JP4445839B2

JP4445839B2 - Ｏｆｄｍ信号受信機及び受信方法

Info

Publication number: JP4445839B2
Application number: JP2004334003A
Authority: JP
Inventors: 義徳阿部
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2004-11-18
Filing date: 2004-11-18
Publication date: 2010-04-07
Anticipated expiration: 2024-11-18
Also published as: EP1659750A3; EP1659750A2; JP2006148387A; DE602005007156D1; EP1659750B1; CN1777165A; US7577214B2; US20060104376A1

Description

本発明は、例えば、ＯＦＤＭ方式を用いた放送を受信復調する受信機における搬送波周波数誤差検出器および検出方法等に関する。

地上波デジタル放送用の変調方式としてはＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式が知られており、同方式は、例えば、欧州のＤＶＢ−Ｔ(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)規格や、日本のＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)規格などの地上波デジタル放送において広く用いられている。ＯＦＤＭ方式は、周波数軸上で等間隔に配置された多数の搬送波（キャリア）を用いる、いわゆるマルチキャリア方式を採用するものであり、これらの搬送波群を送信データに基づいて変調して得られるＯＦＤＭシンボル（以下“シンボル”と称する）を単位伝送時間Ｔａ（以下“シンボル送出周期”と称する）毎に順次送出する変調方式である。

一般に、ＯＦＤＭ方式を用いた地上波デジタル放送では、映像や音声などの情報データの伝送を担うデータキャリア信号と共に、伝送路伝達特性の推定を容易にするためのパイロットキャリア信号が使用される。例えば、前述のＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ等の規格においては、分散パイロット(Scattered Pilot ; SP)信号（以下“ＳＰ信号”と称する）と呼ばれるパイロットキャリア信号が規定されている。ＳＰ信号は、搬送波周波数とシンボル時間の２次元からなるＯＦＤＭシンボル空間を仮想した場合、同空間内において特定の位置に重畳されることが既知であり、かつその複素振幅、即ちＳＰ信号の絶対値振幅と位相も予め定められている。それ故、これらの規格によるデジタル放送を受信する受信機では、ＳＰ信号を利用して各搬送波に対する電波伝搬経路の伝達特性を推定し、かかる推定結果に基づいて受信信号に関する補正処理や等化処理を行うことが可能となる。なお、ＯＦＤＭシンボル空間内に含まれる、ＳＰ信号以外の他の搬送波は、ＱＡＭやＰＳＫ等の変調が施されたデータキャリア信号であることは言うまでもない。

ＯＦＤＭ信号を時間領域から観察した場合、そのシンボルは、ガード期間と有効シンボル期間から構成されている。ＯＦＤＭ信号に含まれる受信データの復号に際しては有効シンボル期間に含まれる信号が用いられる。一方、ガード期間はマルチパス等による遅延信号による干渉を防ぐために設けられた部分であり、通常、有効シンボル期間後部の信号の一部が巡回的に複写されて用いられる。

ＯＦＤＭ信号の復調においては、各々の搬送波の周波数間隔が狭いため搬送波周波数偏差による搬送波間の干渉を生じ易く高精度の周波数同期が必要となる。かかる周波数同期を図るべく従来のＯＦＤＭ受信機においては、例えば、非特許文献１に示されるような搬送波周波数偏差検出器、並びに検出方法が用いられている。

従来からの搬送波周波数偏差検出器の構成、並びにその動作等を簡単に説明すれば以下の通りである。

前述の如く、ＯＦＤＭ信号では有効シンボル期間後部の信号がガード期間として複写されているので、ガード期間の信号と有効シンボル期間後部の信号は本来同一となる。しかしながら、搬送波周波数に偏差が生じていると両期間の信号間に位相回転を生じる。従来の方式は、かかる両期間の信号の相関ベクトルを求め、その位相回転の大きさから搬送波周波数偏差を推定するものである。因みに、同方式の概略は、受信機フロントエンドの出力である複素基底域系列信号と、同信号を有効シンボル長遅延させてその複素共役値をとった信号との相関値から偏差を推定して搬送波の推定周波数偏差を求めている。

