JP4410801B2

JP4410801B2 - Ｏｆｄｍ信号の変調および復調

Info

Publication number: JP4410801B2
Application number: JP2006546353A
Authority: JP
Inventors: フラー、ジーメオン; イェリト、イェンズ; ショット、ヴォルフガング; ヴァイス、ビート
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 2004-01-06
Filing date: 2004-11-19
Publication date: 2010-02-03
Anticipated expiration: 2024-11-19
Also published as: EP1702445A1; US20090323510A1; DE602004006537T2; CN1902876B; EP1702445B1; WO2005076557A1; DE602004006537D1; ATE362683T1; CN1902876A; JP2007518302A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ信号の変調および復調のための方法およびデバイスに関する。

直交周波数分割多重（orthogonalfrequency-division multiplexing, ＯＦＤＭ）は、高速ブロードバンド通信システムにとって魅力的な信号方式となっている。ＯＦＤＭベース・システムでは、ユーザ・データ・ストリームが低速の並行ストリームに分割される。その後、取得されたサブストリームが別々の副搬送波を変調する。副搬送波間の周波数間隔を適切に選択することによって搬送波が直交し、副搬送波間で何らかのスペクトルの重なり合いが許容され、スペクトルの効率上昇につながる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ、ＥＴＳＩＨｉｐｅｒｌａｎ／２、およびＥＴＳＩＤＡＢ／ＤＶＢ−Ｔなどの近年の無線標準は、中程度受信機の複雑性を伴うマルチパス・フェージングに対処するためにＯＦＤＭを適用するが、ＡＮＳＩｘＤＳＬなどの有線標準は、個々の副搬送波上での動的なビット割り振りおよび電力制御に対してＯＦＤＭの可能性を活用する。

ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠した送信機のＯＦＤＭ関連部分の典型的な実施は、変調マッピング・ユニット、逆高速フーリエ変換（inverse fastFourier transform, ＩＦＦＴ）ユニット、および並列直列ユニットを備える。着信データ・ビットは符号化され、位相偏移キーイング（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ）、または直交振幅変調（１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）のいずれかを使用して、Ｎ＝６４副搬送波から４８データ副搬送波上にマッピングされる。複素ベースバンド（ＢＢ）ＯＦＤＭ信号は、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）コンポーネントを備え、後続の循環前置拡張および並列直列ユニットにおける並列直列変換によって逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）として実施される、６４ポイント逆離散型フーリエ変換（inversediscrete Fourier transform, ＩＤＦＴ）によって生成される。たとえば一般的なＯＦＤＭ変調装置は、米国特許第６３０４６１１Ｂ１号から知られている。

取得された複素ＢＢＯＦＤＭ信号のデジタル・アナログ変換（ＤＡＣ）および低域フィルタリングの後、発振器によって提供された搬送波信号によって駆動されるアナログＩ／Ｑ変調装置は、ＯＦＤＭ帯域通過信号を生成する。アナログ・フィルタリングおよび増幅の後、信号は無線周波数（ＲＦ）帯域で電波伝送される。オプションで、中間周波数（intermediatefrequency, ＩＦ）帯域からＲＦ帯域への追加のミキシング段階がヘテロダイン無線フロントエンドで適用される。

代替実施態様では、ＤＡＣをＩＦ帯域に移動させ、デジタルＩ／Ｑ変調装置を使用する。この方式では、アナログＩ／Ｑ変調ブランチにおけるフィルタおよびクロック位相の不完全さによる、振幅、位相、および遅延の不均衡は回避するが、必要なサンプリング周波数は増加する。追加のデジタル補間フィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして具体化するか、または（未使用）副搬送波（sub-carriers）の数を増やすことによって大規模なＩＦＦＴユニットに含めることができる。

ＯＦＤＭ受信機は、送信機のオペレーションを逆にする。ここでも、アナログまたはデジタルいずれかのＩ／Ｑ復調が実行可能である。加えて、受信機側で事前ＦＦＴ同期アルゴリズムを使用して、無線フロントエンドにおける可変利得増幅器（ＶＧＡ）の正しい利得設定、送信クロックと受信クロックとの間の周波数オフセット、およびＯＦＤＭシンボル・タイミングを推定および調整する。

アナログＩ／Ｑ変調および復調の欠点の１つが、アナログ複素ベースバンド信号の処理に２つのアナログ・ブランチが必要なことである。これには、同相コンポーネントと直交コンポーネントとの間の不均衡につながる可能性のあるアナログ・コンポーネントが必要である。Ｉ／Ｑ不均衡の推定および補償には費用がかかり、実際の性能と理論上の性能との間のギャップにつながる。

