JP4444174B2

JP4444174B2 - 周波数変換器及び無線機

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Publication number: JP4444174B2
Application number: JP2005191655A
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Inventors: 敏也三友; 理渡辺; 章二大高
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2005-06-30
Filing date: 2005-06-30
Publication date: 2010-03-31
Anticipated expiration: 2025-06-30
Also published as: JP2007013560A

Description

この発明は周波数変換器の技術、特に無線通信に用いられる周波数変換器及びこれを用いた直交変調・復調器とそれを用いた無線機に関する。

近年、無線端末の開発が盛んに行われており、無線端末の小型化、低価格化が進んでいる。無線端末において、アンテナで受信した信号をベースバンド信号に復調させる周波数変換器の特性としては、小信号入力時（周波数変換器に入力される信号電力がゼロもしくは小さい場合）には消費電流が少なく低ノイズであること、大信号入力時（周波数変換器に入力される信号電力が大きな場合）には、入出力の線形性が保たれることが要求される。

入力トランジスタとスイッチングトランジスタと出力抵抗器からなるＡＢ級動作方式のミキサ回路を周波数変換器に組み込むことは、このような要求をある程度満たすことのできる方式のひとつであるが、この方式ではミキサ回路に入力される信号の増加とともに入力トランジスタに流れる直流電流や偶数次歪といった同相電流が増加する入力トランジスタに流れる直流電流やミキサ出力電流の偶数次の歪は、スイッチングトランジスタおよび出力抵抗器に同時に流れる同相電流であり、２つの出力抵抗器にかかる電圧を変動させる。これは入力トランジスタと２つのスイッチングトランジスタの動作点の変動を引き起こし、ひいてはミキサ出力電圧（すなわち周波数変換器の出力電圧）の歪を増加させてしまう。

入力トランジスタとスイッチングトランジスタの大信号入力時変動を抑制するために、の出力抵抗器をトランジスタによる能動負荷器に置き換えた構成が考案された（例えば、非特許文献１参照）。この構成では、スイッチングトランジスタに同時にかかる同相電圧と基準電圧とを比較アンプにより比較して能動負荷にフィードバックをかけることで、同相電流の変動があっても能動負荷にかかる電圧の変動を抑制する。

しかしこの方式では、能動負荷器としてのトランジスタが抵抗器よりも大きなノイズを発生するため、ミキサ出力電圧の歪を抑制することはできても、ノイズが増加してしまうという問題がある。
Ｋ．Ｋｉｖｅｋａｓ，Ａ．Ｐａｒｓｓｉｎｅｎ，Ｊ．Ｊｕｓｓｉｌａ，Ｊ．Ｒｙｙｏａｎｅｎ，Ｋ．Ｈａｌｏｎｅｎ "ＤＥＳＩＧＮＯＦＬＯＷ−ＶＯＬＴＡＧＥＡＣＴＩＶＥＭＩＸＥＲＦＯＲＤＩＲＥＣＴＣＯＮＶＥＲＳＩＯＮＲＥＣＥＩＶＥＲＳ" ＣｉｒｃｕｉｔｓａｎｄＳｙｓｔｅｍｓ，２００１．ＩＳＣＡＳ２００１．Ｔｈｅ２００１ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＳｙｍｐｏｓｉｕｍｏｎ，Ｖｏｌｕｍｅ：４，６−９Ｍａｙ２００１Ｐａｇｅｓ：３８２ − ３８５ｖｏｌ．４

本発明は上記問題を鑑みて、周波数変換器に組み込むＡＢ級動作方式のミキサ回路の、小信号入力時の消費電流とノイズの抑制と、大信号入力時のミキサ出力電圧の歪の抑制とを目的とする。

本発明は、入力信号を周波数変換するＡＢ級動作方式のミキサ回路と、基準電圧を出力する基準電圧源と、前記ミキサ回路の出力端に接続され前記ミキサ回路の出力電流をミキサ出力電圧に変換する出力抵抗器と、前記ミキサ回路の前記出力端の同相電圧を検出し、前記同相電圧と前記基準電圧とを比較する同相電圧検出比較手段と、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から流入する電流に対する負荷が、前記同相電圧検出比較手段の比較結果によって変化する能動負荷器と、を備えることを特徴とする周波数変換器を提供する。

また本発明は、入力信号を周波数変換するＡＢ級動作方式のミキサ回路と、前記ミキサ回路の前記出力端に接続され前記ミキサ回路の出力電流をミキサ出力電圧に変換する出力抵抗器と、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から電流が流入するトランスインピーダンスアンプと、前記トランスインピーダンスアンプの２つの出力端うち一端に一端が接続する第１の抵抗器と、前記トランスインピーダンスアンプの２つの前記出力端うち他端と前記第１の抵抗器の他端に接続する第２の抵抗器と、基準電圧を出力する基準電圧源と、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との接続部から得る同相電圧と前記基準電圧との差動増幅信号を出力する同相検出比較アンプと、前記トランスインピーダンスアンプの前記出力端から流入する電流に対する負荷が、前記差動増幅信号によって変化する能動負荷トランジスタと、を備えることを特徴とする周波数変換器を提供する。

