JP4476730B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

この発明は自動車等のヘッドランプとして用いられる放電灯、または屋内外施設、倉庫、工場等における照明灯や街灯等として用いられる放電灯を点灯する放電灯点灯装置において、この放電灯点灯装置を作動させる直流電源から供給される電流を負荷へ流れる合計電流値をもとに制御するようにした放電灯点灯装置に関するものである。

放電灯の中でも、メタルハライドバルブ、高圧ナトリウムバルブ、水銀バルブ等の高輝度放電灯（ＨＩＤ）は光束が大きいとともにランプ効率も高く、更に、寿命が長い等の利点を有していることから、従来より屋内外施設、倉庫または工場等における照明灯や街灯等として用いられている。特に近年では、自動車等の車両用の前照灯としても利用されつつある。この種の放電灯を点灯させるためには、起動時に所定の電圧をバルブに印加したうえに、高電圧の起動パルスを重畳する必要があり、放電灯を安定に点灯させるための安定化直流電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ等）や、直流電圧を矩形波交流に変換するインバータ回路（交流電源回路）、起動用高電圧パルスを発生するためのイグナイタ（起動回路）等を備えている。また、上記直流電源回路およびインバータ回路等を作動させるために、例えばバッテリー等の直流電源から電源供給される。この場合、電源供給は過電流とならないようにする必要がある。この過電流を防止するようにした従来の放電灯点灯装置として、例えば以下のものがある。

従来例その１として、放電灯の電気配線が何らかの原因で地絡したときのフェイルセーフ作動の技術に関し、放電灯電流検出用の抵抗をインバータ回路を形成するＨブリッジ回路の低電圧共通端子と接地（ＧＮＤ）間に設けている。ここで上記地絡が発生すると、上記電流検出用の抵抗により検出され、この検出に従いＨブリッジ回路を形成するスイッチング用トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）をオフさせ、直流電源からの過電流を防止している（例えば、特許文献１参照）。

従来例その２として、直流電源の電圧が低下したときに、電源電流が過度に増大しないように電源電流を制限する技術に関し、１次巻線と２次巻線とが分離したＤＣ／ＤＣコンバータのトランスを使用した直流電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）において、この直流電源回路への入力電流（電源電流）を検出するための電流検出用抵抗を１次巻線側に設けるとともに、その検出信号に応じて直流電源回路への入力電流に対する電流制限を行うための電流制限制御部を設け、直流電源からの過電流を防止している（例えば、特許文献２参照）。

上記の他、放電灯点灯装置における電源供給に関連する従来技術として下記の特許文献３乃至特許文献６がある。

特開２００１−４３９８９号公報 特開平７−１６９５８５号公報 特開平６−１８８０７８号公報 特開平９−２２３５９０号公報 特開２００２−１１０３８４号公報 特開２００３−３２３９９２号公報

従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されており、特に従来例その１は地絡に対する過電流防止の技術であり、従来例その２のような直流電源の電圧低下といった地絡以外の要因については対象外としている。この従来例その１の直流電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）に使用している昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータのトランスは単巻構成のステップアップ用トランスであり、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてはこの単巻構成のステップアップ用トランスの方が巻線が少なく、コアも小形にできるといった利点があり、好都合である。そこで、この従来例その１の構成に従来例その２のように、直流電源と点灯装置間に電流検出用抵抗を設けることができれば従来例その２の効果も発揮でき好都合となる。しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスに単巻構成のステップアップ用トランスを使用した場合の直流電源からの負荷電流は、１次巻線と２次巻線とが分離したＤＣ／ＤＣコンバータのトランスを使用した従来例その２と異なり、直流電源回路のみならず後段のインバータ回路等にも流れる。つまり、一つの直流電源からの負荷電流は直流電源回路およびインバータ回路等の複数の負荷回路へ分流することとなる。このため、従来例その２のように直流電源と点灯装置間に電流検出用抵抗を設けても、この電流検出用抵抗の負荷側の電位は電流とともに変動し、この変動によりインバータ回路に流れる出力電流検出用の抵抗両端の電位も変動し、これら変動等により電源電流を正確に検出することができないという問題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、直流電源回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を形成するトランスに単巻構成のステップアップ用トランスを使用した場合のように、一つの直流電源から直流電源回路およびインバータ回路等の複数の負荷回路へ負荷電流が分流するように構成された放電灯点灯装置において、この一つの直流電源から供給される電源電流を正確に検出し、この検出結果をもとに直流電源から供給される電流を制御するようにした放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

この発明に係る放電灯点灯装置は、単巻き構成のステップアップ用トランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータを使用するものであって、直流電源を接続し該直流電源からの電圧をＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの１次側に印加し、該直流電源電圧と該トランスの２次側より出力する電圧を加算して所定の出力電圧を得る直流電源回路と、前記直流電源回路からの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給する交流電源回路と、前記放電灯に放電を開始させるために高電圧パルスを発生させて前記交流電圧に重畳印加する起動回路と、前記トランスの１次側に流れる電流を検出する第１の負荷電流検出手段と、前記交流電源回路に流れる電流を検出する第２の負荷電流検出手段と、前記第１の負荷電流検出手段で検出した電流値および第２の負荷電流検出手段で検出した電流値の合計電流値を検出する合計電流検出部と、前記合計電流検出部で検出された合計電流値に基づいて前記直流電源から供給される電流を制御する制御部を有するものである。