デジタルＩ／Ｑ変調の欠点は、アナログＩ／Ｑ変調よりもサンプリング・レートが高いこと、およびミキシング段階のデジタル部分の複雑性が増加することである。
米国特許第６３０４６１１Ｂ１号

本発明の目的は、ＯＦＤＭ信号を変調および復調するための新しい方法を提供し、それによって前述の欠点を回避することである。本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ信号を変調および復調するためのデバイスを提供することである。

欠点は、変調および復調のための方法、ならびにＯＦＤＭ信号の変調および復調のためのデバイスによって克服される。本発明の好ましい実施形態は、従属請求項に示されている。

本発明の第１の態様によれば、副搬送波シンボルを、偶数および奇数のサンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号に変調するための方法が提供される。第１に、Ｎ個の副搬送波シンボルが事前処理済み(pre-processed)副搬送波シンボルに変換される。次に、事前処理済み副搬送波シンボル上の複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）が実行され、複素出力シンボルが生成される。次に、複素出力シンボルは中間周波数ＯＦＤＭ信号に変換される。副搬送波シンボルは、複素出力シンボルの実数部および虚数部によって中間周波数ＯＦＤＭ信号の偶数および奇数サンプルが与えられるように、変換される。

本発明の考え方の１つは、変換とも呼ばれる逆離散型フーリエ変換が出力シンボルを生成する方法における、副搬送波シンボルの事前処理にあり、ここでは実数部ならびに虚数部を中間周波数ＯＦＤＭ信号の一連の実サンプルと解釈することができる。これにより、複素出力シンボルの同相コンポーネントおよび直交コンポーネントを中間周波数ＯＦＤＭ信号に変換する間に、これらの間の不均衡によって生じる欠点を回避することができる。副搬送波シンボルの事前処理は、従来技術から知られるように複素出力シンボルがＩＤＦＴによって生成される方法で実行されるが、ここでは複素出力シンボルの実数部および虚数部が、中間周波数ＯＦＤＭ信号の実サンプルに多重化される。

好ましくは、副搬送波シンボルの事前処理済み副搬送波シンボルへの変換は、以下の関数に従って実行され、

上式で、Ｆ（ｋ）は副搬送波シンボルであり、Ｚ（ｋ）は事前処理済み副搬送波シンボルであって、ｋ＝０．．．Ｎ−１である。この関数は、副搬送波シンボルの事前処理を実行するための好ましい関数であり、本発明に従った所望に応じた中間周波数ＯＦＤＭ信号の取得を可能にする。

通常、複素逆離散型フーリエ変換は、一般的に知られ、処理が効率良く実行できるので好ましい、逆高速フーリエ変換として実行されるものと規定することができる。

好ましくは、副搬送波シンボルの中間周波数ＯＦＤＭ信号への変調には、副搬送波シンボルが、ｎ＝０．．．２Ｎ−１である実数値中間周波数ＯＦＤＭ信号ｆ（ｎ）の、ｉ＝０．．．２Ｎ−１であるスペクトルＦ（ｉ）に割り当てられることが含まれ、ここで、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティ、Ｆ（ｉ）＝Ｆ（２Ｎ−ｉ）^＊から、負の周波数コンテンツを導出することができる。さらに、ｋ＝０．．．Ｎ−１のスペクトルＦ（ｋ）は、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティを使用して、事前処理済み複素副搬送波シンボルＺ（ｋ）に変換され、ここでＺ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊ・Ｙ（ｋ）であり、Ｘ（ｋ）およびＹ（ｋ）は実シーケンスのスペクトルｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）を定義する。逆離散型フーリエ変換は、事前処理済みの複素副搬送波シンボルＺ（ｋ）を複素出力シンボルｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ・ｙ（ｎ）に変換する。好ましくは、複素出力シンボルの変換は、複素出力シンボルの実数部および虚数部を、中間周波数ＯＦＤＭ信号の偶数および奇数サンプルのストリームに多重化することによって実行される。

本発明の他の態様によれば、偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号を副搬送波シンボルに復調するための方法が提供される。中間周波数ＯＦＤＭ信号は複素入力シンボルに変換され、ここで、偶数および奇数のサンプルは、複素入力シンボルの実数部および虚数部に関連付けられる。複素入力シンボルの複素離散型フーリエ変換は、複素ＤＦＴ出力シンボルを生成するために実行される。さらに複素ＤＦＴ出力シンボルは、事後処理済み(post-processed)副搬送波シンボルに変換される。