しかしながら、従来方式においては、例えば、マルチパス妨害等の外乱が生じた場合、ガード期間以外の部分の信号について生ずる相関の影響により搬送波周波数偏差の推定精度が劣化する。このため、ＯＦＤＭ受信機全体としての複素基底域系列信号における残留周波数偏差が大きくなり、搬送波間に生じるＩＣＩ(Inter Carrier Interference)によって受信信号の誤り率特性が劣化するという問題があった。
テレビジョン学会技術報告 Vol.20,No.53,P.61−66（1996年10月17日）「ＯＦＤＭ復調における周波数同期の検討」；木村知弘、林健一郎、影山定司、他３名

本発明が解決しようとする課題には、ＯＦＤＭ信号受信機においてマルチパス妨害等の外乱が大きい場合でも正確な搬送波周波数偏差の得られる搬送周波数偏差検出器、及び検出方法を提供することが一例として挙げられる。

請求項１に記載の発明は、所定の複素振幅を持つパイロット信号が重畳された複数の搬送波を含むＯＦＤＭ信号を受信して前記ＯＦＤＭ信号に周波数変換処理及び標本化処理を施して複素基底域信号を生成するフロントエンド部と、前記複素基底域信号から周波数領域シンボル信号を生成するシンボル抽出部並びにＦＦＴ処理部と、前記周波数領域シンボル信号を復調して受信データを生成する受信データ復号部と、前記周波数領域シンボル信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号に含まれる搬送波の周波数偏差を検出する周波数偏差検出部と、該検出された周波数偏差に基づいて前記フロントエンド部の周波数変換処理における変換周波数を調整する変換周波数制御部と、を含むＯＦＤＭ信号受信機であって、前記周波数偏差検出部は、前記周波数領域シンボル信号を搬送波周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置して格納するシンボル記憶手段と、前記２次元データ領域内に配置されたシンボル信号に含まれるパイロット信号の伝達特性を算出する伝達特性算出手段と、該算出されたパイロット信号の伝達特性について２次元フーリエ変換を施して該変換後のデータ群を伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データ領域内に配置する２次元フーリエ変換手段と、前記２次元フーリエ変換データ領域内に配置された前記データ群の重心値を求めて該重心値に基づいて前記搬送波の周波数偏差を算出する重心算出手段と、を含むことを特徴とする。

また、請求項６に記載の発明は、所定の複素振幅を持つパイロット信号が重畳された複数の搬送波を含むＯＦＤＭ信号を受信して前記ＯＦＤＭ信号に周波数変換処理及び標本化処理を施して複素基底域信号を生成する行程と、前記複素基底域信号から周波数領域シンボル信号を生成する行程と、前記周波数領域シンボル信号を復調して受信データを生成する行程と、前記周波数領域シンボル信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号に含まれる搬送波の周波数偏差を検出する行程と、該検出された周波数偏差に基づいて前記周波数変換処理における変換周波数を調整する行程と、を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、前記周波数偏差を検出する行程は、前記周波数領域シンボル信号を搬送波周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置して格納するステップと、前記２次元データ領域内に配置されたシンボル信号に含まれるパイロット信号の伝達特性を算出するステップと、該算出されたパイロット信号の伝達特性について２次元フーリエ変換を施して該変換後のデータ群を伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データ領域内に配置するステップと、前記２次元フーリエ変換領域内に配置された前記データ群の重心値を求めて該重心値に基づいて前記搬送波の周波数偏差を算出するステップと、を含むことを特徴とする。