また本発明は、アンテナと、前記アンテナで受信した信号を増幅する増幅器と、前記増幅器で増幅された前記信号を周波数変換するＡＢ級動作方式のミキサ回路と、基準電圧を出力する基準電圧源と、前記ミキサ回路の出力端に接続され前記ミキサ回路の出力電流をミキサ出力電圧に変換する出力抵抗器と、前記ミキサ回路の前記出力端の同相電圧を検出し、前記同相電圧と前記基準電圧とを比較する同相電圧検出比較手段と、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から流入する電流に対する負荷が、前記同相電圧検出比較手段の比較結果によって変化する能動負荷器と、前記ミキサ出力電圧として得られる周波数変換信号をチャネル選択するチャネルセレクトフィルタと、前記チャネルセレクトフィルタの出力を振幅調整する可変利得増幅器と、を備えることを特徴とする無線受信機を提供する。

また本発明は、アンテナと、前記アンテナで受信した信号を増幅する増幅器と、前記増幅器で増幅された前記信号を周波数変換するＡＢ級動作方式のミキサ回路と、前記ミキサ回路の前記出力端に接続され前記ミキサ回路の出力電流をミキサ出力電圧に変換する出力抵抗器と、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から電流が流入するトランスインピーダンスアンプと、前記トランスインピーダンスアンプの２つの出力端うち一端に一端が接続する第１の抵抗器と、前記トランスインピーダンスアンプの２つの前記出力端うち他端と前記第１の抵抗器の他端に接続する第２の抵抗器と、基準電圧を出力する基準電圧源と、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との接続部から得る同相電圧と前記基準電圧との差動増幅信号を出力する同相検出比較アンプと、前記トランスインピーダンスアンプの前記出力端から流入する電流に対する負荷が、前記差動増幅信号によって変化する能動負荷トランジスタと、前記ミキサ出力電圧として得られる周波数変換信号をチャネル選択するチャネルセレクトフィルタと、前記チャネルセレクトフィルタの出力を振幅調整する可変利得増幅器と、を備えることを特徴とする無線機を提供する。

本発明によれば、周波数変換器に組み込むＡＢ級動作方式のミキサ回路の、小信号入力時の消費電流とノイズを抑制し、大信号入力時のミキサ出力電圧の歪を抑制することができる。

（第１の実施の形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１及び図２を参照して説明する。

図１は本実施の形態に係る、ダイレクトコンバージョン方式の無線受信機の構成図である。

無線受信機１００は、アンテナ１０２、増幅器１０４、周波数変換器２００、第１チャネルセレクトフィルタ１０６、第２チャネルセレクトフィルタ１０７、第１可変利得増幅器１０８、第２可変利得増幅器１０９、シンセサイザ１１０を備える。

アンテナ１０２で受信した信号は低雑音増幅器１０４によって増幅される。周波数変換器２００および３００は、低雑音増幅器１０４の出力であるＲＦ信号を、シンセサイザ１１０が出力するＬ０信号を用いて直交成分に分離してベースバンド信号（ＢＢ信号）に復調する。

周波数変換器２００の出力信号はチャネルセレクトフィルタ１０６にてチャネル選択され、可変利得増幅器１０８にて振幅調整される。また、もう一方の周波数変換器３００の出力信号はチャネルセレクトフィルタ１０７にてチャネル選択され、可変利得増幅器１０９にて振幅調整される。

周波数変換器２００について図２の回路図を用いて説明する。

周波数変換器２００はミキサ回路２０１、能動負荷器２０２及び２１２、同相検出比較器２０３、基準電圧源２０４、出力抵抗器２０５及び２１５、ＲＦバイアス抵抗２０７及び２０８、ＲＦ入力コンデンサ２０９、ＲＦバイアス電源２１０を備える。

本実施の形態のミキサ回路２０１は入力トランジスタ２２１、スイッチングトランジスタ２２２及び２２３を備える、シングルバランス方式のＡＢ級動作ミキサ回路である。エミッタが接地される入力トランジスタ２２１のコレクタにスイッチングトランジスタ２２２及び２２３のエミッタが接続される。

入力トランジスタ２２１のベースにはＲＦ入力コンデンサ２０９の一端が接続される。ＲＦ入力コンデンサ２０９の他端からＲＦ信号が入力される。入力トランジスタ２２１のベースとＲＦ入力コンデンサ２０９の一端との間に、ＲＦバイアス抵抗２０７及び２０８のそれぞれの一端が接続される。ＲＦバイアス抵抗２０７の他端にはＲＦバイアス電源２１０が接続され、ＲＦバイアス抵抗２０７の他端に直流バイアス電圧を印可する。ＲＦバイアス抵抗２０９の他端は接地される。この構造により、入力トランジスタ２２１のベースには、直流バイアス電圧分だけバイアスされたＲＦ信号が入力されることになる。

