JP4311227B2 - Power supply switch - Google Patents
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Description
本発明は、負荷へ電力供給のオン・オフを行う電力供給スイッチに関する。 The present invention relates to a power supply switch for turning on / off power supply to a load.
従来、例えば照明機器や換気扇等のスイッチとして壁面に設置されている従来の機械式スイッチに代わって、例えば人間の存在を遠隔的に検知するセンサからの検出信号に基づき、照明機器や換気扇等の負荷へ電力の供給及び遮断を自動的に行うスイッチがある（例えば、下記特許文献１参照）。 Conventionally, for example, instead of conventional mechanical switches that are installed on the wall as switches for lighting equipment, ventilation fans, etc., for example, based on detection signals from sensors that remotely detect the presence of human beings, such as lighting equipment, ventilation fans, etc. There is a switch that automatically supplies and cuts off power to a load (see, for example, Patent Document 1 below).
この種のスイッチとして、例えば図１３に示すように、３つのスイッチ端子ｔ１〜ｔ３を備えた３線式タイプのスイッチ１００がある。このスイッチ１００においては、スイッチ端子ｔ１，ｔ２間に、交流電源Ｗと負荷Ｚとを直列に接続するためのスイッチ素子１０１が配設されているとともに、スイッチ端子ｔ３は、前記スイッチ素子１０１のオン・オフ動作を制御する制御部１０２に備えられている。制御部１０２は、前述のセンサ１０３と接続されているとともに、電源Ｗにスイッチ端子ｔ１，ｔ３で直列に接続されており、常時、当該制御部１０２の駆動に要する電力及びセンサ１０３に供給する電力の供給を電源Ｗから受ける。
An example of this type of switch is a three-
前記センサ１０３により人間の存在が検知されていないとき、制御部１０２によりスイッチ素子１０１はオフされることにより負荷Ｚがオフとなる。一方、前記センサ１０３により人間の存在が検知されると、制御部１０２によりスイッチ素子１０１がオンされることにより負荷Ｚがオンとなる。
When the presence of a human being is not detected by the sensor 103, the
また、この３線式タイプのスイッチとは別に、電源と負荷との直列回路に直列接続される所謂２線式タイプのものもある。また、この２線式スイッチにおいて、スイッチの電力ロスを低減しながら前記人間の検出動作を行うために必要な該スイッチの電力を確保することを目的として、図１４に示すような構成を備えたものが知られている。 In addition to the three-wire type switch, there is a so-called two-wire type that is connected in series to a series circuit of a power source and a load. In addition, this two-wire switch has a configuration as shown in FIG. 14 for the purpose of securing the power of the switch necessary for performing the human detection operation while reducing the power loss of the switch. Things are known.
図１４に示すスイッチ１１０は、ダイオードブリッジ回路１１１と、電源Ｗ及び負荷Ｚに直列接続される一次側コイル１１２及びダイオードブリッジ回路１１１の入力端子間に接続される二次側コイル１１３を備えるカレントトランス１１４と、一次側コイル１１２とともに電源Ｗ及び負荷Ｚに直列接続される双方向性３端子サイリスタ１１５と、該サイリスタ１１５のオンオフ動作を制御するゲート駆動回路１１６と、該ゲート駆動回路１１６の動作を制御し、且つダイオードブリッジ回路１１１の出力端子に接続された制御回路１１７と、負荷がオフされる期間に制御回路１１７へ電力を供給するオフ時電源回路１１８とを備えて構成されている。
14 includes a
このスイッチ１１０においては、負荷Ｚをオンする期間とオフする期間とで、制御回路１１７に電力を供給する供給元が異なる。すなわち、負荷Ｚへ電力供給が行われる期間は、双方向性３端子サイリスタ１１５がオンすることにより、一次側コイル１１２に電流が流れるとともに、電磁誘導作用により二次側コイル１１３にも電流（二次電流）が流れ、この二次電流により制御回路１１７への供給電力が確保される。また、負荷Ｚをオフする期間、オフ時電源回路１１８は、電源Ｗから電力供給を受け、制御回路１１７は、このオフ時電源回路１１８から電力供給を受ける。
ところで、前述の３線式のスイッチにおいては、その施工性に問題がある。すなわち、機械式スイッチと交換する場合、機械式スイッチと３線式スイッチとで端子数が異なるため、スイッチのみの交換だけでなく、電源側の電線を追加するなどの配線作業等が別途必要となり多大な手間や時間を要することとなる。 By the way, the above-described three-wire switch has a problem in its workability. In other words, when replacing with a mechanical switch, the number of terminals differs between the mechanical switch and the 3-wire switch. Therefore, not only replacement of the switch but also wiring work such as adding a power supply side wire is required. It will take a lot of time and effort.
その点、２線式のスイッチは、機械式スイッチと端子数が同一であるため、機械式スイッチを２線式スイッチに交換する際には、電源側の電線とスイッチ端子との接続関係のみを変更するだけで済むため、３線式のスイッチに比して施工性はよい。 In that respect, since the number of terminals of a 2-wire switch is the same as that of a mechanical switch, when replacing the mechanical switch with a 2-wire switch, only the connection relationship between the power supply side electric wire and the switch terminal is considered. Since it only needs to be changed, the workability is better than that of a 3-wire switch.
しかしながら、図１４に示すスイッチにおいては、負荷Ｚをオン・オフさせる電源として商用電源（周波数が小さい電力）を利用するため、カレントトランス１１４から大きな出力が得られない。また、オン・オフさせる対象の負荷Ｚが消費電力の小さいものである場合にも、カレントトランス１１４を流れる電流が小さくなるため、前記出力が小さくなる。そのため、消費電力が比較的大きな制御回路１１７を当該スイッチ１１０に搭載し、該制御回路１１７で複雑な制御を行うことが困難である。
However, in the switch shown in FIG. 14, since a commercial power source (power having a low frequency) is used as a power source for turning on / off the load Z, a large output cannot be obtained from the
一方、制御回路１１７で複雑な制御を行うべくカレントトランス１１４で制御回路１１７の動作に必要な電力を確保するためには、比較的大型なカレントトランス１１４（インダクタンスが大きなもの）を用いる必要がある。この場合、スイッチ１１０が大型化し、該スイッチ１１０の設置場所が限定されるという問題もある。
On the other hand, in order to secure power necessary for the operation of the
さらには、負荷Ｚがオフされているときにも、オフ時電源回路１１８が電源Ｗから電力供給を受けるために一次側コイル１１２に電流が流れるため、その一次側コイル１１２での発熱によりスイッチの異常（故障）と誤認識される虞もある。
Further, even when the load Z is off, the current flows through the
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、施工性の低下や構造の大型化を回避しつつ、制御回路やセンサの電力を確保することのできる電力供給スイッチを提供することを目的とする。 This invention is made in view of such a situation, and provides the power supply switch which can ensure the electric power of a control circuit or a sensor, avoiding the fall of workability | operativity and the enlargement of a structure. With the goal.