この発明によれば、直流電源回路は直流電源からの電圧を単巻き構成のステップアップ用トランスを用いて所定の直流電圧に変換後、交流電源回路が当該直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給し、起動回路は前記放電灯に放電を開始させるために高圧パルスを発生させて前記交流電圧に重畳印加し、制御部はＤＣ／ＤＣコンバータ用トランスの１次側に通電する電流を検出する第１の負荷電流検出手段で検出された負荷電流値及び放電灯に通電する電流に相当する交流電源回路に通電する電流を検出する第２の負荷電流検出手段で検出された負荷電流値の合計電流値に基づいて前記電源から供給される電流を制御するように構成したので、前記直流電源からＤＣ／ＤＣコンバータの１次側及び放電灯へ供給される電流を適切に制御することができる。また、第１の負荷電流検出手段における検出回路と第２の負荷電流検出手段における検出回路とは各々独立しているため、互いに干渉することなくそれぞれが正確な電流を検出することができる。

以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の基本構成を示す回路図である。
図１において、この放電灯点灯装置は、直流電源１、直流電源回路２、インバータ回路３、イグナイタ４、１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）、合計電流検出部７および制御部８とで構成される。

上記構成において、直流電源１は直流電圧Ｖｂの例えば、バッテリー等の直流電源である。
直流電源回路２はＤＣ−ＤＣコンバータであり、単巻構成のステップアップ用トランス２１（以下、「単巻トランス２１」とする）と、この単巻トランス２１に発生した交流電圧を直流電圧にする整流ダイオード２２および平滑用コンデンサ２３と、ＭＯＳ形ＦＥＴのスイッチングトランジスタ２４とで構成され、単巻トランス２１の１次側に印加された直流電源１からの直流電圧Ｖｂを所定電圧値の直流電圧Ｖｏに変換してこの単巻トランス２１の２次側より出力する。

インバータ回路３は、４つのＦＥＴ３１，３２，３３，３４からなるＨブリッジ回路と、このＨブリッジ回路のＦＥＴ３１，３４の組とＦＥＴ３２，３３の組とを交互にオンオフするように制御するＨブリッジドライバ３５とで構成され、直流電源回路２からの直流電圧Ｖｏを矩形波の交流電圧に変換する。直流電源回路２とインバータ回路３とは、放電灯点灯装置における広義の電源回路を形成する。

イグナイタ４は、直流電源回路２からの電圧をもとに起動用の高電圧パルスを発生し、放電灯９へ印加して放電を開始させ、この高電圧パルスを放電灯９へ印加することにより点灯を開始させる。

１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）は第１の負荷電流検出手段を形成し、直流電源１の直流電圧Ｖｂにより流れる直流電源回路２の単巻トランス２１の１次側電流を電圧信号として検出する。この電流は直流電源１の負荷電流である。
図２（ａ）は１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）に流れる電流波形の例であり、尖頭値（Ｉｐ１）が約１０Ａで、１周期（Ｔ１）が約１０μｓの鋸歯状波電流が流れていることを示す。

出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）は第２の負荷電流検出手段を形成し、直流電源１の直流電圧Ｖｂにより流れるインバータ回路３以降の出力電流を電圧信号として検出する。この出力電流はインバータ回路３に流れる電流から検出するが、インバータ回路３、イグナイタ４および放電灯９に流れる電流の総和を意味し、直流電源１の負荷電流である。
図２（ｂ）は出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）に流れる電流波形の例であり、最大電流値（Ｉｍ２）が約０．４Ａで、１周期（Ｔ２）が約１．２５ｍｓの間歇状電流が流れていることを示す。

合計電流検出部７は、１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）および出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）で検出した負荷電流をもとにこれら複数の負荷回路へ流れる合計電流値を検出する。

制御部８は、合計電流検出部７で検出された合計電流値をもとに直流電源回路２のスイッチングトランジスタ２４をスイッチング制御してその出力電力を制御することにより、直流電源１から供給される電流Ｉｂを制御する。

次に合計電流検出部７の具体的構成例とその動作について説明する。
図３はこの実施の形態１における放電灯点灯装置の合計電流検出部７Ａの回路構成図である。
図３において、この合計電流検出部７Ａは抵抗７０１（Ｒ３），７０２（Ｒ４），７０３（Ｒ５），７０４（Ｒ６）および増幅器７０５とで構成され、加算増幅回路を形成している。この増幅器７０５は例えば演算増幅器（オペアンプ）で構成する。

上記構成において、抵抗７０１（Ｒ３）は１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）と接続され、また、抵抗７０２（Ｒ４）は出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）と接続され、これら両抵抗７０１（Ｒ３），７０２（Ｒ４）を介し１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）で検出された直流電源回路２の１次側電流の電圧信号と、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）で検出されたインバータ回路３以降の出力電流の電圧信号とを合成し、この合成した電圧信号を増幅器７０５の正相入力端子（＋端子）へ入力する。また、逆相入力端子（−端子）には抵抗７０３（Ｒ５），７０４（Ｒ６）を図示のように接続しておく。この増幅器７０５で増幅することにより、増幅器７０５からは１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）に流れる直流電源回路２の１次側電流と、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）に流れるインバータ回路３以降の出力電流とが加算された合計電流値の信号Ｓａが検出され出力される。これにより、直流電源１から供給される電流Ｉｂに相当する合計電流値の信号Ｓａが得られることとなる。