また、スイッチングトランジスタ２２２及び２２３のベースにはＬＯ信号が差動入力される。スイッチングトランジスタ２２２及び２２３のコレクタは、ミキサ回路２０１の出力端となる。

ミキサ回路２０１の出力端であるスイッチングトランジスタ２２２のコレクタには、能動負荷器２０２と出力抵抗器２０５とが並列接続される。スイッチングトランジスタ２２２のコレクタ電流は、能動負荷器２０２と出力抵抗器２０５とに分流される。また、もう一方の出力端であるスイッチングトランジスタ２２３のコレクタには、能動負荷器２１２と出力抵抗器２１５とが並列接続される。スイッチングトランジスタ２２３のコレクタ電流は、能動負荷トランジスタ４０２と出力抵抗器４０５とに分流される。さらに、出力抵抗器２０５と出力抵抗器２１５との他端同士が接続されている。同相検出比較器２０３はスイッチングトランジスタ２２２のコレクタとスイッチングトランジスタ２２３のコレクタとの間の電圧（すなわちミキサ出力電圧）の同相成分を検出する。同相検出比較器２０３は、検出した同相電圧を基準電圧源２０４が出力する基準電圧と比較する。この比較結果に基づいて能動負荷器２０２の負荷が制御され、スイッチングトランジスタ２２２のコレクタから能動負荷器２０２へ分流する電流の量が変化される。またこの比較結果に基づいて能動負荷器２１２の負荷が制御され、スイッチングトランジスタ２２３のコレクタから能動負荷器２１２へ分流する電流の量が変化される。その結果、出力抵抗器２０５及び２１５に流れる電流の同相成分が一定に保たれ、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

ミキサ出力電圧はＢＢ信号としてチャネルセレクトフィルタ１０６へ出力される。

なお、出力抵抗器２０５及び２１５は互いに同等の抵抗値としてよい。スイッチングトランジスタ２２２及び２２３は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。能動負荷器２０２及び２１２は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。そうすることでミキサ出力電圧が正負対象な特性となるような周波数変換器２００とすることができる。

ここで、ＲＦ信号の大きさで場合分けして、周波数変換器２００の動作について説明する。

ＲＦ信号の電力が０である場合の動作について説明する。同相検出比較器２０３がミキサ出力電圧の同相成分を検出する。同相検出比較器２０３は、検出した同相電圧を基準電圧源２０４が出力する基準電圧と比較して、比較結果に基づいて能動負荷器２０２及び２１２を制御して、出力抵抗器２０５及び２１５に流れる電流の同相成分を一定に保つよう制御する。その結果、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

ＲＦ信号の電力が小さい場合の動作について説明する。ミキサ回路２０１の入力トランジスタ２２１のベースにＲＦ入力コンデンサ２０９を介して入力されるＲＦ信号が小さい場合、入力トランジスタ２２１のベース−エミッタ間電圧特性によって入力トランジスタ２２１のエミッタ−コレクタ間の直流電流の増加はほとんどなく、ひいてはスイッチングトランジスタ２２２および２２３のエミッタ−コレクタ間の電流の増加もほぼないので、ＲＦ信号の振幅が０である場合とほぼ同じ動作となる。したがって、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

以上のように、無線受信機１００の待機時のようにＲＦ信号の振幅が０あるいは小さい場合は、入力トランジスタ２２１のエミッタ−コレクタ間電流はほとんど変化せず、ひいてはスイッチングトランジスタ２２２および２２３のエミッタ−コレクタ間の電流もほぼ変化しない。周波数変換器２００の消費電力は入力トランジスタ２２１のベースに印可される直流バイアス電圧で決定される電流のみによって決定され、それ以上の電流消費を避けることができる。

また、能動負荷器２０２及び２１２に流れる電流が出力抵抗器２０５及び２１５に流れる電流に比べて小さいので、能動負荷器２０２及び２１２が発生するノイズは出力抵抗器２０５及び２１５で発生するノイズに比べて小さく、ミキサ出力電圧に与える影響は小さい。

ＲＦ信号が比較的大きい場合の動作について説明する。入力トランジスタ２２１のベースにＲＦ入力コンデンサ２０９を介して入力されるＲＦ信号が十分に大きければ、入力トランジスタ２２１のベース−エミッタ間電圧特性によって入力トランジスタ２２１のエミッタ−コレクタ間に直流電流が増加し、スイッチングトランジスタ２２２および２２３のエミッタ−コレクタ間の直流電流も増加する。そのため、ミキサ出力電圧の同相成分も増加しようとし、スイッチングトランジスタ２２２および２２３の動作点が変わることでミキサ出力電圧は下がろうとする。しかし同相検出比較器２０３がミキサ出力電圧の同相成分の増加を検出し、検出した同相電圧を基準電圧源２０４が出力する基準電圧と比較して、比較結果に基づいて能動負荷器２０２及び２１２を制御して、出力抵抗器２０５及び２１５に流れる電流の同相成分を一定に保つよう制御するので、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。したがって出力抵抗器２０５及び２１５に流れる同相電流は、ＲＦ信号が比較的小さい場合とほぼ同じ値で一定に保たれる。その結果、入力トランジスタ２２１やスイッチングトランジスタ２２２および２２３の動作点が安定するのでミキサ出力電圧のＲＦ信号に対する線形性が確保される。