上述の目的を達成するために、本発明の第１の手段に係る電力供給スイッチは、電源の電力を負荷に供給及び遮断することにより前記負荷をオン・オフする２個のスイッチ端子を有する２線式の電力供給スイッチであって、前記２個のスイッチ端子に２個の交流入力端子がそれぞれ接続され、交流を直流に変換する整流部と、前記整流部の正極側直流出力端子及び負極側直流出力端子にそれぞれ接続される入力端子及び出力端子を有し、前記入力端子と出力端子との間を実質的に短絡する短絡状態、前記入力端子と出力端子との間を実質的に開放する開放状態、及び前記入力端子と出力端子との間を短絡状態と開放状態との間の状態である有電位差状態の３状態を取り得る第１のスイッチ部と、前記第１のスイッチ部の前記３状態を制御する制御部と、前記第１のスイッチ部の入力端子と出力端子との間に接続された電荷蓄積部とを備え、前記制御部は、前記第１のスイッチ部を短絡状態にすることにより前記電源から前記負荷に電力を供給して前記負荷をオンにしている間に、前記電荷蓄積部に電荷を蓄積すべく前記第１のスイッチ部を有電位差状態にする第１の期間を有する。
In order to achieve the above object, a power supply switch according to the first means of the present invention has two switch terminals that turn on and off the load by supplying and cutting off power from the power supply to the load. A power supply switch of a wire type, wherein two AC input terminals are connected to the two switch terminals, respectively, and a rectification unit that converts AC to DC, and a positive side DC output terminal and a negative side of the rectification unit A short-circuit state in which the input terminal and the output terminal are substantially short-circuited, and the input terminal and the output terminal are substantially opened. A first switch unit capable of taking three states of an open state and a potential difference state, which is a state between a short circuit state and an open state between the input terminal and the output terminal, and the first
また、上述の電力供給スイッチにおいて、前記２個のスイッチ端子間に前記整流部と並列に接続されるとともに、前記スイッチ端子間を実質的に短絡する短絡状態と前記スイッチ端子間を実質的に開放する開放状態との２状態を取り得る第２のスイッチ部を備え、前記制御部は、前記第２のスイッチ部の前記２状態を制御するとともに、前記電源から前記負荷に電力を供給して前記負荷をオンにしている間のうち前記第１の期間以外の第２の期間は、前記第２のスイッチ部を短絡状態に設定する。 Further, in the power supply switch described above, the switch unit is connected in parallel with the rectifying unit between the two switch terminals, and a short circuit state that substantially short-circuits between the switch terminals and a substantially open circuit between the switch terminals. A second switch unit that can take two states, an open state, and the control unit controls the two states of the second switch unit, and supplies power from the power source to the load. During the second period other than the first period while the load is turned on, the second switch unit is set in a short-circuit state.
上述の電力供給スイッチにおいて、前記制御部は、前記第１の期間において、前記有電位差状態にある前記第１のスイッチ部を短絡状態側に漸次変化させるとともに、前記第１のスイッチ部の入力端子と出力端子との間の電位差が所定値まで低下したタイミングで、前記第２のスイッチ部を開放状態から短絡状態に切換える。 In the above-described power supply switch, the control unit gradually changes the first switch unit in the potential difference state to the short-circuit state side in the first period, and the input terminal of the first switch unit The second switch section is switched from the open state to the short circuit state at the timing when the potential difference between the output terminal and the output terminal decreases to a predetermined value.
上述の電力供給スイッチにおいて、前記第１のスイッチ部に流れる電流を検出する電流検出部を備え、前記制御部は、前記電荷蓄積部に電荷を蓄積するべく、前記第１のスイッチ部に流れる電流が略零になるタイミングから前記電荷蓄積部に所定量の電荷が蓄積されるタイミングまで、前記第１のスイッチ部を有電位差状態に設定する。 The above-described power supply switch includes a current detection unit that detects a current flowing through the first switch unit, and the control unit includes a current flowing through the first switch unit so as to store charges in the charge storage unit. The first switch unit is set to a potential difference state from the timing when the value becomes substantially zero to the timing when a predetermined amount of charge is stored in the charge storage unit.
上述の電力供給スイッチにおいて、前記制御部は、前記第１の期間から第２の期間に切換える直前の前記第１のスイッチ部の状態が所定の有電位差状態より短絡状態側になるのを制限する制限部を備える。 In the above-described power supply switch, the control unit restricts the state of the first switch unit immediately before switching from the first period to the second period from being a short-circuited state than a predetermined potential difference state. A limiting unit is provided.
上述の電力供給スイッチにおいて、互いに抵抗値の異なる複数の電流路が選択可能に構成されており、前記制御部は、１又は複数の電流路を通電させる電流路として選択することにより、有電位差状態にある前記第１のスイッチ部の状態を短絡状態側又は開放状態側に調整する調整部を備える。 In the above-described power supply switch, a plurality of current paths having different resistance values can be selected, and the control unit selects one or a plurality of current paths as a current path through which a potential difference state is generated. The adjustment part which adjusts the state of the said 1st switch part in a short circuit state side or an open state side is provided.
上述の電力供給スイッチにおいて、前記電荷蓄積部の電圧を昇圧して得られる電力を前記制御部に供給する昇圧部を備える。 The above-described power supply switch includes a boosting unit that supplies power obtained by boosting the voltage of the charge storage unit to the control unit.
本発明の第２の手段に係る電力供給スイッチは、電源の電力を負荷に供給及び遮断することにより前記負荷をオン・オフする２個のスイッチ端子を有する２線式の電力供給スイッチであって、入力端子及び出力端子を有し、前記入力端子と出力端子との間を実質的に短絡する短絡状態、前記入力端子と出力端子との間を実質的に開放する開放状態、及び前記入力端子と出力端子との間を短絡状態と開放状態との間の状態である有電位差状態の３状態を取り得る第３，第４のスイッチ部を備えて構成され、前記第３，第４のスイッチ部の各入力端子が前記各スイッチ端子として２個の交流入力端子にそれぞれ接続されてなるスイッチング回路と、前記第３，第４のスイッチ部の入力端子と出力端子との間に接続された電荷蓄積部と、前記第３，第４のスイッチ部の前記３状態を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記交流入力端子に入力される電力の位相に応じて前記第３，第４のスイッチ部を交互に短絡状態にすることにより前記電源から前記負荷に電力を供給して前記負荷をオンにしている間に、前記電荷蓄積部に電荷を蓄積すべく短絡状態のスイッチ部を有電位差状態にする期間を有する。 The power supply switch according to the second means of the present invention is a two-wire power supply switch having two switch terminals for turning on and off the load by supplying and cutting off power from the power source to the load. A short-circuit state having an input terminal and an output terminal, substantially short-circuiting between the input terminal and the output terminal, an open state substantially opening between the input terminal and the output terminal, and the input terminal And third and fourth switches, which can take three states of potential difference state, which is a state between a short circuit state and an open state between the output terminal and the output terminal. A switching circuit in which each input terminal of the unit is connected to two AC input terminals as each switch terminal, and a charge connected between the input terminal and the output terminal of the third and fourth switch units A storage unit; A control unit that controls the three states of the four switch units, and the control unit alternately short-circuits the third and fourth switch units according to the phase of the power input to the AC input terminal. Thus, there is a period during which the short-circuited switch unit is set to a potential difference state in order to store charges in the charge storage unit while supplying power from the power source to the load and turning on the load.
本発明によれば、従来のようにカレントトランスを用いずに電力供給スイッチを構成したので、施工性の低下や構造の大型化等を回避しつつ、制御部やセンサの電力を確保することのできる電力供給スイッチを実現することができる。 According to the present invention, since the power supply switch is configured without using a current transformer as in the prior art, it is possible to ensure the power of the control unit and the sensor while avoiding the deterioration of workability and the enlargement of the structure. A power supply switch that can be realized can be realized.
以下、本発明に係る電力供給スイッチの第実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, a power supply switch according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
（第１の実施形態）
図１は、電力供給スイッチ１の第１の実施形態の構成を示す図である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the first embodiment of the power supply switch 1.