図１に、本発明の第１の実施例であるＯＦＤＭ受信機１を示す。

同図において、アンテナから入力されたＲＦ信号はフロントエンド部１０によって周波数変換処理が為され、さらに所定のサンプリング周波数により標本化されて複素基底域系列信号に変換される。次段のシンボル抽出部２０は、同信号に含まれるガード期間の信号を除去して、受信したＯＦＤＭ信号の時間領域シンボル信号を出力する。ＦＦＴ処理部３０は、かかる時間領域シンボル信号に離散フーリエ変換を施すことによって、同信号を周波数領域シンボル信号に変換する。その後、周波数領域シンボル信号は受信データ復号部４０に供給されて、伝送路特性の等化処理や各種の誤り訂正符号による誤り訂正処理が施された後、受信したＯＦＤＭ信号に含まれている受信データが復号される。

一方、周波数領域シンボル信号は、ＦＦＴ処理部３０から周波数偏差検出部５０にも供給されて同検出部において搬送周波数の周波数偏差が推定検出され、その結果である推定周波数偏差信号が変換周波数制御部６０に供給される。変換周波数制御部６０は、かかる推定周波数偏差信号がゼロとなるように、フロントエンド部１０におけるダウンコンバートの変換周波数を調整するフィードバック制御を行う。

次に、周波数偏差検出部５０の構成並びに動作について図２のブロック図を参照しつつ説明を行う。周波数偏差検出部５０は、同図に示される如く、シンボル記憶回路５１、ＳＰ（分散パイロット）信号伝達特性算出回路５２（以下“算出回路５２”と称する）、２次元フーリエ変換回路５３（以下“変換回路５３”と称する）、及び重心算出回路５４から構成されている。

シンボル記憶回路５１は、ＦＦＴ処理部３０から供給される周波数領域シンボル信号に含まれるキャリア群についてそのキャリア振幅を記憶する回路である。即ち、シンボル記憶回路５１は、搬送波周波数とシンボル時間の２つの次元からなるＯＦＤＭシンボル空間を仮想した場合、例えば、搬送波周波数チャンネル中央部のｎＸ個を選択して、これをシンボル時間方向についてｎＹシンボル時間分に亘り記憶する。

本実施例においては、図３に示される如く、シンボル記憶回路５１はＯＦＤＭシンボル空間内の（ｎＸ×ｎＹ個）のキャリア群について、キャリア振幅Ｓ_ｐ，ｑ(-nX/2≦p＜nX/2 , k-nY＜q≦k)を記憶・保持するものとする。図３においてｐはキャリア・インデックス、ｑはシンボル・インデックスを表しており、それぞれのインデックスの次元が、キャリア周波数とシンボル時間に対応している。また、領域Ｚ_２Ｄは後述の変換回路５３の２次元高速フーリエ変換領域（以下“２Ｄ−ＦＦＴ領域”と称する）に対応し、同領域の範囲は、キャリア周波数方向において、
−ｎＸ／２ ≦ ｐ＜ｎＸ／２
として定義され、また、シンボル時間方向においては、
ｋ−ｎＹ＜ｑ ≦ ｋ
として定義される。

なお、図３に示されるｎＸ及びｎＹの具体的数値は、動作説明の便宜上採用した単なる事例であり、本発明の実施がかかる数値例に限定されるものではないことは言うまでもない。また、以下の説明では、これらの記憶保持されたキャリア振幅を（ｐ，ｑ）空間上の２次元配列｛Ｓ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝として説明を行う。

シンボル記憶回路５１に記憶されたデータは、所定のタイミングで次段の算出回路５２に供給される。

前述の如く、ＩＳＤＢ−Ｔ規格の地上波デジタル放送では、ＯＦＤＭシンボル空間のキャリア配列中におけるＳＰ信号の位置、及び送信時におけるＳＰ信号の複素振幅値は、予め定められている。それ故、算出回路５２は、シンボル記憶回路５１から供給されたキャリア振幅の中からＳＰ信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを所定の送信複素振幅値で除算する。これによって、（ｐ，ｑ）空間上に点在するＳＰ信号に関し、その伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_２Ｄ｝を求めることができる。因みに、かかる算出手順は以下のとおりである。

先ず、算出回路５２は、図４の破線枠内に示される領域Ｚ_２Ｄ内の全ての要素（ｐ，ｑ）について、Ｓ_ｐ，ｑがＳＰ信号に相当する場合は、
Ｈ_ｐ，ｑ＝Ｓ_ｐ，ｑ／Ｒ_ｐ，ｑ
として、当該ＳＰ信号に関する伝達特性Ｈ_ｐ，ｑを求める。ここで、Ｒ_ｐ，ｑは、既知であるＳＰ信号の送出複素振幅値である。

また、算出回路５２は、ＳＰ信号以外のデータキャリア信号に対しては、
Ｈ_ｐ，ｑ＝０
として、その伝達関数を定める。

算出回路５２は、領域Ｚ_２Ｄ内の全ての要素（ｐ，ｑ）について伝達特性Ｈ_ｐ，ｑを求めてその結果を変換回路５３に出力する。

変換回路５３では、（ｐ，ｑ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_ｐ，ｑ｝について２次元フーリエ変換を施して、これを（m，n）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ：（ｍ，ｎ）∈Ｚ_ＴＲＡ｝に変換する。すなわち、（ｐ，ｑ）空間のキャリア周波数方向（ｐ方向）については、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理を施すことで周波数領域を時間領域に変換し、シンボル時間方向（ｑ方向）については、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施すことで時間領域を周波数領域に変換する。

これによって、図５に示される２次元フーリエ変換後の（m，n）空間では、そのｍ軸方向が時間の次元に、そのｎ軸方向が周波数の次元にそれぞれ対応することになる。また、（ｐ，ｑ）空間上の領域Ｚ_２Ｄが、（m，n）空間上に変換された領域Ｚ_ＴＲＡに対応し、同領域は、ｍ軸方向において、
−ｎＸ／２ ≦ ｍ＜ｎＸ／２
として定義され、また、ｎ軸方向において、
−ｎＹ／２ ≦ ｎ＜ｎＹ／２
として定義される。

ところで、（ｐ，ｑ）空間を２次元フーリエ変換した後の（ｍ，ｎ）空間上では、そのｍ軸は時間に、そのｎ軸は周波数にそれぞれ対応している。これを具体的に表現すれば、ｍ軸は伝送路のインパルス応答の遅延時間に対応し、ｎ軸は伝送路特性の変動周波数（ドップラー周波数）に対応している。それ故、（ｍ，ｎ）空間上に表れる伝送路伝達特性のパワースペクトラムは、電波の受信環境に応じて（ｍ，ｎ）空間上の特定領域に集中する傾向を示す。

例えば、受信機１の周囲に高層ビル等の建物が存在しない郊外地域での静止受信の場合、受信電波のマルチパスによる遅延広がりは小さくｍ軸方向の分散は少ない。また、受信機が固定されているので伝送路特性の時間的変動も小さいのでｎ軸方向に対する分散も少なくなる。図５は、このような受信環境下における（ｍ，ｎ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝のスペクトラム分布を示すものであり、同図において、黒点部分及びその周囲の斜線部分はスペクトラム分布の濃密を擬似的に表したものである。この場合は、図５に示される（ｍ，ｎ）空間上の原点付近の領域Ａに、ＳＰ信号の伝送路伝達特性のスペクトラム分布が集中する。

なお、領域Ａの外側に点在している複数のスペクトラム分布は、本来の伝送路伝達特性スペクトラムのエイリアシング成分である。即ち、算出回路５２は、本来（ｐ，ｑ）空間の全領域で定義されるべき信号伝達特性のうち、ＳＰ信号の伝達特性のみを算出し、これ以外の領域についてはＨ_ｐ，ｑ＝０として零補間により伝達特性を近似している。つまり、算出回路５２の出力であるＳＰ信号伝達特｛Ｈ_ｐ，ｑ｝は、受信信号の伝達特性をＳＰ信号の重畳点でサンプリングしたものであり、この結果、図５に示すように複数のエイリアシング成分が（ｍ，ｎ）空間上に生じる。

重心算出回路５４は、かかるスペクトラム分布に基づいて推定周波数偏差信号を算出する。即ち、重心算出回路５４は、先ず、図５のスペクトラム分布のうちでエイリアシング成分を含まない適当な対象領域（例えば、領域Ａ）選び、同領域に含まれるＳＰ信号伝達特｛ｈ_ｍ，ｎ｝についてｎ軸方向の重心ｎｇを計算する。

かかる重心計算方法としては種々の方式を採り得ることが可能である。

例えば、次の式１に示すように、領域Ａ内に存する各々のＳＰ信号伝達特の二乗値を用いて重心ｎｇを求めるようにしても良い。なお、式１においてｎは（ｍ，ｎ）空間上において、それぞれの｛ｈ_ｍ，ｎ｝が位置するｎ軸方向の距離を表している。

式１

また、以下の式２に示すような方法で、同領域に含まれるＳＰ信号伝達特｛ｈ_ｍ，ｎ｝についてｎ軸方向の重心ｎｇを求めるようにしても良い。

式２

さらに、次の式３に示すような方法で重心ｎｇを求めるようにしても良い。なお、同式において、re(A)は複素数Ａの実数部を示すものであり、im(A) は複素数Ａの虚数部を示すものとする。

式３

重心算出回路５４は、（ｍ，ｎ）空間上に存する｛ｈ_ｍ，ｎ｝についてｎ軸方向の重心ｎｇを計算すると、これを用いて以下の式４に基づき推定周波数偏差値Ｆdeltaを算出する。

Ｆdelta ＝（ｎｇ／ｎＹ）× Ｆａ ………（式４）
なお、式４においてＦａは、ＯＦＤＭ信号におけるシンボル送出周波数であり、前述したシンボル送出周期Ｔａの逆数、即ち
Ｆａ＝１／Ｔａ
となる。

重心算出回路５４は、算出したＦdeltaの値を推定周波数偏差信号として、これを周波数偏差検出部５０から変換周波数制御部６０に出力する。

以上に説明したように、本実施例に基づくＯＦＤＭ信号受信機は、所定の複素振幅を持つパイロット信号が重畳された複数の搬送波を含むＯＦＤＭ信号を受信して前記ＯＦＤＭ信号に周波数変換処理及び標本化処理を施して複素基底域信号を生成するフロントエンド部１０と、前記複素基底域信号から周波数領域シンボル信号を生成するシンボル抽出部２０及びＦＦＴ処理部３０と、前記周波数領域シンボル信号を復調して受信データを生成する受信データ復号部４０と、前記周波数領域シンボル信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号に含まれる搬送波の周波数偏差を検出する周波数偏差検出部５０と、該検出された周波数偏差に基づいて前記フロントエンド部１０の周波数変換処理における変換周波数を調整する変換周波数制御部６０とを含むＯＦＤＭ信号受信機であって、前記周波数偏差検出部５０は、前記周波数領域シンボル信号を搬送波周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ域内に配置格納するシンボル記憶手段に相当するシンボル記憶回路５１と、前記２次元データ領域内に配置されたシンボル信号に含まれるパイロット信号の伝達特性を算出する伝達特性算出手段に相当するＳＰ信号伝達特性算出回路５２と、該算出されたパイロット信号の伝達特性について２次元フーリエ変換を施して該変換後のデータ群を伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データ領域内に配置する２次元フーリエ変換手段に相当する２次元フーリエ変換回路５３と、前記２次元フーリエ変換データ領域内に配置された前記データ群の重心値を求めて該重心値に基づいて前記搬送波の周波数偏差を算出する重心算出手段に相当する重心算出回路５４とを含んでいる。

本実施例に基づくＯＦＤＭ信号受信機は、以上の構成を採ることによってマルチパス妨害等の外乱が大きな場合でも搬送波周波数の偏差を正確に検出することが可能となり、ＯＦＤＭ信号を復調する際の誤り率を低下させることができる。

次に、本発明に基づくの第２の実施例について説明を行う。なお、第２実施例は、ＯＦＤＭ信号受信機を構成する周波数偏差検出部の内部構造を除き第１実施例と同様である。それ故、第１実施例の場合と共通する部分の説明に関しては、図１に示された構成ブロック図、及び第１実施例の詳細説明における記載を以て代えるものとする。

次に、第１実施例との相違点である周波数偏差検出部５０ａの構成及び動作について、図６のブロック図を参照しつつ説明を行う。周波数偏差検出部５０ａは、同図に示される如く、シンボル記憶回路５１、ＳＰ（分散パイロット）信号伝達特性算出回路５２（以下“算出回路５２”と称する）、２次元フーリエ変換回路５３（以下“変換回路５３”と称する）、重心算出回路５４ａ、及び領域指定回路５５から構成されている。

周波数偏差検出部５０ａに含まれる各回路のうち、シンボル記憶回路５１から変換回路５３までの構成、及び機能については、第１実施例の場合と同様であるのでその説明は割愛する。すなわち、ＦＦＴ処理部３０から出力された周波数領域シンボル信号は、上記の各回路を経て２次元フーリエ変換後の（ｍ，ｎ）空間上に配置されたＳＰ信号伝達特性｛ｈ_ｍ，ｎ｝のスペクトラム分布を示すデータ群として重心算出回路５４ａ、並びに領域指定回路５５に供給される。

ところで、市街地において高層ビル等の建造物により受信環境が劣化してマルチパス波が増加すると、（ｍ，ｎ）空間上における｛ｈ_ｍ，ｎ｝のスペクトラム分布がさらに拡散するおそれがある。このような場合、多数のマルチパス波の中から主波の搬送波の周波数偏差のみを検出する必要がある。領域指定回路５５は、かかる対策として設けられた回路であり、図７に示す如く、重心算出回路５４ａが重心計算を行うデータ群の範囲の領域Ｂを指定するものである。

例えば、エイリアシング成分を除外した領域Ａの内部に存する｛ｈ_ｍ，ｎ｝の絶対値が最も大きいデータを検索して、当該座標を中心として所定の大きさの矩形エリアである領域Ｂを重心計算領域として指定する。重心算出回路５４ａは、かかる指定指令に基づいて領域Ｂ内に含まれる｛ｈ_ｍ，ｎ｝のみを用いて重心計算を行う。また、｛ｈ_ｍ，ｎ｝の最大絶対値を示すの座標を中心として、（ｍ，ｎ）空間上に所定の窓かけを行い、同窓空間に含まれる｛ｈ_ｍ，ｎ｝のみを用いて重心計算を行うようにしても良い。なお、重心算出回路５４ａにおける重心計算方法については第１実施例の場合と同様である。

以上に説明したように、本実施例によるＯＦＤＭ信号受信機の周波数偏差検出部５０は、前記２次元フーリエ変換データ領域内の特定領域内を指定する領域指定手段に相当する領域指定回路５５をさらに含み、２次元フーリエ変換データの重心値を求める際に前記特定領域内にあるデータ群についてのみ重心計算を行うことを特徴とする。

本実施例に基づくＯＦＤＭ信号受信機は、以上の構成を採ることにより重心計算に供する２次元フーリエ変換データの数を削減できるので、計算過程の簡易化と高速化を促進することが可能となる。これによって、ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数の偏差を迅速に検出することが可能となり、ＯＦＤＭ信号に重畳された受信データを復調する際の誤り率をさらに低下させることができる。

図１は、本発明の実施によるＯＦＤＭ信号受信機の構成を示すブロック図である。図２は、図１の受信機における周波数偏差検出部５０の構成を示すブロック図である。図３は、ＯＦＤＭ信号のシンボル空間の構成を示す説明図である。図４は、ＯＦＤＭ信号のシンボル空間に配置されたキャリアの属性を示す説明図である。図５は、２次元フーリエ変換後の（ｍ，ｎ）空間上におけるＳＰ信号伝達特性の分布を示す説明図である。図６は、本発明の第２の実施例による周波数偏差検出部５０ａの構成を示すブロック図である。図７は、本発明の第２の実施例による２次元フーリエ変換後の（ｍ，ｎ）空間上における重心計算領域を示す説明図である。