能動負荷器２０２及び２１２に流れる電流が大きくなり能動負荷器２０２及び２１２が発生するノイズも増加するが、ミキサ出力電圧として得られる信号も大きいので、能動負荷器２０２及び２１２のノイズがそれに与える影響は小さい。

以上のように、無線受信機１００の動作時は、ＲＦ信号が比較的小さい場合であっても大きい場合であっても、ミキサ出力電圧のＲＦ信号に対する線形性を確保しつつ、ミキサ出力電圧に対する能動負荷器２０２及び２１２のノイズの影響を小さく抑えられる。

よって、本実施の形態によれば、周波数変換器に組み込むＡＢ級動作方式のミキサ回路の、小信号入力時の消費電流とノイズを抑制し、大信号入力時のミキサ出力電圧の歪を抑制することができる。

（第２の実施の形態）
以下、本発明の第２の実施形態について説明する。

本実施の形態の無線受信機１００は、第１の実施の形態の無線受信機１００の周波数変換器２００および３００に代えて、図３の回路図に示す周波数変換器４００を備えるものである。周波数変換器４００は、第１の実施の形態の周波数変換器２００の能動負荷器２０２及び２１２と同相検出比較器２０３に代えて、能動負荷トランジスタ４０２及び４１２と同相検出比較アンプ４０３と同相検出抵抗器４１３及び４２３を備える。

図３に示す周波数変換器４００はミキサ回路４０１、能動負荷トランジスタ４０２及び４１２、同相検出比較アンプ４０３、同相検出抵抗器４１３及び４２３、基準電圧源４０４、出力抵抗器４０５及び４１５、ＲＦバイアス抵抗４０７及び４０８、ＲＦ入力コンデンサ４０９、ＲＦバイアス電源４１０を備える。

ミキサ回路４０１は入力トランジスタ４２１、スイッチングトランジスタ４２２及び４２３を備える、シングルバランス方式のＡＢ級動作方式のミキサ回路である。エミッタが接地される入力トランジスタ４２１のコレクタにスイッチングトランジスタ４２２及び４２３のエミッタが接続される。

入力トランジスタ４２１のベースにはＲＦ入力コンデンサ４０９の一端が接続される。ＲＦ入力コンデンサ４０９の他端からＲＦ信号が入力される。入力トランジスタ４２１のベースとＲＦ入力コンデンサ４０９の一端との間に、ＲＦバイアス抵抗４０７及び４０８のそれぞれの一端が接続される。ＲＦバイアス抵抗４０７の他端にはＲＦバイアス電源４１０が接続され、ＲＦバイアス抵抗４０７の他端に直流バイアス電圧を印可する。ＲＦバイアス抵抗４０９の他端は接地される。この構造により、入力トランジスタ４２１のベースには、直流バイアス電圧分だけバイアスされたＲＦ信号が入力されることになる。

また、スイッチングトランジスタ４２２及び４２３のベースにはＬＯ信号が差動入力される。スイッチングトランジスタ４２２及び４２３のコレクタは、ミキサ回路４０１の出力端となる。

ミキサ回路４０１の出力端であるスイッチングトランジスタ４２２のコレクタには、能動負荷トランジスタ４０２のソースと出力抵抗器４０５の一端とが接続される。能動負荷トランジスタ４０２のドレインと出力抵抗器４０５の他端も互いに接続されており、能動負荷トランジスタ４０２と出力抵抗器４０５とは並列接続の関係となる。またスイッチングトランジスタ４２２のコレクタには同相検出抵抗器４１３の一端が接続される。スイッチングトランジスタ４２２のコレクタ電流は、能動負荷トランジスタ４０２と出力抵抗器４０５とに分流される。

もう一方の出力端であるスイッチングトランジスタ４２３のコレクタには、能動負荷トランジスタ４１２のソースと出力抵抗器４１５一端とが接続される。能動負荷トランジスタ４１２のドレインと出力抵抗器４１５の他端も互いに接続されており、能動負荷トランジスタ４１２と出力抵抗器４１５とは並列接続の関係となる。またスイッチングトランジスタ４２３のコレクタには同相検出抵抗器４２３の一端が接続される。スイッチングトランジスタ４２３のコレクタ電流は、能動負荷トランジスタ４１２と出力抵抗器４１５とに分流される。さらに、出力抵抗器４０５と出力抵抗器４１５との他端同士が接続されている。

同相検出抵抗器４１３と同相検出抵抗器４２３との他端同士は互いに接続される。同相検出抵抗器４１３と同相検出抵抗器４２３との抵抗値が同等であれば、両者の接続部の電圧は、ミキサ回路４０１の出力端間の電圧の平均値すなわちミキサ出力電圧の同相成分とほぼ等しくなる。