図１に示すように、電力供給スイッチ１は、電源２及び負荷３の直列回路と２個の端子Ｓ，Ｔで接続される２線式のスイッチであり、電源２から負荷３への電力供給のオン・オフを行うものである。
As shown in FIG. 1, the power supply switch 1 is a two-wire switch connected to a series circuit of a
電源２は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数を有して負荷３の消費電力に応じた大きさの交流電力を供給するものであり、負荷３は、例えば照明器具や換気扇等の電気機器である。
The
電力供給スイッチ１は、センサ４と接続されている。本実施形態では、センサ４は、例えば人間から発せられる赤外線を検知することで所定領域内の人間の存在を遠隔的に検知するセンサである。負荷３として例えば照明機器が電源２に接続されている場合、センサ４により人間の存在を検知すると、検知信号が後述の制御回路６に出力され、この制御回路６により負荷３への電力供給をオンし照明機器を自動的に点灯させるように構成されている。
The power supply switch 1 is connected to the
電力供給スイッチ１は、ダイオードブリッジ回路５、電界効果トランジスタ（Field-Effect Transistor）Ｑ、ダイオードＤ５、スイッチ素子ＳＷ１、コンデンサＣ、制御回路６及びオフ時電源回路７を備えて構成されている。
The power supply switch 1 includes a
ダイオードブリッジ回路５は、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のアノードとが接続され、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ３のアノードとが接続され、ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ４のアノードとが接続され、そして、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとが接続されてなる。ダイオードＤ１とダイオードＤ２との接続点Ａは、ダイオードブリッジ回路５の負極側直流出力端子であり、ダイオードＤ３とダイオードＤ４との接続点Ｂは、ダイオードブリッジ回路５の正極側直流出力端子である。また、ダイオードＤ１とダイオードＤ３との接続点Ｘ及びダイオードＤ２とダイオードＤ４との接続点Ｙは、ダイオードブリッジ回路５の交流入力端子であり、電源２で生成された交流電力が端子Ｓ，Ｔを介して接続点Ｘ，Ｙから入力される。ダイオードブリッジ回路５は、特許請求の範囲における整流部の一例である。
The
ダイオードブリッジ回路５における接続点Ａ，Ｂ間には、電界効果トランジスタＱが接続されている。電界効果トランジスタＱのドレイン（Ｄ）端子は、ダイオードブリッジ回路５における正極側直流出力端子（接続点Ｂ）に、電界効果トランジスタＱのソース（Ｓ）端子は、ダイオードブリッジ回路５における負極側直流出力端子（接続点Ａ）にそれぞれ接続されている。なお、電界効果トランジスタＱは、特許請求の範囲における第１のスイッチ部の一例である。
A field effect transistor Q is connected between the connection points A and B in the
また、ダイオードブリッジ回路５における接続点Ａ，Ｂ間において、ダイオードＤ５とスイッチ素子ＳＷ１とコンデンサＣとが接続されている。ダイオードＤ５のアノードは、ダイオードブリッジ回路５の正極側直流出力端子（接続点Ｂ）及び電界効果トランジスタＱのドレイン（Ｄ）端子に接続されており、スイッチ素子ＳＷ１の各端子は、ダイオードＤ５のカソードとコンデンサＣの一方の電極とにそれぞれ接続されており、コンデンサＣの他方の電極は、ダイオードブリッジ回路５の負極側直流出力端子（接続点Ａ）及び電界効果トランジスタＱのソース（Ｓ）端子に接続されている。
A diode D5, a switch element SW1, and a capacitor C are connected between the connection points A and B in the
ダイオードＤ５は、コンデンサＣから電流が矢印Ｐの方向に逆流するのを防止するためのものである。スイッチ素子ＳＷ１は、制御回路６によりオンオフ制御されるものであり、負荷３のオン時にはオンされ、負荷３のオフ時にはオフされる。
The diode D5 is for preventing the current from flowing backward from the capacitor C in the direction of the arrow P. The switch element SW1 is on / off controlled by the
コンデンサＣは、制御回路６へ電力を供給するためのものである。このコンデンサＣによる制御回路６への電力供給方法については後述する。コンデンサＣは、特許請求の範囲における電荷蓄積部の一例である。
The capacitor C is for supplying power to the
電界効果トランジスタＱのゲート（Ｇ）端子は、制御回路６に接続されており、制御回路６によりゲート端子にオン信号に相当する電圧が供給されると電界効果トランジスタＱはオン（短絡）し、オフ信号に相当する電圧が供給されると電界効果トランジスタＱはオフ（開放）する。
The gate (G) terminal of the field effect transistor Q is connected to the
電界効果トランジスタＱのオン時においては、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは略０となり、電源２により供給される電力の位相に応じて、ダイオードブリッジ回路５のダイオードＤ３，電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ２を電流が流れて負荷３に電力が供給される期間と、ダイオードブリッジ回路５のダイオードＤ４，電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ１を電流が流れて負荷３に電力が供給される期間とが、前記供給電力の周波数に応じた周期で交互に発生する。
When the field effect transistor Q is on, the drain-source voltage Vds is substantially 0, and the diode D3, the field effect transistor Q, and the diode D2 of the
一方、電界効果トランジスタＱのオフ時においては、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは所定の高電圧となる。このとき、後述の微弱電流が流れるものの、スイッチ素子ＳＷ１も実質的にオフされるため、負荷３への電力供給が遮断される。
On the other hand, when the field effect transistor Q is off, the drain-source voltage Vds is a predetermined high voltage. At this time, although a weak current described later flows, the switch element SW1 is also substantially turned off, so that power supply to the
さらに、ゲート端子に供給する電圧を、前記オン信号に相当する電圧とオフ信号に相当する電圧との間に設定することで、電界効果トランジスタＱを、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが前記所定の高電圧と０Ｖとの間の電圧となる状態に設定することができる。この状態は、特許請求の範囲における有電位差状態に相当する。本実施形態では、この有電位差状態を利用して制御回路６への電力を確保するべくコンデンサＣの充電を行うようにしているところに特徴を有している。これについては後述する。
Furthermore, the voltage supplied to the gate terminal is set between the voltage corresponding to the ON signal and the voltage corresponding to the OFF signal, so that the drain-source voltage Vds becomes higher than the predetermined high voltage. It can be set to a state between the voltage and 0V. This state corresponds to the potential difference state in the claims. The present embodiment is characterized in that the capacitor C is charged in order to secure power to the
センサ４は、制御回路６から電力の供給を受ける。センサ４及び制御回路６は、常時、人間の検出動作等を実行するために電力を必要とする。
The
オフ時電源回路７は、負荷３への電力供給のオフ時に制御回路６に電力を供給するためのものである、スイッチ素子ＳＷ１、ダイオードブリッジ回路５の接続点Ａ，Ｂ及び制御回路６に接続されている。オフ時電源回路７は、図略のコンデンサやスイッチ素子等を備えてなり、負荷３をオフする期間、電源２から電力の供給を受け、その電力をコンデンサＣを介して制御回路６に供給する。なお、オフ時電源回路７は、内部インピーダンスが高く設定されているため、負荷３への電力供給のオフ時において電源２から供給を受ける電流は微弱なものであり、誤動作（例えば消灯すべきであるのに点灯したり、グロー放電を利用した照明機器の場合にはそのグロー放電が起こってしまったりする等の動作）や寿命の短命化等の悪影響が負荷３に生じない又は抑制されるように設定されている。
The off-time
制御回路６は、電界効果トランジスタＱのゲート端子、コンデンサＣの一方の電極（ダイオードＤ５のカソード側の電極）、スイッチＳＷ１、オフ時電源回路７及び前述のセンサ４に接続されており、センサ４からの検知信号に基づき人間の存在の有無を判断する処理や、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧を制御することにより電界効果トランジスタＱのドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓの制御を行う。
The
すなわち、制御回路６は、センサ４からの出力信号に基づき所定領域内の人間の存在を検知すると、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧を所定の電圧に設定することで、電界効果トランジスタＱのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを略０に設定して電界効果トランジスタＱをオンにする。これにより負荷３に電力が供給され、負荷３が照明機器である場合にはその照明機器が点灯する。
That is, when the
一方、所定領域内の人間の存在を検知しないときには、ゲート端子電圧をピンチオフ電圧（ドレイン−ソース端子間に電流が流れないときの電圧）に設定することで、電界効果トランジスタＱのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを前記所定の高電圧に設定して電界効果トランジスタＱをオフにする。これにより負荷３への電力供給が略遮断され、例えば照明機器が実質的に消灯する。
On the other hand, when the presence of a person in a predetermined region is not detected, the gate terminal voltage is set to a pinch-off voltage (a voltage when no current flows between the drain and source terminals), so that the field effect transistor Q is connected between the drain and source. The field effect transistor Q is turned off by setting the voltage Vds to the predetermined high voltage. Thereby, the power supply to the
さらに、本実施形態では、負荷３をオンする期間における制御回路６への供給電力を確保するため、制御回路６は電界効果トランジスタＱを次のように動作させている。以下、この内容について説明する。制御回路６は、特許請求の範囲における制御部に相当する。
Further, in the present embodiment, the
図２（ａ）は、電源２から供給される電力、図２（ｂ）は、負荷３をオンする期間において負荷３に流れる電流、図２（ｃ）は、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧Ｖｇ、図２（ｄ）は、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、図２（ｅ）は、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃをそれぞれ示すタイムチャートである。
2A shows the power supplied from the
負荷３をオンする期間、スイッチＳＷ１はオンされ、図２（ｃ），（ｄ）に示すように、制御回路６により、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを略０に設定（電界効果トランジスタＱをオンに設定）すべくゲート端子電圧が所定値Ｖｇ１に設定される。なお、図２（ｂ）に示すように、電源２から供給される電流の経路に遅相成分又は進相成分のインピーダンスは含まれていないから、負荷３に流れる電流は電源２と同位相で変化する。
During the period when the
ここで、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが略０で一定の状態では、電界効果トランジスタＱが略短絡状態であるからコンデンサＣは充電されず、制御回路６への供給電力を確保できなくなる。そこで、コンデンサＣが充電され、その結果制御回路６への電力供給が行われるように、制御回路６は、任意のタイミング（図２では、時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５）でゲート端子電圧Ｖｇを電圧Ｖｇ１からＶｇ２に瞬間的に低下させる。