ここで、演算増幅器を使用した増幅器７０５は正相増幅器として作動し、その入出力間の電圧増幅度Ａｖは、「Ａｖ＝１＋（Ｒ５／Ｒ６）」である。
また、各抵抗の比率は１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）および出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）の抵抗値を加味して、「（Ｒ２／Ｒ１）＝（Ｒ４／Ｒ３）＝（Ｒ６／Ｒ５）」としてもよい。

増幅器７０５から出力された合計電流値の信号Ｓａは制御部８へ送出され、制御部８はこの合計電流値の信号Ｓａをもとに直流電源回路２のスイッチングトランジスタ２４をスイッチング制御してその出力電力を制御することにより、直流電源１から供給される電流Ｉｂを制御する。この場合、制御部８は合計電流値の信号Ｓａが予め設定する直流電源１の過電流制限値内では直流電源回路２の直流電圧Ｖｏを略一定に維持するように出力電力を制御し、これに対し、合計電流値の信号Ｓａがこの過電流制限値を超えたときには、直流電源回路２の出力電力を制限し、直流電源１から供給される電流に対し過電流制限を行う。

以上のように、この実施の形態１によれば、直流電源１から直流電源回路２の１次側へ分流する１次側電流値を１次側電流検出用抵抗５で検出する一方、直流電源１からインバータ回路３以降へ分流する出力電流値を出力電流検出用抵抗６で検出し、これら検出した１次側電流値および出力電流値をもとに直流電源回路２およびインバータ回路３等の複数の負荷回路へ流れる合計電流値を合計電流検出部７で検出し、この検出した合計電流値をもとに制御部８が直流電源回路２のスイッチングトランジスタ２４を制御して出力電力を制御し、直流電源１から供給される電流Ｉｂを制御するように構成したので、この直流電源回路２に単巻トランス２１を使用した場合のように、一つの直流電源１から直流電源回路２およびインバータ回路３等の複数の負荷回路へ負荷電流が分流するように構成された放電灯点灯装置において、この一つの直流電源１から流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出でき、この検出結果をもとに直流電源１から供給される電流Ｉｂを適切に制御することができる。

また、制御部８は合計電流値の信号Ｓａが予め設定する直流電源１の過電流制限値を超えたときには、直流電源回路２の出力電力を制限し、直流電源１から供給される電流に対し過電流制限を行うように構成したので、直流電源１や直流電源回路２等の負荷回路を過電流から保護することができる。

また、１次側電流検出用抵抗５による検出回路と出力電流検出用抵抗６による検出回路とは各々独立しているため、互いに干渉することなくそれぞれが正確な電流を検出することができる。

また、合計電流検出部７Ａは、１次側電流検出用抵抗５で検出した１次側電流値および出力電流検出用抵抗６で検出した出力電流値の各信号を増幅器７０５で加算増幅するように構成し、簡単な回路構成で両者を誤差なく加算するために、直流電源１から複数の負荷回路へ流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出することができる。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の合計電流検出部７Ｂの回路構成図である。図３と同一のものについては同一符合を付してあり、これら同一符合のものについての説明は省略する。
図４において、この実施の形態２による合計電流検出部７Ｂは、図３と同一の増幅器７０５等で構成される加算増幅回路の後段に比較器７０６を設けるとともに、この比較器７０６に対し、抵抗７０７（Ｒ７）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とからなる積分回路を設け、積分機能を付加したものである。この積分機能としての積分回路はノイズ等の瞬間的な変動に反応しないようにするために設けるものである。また、比較器７０６は例えば演算増幅器で構成し、その正相入力端子（＋端子）には抵抗７０９（Ｒ８）と抵抗７１０（Ｒ９）とにより直流電圧Ｖｃｃを分圧した電圧Ｖｓを設定している。この電圧Ｖｓは過電流判定の基準設定値となるものである（以下、「基準設定値Ｖｓ」とする）。この基準設定値Ｖｓは安定化された例えば３Ｖまたは５Ｖ等の直流電圧Ｖｃｃを使用して分圧し、変動のない安定化された基準設定値Ｖｓにする。
上記比較器７０６と抵抗７０９（Ｒ８）および抵抗７１０（Ｒ９）等で比較回路を形成している。

以上の構成により、増幅器７０５から出力された合計電流値の信号Ｓａは抵抗７０７（Ｒ７）を介し比較器７０６の逆相入力端子（−端子）に入力し、正相入力端子（＋端子）に設定された基準設定値Ｖｓと比較される。この場合、合計電流値の信号Ｓａは抵抗７０７（Ｒ７）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とからなる積分回路による積分作用を受けるため、合計電流値の信号Ｓａが瞬間的に変動しても比較器７０６はこの影響から回避される。例えば合計電流値の信号Ｓａがノイズ等の影響により瞬間的な大電流となっても比較器７０６はこの影響を受けない。なお、この積分回路の時定数を定める抵抗７０７（Ｒ７）およびコンデンサ７０８（Ｃ１）各々の定数設定は任意であり、この定数設定の適正化により、所要の応答特性を容易に実現できる。

比較器７０６による比較において、抵抗７０７（Ｒ７）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とからなる積分回路を経て入力された合計電流値の信号Ｓａが基準設定値Ｖｓを超えない範囲内の場合、比較器７０６は制御部８に対し通常制御の状態に設定する。この設定に従い、図１に示す制御部８は直流電源回路２の直流電圧Ｖｏを略一定に維持するようにスイッチングトランジスタ２４をスイッチング制御して出力電力を制御し、直流電源１から供給される電流Ｉｂを制御する。
上記に対し、比較器７０６による比較において合計電流値の信号Ｓａが基準設定値Ｖｓを超えた場合、比較器７０６は過電流制限を指示する信号（Ｓｂ）を制御部８へ出力する。制御部８は入力されたこの指示信号に従い、直流電源回路２のスイッチングトランジスタ２４をスイッチング制御して出力電力を制限し、直流電源１から供給される電流に対し過電流制限を行う。

以上のように、この実施の形態２によれば、合計電流検出部７Ｂは、１次側電流検出用抵抗５で検出した１次側電流値および出力電流検出用抵抗６で検出した出力電流値の各信号を増幅器７０５で加算増幅し、この増幅器７０５の出力を積分回路を形成する抵抗７０７（Ｒ７）を介し比較器７０６へ入力して基準設定値Ｖｓと比較し、比較器７０６は増幅器７０５からの出力が基準設定値Ｖｓを超えたときには、直流電源回路２の出力電力を制限し、直流電源１から供給される電流に対し過電流制限を指示する信号Ｓｂを制御部８へ出力するように構成したので、直流電源回路２の１次側電流等を減少させ、これにより直流電源１から流出される電流が制限され、直流電源１や直流電源回路２等の負荷回路を過電流から保護することができる。

また、比較器７０６に対しては、抵抗７０７（Ｒ７）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とからなる積分回路を設けているので、増幅器７０５からの合計電流値の信号Ｓａが例えばノイズ等の影響により瞬間的な大電流となっても比較器７０６はこの影響を受けないようにすることができる。

実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の合計電流検出部７Ｃの回路構成図である。図３と同一のものについては同一符合を付してあり、これら同一符合のものについての説明は省略する。
図５において、この実施の形態３による合計電流検出部７Ｃは、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）で検出されたインバータ回路３以降の出力電流を表す電圧信号を増幅する増幅器７１１（以下、この実施の形態３では「第１の増幅器７１１」とする）を設け、その増幅出力を抵抗７１２（Ｒ１０）を介し、図３の加算増幅回路を形成する増幅器７０５（以下、この実施の形態３では「第２の増幅器７０５」とする）の正相入力端子（＋端子）に入力して構成したものである。ここで、第１の増幅器７１１は増幅回路を形成し、その電圧増幅度Ａｖ１は、Ａｖ１＝Ｋとする。
また、図３と同様に正相増幅器として作動する第２の増幅器７０５の電圧増幅度Ａｖ２はこの図３の場合と必ずしも同一である必要はなく、例えば、増幅度を設定する抵抗を図３の構成とは変え、抵抗７１３（Ｒ１１）および抵抗７１４（Ｒ１２）とすれば、その入出力間の電圧増幅度Ａｖ２は、「Ａｖ２＝１＋（Ｒ１１／Ｒ１２）」である。

１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）および出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）は消費電力の軽減上からは極力低抵抗であることが望ましい。反面、低抵抗にするほどその電圧降下も小さくなり、電流の検出精度は低下する。また、１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）に流れる電流に対し出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）に流れる電流は極めて小さい。従って、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）からの電圧信号を第１の増幅器７１１で増幅することにより出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）を低抵抗にしても電流の検出精度の低下を防止できることとなる。

第１の増幅器７１１から出力された電圧信号は抵抗７１２（Ｒ１０）を介し、抵抗７０１（Ｒ３）を介して入力される１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）からの電圧信号と合成され、この合成された電圧信号は第２の増幅器７０５の正相入力端子（＋端子）に入力し、以下、図３と同様の動作となる。これにより、第２の増幅器７０５からは１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）に流れる直流電源回路２の１次側電流と、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）に流れるインバータ回路３以降の出力電流とが加算された合計電流値の信号Ｓｃが検出され制御部８へ出力される。この制御部８の動作は図３で説明した通りである。
また、各抵抗の比率は第１の増幅器７１１の電圧増幅度Ｋを加味して、
「（ＫＲ２／Ｒ１）＝（Ｒ１０／Ｒ３）＝（Ｒ１２／Ｒ１１）」としてもよい。

以上のように、この実施の形態３によれば、合計電流検出部７Ｃは、出力電流検出用抵抗６で検出した出力電流値の信号を第１の増幅器７１１で増幅し、この第１の増幅器７１１の出力信号と１次側電流検出用抵抗５で検出した１次側電流値の信号とを第２の増幅器７０５で加算増幅するように構成したので、出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）を消費電力の軽減上から低抵抗にしても電流の検出精度の低下を防止することができ、第２の増幅器７０５から誤差の少ない加算増幅出力を得ることができる。

実施の形態４．
図６はこの発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の合計電流検出部７Ｄの回路構成図である。図３または図５と同一のものについては同一符合を付してあり、これら同一符合のものについての説明は省略する。
図６において、この実施の形態４による合計電流検出部７Ｄは、実施の形態２（図４）で説明した比較器７０６による過電流判定機能と、実施の形態３（図５）で説明した増幅器７１１による増幅機能とを設けて構成したものである。

図６中の抵抗７０１（Ｒ３）、増幅器７１１および抵抗７１２（Ｒ１０）で構成される部分の動作については図５で説明した通りであり、抵抗７０１（Ｒ３）を経た１次側電流検出用抵抗５（Ｒ１）からの電圧信号と、増幅器７１１および抵抗７１２（Ｒ１０）を経た出力電流検出用抵抗６（Ｒ２）からの電圧信号とが合成された電圧信号は、例えば演算増幅器で構成する比較器７１５の逆相入力端子（−端子）に入力する。この比較器７１５の正相入力端子（＋端子）には図４と同様に、抵抗７１６（Ｒ１３）と抵抗７１７（Ｒ１４）とにより直流電圧Ｖｃｃを分圧した過電流判定用の基準設定値Ｖｓを設定している。この基準設定値Ｖｓについても図４と同様に、安定化された例えば３Ｖまたは５Ｖ等の直流電圧Ｖｃｃを使用して分圧し、変動のない安定化された基準設定値Ｖｓにする。
この比較器７１５と抵抗７１６（Ｒ１３）および抵抗７１７（Ｒ１４）等で比較回路を形成している。
また、比較器７１５に対しては図４と同様に、抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とで形成されるる積分回路を設け、ノイズ等の瞬間的な変動に反応しないようにしている。

比較器７１５の動作については図４の比較器７０６と基本的に同様であり、抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とからなる積分回路を経て入力された合計電流値の信号Ｓｄが基準設定値Ｖｓを超えない範囲内の場合、比較器７１５は制御部８に対し通常制御の状態に設定する。この設定に従い、図１に示す制御部８は直流電源回路２の直流電圧Ｖｏを略一定に維持するようにスイッチングトランジスタ２４をスイッチング制御して出力電力を制御し、直流電源１から供給される電流Ｉｂを制御する。
上記に対し、比較器７１５による比較において合計電流値の信号Ｓｄが基準設定値Ｖｓを超えた場合、比較器７１５は過電流制限を指示する信号（Ｓｅ）を制御部８へ出力する。制御部８は入力されたこの指示信号に従い、直流電源回路２のスイッチングトランジスタ２４をスイッチング制御して出力電力を制限し、直流電源１から供給される電流に対し過電流制限を行う。

上記比較器７１５は、実施の形態３（図５）で説明した第２の増幅器７０５をこの比較器７１５として使用するようにしてもよい。この場合、増幅器７１１は削除してもよい。これにより、加算器用増幅器と過電流検出用の比較器を統合することができる。さらに、この統合した加算器用増幅器にコンデンサ７０８（Ｃ１）等からなる上記積分回路を付加するようにしてもよい。

以上のように、この実施の形態４によれば、合計電流検出部７Ｄは、出力電流検出用抵抗６で検出した出力電流値の信号を第１の増幅器７１１で増幅し、この第１の増幅器７１１の出力信号と１次側電流検出用抵抗５で検出した１次側電流値の信号とを合成した信号を比較器７１５へ入力して基準設定値Ｖｓと比較し、比較器７１５はこの合成した合計電流値の信号Ｓｄが基準設定値Ｖｓを超えたときには、直流電源回路２の出力電力を制限し、直流電源１から供給される電流に対し過電流制限を指示する信号Ｓｅを制御部８へ出力するように構成したので、直流電源回路２の１次側電流等を減少させ、これにより直流電源１から流出される電流が制限され、直流電源１や直流電源回路２等の負荷回路を過電流から保護することができる。

また、比較器７１５に対しては、抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とからなる積分回路を設けているので、合計電流値の信号Ｓdが例えばノイズ等の影響により瞬間的な大電流となっても比較器７１５はこの影響を受けないようにすることができる。

また、実施の形態３（図５）の第２の増幅器７０５をこの実施の形態４の比較器７１５として使用することにより、加算器用増幅器と過電流検出用の比較器を統合することができ、さらに、コンデンサ７０８（Ｃ１）等からなる上記積分回路をを付加することにより瞬間的な大電流に反応しない反応特性を持たせることもできる。これにより、過電流制限に必要な電流加算と比較および反応特性の機能を簡単な構成で実現することができる。

実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５による放電灯点灯装置の合計電流検出部７Ｅの回路構成図である。図３、図５または図６と同一のものについては同一符合を付してあり、これら同一符合のものについての説明は省略する。
図７において、この実施の形態５による合計電流検出部７Ｅは、実施の形態４の構成に対しトランジスタ（ＰＮＰ形）７１８と、このトランジスタ７１８のベース電圧設定用の抵抗７１９（Ｒ１５）および抵抗７２０（Ｒ１６）とを設けて構成したものである。この構成部分は積分回路電圧設定手段を形成している。
上記トランジスタ７１８等の目的は、抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とで形成される積分回路を比較器７１５に設けたことに対する応答性の改善である。
以下、このトランジスタ７１８等による応答性の改善について図８で説明する。

図８は直流電源１から供給される時間に対する電流Ｉｂ（図１）と、比較器７１５の時間に対する出力信号Ｓｆとのタイミング関係図であり、（ａ）は前者の電流Ｉｂを示し、（ｂ）は後者の出力信号（電圧信号）Ｓｆを示す。
図８において、トランジスタ７１８を設けない構成の場合、電流Ｉｂが過電流にならないタイミングｔａ以前の低い入力電流（定常電流）Ｉｂ１の状態下では、積分機能付きの比較器７１５の出力信号Ｓｆ（電圧）は点線で示すように、この比較器７１５に供給している電源電圧値（Ｖｃｃ）に略等しい状態にある。ここで、タイミングｔａ以降で電流Ｉｂが過電流Ｉｂ２となった場合、比較器７１５の出力信号Ｓｆは点線で示すように下降を開始するが、その下降開始時点のレベルは上記の略電源電圧からとなる。この場合、出力信号Ｓｆの下降の傾斜は抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）の積分定数によって決定される。従って、制御部８（図１）において過電流制限を開始させるための出力信号ＳｆのレベルをＳｆｏとした場合、出力信号Ｓｆが下降し、このＳｆｏに達するまでの時間はＴｍとなる。

これに対し、トランジスタ７１８を設けた場合には以下のようになる。
このトランジスタ７１８は、電流Ｉｂが過電流にならないタイミングｔａ以前の低い入力電流（定常電流）Ｉｂ１の状態下ではコレクタ（Ｃ）とエミッタ（Ｅ）間をオンさせておき、コンデンサ７０８（Ｃ１）を短絡（ショート）しておく。このため、ベース（Ｂ）には安定化された例えば５Ｖ等の電源電圧Ｖｃｃを抵抗７１９（Ｒ１５）および抵抗７２０（Ｒ１６）とで分圧した所定の電圧を印加し、上記オン状態に設定する。このオン状態により、トランジスタ７１８のエミッタ電圧Ｖｅはこのトランジスタ７１８のＶｂｅ＝０．７（Ｖ）としたとき以下となる。
Ｖｅ＝{（Ｒ１６・Ｖｃｃ）／（Ｒ１５＋Ｒ１６）}＋０．７（Ｖ）

図８（ｂ）の実線部分がオン状態時の上記エミッタ電圧Ｖｅを示し、このエミッタ電圧Ｖｅは比較器７１５の出力信号Ｓｆのレベルでもあり、電源電圧Ｖｃｃが変動しない限り一定値となる。従って、タイミングｔａ以降で電流Ｉｂが過電流Ｉｂ２となった場合の下降開始時点のレベルは上記エミッタ電圧Ｖｅとなる。この結果、過電流制限を開始させるための出力信号Ｓｆｏに達するまでの下降時間はＴｎとなる。なお、下降の傾斜についてはトランジスタ７１８を設けない場合と同様に、抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）の積分定数によって決定される。
上記下降時間Ｔｎは上述のトランジスタ７１８を設けない場合の下降時間Ｔｍに対し短く、過電流制限を開始させるための時間を短縮し、過電流制限の応答性を早くすることができることを意味する。
上記説明以外の基本動作については実施の形態４（図６）と同様であり、その説明は省略する。

以上のように、この実施の形態５によれば、合計電流検出部７Ｅは、実施の形態４（図６）の合計電流検出部７Ｄの構成に対し、比較器７１５に設けた抵抗７０１（Ｒ３），７１２（Ｒ１０）とコンデンサ７０８（Ｃ１）とで形成される積分回路の出力電圧を制限する積分回路電圧設定手段とを備えた構成としたので、積分回路の出力（トランジスタ７１８エミッタ）が予め所定の電圧（Ｖｅ）に制限され待機しているため、比較器７１５が過電流制限の開始を指示する信号Ｓｆを制御部８に対し出力するまでの時間を短縮することができる。これにより、瞬間的な大電流には反応せずに、連続的な過電流に対し迅速に応答する積分回路が実現でき、素早い応答性の過電流制限を行うことができる。

実施の形態６．
図９はこの発明の実施の形態６による放電灯点灯装置の回路構成図であり、自動車の左右ヘッドランプ点灯用の放電灯点灯装置としたものである。
実施の形態１では、一つの放電灯点灯回路からなる放電灯点灯装置の中の直流電源回路２およびインバータ回路３等を直流電源１の負荷としたものであった。
これに対し、図９に示すこの実施の形態６による放電灯点灯装置は二つの放電灯点灯回路を備え、これら二つの放電灯点灯回路各々を直流電源１の負荷としたものである。
図９において、この実施の形態６による放電灯点灯装置は、直流電源１１、第１の放電灯点灯回路１２、第２の放電灯点灯回路１３、第１の負荷電流検出用抵抗１４（Ｒ１２１）、第２の負荷電流検出用抵抗１５（Ｒ１３１）、合計電流検出部１６および制御部１７とで構成され、第１の放電灯点灯回路１２は自動車の右ヘッドランプ用の放電灯１８の点灯用であり、第２の放電灯点灯回路１３は自動車の左ヘッドランプ用の放電灯１９の点灯用としたものである。

上記構成において、直流電源１１は図１の直流電源１に相当し、直流電圧Ｖｂの例えば、バッテリー等の直流電源である。

第１の放電灯点灯回路１２と第２の放電灯点灯回路１３とは同一構成であり、１次側と２次側とが分離した昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータのトランス１２１（１３１）と、このトランス１２１（１３１）に対しスイッチング動作するＭＯＳ形ＦＥＴのスイッチングトランジスタ１２２（１３２）、このトランス１２１（１３１）に発生した交流電圧を直流電圧にする整流ダイオード１２３（１３３）および平滑用のコンデンサ１２４（１３４）とからなり、直流電源１１からトランス１２１（１３１）の１次側に印加される直流電圧Ｖｂを所定電圧値の直流電圧Ｖｏに変換してトランス１２１（１３１）の２次側より出力する直流電源回路と、これら整流ダイオード１２３（１３３）および平滑用のコンデンサ１２４（１３４）で直流化した直流電圧Ｖｏを矩形波交流に変換するインバータ回路１２５（１３５）と、このインバータ回路１２５（１３５）で変換した矩形波交流をもとに起動用の高電圧パルスを発生し、放電灯１８（１９）へ印加して放電を開始させるするイグナイタ１２６（１３６）とで構成される。これら第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれは、１次側と２次側とが分離したトランス１２１（１３１）を使用している点を除き、他の構成部分については図１の構成と基本的に同様である。また、直流電源回路とインバータ回路１２５（１３５）とは、この放電灯点灯装置における広義の電源回路を形成する。

第１の負荷電流検出用抵抗１４（Ｒ１２１）および第２の負荷電流検出用抵抗１５（Ｒ１３１）はそれぞれ負荷電流検出手段を形成し、直流電源１１の直流電圧Ｖｂから第１の放電灯点灯回路１２または第２の放電灯点灯回路１３へ流れる電流を電圧信号として検出する。これら電流は直流電源１１の負荷電流である。

合計電流検出部１６は図１の合計電流検出部７に相当し、第１の負荷電流検出用抵抗１４（Ｒ１２１）および第２の負荷電流検出用抵抗１５（Ｒ１３１）で検出した負荷電流をもとにこれら複数の負荷回路へ流れる合計電流値を検出する。

制御部１７は図１の制御部８に相当し、合計電流検出部１６で検出された合計電流値をもとに第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれのスイッチングトランジスタ１２２（１３２）をスイッチング制御してその出力電力を制御することにより、直流電源１１から供給される電流Ｉｂを制御する。

次に図９に示す合計電流検出部１６の具体的構成をもとに、直流電源１１から供給される電流Ｉｂの制御の動作について説明する。
図９に示す合計電流検出部１６の具体的内部構成は実施の形態１（図３）で説明した合計電流検出部７Ａに相当し、抵抗１６１（Ｒ１６１），１６２（Ｒ１６２），１６３（Ｒ１６３），１６４（Ｒ１６４）、および例えば演算増幅器で構成する増幅器１６５とで構成され、加算増幅回路を形成している。

この構成において、抵抗１６１（Ｒ１６１）は第１の負荷電流検出用抵抗１４（Ｒ１２１）と接続され、また、抵抗１６２（Ｒ１６２）は第２の負荷電流検出用抵抗１５（Ｒ１３１）と接続され、これら両抵抗１６１（Ｒ１６１），１６２（Ｒ１６２）を介し第１の負荷電流検出用抵抗１４（Ｒ１２１）で検出された第１の放電灯点灯回路１２の負荷電流の電圧信号と、第２の負荷電流検出用抵抗１５（Ｒ１３１）で検出された第２の放電灯点灯回路１３の負荷電流の電圧信号とを合成し、この合成した電圧信号を増幅器１６５の正相入力端子（＋端子）へ入力する。また、逆相入力端子（−端子）には抵抗１６３（Ｒ１６３），１６４（Ｒ１６４）が図示のように接続され、この増幅器１６５を合計電流検出部７Ａと同様の正相増幅器としている。この増幅器１６５で増幅することにより、この増幅器１６５からは第１の負荷電流検出用抵抗１４（Ｒ１２１）に流れる第１の放電灯点灯回路１２の負荷電流と、第２の負荷電流検出用抵抗１５（Ｒ１３１）に流れる第２の放電灯点灯回路１３の負荷電流とが加算された合計電流値の信号Ｓｇが検出され出力される。これにより、直流電源１１から供給される電流Ｉｂに相当する合計電流値の信号Ｓｇが得られることとなる。

増幅器１６５から出力された合計電流値の信号Ｓｇは制御部１７へ送出され、制御部１７はこの合計電流値の信号Ｓｇをもとに第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれのスイッチングトランジスタ１２２，１３２をスイッチング制御してその出力電力を制御することにより、直流電源１１から供給される電流Ｉｂを制御する。この場合、制御部１７は合計電流値の信号Ｓｇが予め設定する直流電源１の過電流制限値内では第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれの直流出力電圧Ｖｏを略一定に維持するように出力電力を制御し、これに対し、合計電流値の信号Ｓｇがこの過電流制限値を超えたときには、第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれの直流電源回路の出力電力を制限し、直流電源１１から供給される電流に対し過電流制限を行う。

上記説明においては、合計電流検出部１６の具体的内部構成を実施の形態１（図３）の合計電流検出部７Ａに相当するものとしたが、これに限るものではなく、例えば、実施の形態２（図４）の合計電流検出部７Ｂに相当するものとしてもよい。
または、この合計電流検出部７Ｂの比較器７０６に増幅機能を持たせ、加算器用増幅器と過電流検出用の比較器を統合するようにしてもよい（図示せず）。
さらに、この合計電流検出部７Ｂの積分回路を形成するコンデンサ７０８（Ｃ１）に対し、実施の形態５（図７）で説明した積分回路電圧設定手段を付加してもよい（図示せず）。

また、図９の構成は直流電源１１の負荷を同一構成の第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３の２系統としたものであるが、これに限るものではなく、３系統以上の負荷としてもよい。この場合、合計電流検出部１６はこれら３系統以上の負荷からの負荷電流を加算合計して合計電流値を検出し、この検出した合計電流値をもとに前述のように、これら３系統以上の負荷における直流電源回路の各々のスイッチングトランジスタをスイッチング制御するようにすればよい。

以上のように、この実施の形態６によれば、直流電源１１から第１の放電灯点灯回路１２へ分流する電流値を第１の負荷電流検出用抵抗１４で検出する一方、直流電源１１から第２の放電灯点灯回路１３へ分流する電流値を第２の負荷電流検出用抵抗１５で検出し、これら検出した電流値をもとに第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３等の負荷回路へ流れる合計電流値を合計電流検出部１６で検出し、この検出した合計電流値もとに制御部１７が第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれのスイッチングトランジスタ１２２，１３２を制御して出力電力を制御し、直流電源１１から供給される電流Ｉｂを制御するように構成したので、一つの直流電源１１から第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３等の複数の負荷回路へ負荷電流が分流するように構成された放電灯点灯装置において、この一つの直流電源１１から流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出でき、この検出結果をもとに直流電源１１から供給される電流Ｉｂを適切に制御することができる。

また、制御部１７は合計電流値の信号Ｓｇが予め設定する直流電源１１の過電流制限値を超えたときには、第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３それぞれの直流電源回路の出力電力を制限し、直流電源１１から供給される電流に対し過電流制限を行うように構成したので、直流電源１１や第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３等の負荷回路を過電流から保護することができる。

また、第１の負荷電流検出用抵抗１４による検出回路と第２の負荷電流検出用抵抗１５による検出回路とは各々独立しているため、互いに干渉することなくそれぞれが正確な電流を検出することができる。

また、合計電流検出部１６は合計電流検出部７Ａ（実施の形態１）または合計電流検出部７Ｂ（実施の形態２）と同一構成でよく、この同一構成の合計電流検出部１６により、既述の合計電流検出部７Ａまたは合計電流検出部７Ｂそれぞれの効果を享受しつつ、直流電源１１から第１の放電灯点灯回路１２および第２の放電灯点灯回路１３等の複数の負荷回路へ流出される電源電流値に相当する電流値を正確に検出することができる。
さらに、合計電流検出部７Ｂの積分回路に対し、実施の形態５（図７）の積分回路電圧設定手段を付加した場合には、既述の素早い応答性の過電流制限を行うことができる。

この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の基本構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置に関し、（ａ）は１次側電流検出用抵抗（Ｒ１）の電流波形図、（ｂ）は出力電流検出用抵抗（Ｒ２）の電流波形図である。 この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の合計電流検出部の回路構成図である。 この発明の実施の形態２による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図である。 この発明の実施の形態３による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図である。 この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図である。 この発明の実施の形態５による放電灯点灯装置の電流検出部の回路構成図である。 この発明の実施の形態５による放電灯点灯装置に関し、直流電源から供給される電流（ａ）と、比較器の出力信号（ｂ）とのタイミング関係図である。 この発明の実施の形態６による放電灯点灯装置の回路構成図である。

符号の説明

１，１１ 直流電源、２ 直流電源回路、３ インバータ回路、４ イグナイタ、５ １次側電流検出用抵抗、６ 出力電流検出用抵抗、７，１６ 合計電流検出部、８，１７ 制御部、９，１８，１９ 放電灯、１２，１３ 放電灯点灯回路、１４，１５ 負荷電流検出用抵抗、２１ トランス、２２ 整流ダイオード、２３ 平滑用コンデンサ、２４ スイッチングトランジスタ、３１〜３４ ＦＥＴ、３５ Ｈブリッジドライバ、１２１，１３１ トランス、１２２，１３２ スイッチングトランジスタ、１２３，１３３ 整流ダイオード、１２４，１３４ 平滑用コンデンサ、１２５，１３５ インバータ回路、１２６，１３６ イグナイタ、１６５，７０５，７１１ 増幅器、７０６，７１５ 比較器、７０８ コンデンサ、７１８ トランジスタ。

Claims (6)

1. 直流電源からの電圧をＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの１次側に印加し、該直流電源電圧と該トランスの２次側より出力する電圧を加算して所定の直流電圧を得る直流電源回路と、
   前記直流電源回路からの直流電圧を交流電圧に変換して放電灯に供給する交流電源回路と、
   前記放電灯に放電を開始させるために高電圧パルスを発生させて前記交流電圧に重畳印加する起動回路と、
   前記トランスの１次側に流れる電流を検出する第１の電流検出手段と、
   前記交流電源回路に流れる電流を検出する第２の電流検出手段と、
   前記第１の負荷電流検出手段で検出した電流値および第２の電流検出手段で検出した電流値の合計電流値を検出する合計電流検出部と、
   前記合計電流検出部で検出された合計電流値に基づいて前記直流電源から供給される電流を制御する制御部とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 制御部は、合計電流検出部で検出された合計電流値を基に、直流電源から供給される電流の過電流制限を行うことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 合計電流検出部は、複数の負荷電流検出手段で検出した負荷電流値を加算増幅する加算増幅回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. 合計電流検出部は、加算増幅回路からの出力を基準設定値と比較し、前記加算増幅回路からの出力が基準設定値を超えたときには、直流電源から供給される電流を制限する比較回路を備えたことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
5. 比較回路は、瞬間的な大電流には反応しない積分機能付であることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
6. 比較回路は、瞬間的な大電流には反応しない反応特性を任意に設定できる積分機能付であることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。

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