中間周波数ＯＦＤＭ信号を復調するための方法は、前述の変調のための方法に関する逆オペレーションを提供する。着信する中間周波数ＯＦＤＭ信号の偶数および奇数サンプルは、離散型フーリエ変換用の複素入力シンボルの実数部および虚数部に関連付けられる。離散型フーリエ変換の結果は、副搬送波シンボルに事後処理される。

事後処理は、好ましくは以下の関数に従って実行される。

離散型フーリエ変換は、高速フーリエ変換として実行することができる。

好ましくは、実中間周波数信号の副搬送波シンボルへの復調は、以下のステップで実行される。第１に、中間周波数ＯＦＤＭ信号ｆ（ｎ）の偶数および奇数サンプルは、複素ＤＦＴ入力シンボル、ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ×ｙ（ｎ）の実数部および虚数部へと逆多重化され、ここでｘ（ｎ）＝ｆ（２ｎ）、ｙ（ｎ）＝ｆ（２ｎ＋１）、およびｎ＝０．．．Ｎ−１である。複素入力シンボルｚ（ｎ）の、ｋ＝０．．．Ｎ−１である複素出力シンボルＺ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊ・Ｙ（ｋ）への複素離散型フーリエ変換が実行され、ここでＸ（ｋ）およびＹ（ｋ）は実シーケンスｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）のスペクトルである。ｋ＝１．．．Ｎ−１である複素出力シンボルＺ（ｋ）は、実数値中間周波数ＯＦＤＭ信号ｆ（ｎ）のスペクトル、Ｆ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｅ^{−ｊπ（ｋ／Ｎ）} Ｙ（ｋ）へと事後処理される。実数値ＩＦ信号ｆ（ｎ）のｋ＝１．．．Ｎ−１であるスペクトルＦ（ｋ）は、関連する副搬送波シンボルに関連付けられる。

本発明の他の態様によれば、副搬送波シンボルを、偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号に変調するための直交周波数分割多重変調装置が提供される。変調装置は、Ｎ個の副搬送波シンボルを事前処理済み副搬送波シンボルに変換するための第１の手段を備える。これはさらに、複素出力シンボルを生成するために、事前処理済み副搬送波シンボルの複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するためのＤＦＴ手段も備える。さらに、複素出力シンボルを中間周波数ＯＦＤＭ信号に変換するための第２の手段も提供される。副搬送波シンボルは、複素出力シンボルの実数部および虚数部によって、中間周波数ＯＦＤＭ信号の偶数および奇数サンプルが与えられるように、変換のための手段で変換される。

これによって、副搬送波シンボルを中間周波数ＯＦＤＭ信号に変調するための変調装置が提供され、これは本発明に従った変調方法に従って動作する。

好ましくは、変換のための第１の手段は、副搬送波シンボルを実数値ＯＦＤＭ信号のスペクトルに割り当てるための手段を含み、ここで負の周波数コンテンツは実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティから導出することが可能である。変換するための第１の手段は、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティを使用して、スペクトルを事前処理済み複素副搬送波シンボルに変換するための手段をさらに備える。

本発明の好ましい実施形態に従って、変換のための第１の手段およびＩＤＦＴ手段が１つのデバイスに一体化される。

本発明の他の態様によれば、偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号を副搬送波シンボルに復調するための、直交周波数分割多重復調装置が提供される。復調装置は、中間周波数ＯＦＤＭ信号を複素入力シンボルに変換するための手段を含み、ここで偶数および奇数サンプルは、複素入力シンボルの実数部および虚数部に関連付けられる。ＤＦＴ手段を使用して、複素ＤＦＴ出力シンボルを生成するために、複素入力シンボルで複素離散型フーリエ変換が実行される。複素ＤＦＴ出力シンボルを変換するための手段によって、事後処理済みの副搬送波シンボルが生成される。

それによって復調装置は、本発明に従って復調するための方法を実行するための手段を備える。

本発明の諸実施形態について、添付の図面と共により詳細に説明する。

図１には、従来技術に従ったＯＦＤＭ変調装置の典型的な実施が示されている。ＯＦＤＭ変調装置は、変調マッピング・ユニット３を備える。着信データ・ビットのストリームＳは、位相偏移キーイング（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ）、または直交振幅変調（１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）を使用して、いくつかの複素シンボルに符号化され、変調マッピング・ユニット３によってＮ副搬送波からＫデータ副搬送波上にマッピングされる。追加の副搬送波をパイロット（トレーニング）トーン用に予約することが可能であるが、ＤＣ副搬送波は通常、変換装置オフセットに伴う問題を回避するために未使用である。残りの副搬送波は未使用であり、帯域外干渉を減少させるため、および無線フロントエンド・フィルタ要件を緩和するために、スペクトル保護帯域を生成する。