Here, when the drain-source voltage Vds is substantially 0 and constant, the field effect transistor Q is substantially short-circuited, so that the capacitor C is not charged and power supplied to the
これにより、ゲート端子電圧Ｖｇが電圧Ｖｇ１より小さい期間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６、特許請求の範囲の第１の期間に相当する）、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが電圧Ｖｄｓ１（＞０）に上昇するため、その電圧によりコンデンサＣに電流が流れ、該コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが電圧Ｖｃ２から上昇する。なお、電界効果トランジスタＱのオフ時におけるドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが例えば１００Ｖであるものとすると、コンデンサＣの充電期間のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は例えば約５Ｖである。また、コンデンサＣを充電する期間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６）、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを電圧Ｖｄｓ１で一定に保つため、負荷３に流れる電流の増大に応じてゲート電圧Ｖｇを電圧Ｖｇ２から大きくしている。 As a result, during a period when the gate terminal voltage Vg is lower than the voltage Vg1 (t1 to t2, t3 to t4, t5 to t6, corresponding to the first period of the claims), the drain-source voltage Vds is set to the voltage Vds1 ( > 0), current flows through the capacitor C due to the voltage, and the voltage Vc between the two electrodes of the capacitor C rises from the voltage Vc2. If the drain-source voltage Vds when the field effect transistor Q is off is 100 V, for example, the drain-source voltage Vds1 during the charging period of the capacitor C is about 5 V, for example. In addition, in order to keep the drain-source voltage Vds constant at the voltage Vds1 during the period of charging the capacitor C (t1 to t2, t3 to t4, t5 to t6), the gate voltage Vg Is increased from the voltage Vg2.
そして、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが、制御回路６に安定して電力を供給することのできる電圧Ｖｃ１に達するタイミング（図２では、時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６）でドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを略０に戻す。なお、このタイミングは、コンデンサＣの容量等に応じて決定するものである。
Then, the drain-source voltage Vds is reached at a timing (time t2, t4, t6 in FIG. 2) when the voltage Vc between both electrodes of the capacitor C reaches the voltage Vc1 that can stably supply power to the
このように、図２（ｃ），（ｄ）に示すように、制御回路６による電力消費によってコンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが電圧Ｖｃ２まで低下したら、該電圧Ｖｃが定期的に電圧Ｖｃ１まで引き上げるような動作を行わせることにより、制御回路６に安定して電力供給を行うことができる。
Thus, as shown in FIGS. 2C and 2D, when the voltage Vc between the two electrodes of the capacitor C decreases to the voltage Vc2 due to the power consumption by the
以上のように、本実施形態の電力供給スイッチ１は、端子数が２個であるから、電源２と負荷３との直列回路にすでに取り付けられている例えば機械式スイッチを当該電力供給スイッチ１に交換する場合に、電力供給スイッチ１の取り付け位置まで敷設された電源側の端子と、当該電力供給スイッチ１の端子とを接続するだけで済み、３線式スイッチへの交換時のように電源２側において再配線等の作業等が不要であり、３線式スイッチを取り付ける場合に比して施工性が良い。
As described above, since the power supply switch 1 of this embodiment has two terminals, for example, a mechanical switch already attached to the series circuit of the
そして、負荷３をオンする期間は、ドレインーソース間電圧Ｖｄｓを制御することでコンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃを上昇させるようにしたから、負荷３に電力を供給する期間においても制御回路６への供給電力を確保することのできる電力供給スイッチ１を実現することができる。
Since the voltage Vc between the two electrodes of the capacitor C is increased by controlling the drain-source voltage Vds during the period in which the
また、本実施形態の電力供給スイッチ１は、従来技術のようにカレントトランスを用いてスイッチを構成していないので、構造の大型化や発熱の問題を回避することができるとともに、消費電力が大きな制御回路６を電力供給スイッチ１に搭載することが可能となり、複雑な制御を行うことができる。
Further, since the power supply switch 1 of the present embodiment does not constitute a switch using a current transformer as in the prior art, it is possible to avoid the problem of an increase in structure and heat generation, and a large amount of power consumption. The
（第２の実施形態）
前記第１の実施形態においては、制御回路６に電力を供給するべくドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを上昇させる期間以外の期間（以下、非充電期間という 特許請求の範囲の第２の期間に相当）は、電源２により供給される電流が略全てダイオードＤ１〜Ｄ４及び電界効果トランジスタＱを流れる。このとき、電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ１〜Ｄ４では電力が消費されることとなり、これは負荷３の動作に関係の無い電力であるため電力ロスである。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, a period other than a period in which the drain-source voltage Vds is increased to supply power to the control circuit 6 (hereinafter referred to as a second period in the claims). Almost all of the current supplied by the
そこで、本実施形態では、このような消費電力（電力ロス）を低減するべく、前記の非充電期間においては、電源２により供給される電流がダイオードＤ１〜Ｄ４及び電界効果トランジスタＱをほとんど流れないようして、電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ１〜Ｄ４での消費電力を低減するようにしているところに特徴を有している。
Therefore, in this embodiment, in order to reduce such power consumption (power loss), the current supplied by the
図３は、第２の実施形態の電力供給スイッチ１の構成を示す図、図４（ａ）は、電源２から供給される電力、図４（ｂ）は、負荷３をオンする期間において負荷３に流れる電流、図４（ｃ）は、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧Ｖｇ、図４（ｄ）は、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを示し、図４（ｅ）は、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃ、図４（ｆ）は、本実施形態で新たに設けられた双方向性３端子サイリスタＴＲＣの動作をそれぞれ示すタイムチャートである。なお、第１の実施形態と同一の素子や部材については同一の番号を付しており、図４（ａ）〜（ｅ）は図２（ａ）〜（ｅ）と略同様である。
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the power supply switch 1 according to the second embodiment, FIG. 4A is power supplied from the
本実施形態の電力供給スイッチ１は、図３に示すように、第１の実施形態に係る電力供給スイッチ１（図１に示す構成）に加えて、双方向性３端子サイリスタＴＲＣが、電源２及び負荷３の直列回路に対してダイオードブリッジ回路５と並列に接続して備えられている。また、双方向性３端子サイリスタＴＲＣのオンオフ動作を制御するゲート駆動回路８が、電源２から電力供給を受けるべくスイッチ端子Ｓ，Ｔで電源２及び負荷３の直列回路に接続して備えられているとともに、制御回路６に接続されている。なお、双方向性３端子サイリスタＴＲＣ及びゲート駆動回路８は、特許請求の範囲における第２のスイッチ部の一例である。
As shown in FIG. 3, the power supply switch 1 of the present embodiment includes a bidirectional three-terminal thyristor TRC in addition to the power supply switch 1 (configuration shown in FIG. 1) according to the first embodiment. The
そして、双方向性３端子サイリスタＴＲＣの内部抵抗は、電界効果トランジスタＱとダイオードＤ３，Ｄ２又はダイオードＤ４，Ｄ１との合成抵抗に比して小さいので、非充電期間、すなわち図４においては、例えば時刻ｔ８〜ｔ９，時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間、制御回路６は、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンすることで、電源２から供給される電流の略全てが双方向性３端子サイリスタＴＲＣを流れる。
Since the internal resistance of the bidirectional three-terminal thyristor TRC is smaller than the combined resistance of the field effect transistor Q and the diodes D3 and D2 or the diodes D4 and D1, in the non-charging period, that is, in FIG. During the period from time t8 to t9 and from time t10 to t11, the
このように、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをダイオードブリッジ回路５と並列に接続し、非充電期間は双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンすることで電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ１〜Ｄ４に電流がほとんど流れないようしたので、電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ１〜Ｄ４での消費電力を低減することができ、その結果、電力供給スイッチ１の消費電力（電力ロス）を低減することができる。
In this way, the bidirectional three-terminal thyristor TRC is connected in parallel with the
なお、本実施形態では、双方向性３端子サイリスタＴＲＣを用いたが、これに限らず、例えば機械式スイッチを始めとする低損失のスイッチング素子であれば双方向性３端子サイリスタＴＲＣ以外のものでも採用可能である。 In this embodiment, the bidirectional three-terminal thyristor TRC is used. However, the present invention is not limited to this. For example, a low-loss switching element such as a mechanical switch may be used other than the bidirectional three-terminal thyristor TRC. But it can be adopted.
（第３の実施形態）
前記第１の実施形態においては、制御回路６に電力を供給するべくドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを上昇させるタイミングを任意のタイミングに設定したが、本実施形態では、当該電力供給スイッチ１における消費電力を低減するべく、特定のタイミングに設定しているところに特徴を有している。
(Third embodiment)
In the first embodiment, the timing for increasing the drain-source voltage Vds to supply power to the
図５は、第３の実施形態の電力供給スイッチ１の構成を示す図、図６（ａ）は、電源２から供給される電力、図６（ｂ）は、負荷３をオンする期間において負荷３に流れる電流、図６（ｃ）は、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧Ｖｇ、図６（ｄ）は、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、図６（ｅ）は、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃをそれぞれ示すタイムチャートである。
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the power supply switch 1 according to the third embodiment, FIG. 6A is power supplied from the
本実施形態では、図５に示すように、第１の実施形態に係る電力供給スイッチ１（図１に示す構成）に加えて、電界効果トランジスタＱのソース端子とダイオードブリッジ回路５における負極側直流出力端子（接続点Ａ）との間に、該電界効果トランジスタＱと直列に抵抗Ｒが接続されており、電界効果トランジスタＱと抵抗Ｒとの接続点Ｈにおける電圧を見て電界効果トランジスタＱに流れる電流（負荷３に流れる電流）を検出するべく、その接続点Ｈと制御回路６とが接続されている。なお、抵抗Ｒ及び制御回路６は、特許請求の範囲における電流検出部の一例である。
In the present embodiment, as shown in FIG. 5, in addition to the power supply switch 1 (configuration shown in FIG. 1) according to the first embodiment, the source terminal of the field effect transistor Q and the negative side DC in the diode bridge circuit 5 A resistor R is connected in series with the field-effect transistor Q between the output terminal (connection point A), and the voltage at the connection point H between the field-effect transistor Q and the resistor R is seen in the field-effect transistor Q. The connection point H and the
そして、図６に示すように、電界効果トランジスタＱに流れる電流、換言すれば負荷に流れる電流が略０になるタイミング（時刻ｔ１３，ｔ１５，ｔ１７）で、ゲート端子電圧Ｖｇを電圧Ｖｇ１からＶｇ２に瞬間的に低下させることでドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを上昇させる。これにより、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが電圧Ｖｃ２から上昇する。 Then, as shown in FIG. 6, the gate terminal voltage Vg is changed from the voltage Vg1 to Vg2 at the timing (time t13, t15, t17) when the current flowing through the field effect transistor Q, in other words, the current flowing through the load becomes substantially zero. The drain-source voltage Vds is increased by instantaneously decreasing the voltage. As a result, the voltage Vc between the two poles of the capacitor C rises from the voltage Vc2.
ここで、電界効果トランジスタＱとしてｎチャンネル形ＭＯＳＦＥＴを採用した場合、コンデンサＣの充電のために上昇させるドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓをできるだけ小さく抑えて電界効果トランジスタＱでの消費電力を電圧の点からも低減するため、ゲート電圧Ｖｇを可能な限り高く設定し、電界効果トランジスタＱが線形領域（オーム動作領域：ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン−ソース間電流とが略比例する領域）で動作するようにするとよい。 Here, when an n-channel MOSFET is employed as the field effect transistor Q, the drain-source voltage Vds raised for charging the capacitor C is suppressed as much as possible, and the power consumption in the field effect transistor Q is reduced in terms of voltage. Therefore, the gate voltage Vg is set as high as possible, and the field effect transistor Q operates in a linear region (ohmic operation region: a region where the drain-source voltage Vds and the drain-source current are approximately proportional). It is good to do so.
そして、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが電圧Ｖｃ１に達するタイミング（図６では、時刻ｔ１４，ｔ１６，ｔ１８）で、ゲート端子電圧Ｖｇを電圧Ｖｇ２から電圧Ｖｇ１に上げることにより、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを略０に戻す。 The drain-source voltage is increased by increasing the gate terminal voltage Vg from the voltage Vg2 to the voltage Vg1 at the timing when the voltage Vc between the two electrodes of the capacitor C reaches the voltage Vc1 (in FIG. 6, times t14, t16, t18). Vds is returned to substantially zero.
電界効果トランジスタＱでの消費電力はドレイン−ソース間電流とドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとの積であることに基づくと、低下後のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが同一の条件下では、ドレイン電流、すなわち負荷３に流れる電流が小さい方が電界効果トランジスタＱでの消費電力が小さい。したがって、前記のような制御を行うことにより、制御回路６に電力を供給するべくドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを上昇させるタイミングを、負荷に流れる電流が略０になるタイミング以外のタイミングに設定する場合に比して、電界効果トランジスタＱ、延いては電力供給スイッチ１の消費電力をさらに低減することができる。
Based on the fact that the power consumption in the field effect transistor Q is the product of the drain-source current and the drain-source voltage Vds, the drain current, That is, the smaller the current flowing through the
（第４の実施形態）
前記第２の実施形態においては、非充電期間における電界効果トランジスタＱ及びダイオードＤ１〜Ｄ４での消費電力を略０にするため、その非充電期間、ダイオードブリッジ回路５と並列接続された双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンするようにしたが、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンする際には、そのオン動作に起因してスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズは、双方向性３端子サイリスタＴＲＣのオン時における該サイリスタＴＲＣの両端電圧ＶTRCが大きくなるに伴って増大し、スイッチングノイズが大きくなると、例えば負荷３としての照明機器の点灯状態にちらつきが発生するなどの問題が生じる。
(Fourth embodiment)
In the second embodiment, in order to reduce the power consumption in the field effect transistor Q and the diodes D1 to D4 during the non-charging period to approximately zero, the bidirectionality connected in parallel with the
そこで、本実施形態では、このスイッチングノイズを低減するべく、双方向性３端子サイリスタＴＲＣの端子間電圧ＶTRCを十分に低下させたのちに該サイリスタＴＲＣのオン動作を行うように構成しているところに特徴を有している。 Therefore, in this embodiment, in order to reduce the switching noise, the inter-terminal voltage V TRC of the bidirectional three-terminal thyristor TRC is sufficiently lowered, and then the thyristor TRC is turned on. However, it has the characteristics.
図７は、第４の実施形態の電力供給スイッチ１の構成を示す図、図８（ａ）は、電源２から供給される電力、図８（ｂ）は、負荷３をオンする期間において負荷３に流れる電流、図８（ｃ）は、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧Ｖｇ、図８（ｄ）は、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、図８（ｅ）は、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃ、図８（ｆ）は、接続点Ｘ，Ｙ間の電圧（以下、Ｘ−Ｙ間電圧Ｖxyという）、図８（ｇ）は、双方向性３端子サイリスタＴＲＣの動作をそれぞれ示すタイムチャートである。
FIG. 7 is a diagram showing the configuration of the power supply switch 1 of the fourth embodiment, FIG. 8A is the power supplied from the
本実施形態では、図７に示すように、第２の実施形態に係る電力供給スイッチ１（図３に示す構成）に、さらに電界効果トランジスタＱのソース端子と接続点Ａとの間に、該電界効果トランジスタＱと直列に抵抗Ｒを接続し、電界効果トランジスタＱに流れる電流（負荷３に流れる電流）を検出することによりＸ−Ｙ間電圧Ｖxyを間接的に検出するべく、電界効果トランジスタＱと抵抗Ｒとの接続点Ｈが制御回路６に接続されている。
In this embodiment, as shown in FIG. 7, the power supply switch 1 according to the second embodiment (configuration shown in FIG. 3) is further connected between the source terminal of the field effect transistor Q and the connection point A. In order to indirectly detect the XY voltage Vxy by connecting a resistor R in series with the field effect transistor Q and detecting the current flowing through the field effect transistor Q (current flowing through the load 3), the field effect transistor Q Is connected to the
そして、図８（ｂ）〜（ｄ）に示すように、電界効果トランジスタＱに流れる電流、換言すれば負荷３に流れる電流が略０になるタイミング（時刻ｔ１９，ｔ２２，ｔ２５）で、ゲート端子電圧Ｖｇを電圧Ｖｇ１からＶｇ２に瞬間的に低下させることでドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを電圧Ｖｄｓ１に瞬間的に上昇させる。これにより、図８（ｅ）に示すように、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが電圧Ｖｃ２から上昇する。そして、コンデンサＣを充電する期間（ｔ１９〜ｔ２０，ｔ２２〜ｔ２３，ｔ２５〜ｔ２６）、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを電圧Ｖｄｓ１で一定に保つため、負荷３に流れる電流の増大に応じてゲート電圧Ｖｇを大きくしている。このとき、Ｘ−Ｙ間電圧Ｖxyは、ダイオードＤ３，Ｄ２又はダイオードＤ４，Ｄ１の電圧とドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとの和となる。
Then, as shown in FIGS. 8B to 8D, at the timing (time t19, t22, t25) when the current flowing through the field effect transistor Q, in other words, the current flowing through the
また、時刻ｔ２０，ｔ２３，ｔ２６で、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃが制御回路６に電力を供給するのに必要な所定の電圧Ｖｃ１に達すると、制御回路６は、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが徐々に低下するようにゲート端子電圧Ｖｇを電圧Ｖｇ１に達するまで徐々に増大させ、Ｘ−Ｙ間電圧Ｖxyが所定の電圧Ｖxy１まで低下すると（時刻ｔ２１，ｔ２４，ｔ２７）、ゲート駆動回路８は、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンする。なお、前記所定の電圧Ｖxy１は、特許請求の範囲の請求項３における所定値に対応する値に相当する。
At time t20, t23, t26, when the voltage Vc between the two electrodes of the capacitor C reaches a predetermined voltage Vc1 necessary for supplying power to the
このように、双方向性３端子サイリスタＴＲＣの端子間電圧ＶTRCを十分に低下させたのちに該サイリスタＴＲＣのオン動作を行うようにしたので、双方向性３端子サイリスタＴＲＣのオン動作に起因するスイッチングノイズを低減することができる。 In this way, since the inter-terminal voltage V TRC of the bidirectional three-terminal thyristor TRC is sufficiently lowered and then the thyristor TRC is turned on, this is caused by the on-operation of the bidirectional three-terminal thyristor TRC. Switching noise can be reduced.
（第５の実施形態）
電力供給スイッチ１は、消費電力が異なる各種の負荷３に電力を供給できるように、電界効果トランジスタＱに広範囲の電流値の電流を流しても該電界効果トランジスタＱが正常に動作することが要求される。
(Fifth embodiment)
The power supply switch 1 is required to operate normally even when a current having a wide range of current values is supplied to the field effect transistor Q so that power can be supplied to
しかし、第４の実施形態のように、比較的大きな消費電力の負荷３に対応させるべく前述のスイッチングノイズの点を考慮し抵抗Ｒを抵抗値の小さいものにして電力供給スイッチ１を構成した場合に、この電力供給スイッチ１を消費電力の比較的小さな負荷３に接続して用いるとき、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンする時点のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、電界効果トランジスタＱに流れる電流の大きさに略比例することから非常に小さくなる。その結果、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンさせるためにゲート駆動回路８が必要とする電圧（双方向性３端子サイリスタＴＲＣのゲート端子にオン信号を出力するための電圧）が得られず、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンすることができない場合が生じることが考えられる。
However, as in the fourth embodiment, when the power supply switch 1 is configured with the resistor R having a small resistance value in consideration of the aforementioned switching noise in order to cope with the
そこで、本実施形態では、双方向性３端子サイリスタＴＲＣを確実にオンさせることのできるドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓについての下限値を設定し、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓがこの下限値を下回らないように、最低限必要なドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを確保するようにしている。 Therefore, in the present embodiment, a lower limit value is set for the drain-source voltage Vds that can reliably turn on the bidirectional three-terminal thyristor TRC so that the drain-source voltage Vds does not fall below this lower limit value. In addition, a minimum required drain-source voltage Vds is ensured.
図９は、第５の実施形態の電力供給スイッチ１の構成を示す図である。図９に示すように、第５の実施形態の電力供給スイッチ１は、前記第４の実施形態の構成に加えて、制御回路６内に下限リミット回路６１を備え、下限リミット回路６１は、電界効果トランジスタＱのゲート端子とコンデンサＣの一方の電極とに接続されており、コンデンサＣの両電極の電圧Ｖｃを監視することで、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、延いては双方向性３端子サイリスタＴＲＣの端子間電圧ＶTRCを間接的に監視する。なお、下限リミット回路６１は特許請求の範囲における制限部に相当する。
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the power supply switch 1 according to the fifth embodiment. As shown in FIG. 9, the power supply switch 1 of the fifth embodiment includes a
そして、下限リミット回路６１は、コンデンサＣの両電極の電圧Ｖｃが前記下限値に相当する電圧値より小さいことを検出すると、コンデンサＣの両電極の電圧Ｖｃが前記下限値に相当する電圧値になるまでゲート端子電圧Ｖｇを小さくしてドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを上昇させる。
When the
これにより、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンさせるのに必要な最低限の該サイリスタＴＲＣの端子間電圧ＶTRCを確保することができ、双方向性３端子サイリスタＴＲＣを確実にオンさせることができる。 Thereby, the minimum inter-terminal voltage V TRC of the thyristor TRC necessary for turning on the bidirectional three-terminal thyristor TRC can be ensured, and the bidirectional three-terminal thyristor TRC can be reliably turned on. it can.
（第６の実施形態）
前記第５の実施形態で述べたように、電力供給スイッチ１は、消費電力が異なる各種の負荷３に電力を供給するため、電界効果トランジスタＱに広範囲の電流値の電流を流しても該電界効果トランジスタＱが正常に動作することが要求される。
(Sixth embodiment)
As described in the fifth embodiment, the power supply switch 1 supplies power to
しかし、第４の実施形態（図７に示す電力供給スイッチ１）において、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンする時点のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、電界効果トランジスタＱに流れる電流の大きさに略比例し、電界効果トランジスタＱに流れる電流（ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ）が非常に大きいときには、前述のスイッチングノイズが大きくなる一方、電界効果トランジスタＱに流れる電流（ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ）が非常に小さいときには、ゲート駆動回路８が動作せず、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンできない場合が生じることが考えられる。
However, in the fourth embodiment (the power supply switch 1 shown in FIG. 7), the drain-source voltage Vds at the time when the bidirectional three-terminal thyristor TRC is turned on has the magnitude of the current flowing through the field effect transistor Q. When the current flowing through the field effect transistor Q (drain-source voltage Vds) is very large, the switching noise increases, while the current flowing through the field effect transistor Q (drain-source voltage Vds) is large. When it is very small, the
そこで、本実施形態では、このような問題を回避すべく、双方向性３端子サイリスタＴＲＣの端子間電圧ＶTRCが一定の範囲内に設定されるようにしている。 Therefore, in this embodiment, in order to avoid such a problem, the voltage V TRC between the terminals of the bidirectional three-terminal thyristor TRC is set within a certain range.
