-15 | Bosch Gmbh Robert | Vehicle electric current supply controller - has single magnetic circuit regulating two separate inductor systems |
| JP2000156971A (en) * | 1998-11-18 | 2000-06-06 | Fuji Electric Co Ltd | Semiconductor power converter |
| JP2001224164A (en) * | 2000-02-08 | 2001-08-17 | Yuasa Corp | Bidirectional chopper circuit |
| US20020118000A1 (en) * | 2001-02-22 | 2002-08-29 | Peng Xu | Multiphase clamp coupled-buck converter and magnetic integration |
| JP2003339159A (en) * | 2002-05-20 | 2003-11-28 | Meiji Natl Ind Co Ltd | Power unit and hid lamp drive circuit |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1265122B1 (en) * | 1993-06-23 | 1996-10-31 | Fiar Fabbrica Italiana Apparec | HIGH EFFICIENCY DIRECT CURRENT CONVERTER |
| JP3474929B2 (en) * | 1994-07-29 | 2003-12-08 | 三洋電機株式会社 | Amplifier circuit |
| JP3513529B2 (en) * | 1997-11-05 | 2004-03-31 | 富士電機機器制御株式会社 | DC boost circuit |
| JP3148171B2 (en) * | 1998-01-12 | 2001-03-19 | 株式会社日本プロテクター | Switching regulator |
-
2005
- 2005-02-08 JP JP2005032173A patent/JP4555109B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2739387A1 (en) * | 1977-09-01 | 1979-03-15 | Bosch Gmbh Robert | Vehicle electric current supply controller - has single magnetic circuit regulating two separate inductor systems |
| JP2000156971A (en) * | 1998-11-18 | 2000-06-06 | Fuji Electric Co Ltd | Semiconductor power converter |
| JP2001224164A (en) * | 2000-02-08 | 2001-08-17 | Yuasa Corp | Bidirectional chopper circuit |
| US20020118000A1 (en) * | 2001-02-22 | 2002-08-29 | Peng Xu | Multiphase clamp coupled-buck converter and magnetic integration |
| JP2003339159A (en) * | 2002-05-20 | 2003-11-28 | Meiji Natl Ind Co Ltd | Power unit and hid lamp drive circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2006223025A (en) | 2006-08-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20071128 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100630 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100713 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100715 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130723 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140723 Year of fee payment: 4 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |