JP4295075B2

JP4295075B2 - Photoelectric conversion circuit and electric field detection optical device

Info

Publication number: JP4295075B2
Application number: JP2003407865A
Authority: JP
Inventors: 信太郎柴田; 直志美濃谷; 愛一郎佐々木; 満品川
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2003-12-05
Filing date: 2003-12-05
Publication date: 2009-07-15
Anticipated expiration: 2023-12-05
Also published as: JP2005167157A

Description

本発明は、電気光学結晶を通過する単一波長の光の偏光状態が結晶に印加された電圧（電界）によって変化することを利用して微小信号電圧を検出する光・電気変換回路および電界検出光学装置に関する。 The present invention relates to an optical / electrical conversion circuit for detecting a minute signal voltage by utilizing the fact that the polarization state of light having a single wavelength passing through an electro-optic crystal is changed by a voltage (electric field) applied to the crystal, and electric field detection. The present invention relates to an optical device.

従来、受光素子であるフォトダイオードに抵抗器（ディスクリート部品）を接続して光を電気信号に変換する回路（光・電気変換回路）を構成し、必要な出力振幅まで次段の差動増幅器で増幅する技術が開示されている（例えば特許文献１を参照）。 Conventionally, a resistor (discrete component) is connected to a photodiode, which is a light receiving element, to form a circuit that converts light into an electrical signal (optical / electrical conversion circuit). A technique for amplifying is disclosed (for example, see Patent Document 1).

図２５は、このような従来の光・電気変換回路の構成を示す回路図である。同図に示す光・電気変換回路５００は、フォトダイオード３１と、このフォトダイオード３１のカソードに直列に接続され、フォトダイオード３１に逆バイアスを印加する電源６１と、フォトダイオード３１のアノードに接続される負荷抵抗４１とから構成される。 FIG. 25 is a circuit diagram showing a configuration of such a conventional optical / electrical conversion circuit. The photoelectric conversion circuit 500 shown in the figure is connected in series to a photodiode 31, a cathode of the photodiode 31, a power supply 61 that applies a reverse bias to the photodiode 31, and an anode of the photodiode 31. Load resistor 41.

光ファイバ等の光伝送路７１を介して伝送されてくる光がコリメートレンズ２１で集光され、光・電気変換回路５００に入射されると、この光をフォトダイオード３１が受光し、その入射した光の強度に応じた光電流を発生する。この光電流は、負荷抵抗４１の電圧降下として出力される。 When the light transmitted through the optical transmission path 71 such as an optical fiber is collected by the collimator lens 21 and is incident on the optical / electrical conversion circuit 500, the light is received by the photodiode 31 and is incident thereon. A photocurrent according to the intensity of light is generated. This photocurrent is output as a voltage drop across the load resistor 41.

図２６は、図２５に示す光・電気変換回路５００を含み、電気光学結晶を通過するレーザ光の偏光状態が結晶に印加された電圧（電界）によって変化することを利用して微小信号電圧を検出する従来の電界検出光学装置の構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ５１は、レーザダイオード１１で発射されたレーザ光が電気光学素子１４に入射される。レーザ光は、この電気光学素子１４への入射に先立ってコリメートレンズ１２で平行光にされ、第１波長板１３でその偏光状態の調整を受ける。電気光学素子１４に入射したレーザ光は、信号源１７からの交流信号電圧によって電極１５〜１６間に生じる電界に起因してその偏光状態が変化する。 FIG. 26 includes the optical / electrical conversion circuit 500 shown in FIG. 25, and uses the fact that the polarization state of the laser light passing through the electro-optic crystal changes depending on the voltage (electric field) applied to the crystal. It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional electric field detection optical apparatus to detect. In the electric field detection optical device E51 shown in the figure, the laser light emitted from the laser diode 11 is incident on the electro-optical element 14. Prior to incidence on the electro-optic element 14, the laser light is collimated by the collimator lens 12, and the polarization state thereof is adjusted by the first wave plate 13. The polarization state of the laser light incident on the electro-optical element 14 changes due to an electric field generated between the electrodes 15 to 16 due to the AC signal voltage from the signal source 17.

このレーザ光の偏光状態の変化は、電気光学素子１４を通過した後、第２波長板１８によって調整され、偏光ビームスプリッタ１９に入射される。偏光ビームスプリッタ１９では、レーザ光を二つの直交する直線偏光成分に分光し、その各々を光の強度変化に変換する。その後、各信号成分は、コリメートレンズ２１および２２でそれぞれ集光された後、光・電気変換回路５００−１および５００−２のフォトダイオード３１および３２にそれぞれ供給される。 The change in the polarization state of the laser light passes through the electro-optic element 14, is adjusted by the second wave plate 18, and is incident on the polarization beam splitter 19. The polarization beam splitter 19 splits the laser light into two orthogonal linearly polarized light components and converts each of them into a change in light intensity. Thereafter, the respective signal components are condensed by the collimating lenses 21 and 22, respectively, and then supplied to the photodiodes 31 and 32 of the photoelectric conversion circuits 500-1 and 500-2, respectively.

光・電気変換回路５００−１および５００−２では、図２５で説明したようにフォトダイオード３１および３２において、受光した光の強度に応じた光電流を発生し、この光電流が流れることによって負荷抵抗４１および４２の電圧降下として出力される信号電圧を差動増幅器５１に入力する。 In the photoelectric conversion circuits 500-1 and 500-2, as described with reference to FIG. 25, a photocurrent corresponding to the intensity of received light is generated in the photodiodes 31 and 32, and this photocurrent flows to cause a load. A signal voltage output as a voltage drop across the resistors 41 and 42 is input to the differential amplifier 51.

差動増幅器５１では、光・電気変換回路５００−１および５００−２から入力された両信号電圧の差分が求められ、所定の増幅率により増幅される。
特開２００３−１１０３６８号公報 In the differential amplifier 51, a difference between both signal voltages input from the photoelectric conversion circuits 500-1 and 500-2 is obtained and amplified by a predetermined amplification factor.
JP 2003-110368 A

一般に、フォトダイオードを流れる電流は受光する光量で決まり、その端子電圧には依存しないため、Ｓ／Ｎ比を保つためには、一定の値以下に光の入力量を下げることができない。 In general, the current flowing through the photodiode is determined by the amount of light received and does not depend on the terminal voltage. Therefore, in order to maintain the S / N ratio, the input amount of light cannot be reduced below a certain value.

従来の光・電気変換回路５００では、光量一定という条件の下で低電力化を図るために電源６１の電圧を下げると、フォトダイオード３１の逆バイアスが浅く（小さく）なるため、フォトダイオードの寄生容量（ｐｎ接合容量）８１は増大する。この結果、フォトダイオードの寄生容量８１と負荷抵抗４１の抵抗値で決まる時定数に依存する光・電気変換回路５００の帯域幅が狭くなり、高速信号を検出できなくなるという問題があった。 In the conventional photoelectric conversion circuit 500, if the voltage of the power supply 61 is lowered in order to reduce power under the condition that the amount of light is constant, the reverse bias of the photodiode 31 becomes shallower (smaller). The capacity (pn junction capacity) 81 increases. As a result, the bandwidth of the optical / electrical conversion circuit 500 depending on the time constant determined by the resistance value of the parasitic capacitance 81 of the photodiode and the load resistor 41 becomes narrow, and there is a problem that high-speed signals cannot be detected.

また、フォトダイオード３１の逆バイアスが浅くならないように、負荷抵抗４１として抵抗値が小さい部品を使用すると、光・電気変換回路５００の出力信号電圧が小さくなってしまうため、次段で増幅率が高い差動増幅器が必要となり、コストがかかるという問題もあった。 Further, if a component having a small resistance value is used as the load resistor 41 so that the reverse bias of the photodiode 31 does not become shallow, the output signal voltage of the photoelectric conversion circuit 500 becomes small. There is also a problem that a high differential amplifier is required and the cost is high.

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、光信号を電気信号に変換する際に、帯域幅が広く、コストのかからない光・電気変換回路および電界検出光学装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide an optical / electrical conversion circuit and an electric field detection optical device which have a wide bandwidth and are inexpensive when converting an optical signal into an electric signal. It is to provide.

本発明に係る電界検出光学装置は、単一波長の光が入射される電気光学結晶に電界が印加されるときに前記単一波長の光の偏光状態が変化する電気光学効果を利用して、前記電気光学結晶に印加される電界を検出する電界検出光学装置であって、前記電気光学結晶を通過した前記単一波長の光を二つの直交する直線偏光成分に分光する分光手段と、この分光手段で分光された直線偏光成分の各々を電気信号に変換するフォトダイオードと当該フォトダイオードの出力電流を電圧に変換する負荷抵抗とが一対のトランジスタを用いて構成されるカレントミラー回路を介して結合されて成る第１および第２の光電気変換手段と、この第１および第２の光電気変換手段からそれぞれ出力される電気信号を用いて差動増幅を行う差動増幅手段と、を備え、前記カレントミラー回路を構成する一対のトランジスタは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタのいずれかであり、前記カレントミラー回路を構成する一対のトランジスタのうち少なくともいずれか一方は、前記差動増幅手段に入力される信号成分にアンバランスが生じたときに、自身のチャネル幅またはエミッタ面積を調整して当該アンバランスを解消する調整手段を備えたことを特徴とする。 The electric field detection optical device according to the present invention utilizes an electro-optic effect in which the polarization state of the single-wavelength light changes when an electric field is applied to the electro-optic crystal on which the single-wavelength light is incident. An electric field detection optical device for detecting an electric field applied to the electro-optic crystal, the spectroscopic means for splitting the single wavelength light that has passed through the electro-optic crystal into two orthogonal linearly polarized light components, and A photodiode that converts each of the linearly polarized light components dispersed by the means into an electric signal and a load resistor that converts the output current of the photodiode into a voltage are coupled via a current mirror circuit configured using a pair of transistors. Bei first and second photoelectric conversion means, a differential amplifier means for performing differential amplification with the electric signals output from the first and second photoelectric conversion means, the formed by The pair of transistors constituting the current mirror circuit is either an n-channel MOSFET or an npn-type bipolar transistor, and at least one of the pair of transistors constituting the current mirror circuit is the differential amplification means. When an imbalance occurs in the signal component input to the, the adjustment means for adjusting the channel width or the emitter area of the signal component to eliminate the imbalance is provided.

本発明によれば、入射される光信号を電気信号に変換するフォトダイオードとこのフォトダイオードの入力電流を電圧に変換する負荷抵抗とが一対のトランジスタを用いて構成されるカレントミラー回路を介して結合されて成ることにより、光信号を電気信号に変換する際に、帯域幅が広く、コストのかからない光・電気変換回路および電界検出光学装置を提供することができる。 According to the present invention, a photodiode that converts an incident optical signal into an electrical signal and a load resistor that converts an input current of the photodiode into a voltage are connected via a current mirror circuit that includes a pair of transistors. By being combined, it is possible to provide an optical / electrical conversion circuit and an electric field detection optical device which have a wide bandwidth and are inexpensive when converting an optical signal into an electrical signal.

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光・電気変換回路の回路図である。同図に示す光・電気変換回路１００は、光ファイバ等の光伝送路７１から伝搬されてくる光を受光するフォトダイオード３１、このフォトダイオード３１のアノードに直列に接続されて接地される電界効果型トランジスタであるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor、以降ｎＭＯＳと記載）１０１、一定電圧を有しフォトダイオード３１に逆バイアスを印加する電源６１を有している。 (First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of the photoelectric conversion circuit according to the first embodiment of the present invention. The optical / electrical conversion circuit 100 shown in the figure includes a photodiode 31 that receives light propagating from an optical transmission line 71 such as an optical fiber, and an electric field effect that is connected in series to the anode of the photodiode 31 and grounded. An n-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, hereinafter referred to as nMOS) 101 that is a type transistor, and a power source 61 that has a constant voltage and applies a reverse bias to the photodiode 31.

光・電気変換回路１００は、さらにｎＭＯＳ１０１とカレントミラーを構成するｎＭＯＳ１０２、このｎＭＯＳ１０２に接続される負荷抵抗４１、および負荷抵抗４１に一定の電圧を印加する電源６２を備えている。 The photoelectric conversion circuit 100 further includes an nMOS 102 that constitutes a current mirror with the nMOS 101, a load resistor 41 connected to the nMOS 102, and a power supply 62 that applies a constant voltage to the load resistor 41.

カレントミラー回路のより具体的な構成は、フォトダイオード３１に接続されるｎＭＯＳ１０１のドレインとゲートを直結し、さらにこの接続点に負荷抵抗４１に接続されるｎＭＯＳ１０２のゲートを接続する。この場合、ｎＭＯＳ１０１および１０２の動作点は自動的に定電流領域になる。このようなカレントミラーを構成することにより、フォトダイオード３１を流れる電流をコピーして負荷抵抗４１に供給する。 A more specific configuration of the current mirror circuit is such that the drain and gate of the nMOS 101 connected to the photodiode 31 are directly connected, and further, the gate of the nMOS 102 connected to the load resistor 41 is connected to this connection point. In this case, the operating point of the nMOSs 101 and 102 automatically becomes a constant current region. By constructing such a current mirror, the current flowing through the photodiode 31 is copied and supplied to the load resistor 41.

なお、本実施形態においては、ｎＭＯＳ１０１および１０２のドレイン・ソース間容量、ドレイン・ゲート間容量、ドレイン・基板間容量等の寄生容量は、フォトダイオード３１の寄生容量よりも小さい。 In the present embodiment, the parasitic capacitances such as the drain-source capacitance, the drain-gate capacitance, the drain-substrate capacitance, etc. of the nMOSs 101 and 102 are smaller than the parasitic capacitance of the photodiode 31.

フォトダイオード３１は、偏光ビームスプリッタ１９で光伝送路７１を介して伝送され、コリメートレンズ２１で集光される光を受光すると、その光の強度に応じた光電流を発生する。この光電流は、カレントミラーの働きによりコピーされて負荷抵抗４１に供給される。そして、この負荷抵抗４１に発生する電圧降下として電圧に変換されて差動増幅器５１に出力される。 When the photodiode 31 receives the light transmitted through the optical transmission path 71 by the polarization beam splitter 19 and collected by the collimator lens 21, the photodiode 31 generates a photocurrent according to the intensity of the light. This photocurrent is copied by the action of the current mirror and supplied to the load resistor 41. Then, it is converted into a voltage as a voltage drop generated in the load resistor 41 and output to the differential amplifier 51.

ｎＭＯＳ１０１と１０２がカレントミラー回路として機能する最低ドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSは、ｎＭＯＳのしきい値電圧Ｖ_thであるので、フォトダイオード３１および負荷抵抗４１のバイアス電圧（各々の端子電圧）をＶ_bとするとき、電源６１および６２の出力電圧を（Ｖ_b＋Ｖ_th）まで低下させることが可能である。 Since the lowest drain-source voltage V _{DS at which the} nMOSs 101 and 102 function as a current mirror circuit is the threshold voltage V _th of the nMOS, the bias voltage (each terminal voltage) of the photodiode 31 and the load resistor 41 is set to V _{When b} is set, the output voltages of the power supplies 61 and 62 can be reduced to (V _b + V _th ).

この結果、電源電圧が低い場合においても、レーザ光の強度一定の条件のもとで差動増幅を行う差動増幅器５１（差動増幅手段）に出力される出力信号電圧の低下を抑えることができる。 As a result, even when the power supply voltage is low, it is possible to suppress a decrease in the output signal voltage output to the differential amplifier 51 (differential amplification means) that performs differential amplification under the condition that the intensity of the laser beam is constant. it can.

ちなみに、カレントミラー回路の電圧ドロップＶ_DSが、フォトダイオード３１や負荷抵抗４１のバイアス電圧Ｖ_bよりも小さくなるようにカレントミラー回路の回路定数を設計することは勿論可能である。 Incidentally, it is of course possible to design the circuit constants of the current mirror circuit so that the voltage drop V _DS of the current mirror circuit is smaller than the bias voltage V _{b of the} photodiode 31 and the load resistor 41.

図５は、以上説明した光・電気変換回路１００を用いて構成される電界検出光学装置の回路構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ１１は、レーザ光と電気光学素子を用いた電気光学的手法によって電界を検出する。 FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of an electric field detection optical device configured using the optical / electrical conversion circuit 100 described above. The electric field detection optical device E11 shown in the figure detects an electric field by an electro-optical technique using laser light and an electro-optical element.

レーザ光を発生するレーザ光源は、レーザダイオード１１から構成される。 A laser light source that generates laser light is constituted by a laser diode 11.

これに対して、電気光学素子１４は、角柱形状をなす電気光学結晶（ＥＯ結晶：Electro Optic結晶）から成る。電気光学素子１４のレーザ光入射方向に平行な二つの側面（図上で上下方向に対向する両側面）には電極１５および１６がそれぞれ設けられている。このうち、電極１５は信号源１７に接続され、この信号源１７からの交流信号を受信する。そして、受信した信号によって生じる電極１６との電位差に応じた電界を電気光学素子１４内部のレーザ光入射方向と直行する方向に誘起する。なお、図１では電極１６が接地されているが、必ずしも電極１６を接地する必要はない。 On the other hand, the electro-optical element 14 is made of an electro-optical crystal (EO crystal: Electro Optic crystal) having a prismatic shape. Electrodes 15 and 16 are respectively provided on two side surfaces (both side surfaces opposed in the vertical direction in the drawing) parallel to the laser light incident direction of the electro-optic element 14. Among these, the electrode 15 is connected to the signal source 17 and receives an AC signal from the signal source 17. Then, an electric field corresponding to a potential difference with the electrode 16 generated by the received signal is induced in a direction perpendicular to the laser light incident direction inside the electro-optical element 14. In FIG. 1, the electrode 16 is grounded, but the electrode 16 is not necessarily grounded.

レーザダイオード１１から出力されるレーザ光は、コリメートレンズ１２を介して平行光にされる。平行光となったレーザ光は、第１波長板１３で偏光状態が調整されて電気光学素子１４に入射する。 Laser light output from the laser diode 11 is converted into parallel light via the collimator lens 12. The laser light that has become parallel light is adjusted in polarization state by the first wave plate 13 and is incident on the electro-optical element 14.

電気光学素子１４に入射したレーザ光は、電極１５〜１６間に生じる電界によって偏光状態が変化する。これは、電気光学素子１４を構成する電気光学結晶が、印加される電界によって自身の光学特性である複屈折率が変化し、この複屈折率の変化によって入射したレーザ光の偏光状態を変化させるからである（電気光学効果）。このような電気光学結晶としては、レーザ光の進行方向に対して垂直な方向の電界成分のみに感度を有するものや、印加される電界に応じて結晶自体の歪みを生じる逆圧電効果を有するものを用いることができる。これらのいずれかの性質を備えた電気光学結晶の例として、ＬｉＮｂＯ₃やＬｉＴａＯ₃を挙げることができる。 The polarization state of the laser light incident on the electro-optic element 14 is changed by the electric field generated between the electrodes 15-16. This is because the electro-optic crystal constituting the electro-optic element 14 changes its birefringence, which is its optical characteristics, depending on the applied electric field, and changes the polarization state of the incident laser light by the change of the birefringence. From (electro-optic effect). As such an electro-optic crystal, one having sensitivity only to an electric field component in a direction perpendicular to the traveling direction of laser light, or one having an inverse piezoelectric effect that causes distortion of the crystal itself depending on the applied electric field. Can be used. Examples of the electro-optic crystal having any of these properties include LiNbO ₃ and LiTaO ₃ .

電気光学素子１４を通過して偏光状態が変化したレーザ光は、第２波長板１８で偏光状態が調整されて偏光ビームスプリッタ１９に入射される。 The laser light whose polarization state has changed after passing through the electro-optic element 14 is adjusted in polarization state by the second wave plate 18 and is incident on the polarization beam splitter 19.

分光手段である偏光ビームスプリッタ１９では、第２波長板１８から入射されたレーザ光を互いに直交する二つの直線偏光成分、すなわちＰ波成分とＳ波成分に分光して光の強度変化に変換する。 In the polarization beam splitter 19 which is a spectroscopic means, the laser light incident from the second wave plate 18 is split into two linearly polarized light components orthogonal to each other, that is, a P wave component and an S wave component, and converted into a change in light intensity. .

偏光ビームスプリッタ１９において分光されたＰ波成分とＳ波成分は、コリメートレンズ２１および２２でそれぞれ集光され、上述した光・電気変換回路１００と同じ構成を有する光・電気変換回路１００−１および１００−２のフォトダイオード３１および３２に供給される。 The P-wave component and the S-wave component separated by the polarization beam splitter 19 are collected by the collimating lenses 21 and 22, respectively, and the optical / electrical conversion circuit 100-1 having the same configuration as the optical / electrical conversion circuit 100 described above and It is supplied to the photodiodes 31 and 32 of 100-2.

これ以降の光・電気変換回路１００−１および１００−２内部の作用は、上述した光・電気変換回路１００の作用と同じである。 The subsequent operation of the optical / electrical conversion circuits 100-1 and 100-2 is the same as that of the optical / electrical conversion circuit 100 described above.

差動増幅器５１では、光・電気変換回路１００−１および１００−２から出力される信号電圧の差分を取り、その値を所定の増幅率で増幅する。 The differential amplifier 51 takes the difference between the signal voltages output from the photoelectric conversion circuits 100-1 and 100-2 and amplifies the value with a predetermined amplification factor.

なお、本実施形態では、レーザダイオード１１から出力されるレーザ光を用いているが、レーザ光以外にも単一波長光を発生するものであれば何でもよく、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ：Light Emitting Diode）から出力される光でもよい。この点は、本発明の全ての実施形態に共通する事項である。 In the present embodiment, the laser light output from the laser diode 11 is used. However, any light can be used as long as it generates single-wavelength light in addition to the laser light. For example, a light emitting diode (LED) is used. ). This point is common to all embodiments of the present invention.

また、電気光学素子１４の形状は角柱であれば好ましいが、それ以外にも円柱等の形状であっても構わない。この点についても、本発明の全ての実施形態に共通である。 The shape of the electro-optical element 14 is preferably a prism, but may be a cylinder or the like. This point is also common to all the embodiments of the present invention.

以上説明した電界検出光学装置Ｅ１１は、生体に装着可能なウェアラブルコンピュータを用いたデータ通信時に使用されるトランシーバに適用することも可能である。ウェアラブルコンピュータ間のデータ通信は、コンピュータにトランシーバを接続し、このトランシーバが誘起する電界を、電界伝達媒体である生体の表面もしくは内部を伝達させることにより行われる。 The electric field detection optical device E11 described above can also be applied to a transceiver used during data communication using a wearable computer that can be attached to a living body. Data communication between wearable computers is performed by connecting a transceiver to the computer and transmitting an electric field induced by the transceiver to the surface or inside of a living body which is an electric field transmission medium.

図２３は、このようなウェアラブルコンピュータ間のデータ通信に使用されるトランシーバの構成を示すブロック図である。同図に示すトランシーバ３は、ウェアラブルコンピュータ１に接続され、このトランシーバ３が誘起する電界を、電界伝達媒体である生体５の表面もしくは内部を伝達することによってデータの送受信を行う。 FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a transceiver used for data communication between such wearable computers. The transceiver 3 shown in the figure is connected to the wearable computer 1 and transmits and receives data by transmitting an electric field induced by the transceiver 3 to or from the surface of the living body 5 as an electric field transmission medium.

より具体的なトランシーバ３の構成を説明する。トランシーバ３は、ウェアラブルコンピュータ１から送信されるデータ（情報）を出力するとともに受信した信号を受け取ってウェアラブルコンピュータ１へ出力するＩ／Ｏ回路３３１、データを送信する送信回路３３２、電界伝達媒体である生体５に電界を誘起するために導電性部材から成る送受信電極３３３、生体５に電流が流れるのを防止するとともに送受信電極３３３による生体５の金属アレルギの危険性を除去するために送受信電極３３３と生体５の間に配置される絶縁体３３４を有する。 A more specific configuration of the transceiver 3 will be described. The transceiver 3 is an I / O circuit 331 that outputs data (information) transmitted from the wearable computer 1 and receives a received signal and outputs the received signal to the wearable computer 1, a transmission circuit 332 that transmits data, and an electric field transmission medium. A transmission / reception electrode 333 made of a conductive member for inducing an electric field in the living body 5, and a transmission / reception electrode 333 for preventing current from flowing through the living body 5 and removing the danger of the metal allergy of the living body 5 by the transmission / reception electrode 333. It has the insulator 334 arrange | positioned between the biological bodies 5.

また、トランシーバ３は、生体５に誘起された電界を受信してこの電界を光学的に検出した後、電気信号に変換する電界検出光学部３３５、この電界検出光学部３３５から出力される信号に対して低雑音増幅、雑音除去、および波形整形等の信号処理を施す信号処理回路３３６、受信する信号の波形整形を行ってＩ／Ｏ回路３３１へ出力する波形整形回路３３７を有している。なお、送受信電極３３３の代わりに送信用電極と受信用電極を分割して設けることも可能である。この場合には、絶縁体もそれぞれの電極に対応して二つ設けられる。 The transceiver 3 receives an electric field induced in the living body 5 and optically detects the electric field, and then converts the electric field to an electric signal. The signal output from the electric field detection optical unit 335 A signal processing circuit 336 that performs signal processing such as low-noise amplification, noise removal, and waveform shaping, and a waveform shaping circuit 337 that performs waveform shaping of a received signal and outputs the waveform to an I / O circuit 331. Note that instead of the transmission / reception electrode 333, a transmission electrode and a reception electrode may be provided separately. In this case, two insulators are also provided corresponding to each electrode.

トランシーバ３と生体５を介して伝達されてくる電界を別のトランシーバ３が受信する際には、絶縁体３３４を介して送受信電極３３３で受信した電界を電界検出光学部３３５で電気信号に変換し、信号処理回路３３６に供給する。信号処理回路３３６は、電界検出光学部３３５からの電気信号に対してフィルタリングや増幅等の信号処理を施す。信号処理の後、さらにデータの波形整形が波形整形回路３３７で行われ、これら一連の処理が施された信号がウェアラブルコンピュータ１の受信データとしてＩ／Ｏ回路３３１からウェアラブルコンピュータ１に送信される。 When another transceiver 3 receives the electric field transmitted via the transceiver 3 and the living body 5, the electric field received by the transmission / reception electrode 333 via the insulator 334 is converted into an electric signal by the electric field detection optical unit 335. To the signal processing circuit 336. The signal processing circuit 336 performs signal processing such as filtering and amplification on the electric signal from the electric field detection optical unit 335. After the signal processing, the waveform shaping of the data is further performed by the waveform shaping circuit 337, and the signal subjected to the series of processing is transmitted from the I / O circuit 331 to the wearable computer 1 as received data of the wearable computer 1.

このようにウェアラブルコンピュータ１間のデータ通信に使用されるトランシーバ３は、送信すべき情報に基づく電界を電界伝達媒体である生体５に誘起し、この誘起した電界を用いて情報の送信を行う一方で、情報を受信する際には、生体５に誘起された電界を用いてトランシーバ３が信号を受信する。 As described above, the transceiver 3 used for data communication between the wearable computers 1 induces an electric field based on information to be transmitted to the living body 5 which is an electric field transmission medium, and transmits information using the induced electric field. Therefore, when receiving information, the transceiver 3 receives a signal using an electric field induced in the living body 5.

図２４は、ウェアラブルコンピュータ１を生体５の例である人間に装着して使用する場合の例を示す説明図である。同図に示すウェアラブルコンピュータ１−１、１−２、および１−３は、それぞれ対応して接続されるトランシーバ３−１、３−２、および３−３を介して人間の腕、肩、胴体などに装着されて互いにデータの送受信を行う。さらに、生体５の手足の先端が、外部機器である外部端末７にケーブル９を介して接続されるトランシーバ３'−１や３'−２に接触する場合には、ウェアラブルコンピュータ１−１、１−２、および１−３と外部端末７との間でデータの送受信を行うことができる。 FIG. 24 is an explanatory diagram illustrating an example in which the wearable computer 1 is used while being worn by a human being as an example of the living body 5. The wearable computers 1-1, 1-2, and 1-3 shown in FIG. 1 are respectively connected to human arms, shoulders, and torso via transceivers 3-1, 3-2, and 3-3 that are connected correspondingly. To exchange data with each other. Further, when the tips of the limbs of the living body 5 come into contact with the transceivers 3′-1 and 3′-2 connected to the external terminal 7 which is an external device via the cable 9, the wearable computers 1-1, 1 -2 and 1-3 and the external terminal 7 can transmit and receive data.

このようなトランシーバ３の電界検出光学部３３５として本実施形態の電界検出光学装置Ｅ１１を適用する場合、信号源１７が送受信電極３３３に対応する（送受信電極を送信電極と受信電極に分ける場合には、受信電極の方に対応）。そして、生体５に誘起された信号電圧は、送受信電極３３３を介して電極１５に伝達される。電極１５〜１６間に印加された電圧は、レーザ光の入射方向と直交する方向に電界を誘起する。 When the electric field detection optical device E11 of this embodiment is applied as the electric field detection optical unit 335 of the transceiver 3, the signal source 17 corresponds to the transmission / reception electrode 333 (when the transmission / reception electrode is divided into the transmission electrode and the reception electrode). , Corresponding to the receiving electrode). The signal voltage induced in the living body 5 is transmitted to the electrode 15 via the transmission / reception electrode 333. The voltage applied between the electrodes 15 to 16 induces an electric field in a direction perpendicular to the incident direction of the laser light.

ウェアラブルコンピュータ１間のデータ通信は、生体５を伝達する微小な電界によって生じる微小信号電圧を高精度で検出することが重要であり、この意味で本実施形態の電界検出光学装置Ｅ１１をトランシーバ３の電界検出光学部３３５に適用すれば大きな効果を得ることができる。 In data communication between the wearable computers 1, it is important to detect a minute signal voltage generated by a minute electric field transmitted through the living body 5 with high accuracy. In this sense, the electric field detection optical device E <b> 11 of this embodiment is connected to the transceiver 3. When applied to the electric field detection optical unit 335, a great effect can be obtained.

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、入射される光信号を電気信号に変換するフォトダイオードとこのフォトダイオードの入力電流を電圧に変換する負荷抵抗とが一対のトランジスタを用いて構成されるカレントミラー回路を介して結合されて成ることにより、光信号を電気信号に変換する際に、フォトダイオードと負荷抵抗のバイアスを浅くすることなく、電源電圧を低下させることが可能となる。 According to the first embodiment of the present invention described above, a photodiode that converts an incident optical signal into an electric signal and a load resistor that converts an input current of the photodiode into a voltage use a pair of transistors. By being coupled via the configured current mirror circuit, it is possible to reduce the power supply voltage without reducing the bias of the photodiode and the load resistor when converting the optical signal into an electric signal. .

この結果、帯域幅を狭くすることなく、低消費電力化を図ることが可能となる。 As a result, low power consumption can be achieved without narrowing the bandwidth.

また、本実施形態によれば、次段の差動増幅器として、増幅率の低い安価な回路を適用することができ、コストも低く抑えられる。 Further, according to the present embodiment, an inexpensive circuit with a low amplification factor can be applied as a differential amplifier in the next stage, and the cost can be kept low.

なお、本実施形態の光・電気変換回路をＬＳＩ（Large Scale Integration）化する場合には、負荷抵抗をトランジスタから構成されるアクティブロードで代用することができる。この点は、本発明の全ての実施形態に共通する事項である。ここで、アクティブロードを構成するトランジスタの寄生容量がフォトダイオードの寄生容量よりも小さくなるように設計することは勿論可能である。 When the photoelectric conversion circuit of this embodiment is made into LSI (Large Scale Integration), an active load composed of a transistor can be used as a load resistor. This point is common to all embodiments of the present invention. Here, it is of course possible to design so that the parasitic capacitance of the transistors constituting the active load is smaller than the parasitic capacitance of the photodiode.

（第１の実施形態の変形例）
ところで、本実施形態に係る光・電気変換回路および電界検出光学装置は、カレントミラーの構成を適宜変更することができる。以下、本実施形態の変形例について説明する。 (Modification of the first embodiment)
By the way, in the photoelectric conversion circuit and the electric field detection optical device according to the present embodiment, the configuration of the current mirror can be changed as appropriate. Hereinafter, modifications of the present embodiment will be described.

一般に、電界検出光学装置のレーザダイオード１１で発生されるレーザ光には、レーザダイオード１１自身や電源から発生する雑音が混入している。これらの雑音は、偏光ビームスプリッタ１９で分離された後も同相かつ同レベルであるため、二つの光・電気変換回路から構成されるバランス受光では、差動増幅器５１に入力される前に除去されるので、問題にはならない。 In general, the laser light generated by the laser diode 11 of the electric field detection optical device is mixed with noise generated from the laser diode 11 itself or a power source. Since these noises are in phase and level after being separated by the polarization beam splitter 19, the balanced light reception composed of two optical / electrical conversion circuits is removed before being input to the differential amplifier 51. So it doesn't matter.

これに対して、偏光ビームスプリッタ１９の分光比が１：１でない場合や、フォトダイオード３１と３２の間で光−電流変換率にアンバランスがある場合などにおいては、入力信号成分に無視できないアンバランスを生じる恐れがある。この結果、差動増幅器５１から出力される信号にはＤＣオフセットが生じてしまう。 In contrast, when the spectral ratio of the polarization beam splitter 19 is not 1: 1, or when the light-current conversion ratio is unbalanced between the photodiodes 31 and 32, the input signal component cannot be ignored. May cause a balance. As a result, a DC offset occurs in the signal output from the differential amplifier 51.

図６は、本実施形態の変形例１に係る光・電気変換回路および電界検出光学装置の構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ１２は、上記の如く差動増幅器５１に入力される信号成分にアンバランスが生じたときに、このアンバランスを解消することのできる機構を光・電気変換回路に追加したものである。 FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration of the optical / electrical conversion circuit and the electric field detection optical device according to the first modification of the present embodiment. The electric field detection optical device E12 shown in the figure has a mechanism that can eliminate this imbalance when the signal component input to the differential amplifier 51 is unbalanced as described above. It is added.

具体的には、図５における光・電気変換回路１００−２の負荷抵抗４２を抵抗値が可変な負荷抵抗４３で置き換えて光・電気変換回路１００−３を構成することにより、二つのフォトダイオード３１および３２から出力される光信号のアンバランスを解消する。 Specifically, by replacing the load resistor 42 of the optical / electrical conversion circuit 100-2 in FIG. 5 with a load resistor 43 having a variable resistance value, the optical / electrical conversion circuit 100-3 is configured, thereby providing two photodiodes. The unbalance of the optical signals output from 31 and 32 is eliminated.

図１７（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、それぞれ負荷抵抗４３の構成例を示す回路図である。これらの図において、ＲＲ１、ＲＲ２は、それぞれ端子を表している。これらの図に示すように、負荷抵抗４３は、負荷抵抗４１とスイッチＳＷを直列または並列に接続したものを、更に梯子状に適宜接続して構成することができる。なお、図１７はあくまでも構成例であり、負荷抵抗４１とスイッチＳＷの数は適宜変更することができる。 FIGS. 17A, 17B, 17C, and 17D are circuit diagrams showing configuration examples of the load resistor 43, respectively. In these drawings, RR1 and RR2 each represent a terminal. As shown in these drawings, the load resistor 43 can be configured by further connecting a load resistor 41 and a switch SW connected in series or in parallel in a ladder shape. Note that FIG. 17 is merely a configuration example, and the number of load resistors 41 and switches SW can be changed as appropriate.

また、各図において負荷抵抗４３を構成するスイッチＳＷは、例えば図２２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）にそれぞれ示すように、（ａ）ｎＭＯＳ、（ｂ）ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ（以降、ｐＭＯＳと記載）、（ｃ）、ｎＭＯＳとｐＭＯＳを並列に接続したもの、（ｄ）ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ（以降、ｎｐｎトランジスタと記載）、（ｅ）ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ（以降、ｐｎｐトランジスタと記載）を用いて構成される。なお、これらの図において、Ｔ１およびＴ２はスイッチの入出力端子を、ＴＧ１およびＴＧ２はスイッチの開閉制御端子をそれぞれ意味している。 Further, in each figure, the switch SW constituting the load resistor 43 includes (a) nMOS, (b, as shown in FIGS. 22 (a), (b), (c), (d), (e), for example. P channel MOSFET (hereinafter referred to as pMOS), (c), nMOS and pMOS connected in parallel, (d) npn bipolar transistor (hereinafter referred to as npn transistor), (e) pnp bipolar transistor ( Hereinafter, it is configured using a pnp transistor. In these figures, T1 and T2 represent switch input / output terminals, and TG1 and TG2 represent switch open / close control terminals.