同相検出比較アンプ４０３は、同相検出抵抗器４１３と同相検出抵抗器４２３の接続部の電圧と基準電圧源４０４が出力する基準電圧とを差動増幅して差動増幅信号を出力する。

能動負荷トランジスタ４０２及び４１２は本実施の形態ではＭＯＳトランジスタである。能動負荷トランジスタ４０２及び４１２のゲートには同相検出比較アンプ４０３の出力が入力される。同相検出比較アンプ４０３の出力が大きくなるほど、スイッチングトランジスタ２２２のコレクタから能動負荷トランジスタ４０２へ分流する電流が多くなる。また同相検出比較アンプ４０３の出力によって、スイッチングトランジスタ２２３のコレクタから能動負荷トランジスタ４１２へ分流する電流が多くなる。その結果、出力抵抗器４０５及び４１５に流れる電流の同相成分が一定に保たれ、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

なお、出力抵抗器４０５及び４１５は互いに同等の抵抗値としてよい。スイッチングトランジスタ４２２及び４２３は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。能動負荷トランジスタ４０２及び４１２は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。そうすることでミキサ出力電圧が正負対象な特性となるような周波数変換器４００とすることができる。

ここで、ＲＦ信号の大きさで場合分けして、周波数変換器４００の動作について説明する。

ＲＦ信号の電力が０である場合の動作について説明する。同相検出比較アンプ４０３がミキサ出力電圧の同相成分と基準電圧源４０４の基準電圧とを差動増幅する。同相検出比較アンプ４０３が能動負荷トランジスタ４０２及び４１２のゲートに接続されているので、ミキサ出力電圧の同相成分が基準電圧源４０４の基準電圧を超えると能動負荷トランジスタ４０２及び４１２のドレインーソース間の電流が増加して、出力抵抗器４０５及び４１５に流れる電流の増加を防ぐ。その結果、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

ＲＦ信号の電力が小さい場合の動作について説明する。ミキサ回路４０１の入力トランジスタ４２１のベースにＲＦ入力コンデンサ４０９を介して入力されるＲＦ信号が小さい場合、入力トランジスタ４２１のベース−エミッタ間電圧特性によって入力トランジスタ４２１のエミッタ−コレクタ間の直流電流の増加はほとんどなく、ひいてはスイッチングトランジスタ４２２および４２３のエミッタ−コレクタ間の電流の増加もほぼないので、ＲＦ信号の振幅が０である場合とほぼ同じ動作となる。したがって、ミキサ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

以上のように、無線受信機１００の待機時のようにＲＦ信号の振幅が０あるいは小さい場合は、入力トランジスタ４２１のエミッタ−コレクタ間電流はほとんど変化せず、ひいてはスイッチングトランジスタ４２２および４２３のエミッタ−コレクタ間の電流もほぼ変化しない。周波数変換器４００の消費電力は入力トランジスタ２２１のベースに印可される直流バイアス電圧で決定される電流のみによって決定され、それ以上の電流消費を避けることができる。

また、能動負荷トランジスタ４０２及び４１２に流れる電流が出力抵抗器４０５及び４１５に流れる電流に比べて小さいので、能動負荷トランジスタ４０２及び４１２が発生するノイズは出力抵抗器４０５及び４１５で発生するノイズに比べて小さく、ミキサ出力電圧に与える影響は小さい。

ＲＦ信号が比較的大きい場合の動作について説明する。入力トランジスタ４２１のベースにＲＦ入力コンデンサ４０９を介して入力されるＲＦ信号が十分に大きければ、入力トランジスタ４２１のベース−エミッタ間電圧特性によって入力トランジスタ４２１のエミッタ−コレクタ間に直流電流が増加し、スイッチングトランジスタ４２２および４２３のエミッタ−コレクタ間の直流電流も増加する。そのため、ミキサ出力電圧の同相成分も増加しようとし、スイッチングトランジスタ２２２および２２３の動作点が変わることでミキサ出力電圧は下がろうとする。しかし同相検出比較アンプ４０３がミキサ出力電圧の同相成分と基準電圧源４０４の基準電圧とを差動増幅し、ミキサ出力電圧の同相成分と基準電圧源４０４の基準電圧の差に応じて能動負荷トランジスタ４０２及び４１２のドレインーソース間の電流が増加させ、出力抵抗器２０５及び２１５に流れる電流の増加を防ぐ。その結果、出力抵抗器４０５及び４１５に流れる同相電流は、ＲＦ信号が比較的小さい場合とほぼ同じ値で一定に保たれる。そのため入力トランジスタ４２１やスイッチングトランジスタ４２２および４２３の動作点が安定するのでミキサ出力電圧のＲＦ信号に対する線形性が確保される。

能動負荷トランジスタ４０２及び４１２に流れる電流が大きくなり能動負荷トランジスタ４０２及び４１２が発生するノイズも増加するが、ミキサ出力電圧として得られる信号も大きいので、能動負荷トランジスタ４０２及び４１２のノイズがそれに与える影響は小さい。