図１０は、第６の実施形態の電力供給スイッチ１の構成を示す図である。図１０に示すように、第６の実施形態の電力供給スイッチ１は、前記第４の実施形態の構成における抵抗Ｒの代わりに、抵抗とトランジスタとが直列接続されてなる直列回路が複数並列接続され、この並列回路が、電界効果トランジスタＱのソース端子とダイオードブリッジ回路５の接続点Ａとの間に、電界効果トランジスタＱと直列に接続されている。これにより、通電可能な複数の電流路が形成されている。以下、これらの抵抗及びトランジスタを抵抗Ｒ１〜Ｒ４及びトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４と表わす。抵抗Ｒ１〜Ｒ４は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のエミッタ端子に接続されているとともに、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の各コレクタ端子はダイオードブリッジ回路５の負極側直流出力端子（接続点Ａ）に接続されている。
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of the power supply switch 1 according to the sixth embodiment. As shown in FIG. 10, in the power supply switch 1 of the sixth embodiment, a series circuit in which a resistor and a transistor are connected in series is connected in parallel instead of the resistor R in the configuration of the fourth embodiment. The parallel circuit is connected in series with the field effect transistor Q between the source terminal of the field effect transistor Q and the connection point A of the
また、制御回路６内に検出抵抗セレクター回路６２を備え、検出抵抗セレクター回路６２は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の各ベース端子にそれぞれ接続されている。なお、検出抵抗セレクター回路６２、トランジスタを抵抗Ｒ１〜Ｒ４及びトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は、特許請求の範囲における調整部の一例である。
Further, the
そして、検出抵抗セレクター回路６２は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のうち１又は複数のトランジスタをオンし電流を流す電流路を選択することで、選択した電流路のインピーダンスに相当する電圧が双方向性３端子サイリスタＴＲＣの端子間に印加される。 The detection resistor selector circuit 62 turns on one or a plurality of transistors Tr1 to Tr4 and selects a current path through which a current flows, so that a voltage corresponding to the impedance of the selected current path is a bidirectional three-terminal. Applied between the terminals of the thyristor TRC.
このような構成により、例えば当該電力供給スイッチ１を電源２及び負荷３に接続したときに通電させる電流路を適切に設定することで、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを適切な範囲内の電圧に設定することができる。例えば、抵抗Ｒ１〜Ｒ４について、それらの抵抗値ｒ１〜ｒ４の関係がｒ１＜ｒ２＜ｒ３＜ｒ４である場合において、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４のオン時に、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きいときには、例えばトランジスタＴｒ４をオフする一方、トランジスタＴｒ３又はトランジスタＴｒ２をオンすることでインピーダンスを小さくして、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを下げる。このようにして、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ、延いては双方向性３端子サイリスタＴＲＣの端子間電圧ＶTRCを適切な電圧の範囲内に収めることができる。
With such a configuration, for example, the drain-source voltage Vds is set to a voltage within an appropriate range by appropriately setting a current path that is energized when the power supply switch 1 is connected to the
その結果、図７に示すように、１の抵抗しか備えていない電力供給スイッチ１において、該抵抗Ｒの抵抗値が比較的大きく且つ負荷３に流れる電流が非常に大きいときには、双方向性３端子サイリスタＴＲＣの両端子間電圧が非常に大きくなり、スイッチングノイズが発生する一方、その抵抗の抵抗値が比較的小さく且つ負荷３に流れる電流が非常に小さいときには、双方向性３端子サイリスタＴＲＣをオンできなくなる場合がある。しかし、本実施形態のように、抵抗値の異なる電流路を複数備え、負荷３の消費電力に応じて通電させる電流路を設定することで、そのような不具合が発生するのを防止又は抑制することができる。なお、最適な電流路の検出方法としては、例えば、最も抵抗値の小さい電流路から順に切換えるようにすればよい。
As a result, as shown in FIG. 7, in the power supply switch 1 having only one resistor, when the resistance value of the resistor R is relatively large and the current flowing through the
（第７の実施形態）
電界効果トランジスタＱにおける消費電力は、電力供給スイッチ１全体の消費電力の大きな割合を占めるものであり、電界効果トランジスタＱに流れる電流（ドレイン−ソース間電流）とドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓとにより決定する。したがって、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは低い方が電界効果トランジスタＱにおける消費電力、延いては電力供給スイッチ１全体の消費電力を低減することができる。
(Seventh embodiment)
The power consumption in the field effect transistor Q occupies a large proportion of the power consumption of the entire power supply switch 1, and is determined by the current flowing through the field effect transistor Q (drain-source current) and the drain-source voltage Vds. To do. Therefore, the lower the drain-source voltage Vds, the lower the power consumption in the field effect transistor Q, and hence the power consumption of the power supply switch 1 as a whole.
しかし、制御回路６は、電界効果トランジスタＱのゲート端子電圧を制御するために比較的高い電圧が必要であり、そのような電圧でコンデンサＣから制御回路６に電力を供給するためには、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを比較的高い電圧に設定する必要があり、この場合、電界効果トランジスタＱにおける消費電力が大きくなる。
However, the
そこで、図１１に示すように、第７の実施形態の電力供給スイッチ１は、第４の実施形態に示す構成に加えて、コンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃを昇圧する昇圧回路９を備え、昇圧回路９により昇圧して得られる電力を制御回路６に供給するようにしている。昇圧回路９は、例えば、インダクタ、スイッチング素子及びコンデンサ等を備えて構成される周知の昇圧チョッパ回路や同じく周知のチャージポンプ回路等が採用可能である。なお、昇圧回路９は、特許請求の範囲の昇圧部の一例である。
Therefore, as shown in FIG. 11, the power supply switch 1 of the seventh embodiment includes a
これにより、電界効果トランジスタＱにおける消費電力、延いては電力供給スイッチ１全体の消費電力を低減することができる。 Thereby, the power consumption in the field effect transistor Q and the power consumption of the power supply switch 1 as a whole can be reduced.
（第８の実施形態）
第１の実施形態においては、ダイオードブリッジ回路５を用いて制御回路６への供給電力を確保することのできる電力供給スイッチ１を構成したが、図１２に示すように、ダイオードブリッジ回路５を用いることなく制御回路６への供給電力を確保することのできる電力供給スイッチ１を構成することもできる。
(Eighth embodiment)
In the first embodiment, the power supply switch 1 that can secure the supply power to the
図１２は、第８の実施形態の電力供給スイッチ１の構成を示す図である。なお、第１の実施形態と同一の素子や部材については、同一の番号を付している。 FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of the power supply switch 1 according to the eighth embodiment. In addition, the same number is attached | subjected about the element and member same as 1st Embodiment.