符号の説明

１ＯＦＤＭ信号受信機
１０フロントエンド部
２０シンボル抽出部
３０高速フーリエ変換処理部
４０受信データ復号部
５０、５０ａ周波数編差検出部
５１シンボル記憶回路
５２ＳＰ信号伝達特性算出回路
５３２次元高速フーリエ変換回路
５４、５４ａ重心算出回路
５５領域指定回路
６０変換周波数制御部

Claims

所定の複素振幅を持つパイロット信号が重畳された複数の搬送波を含むＯＦＤＭ信号を受信して前記ＯＦＤＭ信号に周波数変換処理及び標本化処理を施して複素基底域信号を生成するフロントエンド部と、前記複素基底域信号から周波数領域シンボル信号を生成するシンボル抽出部並びにＦＦＴ処理部と、前記周波数領域シンボル信号を復調して受信データを生成する受信データ復号部と、前記周波数領域シンボル信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号に含まれる搬送波の周波数偏差を検出する周波数偏差検出部と、該検出された周波数偏差に基づいて前記フロントエンド部の周波数変換処理における変換周波数を調整する変換周波数制御部と、を含むＯＦＤＭ信号受信機であって、
前記周波数偏差検出部は、
前記周波数領域シンボル信号を搬送波周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置して格納するシンボル記憶手段と、
前記２次元データ領域内に配置されたシンボル信号に含まれるパイロット信号の伝達特性を算出する伝達特性算出手段と、
該算出されたパイロット信号の伝達特性について２次元フーリエ変換を施して該変換後のデータ群を伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データ領域内に配置する２次元フーリエ変換手段と、
前記２次元フーリエ変換データ領域内に配置された前記データ群の重心値を求めて該重心値に基づいて前記搬送波の周波数偏差を算出する重心算出手段と、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信機。
前記周波数偏差検出部は、前記２次元フーリエ変換データ領域内の特定領域内を指定する領域指定手段をさらに含み、前記２次元フーリエ変換データの重心値を求める際に前記特定領域内にあるデータ群についてのみ重心計算を行うことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信機。
前記重心算出手段は、前記２次元フーリエ変換データ領域内に配置された２次元フーリエ変換データの各々の自乗値に基づいて前記重心の算出を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号受信機。
前記重心算出手段は、前記２次元フーリエ変換データ領域内に配置された２次元フーリエ変換データの各々の絶対値に基づいて前記重心の算出を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のＯＦＤＭ信号受信機。
前記重心算出手段は、前記２次元空フーリエ変換データ領域における次元のうち前記伝送路変動周波数の方向について前記重心の計算を行うことを特徴とする請求項３または４に記載のＯＦＤＭ信号受信機。
所定の複素振幅を持つパイロット信号が重畳された複数の搬送波を含むＯＦＤＭ信号を受信して前記ＯＦＤＭ信号に周波数変換処理及び標本化処理を施して複素基底域信号を生成する行程と、前記複素基底域信号から周波数領域シンボル信号を生成する行程と、前記周波数領域シンボル信号を復調して受信データを生成する行程と、前記周波数領域シンボル信号に基づいて前記ＯＦＤＭ信号に含まれる搬送波の周波数偏差を検出する行程と、該検出された周波数偏差に基づいて前記周波数変換処理における変換周波数を調整する行程と、を含むＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
前記周波数偏差を検出する行程は、
前記周波数領域シンボル信号を搬送波周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置して格納するステップと、
前記２次元データ領域内に配置されたシンボル信号に含まれるパイロット信号の伝達特性を算出するステップと、
該算出されたパイロット信号の伝達特性について２次元フーリエ変換を施して該変換後のデータ群を伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データ領域内に配置するステップと、
前記２次元フーリエ変換領域内に配置された前記データ群の重心値を求めて該重心値に基づいて前記搬送波の周波数偏差を算出するステップと、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ信号の受信方法。