以上のように、無線受信機１００の動作時は、ＲＦ信号が比較的小さい場合であっても大きい場合であっても、ミキサ出力電圧のＲＦ信号に対する線形性を確保しつつ、ミキサ出力電圧に対する能動負荷トランジスタ４０２及び４１２のノイズの影響を小さく抑えられる。

（第３の実施の形態）
以下、本発明の第３の実施形態について説明する。

本実施の形態の無線受信機１００は、第１の実施の形態の無線受信機１００の周波数変換器２００および３００に代えて、図４の回路図に示す周波数変換器６００を備えるものである。周波数変換器６００は、ミキサ回路６０１の出力端にトランスインピーダンスアンプ６５０を接続したものである。

図４に示す周波数変換器６００はミキサ回路６０１、能動負荷トランジスタ６０２及び６１２、ＲＦバイアス抵抗６０７及び６０８、ＲＦ入力コンデンサ６０９、ＲＦバイアス電源６１０、同相検出比較アンプ６０３、同相検出抵抗器６１３及び６２３、基準電圧源６０４、出力抵抗器６０５及び６１５、トランスインピーダンスアンプ６５０を備える。

本実施の形態のミキサ回路６０１は入力トランジスタ６２１、スイッチングトランジスタ６２２及び６２３を備える、ＡＢ級動作方式のミキサ回路である。エミッタが接地される入力トランジスタ６２１のコレクタにスイッチングトランジスタ６２２及び６２３のエミッタが接続される。

入力トランジスタ６２１のベースにはＲＦ入力コンデンサ６０９の一端が接続される。ＲＦ入力コンデンサ６０９の他端からＲＦ信号が入力される。入力トランジスタ６２１のベースとＲＦ入力コンデンサ６０９の一端との間に、ＲＦバイアス抵抗６０７及び６０８のそれぞれの一端が接続される。ＲＦバイアス抵抗６０７の他端にはＲＦバイアス電源６１０が接続され、ＲＦバイアス抵抗６０７の他端に直流バイアス電圧を印可する。ＲＦバイアス抵抗６０９の他端は接地される。この構造により、入力トランジスタ６２１のベースには、直流バイアス電圧分だけバイアスされたＲＦ信号が入力されることになる。

また、スイッチングトランジスタ６２２及び６２３のベースにはＬＯ信号が差動入力される。スイッチングトランジスタ６２２及び６２３のコレクタは、ミキサ回路６０１の出力端となる。

ミキサ回路６０１の出力端であるスイッチングトランジスタ６２２のコレクタには、出力抵抗器６０５の一端とトランスインピーダンスアンプ６５０の入力端の一端が接続される。ミキサ回路６０１のもう一方の出力端であるスイッチングトランジスタ６２３のコレクタには、出力抵抗器６１５の一端とトランスインピーダンスアンプ６５０の入力端の他端が接続される。出力抵抗器６０５と出力抵抗器６１５との他端同士は互いに接続されている。

トランスインピーダンスアンプ６５０は定電流源６５１、トランジスタ６５２及び６６２、帰還抵抗器６５３及び６６３を備える。トランジスタ６５２のベースはトランスインピーダンスアンプ６５０の入力端の一端として出力抵抗器６０５の一端と接続される。帰還抵抗器６５３はトランジスタ６５２のコレクタとベースに接続される。トランジスタ６５２のコレクタはトランスインピーダンスアンプ６５０の出力端の一端となる。

トランジスタ６６２のベースはトランスインピーダンスアンプ６５０の入力端の他端として出力抵抗器６１５の一端と接続される。帰還抵抗器６６３はトランジスタ６６２のコレクタとベースに接続される。トランジスタ６６２のコレクタはトランスインピーダンスアンプ６５０の出力端の他端となる。

トランジスタ６５２及び６６２のエミッタ同士は互いに接続され、そこに定電流源６５１が接続される。

トランスインピーダンスアンプ６５０の出力端の一端であるトランジスタ６５２のコレクタには能動負荷トランジスタ６０２のソースと同相検出抵抗器６１３の一端とが接続される。トランスインピーダンスアンプの出力端としてのトランジスタ６５２のコレクタの電流は、能動負荷トランジスタ６０２と帰還抵抗器６５３とに分流される。トランスインピーダンスアンプ６５０の出力端の他端であるトランジスタ６６２のコレクタには能動負荷トランジスタ６１２のソースと同相検出抵抗器６２３の他端とが接続される。トランスインピーダンスアンプの出力端としてのトランジスタ６６２のコレクタの電流は、能動負荷トランジスタ６１２と帰還抵抗器６６３とに分流される。同相検出抵抗器６１３と同相検出抵抗器６２３との他端同士は互いに接続される。同相検出抵抗器６１３と同相検出抵抗器６２３との抵抗値が同等であれば、両者の接続部の電圧は、トランスインピーダンスアンプ６５０の出力端間の電圧の平均値すなわちトランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分とほぼ等しくなる。

同相検出比較アンプ６０３は、同相検出抵抗器６１３と同相検出抵抗器６２３の接続部の電圧と基準電圧源６０６が出力する基準電圧とを差動増幅して差動増幅信号を出力する。

能動負荷トランジスタ６０２及び６１２は本実施の形態ではＭＯＳトランジスタである。能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のドレイン同士は互いに接続されている。能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のゲートには同相検出比較アンプ６０３の出力が入力される。同相検出比較アンプ６０３の出力が大きくなるほど、トランジスタ６５２のコレクタから能動負荷トランジスタ６０２へ分流する電流が多くなる。また同相検出比較アンプ６０３の出力によって、トランジスタ６６２のコレクタから能動負荷トランジスタ６１２へ分流する電流が多くなる。その結果、帰還抵抗器６５３及び６６３に流れる電流の同相成分が一定に保たれ、トランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。トランスインピーダンスアンプ出力電圧はＢＢ信号としてチャネルセレクトフィルタ１０６へ出力される。

なお、出力抵抗器６０５及び６１５は互いに同等の抵抗値としてよい。スイッチングトランジスタ６２２及び６２３は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。能動負荷トランジスタ６０２及び６１２は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。帰還抵抗器６５３及び６６３は互いに同等の抵抗値としてよい。トランジスタ６５２及び６６２は互いに同等の特性を有するものを用いてよい。そうすることでミキサ出力電圧が正負対象な特性となるような周波数変換器６００とすることができる。

ここで、ＲＦ信号の大きさで場合分けして、周波数変換器６００の動作について説明する。

ＲＦ信号の電力が０である場合の動作について説明する。出力抵抗器６０５及び６１５に流れる電流の同相成分は、トランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分としてあらわれる。同相検出比較アンプ６０３はトランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分と基準電圧源６０４の基準電圧とを差動増幅する。同相検出比較アンプ６０３が能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のゲートに接続されているので、トランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分が基準電圧源６０４の基準電圧を超えると能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のドレインーソース間の電流が増加する。すると、トランスインピーダンス出力電圧の同相成分の変化が抑制される傾向となり、出力抵抗器６０５及び６１５に流れる電流の増加もまた防がれる。

トランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たれる。

ＲＦ信号が小さい場合の動作について説明する。ミキサ回路６０１の入力トランジスタ６２１のベースにＲＦ入力コンデンサ６０９を介して入力されるＲＦ信号が小さい場合、入力トランジスタ６２１のベース−エミッタ間電圧特性によって入力トランジスタ６２１のエミッタ−コレクタ間の直流電流の増加はほとんどなく、ひいてはスイッチングトランジスタ６２２および６２３のエミッタ−コレクタ間の電流の増加もほぼないので、ＲＦ信号の振幅が０である場合とほぼ同じ動作となる。したがって、トランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分はほぼ一定に保たる。

以上のように、無線受信機１００の待機時のようにＲＦ信号の振幅が０あるいは小さい場合は、入力トランジスタ６２１のエミッタ−コレクタ間電流はほとんど変化せず、ひいてはスイッチングトランジスタ６２２および６２３のエミッタ−コレクタ間の電流もほぼ変化しない。周波数変換器６００の消費電力は入力トランジスタ６２１のベースに印可される直流バイアス電圧で決定される電流のみによって決定され、それ以上の電流消費を避けることができる。

また、トランスインピーダンスアンプ６５０の出力端に流れる電流も小さいので、能動負荷トランジスタ６０２及び６１２に流れる電流も小さく、ミキサ出力電圧に与える影響が小さい。

ＲＦ信号が比較的大きい場合の動作について説明する。

入力トランジスタ６２１のベースにＲＦ入力コンデンサ６０９を介して入力されるＲＦ信号が十分に大きければ、入力トランジスタ６２１のベース−エミッタ間電圧特性によって入力トランジスタ６２１のエミッタ−コレクタ間に直流電流が増加し、スイッチングトランジスタ６２２および６２３のエミッタ−コレクタ間の直流電流も増加する。それによって出力抵抗器６０５及び６１５に流れる電流の同相成分が増加すれば、スイッチングトランジスタ６２２および６２３のコレクタの電圧が変化して動作点が変わることでミキサ出力電圧は降下する。

しかしスイッチングトランジスタ６２２のコレクタの電流は、出力抵抗器６０５及び６１５だけでなく、トランスインピーダンスアンプ６５０へ分流されるので、トランスインピーダンスアンプ６５０が接続していない構造よりも、スイッチングトランジスタ６２２および６２３のエミッタ−コレクタ間の直流電流の増加がスイッチングトランジスタ６２２および６２３の動作点の変化に与える影響が少なく、トランスインピーダンスアンプ出力電圧のＲＦ信号に対する線形性の変化も少なくて済む。