これらのいわゆる副搬送波シンボルが、その後、Ｎポイント逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するためにＩＦＦＴユニット４に送られ、それによって、複素出力シンボルの同相（Ｉ）および直交（Ｑ）コンポーネントを備える複素ベースバンド（ＢＢ）ＯＦＤＭ信号が生成される。逆離散型フーリエ変換は、一般に、後続の循環前置拡張を伴う高速フーリエ変換として実行される。複素出力シンボルは、実数部および虚数部Ｉ、Ｑを備える複素デジタル・ベースバンド信号の直列ストリームを取得するために、並列直列変換装置５に送られる。

その後、複素デジタル・ベースバンド信号の実数部および虚数部Ｉ、Ｑは、それぞれデジタル・アナログ変換ユニット６に転送され、デジタル値をそれぞれのアナログ値に変換し、その後、フィルタ７で低域フィルタリングされ、発振器９によって提供された搬送波信号Ｃによって駆動されるアナログＩ／Ｑ変調装置８で変調される。Ｉ／Ｑ変調装置８の出力は、ＯＦＤＭ帯域通過信号を生成する。アナログ・フィルタリングおよび増幅の後、信号は無線周波数（ＲＦ）帯域で電波伝送される。オプションで、中間周波数（ＩＦ）帯域からＲＦ帯域への追加のミキシング段階がヘテロダイン無線フロントエンドで適用される。

代替実施では、デジタル・アナログ変換ユニットを中間周波数帯域に移動させ、デジタルＩ／Ｑ変調装置を使用する。この方式では、アナログＩ／Ｑ変調ブランチにおけるフィルタおよびクロック位相の不完全さによる、振幅、位相、および遅延の欠点は回避するが、必要なサンプリング周波数は増加する。追加のデジタル補間フィルタは、ＦＩＲフィルタとして具体化するか、または未使用副搬送波の数を増やすことによって大規模なＩＦＦＴに含めることができる。

一般的なＯＦＤＭ復調装置は、ＯＦＤＭ変調装置のオペレーションを逆にする。ここでも、アナログまたはデジタルいずれかのＩ／Ｑ復調が実行可能である。加えて、無線フロントエンドにおける可変利得増幅器の正しい利得設定、送信クロックと受信クロックとの間の周波数オフセット、およびＯＦＤＭシンボル・タイミングを推定および調整するために、復調装置側で同期アルゴリズムが必要である。

図２は、本発明に従ったＯＦＤＭ変調装置の好ましい実施形態を示す。本発明に従ったＯＦＤＭ変調装置は、従来技術から知られるように、データ・ビットの着信ストリームを符号化し、複素副搬送波シンボルにマッピングするための変調マッピング・ユニット３などの、一般的なＯＦＤＭ変調装置に含まれる部分とほぼ同様の部分を備える。また、従来のＯＦＤＭ変調装置から知られるようなＩＦＦＴユニット４を使用して、複素ＩＤＦＴ出力シンボルｚ（ｎ）を生成する。同じ機能ブロックまたはユニットを示すには、同じ参照番号が使用されている。変調および復調用のセットアップはほぼ対称的であるため、明細書内の対応する公式符号は同一となるように選択されている。

第２の変換手段５０は、複素ＩＤＦＴ出力シンボルｚ（ｎ）を順番に直列化し、ｚ（ｎ）の実数部および虚数部を中間周波数ＯＦＤＭ信号の偶数および奇数サンプルに多重化する、並列直列ユニット５１およびマルチプレクサ５２を備える。

変調マッピング・ユニット３の出力側で複素副搬送波シンボルの事前処理を実行し、ＩＦＦＴユニット４に送られることになる事前処理済み複素副搬送波シンボルを生成するために、変調マッピング・ユニット３とＩＦＦＴユニット４との間に事前処理ユニット１０が導入される。事前処理ユニット１０は、基本的に、副搬送波シンボルを中間周波数ＯＦＤＭ信号のｉ＝０．．．２Ｎ−１のスペクトルＦ（ｉ）に割り当てる割り当てユニット１０ａである、割り当て手段１０ａを備える。負の周波数コンテンツは、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティ、すなわちＦ（ｉ）＝Ｆ（２Ｎ−ｉ）^＊から導出される。事前処理ユニット１０は、変換装置手段１０ｂ、すなわち、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティを使用することによって副搬送波シンボルを事前処理済み複素副搬送波シンボルに変換する変換装置を備える。

事前処理ユニット１０では、以下の手順に従った演算が実行される。中間周波数の周波数がｆ_ＩＦ＝ｎｆ_ｃとして与えられるものとし、ここで、

は整数値を表し、

はｆｌｏｏｒ演算子、ｆ_ｃは副搬送波周波数区切り、ＢはＯＦＤＭ信号帯域幅を定義するものであって、本発明の方法によれば、デジタルＩ／Ｑ変調を除去すること、およびＩＦＦＴユニット４を事前処理ユニット１０および並列直列ユニット５ａと共に使用して、ＩＦ信号とも呼ばれる中間周波数ＯＦＤＭ信号を直接生成することが可能である。この信号は、実数値中間周波数ＯＦＤＭ信号としても企図される。

ＩＦＦＴ手段を使用して実数値中間周波数ＯＦＤＭ信号を直接作成するための本発明の概念の１つを、以下の段落で概説する。

図３に示されたスペクトルは、サンプリング周波数ｆ_Ｓによって与えられた周期性で周期的に変化する。複素ＢＢＯＦＤＭ信号を周波数から時間領域へと変換するために、１周期をカバーするＮポイントのＩＦＦＴユニットが使用される。図4に示されたスペクトルは、デジタルＩ／Ｑ変調なしに取得可能である。第１にサンプリング・クロック周波数を２倍にしてｆ’_Ｓ＝２ｆ_Ｓとし、第２にオリジナル・スペクトルの中央周波数をｆ_ＩＦにシフトし、第３に結果として生じるスペクトルにコンポーネントを導入し、必要に応じて対称性プロパティを実シーケンスｘ（ｎ）として実行する。入力側のスペクトルがＦＦＴ_Ｎ（ｘ，ｆ）＝ＦＦＴ_Ｎ（Ｎ−ｋ，ｘ）^＊に従った対称性を含む場合、逆フーリエ変換の出力には実数値のみが含まれる。このスペクトルを変換するには、使用されるＩＦＦＴユニットのサイズが原則的に２Ｎまで大きくなる。

低域ＩＦ周波数、すなわち

が選択されたとすると、２Ｎ実数値を備える中間周波数ＯＦＤＭ信号を生成することができる。

以下に示されるように、追加のバタフライ段階を備える単一のＮポイント複素高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、２つのＮポイント実ＦＦＴまたは１つの２Ｎポイント実ＦＦＴを評価することができる。シーケンスｚ（ｎ）のＮポイントＦＦＴは、

として定義され、ここではｋ＝０．．．Ｎ−１である。その後、ＦＦＴの２つの対称性プロパティが有用となる。複素（または実）シーケンスｚ（ｎ）の場合、プロパティ

は保持されるが、実シーケンスｘ（ｎ）のフーリエ変換は共役対称(conjugate-symmetric)、すなわち

である。

単一のＮポイント複素ＦＦＴを使用して、２つの実シーケンスｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）のＮポイントＦＦＴを同時に評価することができる。複素シーケンスは、以下によって定義される。

ｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）を解くと、以下の結果が得られる。

ＦＦＴを評価し、対称性プロパティを適用すると、以下の結果となる。

したがって、ＦＦＴ後の単純なバタフライ段階によって、変換が容易に抽出できる。

この方式を拡張し、Ｎポイント複素ＦＦＴを使用して実シーケンスｆ（ｎ）の２ＮポイントＦＦＴを評価するために、偶数サンプルとしてｘ（ｎ）＝ｆ（２ｎ）が、奇数サンプルとしてｙ（ｎ）＝ｆ（２ｎ＋１）が定義され、再度ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊｙ（ｎ）となる。ＦＦＴの線形性およびタイム・シフト・プロパティから、

が導出可能であり、最終的にｋ＝０．．．Ｎ−１のバタフライ関数

が得られる。ｋ＝Ｎ．．．２Ｎ−１に対する残りの（冗長）値は、実シーケンスの対称性プロパティによって決定される。

このようにして、追加のバタフライ段階を備える単一のＮポイント複素ＦＦＴを使用して、２つのＮポイント実ＦＦＴまたは１つの２Ｎポイント実ＦＦＴを評価することができる。

本発明に従ったＯＦＤＭ変調装置の事前処理段階１０は、好ましくは、前述のバタフライ関数の逆演算に応じて取得可能な以下の演算を実施し、

上式でｋ＝０．．．Ｎ−１であり、Ｆ（ｋ）は副搬送波ｋへと変調されることになるデータ・シンボルである。

ＩＦＦＴユニット４の出力は実数部および虚数部を有し、ここで複素出力シンボルｚ（ｎ）の実数部は偶数サンプルと解釈され、虚数部は奇数サンプルと解釈される。これは、好ましくは並列直列ユニット５ａに含まれるマルチプレクサによって実行可能である。マルチプレクサの出力は、２倍のサンプリング・レートを使用して中間周波数ＯＦＤＭ信号を直接生成する、単一のデジタル・アナログ変換装置ユニット１１に接続される。

図５には、ＯＦＤＭ信号用の復調装置が示されている。受信された中間周波数ＯＦＤＭ信号は、アナログ・デジタル変換装置ユニット１２によって信号ストリームｆ（ｎ）に変換され、これが、中間周波数ＯＦＤＭ信号を複素入力シンボルに変換する第３の変成装置（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）１３に送られる。第３の変成装置は、中間周波数ＯＦＤＭ信号の偶数および奇数サンプルを複素ＤＦＴ入力シンボルの実数部および虚数部へと逆多重化する、デマルチプレクサ１３ａを備える。言い換えれば、デマルチプレクサ１３ａを備える第３の変成装置１３は、偶数および奇数サンプルを、複素入力シンボルｚ（ｎ）の実数部および虚数部Ｉ、Ｑに関連付ける。その後、複素入力シンボルは、副搬送波シンボルＺ（ｋ）を取得するための複素入力シンボル上で高速フーリエ変換を実行するために、ＦＦＴユニット１４に送られる。

実質上、第４の変成装置１５は、たとえば上記で決定された関数に従って、事後処理済みの副搬送波シンボルＦ（ｋ）となる複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）の事後処理を以下のように実行する。

第４の変成装置１５は、ｋ＝１．．．Ｎ−１の複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を事後処理して、中間周波数ＯＦＤＭ信号のスペクトルＦ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｅｘｐ（−ｊ^＊ｐｉ^＊ｋ／Ｎ）^＊Ｙ（ｋ）とする、事後処理手段１５ａを備える。第４の変成装置１５は、事後処理済み副搬送波シンボルをその後の処理のためのオーダに割り当てる、割り当て手段１５ｂをさらに備える。

復調デマッピング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ）ユニット１６では、出力ビットのデータ・ストリームＳが達成できるように、事後処理済みの副搬送波シンボルＦ（ｋ）が直列化および復号される。

本発明に従って変調および復調するための方法には、ユニットまたはデバイスの複雑さを軽減しながら、デジタルＩ／Ｑ変調または復調によるいかなるＩ／Ｑ不均衡も回避できるという利点がある。アナログＩ／Ｑ変調手法と比べると、クロック・レートは２倍であるが単一のデジタル・アナログ変換装置ユニットのみが使用される。復調手法の場合も同様に、単一のアナログ・デジタル変換装置ユニットのみが適用される。

ＩＦＦＴユニット４およびＦＦＴユニット１４を、それぞれ追加の事前処理段階１０および事後処理段階１５と組み合わせることができる。ＩＦＦＴユニット４および事前処理段階１０は、ＩＦＦＴならびに複素入力シンボルの事前処理を実行するように動作可能な、調整済みＩＦＦＴに組み入れることができる。同様にして、ＦＦＴユニット１４および事後処理段階１５は、ＦＦＴおよび事後処理済み出力シンボルを達成するための事後処理を実行するように動作可能な、調整済みＦＦＴユニットに組み入れることができる。調整済みＩＦＦＴユニットおよび調整済みＦＦＴユニットは、集積回路として設計することができる。

中間周波数ｆ_ＩＦは、整数として、Ｎ＞［Ｂ／（２ｆ_Ｃ）］である、間隔ｆ_Ｃの副搬送波のＮ倍のグリッド上で選択することができる。これにより、アナログ・フィルタとデジタル・フィルタとの間で複雑さを取引することができる。フィルタ要件を緩和するためのオーバーサンプリング・アーキテクチャも同様に可能である。

従来技術のＯＦＤＭ変調装置を示す図である。本発明の一実施形態に従ったＯＦＤＭ変調装置を示す図である。実数値中間周波数ＯＦＤＭ信号のスペクトルに副搬送波シンボルを割り当てるステップを示す図である。実数値中間周波数ＯＦＤＭ信号のスペクトルに副搬送波シンボルを割り当てるステップを示す図である。本発明の他の実施形態に従ったＯＦＤＭ復調装置を示す図である。

Claims

副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、偶数および奇数のサンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））に変調するための方法であって、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である、関数

に従って、Ｎ個の前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）に変換するステップと、
前記事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）上で複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行し、複素出力シンボルｚ（ｎ）を生成するステップと、
前記複素出力シンボルｚ（ｎ）の実数部および虚数部を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の偶数および奇数サンプルに多重化することによって、前記複素出力シンボルｚ（ｎ）を前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））に変換するステップと、
を備える、方法。
前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））のｉ＝０．．．２Ｎ−１であるスペクトルＦ（ｉ）に割り当てるステップであって、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティ、Ｆ（ｉ）＝Ｆ（２Ｎ−ｉ）^＊から、負の周波数コンテンツが導出可能である、割り当てるステップと、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、前記実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティを使用して、事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）に変換するステップであって、Ｚ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊ^＊Ｙ（ｋ）であり、Ｘ（ｋ）およびＹ（ｋ）は前記実シーケンスのスペクトルｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）を定義する、変換するステップと、
前記事前処理済みの副搬送波シンボルＺ（ｋ）を前記複素出力シンボルｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ^＊ｙ（ｎ）に変換する、前記複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するステップと、
をさらに有する、請求項１に記載の方法。
前記生成するステップが、前記事前処理済みの副搬送波シンボルＺ（ｋ）を前記複素出力シンボルｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ ^＊ｙ（ｎ）に変換する、前記複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行することを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））を、事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）に復調するための方法であって、
前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の前記偶数および奇数サンプルを、複素入力シンボル、ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ ^＊ｙ（ｎ）の実数部および虚数部へと逆多重化することによって、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））を前記複素入力シンボルｚ（ｎ）に変換するステップであって、ここで、ｘ（ｎ）＝ｆ（２ｎ）、ｙ（ｎ）＝ｆ（２ｎ＋１）、およびｎ＝０．．．Ｎ−１である、変換するステップと、
前記複素入力シンボルｚ（ｎ）上で複素離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して、複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を生成するステップと、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である、関数

に従って、前記複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を前記事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）に変換するステップと、
を有する、方法。
コンピュータに副搬送波シンボルＦ（ｋ）を偶数および奇数のサンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））に変調させるためのプログラムであって、
前記コンピュータに、ｋ＝０．．．Ｎ−１である、関数

に従って、Ｎ個の前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）に変換するステップと、
前記事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）上で複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行し、複素出力シンボルｚ（ｎ）を生成するステップと、
前記複素出力シンボルｚ（ｎ）の実数部および虚数部を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の偶数および奇数サンプルに多重化することによって、前記複素出力シンボルｚ（ｎ）を前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））に変換するステップと、を実行させる、プログラム。
コンピュータに偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））を事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）に復調させるためのプログラムであって、
前記コンピュータに、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の前記偶数および奇数サンプルを、複素入力シンボル、ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ ^＊ｙ（ｎ）の実数部および虚数部へと逆多重化することによって、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））を前記複素入力シンボルｚ（ｎ）に変換するステップであって、ここで、ｘ（ｎ）＝ｆ（２ｎ）、ｙ（ｎ）＝ｆ（２ｎ＋１）、およびｎ＝０．．．Ｎ−１である、変換するステップと、
前記複素入力シンボルｚ（ｎ）上で複素離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して、複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を生成するステップと、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である、関数

に従って、前記複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を前記事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）に変換するステップと、を実行させるためのプログラム。
副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））に変調するための直交周波数分割多重変調装置であって、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である、関数

に従って、Ｎ個の前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）に変換するための第１の変換手段と、
前記事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）上で複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行し、複素出力シンボルｚ（ｎ）を生成するＩＤＦＴ手段と、
前記複素出力シンボルｚ（ｎ）の実数部および虚数部を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の偶数および奇数サンプルに多重化することによって、前記複素出力シンボルｚ（ｎ）を前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））に変換する第２の変換手段と、
を有する、直交周波数分割多重変調装置。
前記ＩＤＦＴ手段が逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行するための機能を示す、請求項７記載の直交周波数分割多重変調装置。
前記第１の変換手段が、
前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））のｉ＝０．．．２Ｎ−１であるスペクトルＦ（ｉ）に割り当てるための割り当て手段であって、実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティ、Ｆ（ｉ）＝Ｆ（２Ｎ−ｉ）^＊から、負の周波数コンテンツが導出可能である、割り当て手段と、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である前記副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、前記実シーケンスのスペクトルの対称性プロパティを使用して、前記事前処理済み副搬送波シンボルＺ（ｋ）に変換するための変換手段であって、Ｚ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊ^＊Ｙ（ｋ）であり、Ｘ（ｋ）およびＹ（ｋ）は前記実シーケンスのスペクトルｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）を定義する、変換手段と、
をさらに有する、請求項７または８に記載の直交周波数分割多重変調装置。
前記ＩＤＦＴ手段が、前記事前処理済みの副搬送波シンボルＺ（ｋ）を前記複素出力シンボルｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ^＊ｙ（ｎ）に変換する、前記複素逆離散型フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行することを特徴とする、請求項７から９のうちの一項に記載の直交周波数分割多重変調装置。
前記第２の変換手段が、前記複素出力シンボルｚ（ｎ）の前記実数部および虚数部を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の偶数および奇数サンプルに多重化するための多重化手段を有する、請求項７から１０のうちの一項に記載の直交周波数分割多重変調装置。
前記第１の変換手段および前記ＩＤＦＴ手段が１つのデバイスに組み入れられる、請求項７から１１のうちの一項に記載の直交周波数分割多重変調装置。
偶数および奇数サンプルを有する中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））を、事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）に復調するための、直交周波数分割多重復調装置であって、
前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の前記偶数および奇数サンプルを、複素入力シンボル、ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ ^＊ｙ（ｎ）の実数部および虚数部へと逆多重化することによって、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））を複素入力シンボルｚ（ｎ）に変換する第３の変換手段であって、ここで、ｘ（ｎ）＝ｆ（２ｎ）、ｙ（ｎ）＝ｆ（２ｎ＋１）、およびｎ＝０．．．Ｎ−１である、第３の変換手段と、
前記複素入力シンボルｚ（ｎ）上で複素離散型フーリエ変換を実行して複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を生成するＤＦＴ手段と、
ｋ＝０．．．Ｎ−１である、関数

に従って、前記複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を前記事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）に変換する第４の変換手段と、
を有する、直交周波数分割多重復調装置。
前記ＤＦＴ手段が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するための機能を示す、請求項１３に記載の直交周波数分割多重復調装置。
前記第３の変換手段が、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の前記偶数および奇数サンプルを、前記複素ＤＦＴ入力シンボル、ｚ（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｊ^＊ｙ（ｎ）の前記実数部および虚数部へと逆多重化するための逆多重化手段をさらに有し、ｘ（ｎ）＝ｆ（２ｎ）、ｙ（ｎ）＝ｆ（２ｎ＋１）、およびｎ＝０．．．Ｎ−１である、請求項１３または１４に記載の直交周波数分割多重復調装置。
前記ＤＦＴ手段が、前記複素入力シンボルｚ（ｎ）の、ｋ＝０．．．Ｎ−１である前記複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊ^＊Ｙ（ｋ）への前記複素離散型フーリエ変換を実行するように適合され、Ｘ（ｋ）およびＹ（ｋ）は実シーケンスｘ（ｎ）およびｙ（ｎ）のスペクトルである、請求項１３から１５のうちの一項に記載の直交周波数分割多重復調装置。
前記第４の変換手段が、
ｋ＝１．．．Ｎ−１である前記複素ＤＦＴ出力シンボルＺ（ｋ）を、前記中間周波数ＯＦＤＭ信号（ｆ（ｎ））の前記事後処理済み副搬送波シンボル、Ｆ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｅｘｐ（−ｊ^＊ｐｉ^＊ｋ／Ｎ）^＊Ｙ（ｋ）へと事後処理するための事後処理手段と、
前記事後処理済み副搬送波シンボルＦ（ｋ）を、他の処理のオーダに割り当てるための割り当て手段と、
をさらに有する、請求項１３から１６のうちの一項に記載の直交周波数分割多重復調装置。
前記ＤＦＴ手段および前記第２の変換手段が１つのデバイスに組み入れられる、請求項１３から１７のうちの一項に記載の直交周波数分割多重復調装置。