図１２に示すように、本実施形態の電力供給スイッチ１も、電源２及び負荷３の直列回路と２個の端子Ｓ，Ｔで接続される２線式のスイッチであり、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ６，Ｄ７、コンデンサＣ、スイッチＳＷ２，ＳＷ３、制御回路６及びオフ時電源回路７を備えて構成されている。
As shown in FIG. 12, the power supply switch 1 of this embodiment is also a two-wire switch connected to a series circuit of a
電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２は互いにソース端子で直列に接続され、この直列回路が、スイッチ端子Ｓ，Ｔで電源２と負荷３との直列回路に接続されている。また、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点ＫとコンデンサＣの一方の電極とが接続されている。スイッチＳＷ２は、コンデンサＣの他方の電極とダイオードＤ６のカソードとに接続され、スイッチＳＷ３は、コンデンサＣの他方の電極とダイオードＤ７のカソードとに接続されている。また、ダイオードＤ６，Ｄ７の各アノードと電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２の各ドレイン端子とが接続されている。なお、一般的に電界効果トランジスタは、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓと逆極性の順方向電圧を有するダイオードを備えており、図１２では、他方の電界効果トランジスタのドレイン−ソース間を流れた電流は、当該電界効果トランジスタのダイオードを通ることを明瞭に示すべく、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２に含まれるダイオードを図示している。電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２は、特許請求の範囲における第３、第４のスイッチング素子に相当する。
The field effect transistors Q1 and Q2 are connected in series with each other at their source terminals, and this series circuit is connected to a series circuit of a
制御回路６は、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲート端子とコンデンサＣの他方の電極とに接続されており、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２の動作を制御するとともに、スイッチＳＷ２，ＳＷ３のオンオフ制御を行い、負荷３のオン時にはスイッチＳＷ２，ＳＷ３をオンし、負荷３のオフ時にはスイッチＳＷ２，ＳＷ３をオフする。また、制御回路６は、コンデンサＣから電力供給を受ける。
The
オフ時電源回路７は、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン端子及びソース端子に接続されており、第１の実施形態と同様に、図略のコンデンサやスイッチ素子等を備えてなる。オフ時電源回路７は、負荷３がオフの期間、電源２から電力の供給を受け、その電力をコンデンサＣを介して制御回路６に供給する。
The off-time
以上の構成を有する電力供給スイッチ１において、負荷３をオンする期間において、制御回路６は、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２を交互にオンオフさせる。また、電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２の各オン期間において、前記第１の実施形態と同様に、オンしている電界効果トランジスタのドレインーソース間電圧Ｖｄｓを一時的に大きくしてコンデンサＣの両極間の電圧Ｖｃを上昇させる。これにより、負荷３に電力を供給する期間においても制御回路６への供給電力を確保することのできる電力供給スイッチ１を実現することができる。
In the power supply switch 1 having the above configuration, the
また、第１の実施形態に比して、ダイオードブリッジ回路５が備えていない分、消費電力を低減することができる。
Further, compared to the first embodiment, the power consumption can be reduced by the amount that the
なお、本発明は、前記第１〜第８の実施形態に加えて、あるいは第１〜第８の実施形態に代えて次の実施形態（１），（２）も採用可能である。 The present invention can employ the following embodiments (1) and (2) in addition to the first to eighth embodiments or in place of the first to eighth embodiments.
（１）前記各実施形態では、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの制御の容易性の点から電界効果トランジスタＱを用いているが、これに限られず、例えば、ｐｎｐ型トランジスタ等の他のトランジスタも採用可能である。 (1) In each of the above embodiments, the field effect transistor Q is used from the viewpoint of easy control of the drain-source voltage Vds. However, the present invention is not limited to this. For example, other transistors such as a pnp transistor are also used. Is possible.
（２）第１の実施形態から第７の実施形態に示す技術を適宜組み合わせるとより好ましい電力供給スイッチ１を構成することができる。 (2) A more preferable power supply switch 1 can be configured by appropriately combining the techniques shown in the first to seventh embodiments.
１ 電力供給スイッチ
２ 電源
３ 負荷
４ センサ
５ ダイオードブリッジ回路
６ 制御回路
６１ 下限リミット回路
６２ 検出抵抗セレクター回路
７ オフ時電源回路
８ ゲート駆動回路
９ 昇圧回路
Ｑ，Ｑ１，Ｑ２ 電界効果トランジスタ
Ｃ コンデンサ
ＴＲＣ 双方向性３端子サイリスタ
Ｒ，Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｔｒ１〜Ｔｒ４ トランジスタ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
Claims (8)
前記２個のスイッチ端子に２個の交流入力端子がそれぞれ接続され、交流を直流に変換する整流部と、
前記整流部の正極側直流出力端子及び負極側直流出力端子にそれぞれ接続される入力端子及び出力端子を有し、前記入力端子と出力端子との間を実質的に短絡する短絡状態、前記入力端子と出力端子との間を実質的に開放する開放状態、及び前記入力端子と出力端子との間を短絡状態と開放状態との間の状態である有電位差状態の３状態を取り得る第１のスイッチ部と、
前記第１のスイッチ部の前記３状態を制御する制御部と、
前記第１のスイッチ部の入力端子と出力端子との間に接続された電荷蓄積部とを備え、
前記制御部は、前記第１のスイッチ部を短絡状態にすることにより前記電源から前記負荷に電力を供給して前記負荷をオンにしている間に、前記電荷蓄積部に電荷を蓄積すべく前記第１のスイッチ部を有電位差状態にする第１の期間を有することを特徴とする電力供給スイッチ。 A two-wire power supply switch having two switch terminals for turning on and off the load by supplying and cutting off power from the power source,
Two AC input terminals are connected to the two switch terminals, respectively, and a rectifier that converts AC to DC;
A short circuit state having an input terminal and an output terminal respectively connected to a positive side DC output terminal and a negative side DC output terminal of the rectifying unit, and substantially short-circuiting between the input terminal and the output terminal; A first state that can take three states: an open state that substantially opens between the output terminal and the output terminal, and a potential difference state that is a state between the shorted state and the open state between the input terminal and the output terminal. A switch part;
A control unit for controlling the three states of the first switch unit;
A charge storage unit connected between an input terminal and an output terminal of the first switch unit;
The control unit supplies the electric power from the power source to the load by turning the first switch unit in a short-circuited state, and accumulates charges in the charge accumulation unit while turning on the load. A power supply switch having a first period in which the first switch unit is in a potential difference state.
前記制御部は、前記第２のスイッチ部の前記２状態を制御するとともに、前記電源から前記負荷に電力を供給して前記負荷をオンにしている間のうち前記第１の期間以外の第２の期間は、前記第２のスイッチ部を短絡状態に設定することを特徴とする請求項１に記載の電力供給スイッチ。 The two switch terminals are connected in parallel with the rectifying unit, and take two states of a short circuit state in which the switch terminals are substantially short-circuited and an open state in which the switch terminals are substantially open. A second switch part to obtain,
The control unit controls the two states of the second switch unit, and supplies power from the power source to the load to turn on the load, and the second period other than the first period. 2. The power supply switch according to claim 1, wherein the second switch unit is set in a short-circuit state during the period.
入力端子及び出力端子を有し、前記入力端子と出力端子との間を実質的に短絡する短絡状態、前記入力端子と出力端子との間を実質的に開放する開放状態、及び前記入力端子と出力端子との間を短絡状態と開放状態との間の状態である有電位差状態の３状態を取り得る第３，第４のスイッチ部を備えて構成され、前記第３，第４のスイッチ部の各入力端子が前記各スイッチ端子として２個の交流入力端子にそれぞれ接続されてなるスイッチング回路と、
前記第３，第４のスイッチ部の入力端子と出力端子との間に接続された電荷蓄積部と、
前記第３，第４のスイッチ部の前記３状態を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記交流入力端子に入力される電力の位相に応じて前記第３，第４のスイッチ部を交互に短絡状態にすることにより前記電源から前記負荷に電力を供給して前記負荷をオンにしている間に、前記電荷蓄積部に電荷を蓄積すべく短絡状態のスイッチ部を有電位差状態にする期間を有することを特徴とする電力供給スイッチ。
A two-wire power supply switch having two switch terminals for turning on and off the load by supplying and cutting off power from the power source;
A short-circuit state having an input terminal and an output terminal, substantially short-circuiting between the input terminal and the output terminal; an open state substantially opening between the input terminal and the output terminal; and the input terminal The third and fourth switch portions are configured to include three and fourth switch portions that can take three states of a potential difference state between the output terminal and a short circuit state and an open state. A switching circuit in which each input terminal is connected to two AC input terminals as each switch terminal;
A charge storage unit connected between an input terminal and an output terminal of the third and fourth switch units;
A control unit for controlling the three states of the third and fourth switch units,
The control unit supplies power from the power source to the load by alternately short-circuiting the third and fourth switch units in accordance with the phase of power input to the AC input terminal. A power supply switch characterized by having a period during which the switch part in a short-circuit state is in a potential difference state so as to accumulate charges in the charge accumulation part while the switch is turned on.
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