また、同相検出比較アンプ６０３がトランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分と基準電圧源６０４の基準電圧とを差動増幅し、トランスインピーダンスアンプ出力電圧の同相成分と基準電圧源６０４の基準電圧の差に応じて能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のドレインーソース間の電流を増加させる。その結果、トランスインピーダンス出力電圧の同相成分の変化が抑制される。

ＲＦ信号が比較的大きければ能動負荷トランジスタ６０２及び６１２に流れる電流も大きくなり能動負荷トランジスタ６０２及び６１２が発生するノイズも増加するが、トランスインピーダンスアンプ出力電圧として得られる信号が大きいので、能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のノイズがそれに与える影響は小さい。

以上のように、無線受信機１００の動作時は、ＲＦ信号が比較的小さい場合であっても大きい場合であっても、トランスインピーダンスアンプ出力電圧のＲＦ信号に対する線形性を確保しつつ、トランスインピーダンスアンプ出力電圧に対する能動負荷トランジスタ６０２及び６１２のノイズの影響を小さく抑えられる。

よって、トランスインピーダンスアンプと能動負荷トランジスタを組み合わせた本実施の形態によれば、周波数変換器に組み込むＡＢ級動作方式のミキサ回路の、小信号入力時の消費電流とノイズを抑制し、大信号入力時のミキサ出力電圧の歪を抑制することができる。

なお、上記実施の形態ではミキサ回路２００、４００、６００を、シングルバランス方式のミキサ回路として説明したが、例えばダブルバランス方式などのその他の形式のミキサ回路を用いてもよい。

第１の実施の形態の無線受信機の構成図。第１の実施の形態の周波数変換器の回路図。第２の実施の形態の周波数変換器の回路図。第３の実施の形態の周波数変換器の回路図。

符号の説明

１００・・・無線受信機
１０２・・・アンテナ
１０４・・・増幅器，
２００，３００，４００，６００・・・周波数変換器
１０６・・・第１チャネルセレクトフィルタ
１０７・・・第２チャネルセレクトフィルタ
１０８・・・第１可変利得増幅器
１０９・・・第２可変利得増幅器
１１０・・・シンセサイザ，
２０７，２０８，４０７，４０８，６０７，６０８・・・ＲＦバイアス抵抗
２０９，４０９，６０９・・・ＲＦ入力コンデンサ
２１０，４１０，６１０・・・ＲＦバイアス電源
２２１，４２１，６２１・・・入力トランジスタ
２２２，２２３，４２２，４２３，６２２，６２３・・・スイッチングトランジスタ
４０２，４１２，６０２，６１２・・・能動負荷トランジスタ
４０３，６０３・・・同相検出比較アンプ
４１３，４２３，６１３，６２３・・・同相検出抵抗器
６５０・・・トランスインピーダンスアンプ
６５１・・・定電流源
６５２，６６２・・・トランジスタ
６５３，６６３・・・帰還抵抗器

Claims

入力信号を周波数変換するＡＢ級動作方式のミキサ回路と、
基準電圧を出力する基準電圧源と、
前記ミキサ回路の出力端に接続され前記ミキサ回路の出力電流をミキサ出力電圧に変換する出力抵抗器と、
前記ミキサ回路の前記出力端の同相電圧を検出し、前記同相電圧と前記基準電圧とを比較する同相電圧検出比較手段と、
前記出力抵抗器と並列に接続され、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から流入する電流に対する負荷が、前記同相電圧検出比較手段の比較結果によって変化する能動負荷器と、
を備えることを特徴とする周波数変換器。
前記能動負荷器の前記負荷は、前記出力抵抗器に分流する電流の同相成分が一定に保たれるように変化することを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
前記ミキサ回路の２つの出力端うち一端に一端が接続する第１の抵抗器と、
前記ミキサ回路の２つの出力端うち他端と前記第１の抵抗器の他端に接続する第２の抵抗器と、を備え、
前記同相電圧検出比較手段は、前記第１の抵抗器と前記第２の抵抗器との接続部から得る同相電圧と前記基準電圧との差動増幅信号を出力する同相検出比較アンプであり、
前記能動負荷器は、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から流入する電流に対する負荷が、前記差動増幅信号によって変化する能動負荷トランジスタであることを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
アンテナと、
前記アンテナで受信した信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器で増幅された前記信号を周波数変換するＡＢ級動作方式のミキサ回路と、
基準電圧を出力する基準電圧源と、
前記ミキサ回路の出力端に接続され前記ミキサ回路の出力電流をミキサ出力電圧に変換する出力抵抗器と、前記ミキサ回路の前記出力端の同相電圧を検出し、前記同相電圧と前記基準電圧とを比較する同相電圧検出比較手段と、
前記出力抵抗器と並列に接続され、前記ミキサ回路の前記出力端と前記出力抵抗器との間から流入する電流に対する負荷が、前記同相電圧検出比較手段の比較結果によって変化する能動負荷器と、
前記ミキサ出力電圧として得られる周波数変換信号をチャネル選択するチャネルセレクトフィルタと、
前記チャネルセレクトフィルタの出力を振幅調整する可変利得増幅器と、
を備えることを特徴とする無線機。