このような構成を有するスイッチＳＷでｏｎ／ｏｆｆを切り替え、負荷抵抗４３の抵抗値を変化させることにより、フォトダイオード３１および３２からそれぞれ出力される信号成分のアンバランスを解消することが可能となる。 By switching on / off with the switch SW having such a configuration and changing the resistance value of the load resistor 43, it is possible to eliminate the imbalance of the signal components output from the photodiodes 31 and 32, respectively. .

なお、以上説明した光・電気変換回路１００−３の構成以外は、図１を参照して説明した電界検出光学装置Ｅ１１と同じである。この点は、以下で説明する本実施形態の変形例についても同様である。 Except for the configuration of the photoelectric conversion circuit 100-3 described above, the configuration is the same as the electric field detection optical device E11 described with reference to FIG. This also applies to a modification of the present embodiment described below.

ところで、図６では、図５の光・電気変換回路１００−２の負荷抵抗４２を負荷抵抗４３に替えた場合を図示しているが、これとは反対に光・電気変換回路１００−１の負荷抵抗４１を負荷抵抗４３に替えても、二つの負荷抵抗４１および４２の両方を負荷抵抗４３に替えても同様の効果を得ることができる。 Incidentally, FIG. 6 shows a case where the load resistor 42 of the optical / electrical conversion circuit 100-2 in FIG. 5 is replaced with the load resistor 43. On the contrary, the optical / electrical conversion circuit 100-1 includes Even if the load resistor 41 is replaced with the load resistor 43, or both of the two load resistors 41 and 42 are replaced with the load resistor 43, the same effect can be obtained.

図７は、本実施形態の変形例２に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ１３が電界検出光学装置Ｅ１１と異なる点は、光・電気変換回路１００−２において、ｎＭＯＳ１０４の代わりに、チャネル幅を調整可能な調整手段を備えたｎＭＯＳ１０５を接続した光・電気変換回路１００−４を用いている点である。ちなみに、図７において、Ｄがドレイン、Ｇがゲート、Ｓがソースをそれぞれ意味していることはいうまでもない。この点は他の図面でも共通である。 FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of an electric field detection optical device according to Modification 2 of the present embodiment. The difference between the electric field detection optical device E13 shown in the figure and the electric field detection optical device E11 is that, in the photoelectric conversion circuit 100-2, instead of the nMOS 104, an nMOS 105 having adjustment means capable of adjusting the channel width is connected. The optical / electrical conversion circuit 100-4 is used. Incidentally, in FIG. 7, it goes without saying that D means drain, G means gate, and S means source. This point is common to other drawings.

ｎＭＯＳ１０５は、例えば図１８（ａ）または（ｂ）の回路図に示すように、ｎＭＯＳ１０１のドレインまたはソースとスイッチＳＷの一端子を直列に接続した組を複数用意し、各ｎＭＯＳ１０１のゲート同士およびスイッチＳＷに接続されていないソースまたはドレイン同士、ならびにｎＭＯＳ１０１に接続されていないスイッチＳＷの端子同士をさらに接続することによって構成される。この場合には、各スイッチＳＷの開閉の組み合わせを変えることによって導通抵抗を調整する。 For example, as shown in the circuit diagram of FIG. 18A or 18B, the nMOS 105 prepares a plurality of sets in which the drain or source of the nMOS 101 and one terminal of the switch SW are connected in series. It is configured by further connecting the sources or drains not connected to SW and the terminals of the switch SW not connected to the nMOS 101. In this case, the conduction resistance is adjusted by changing the combination of opening and closing of each switch SW.

ｎＭＯＳ１０５は、図１８（ｃ）または（ｄ）の回路図に示すように構成することもできる。この場合、ｎＭＯＳ１０１のゲートとスイッチＳＷの一端子を接続した組を複数用意し、各ｎＭＯＳ１０１のドレイン同士およびソース同士、ならびにスイッチＳＷの対応端子同士をさらに接続することによってｎＭＯＳ１０５を構成する。そして、各スイッチＳＷの端子間の接続状態を適宜切り替える（各ｎＭＯＳ１０１のゲートに接続される端子は常に閉成）ことによって導通抵抗を調整する。 The nMOS 105 can also be configured as shown in the circuit diagram of FIG. In this case, a plurality of sets in which the gate of the nMOS 101 and one terminal of the switch SW are connected are prepared, and the nMOS 105 is configured by further connecting the drains and sources of each nMOS 101 and the corresponding terminals of the switch SW. Then, the conduction resistance is adjusted by appropriately switching the connection state between the terminals of each switch SW (the terminal connected to the gate of each nMOS 101 is always closed).

なお、並列に接続されるｎＭＯＳ１０１とスイッチＳＷのなす組の数は任意であり、図１８に示す場合が一例に過ぎないのは勿論である。また、ここでもスイッチＳＷは、例えば図２２（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）のいずれかに示される構成を有する。 Note that the number of pairs of the nMOS 101 and the switch SW connected in parallel is arbitrary, and the case shown in FIG. 18 is only an example. Also in this case, the switch SW has a configuration shown in any of FIGS. 22A, 22B, 22C, 22D, and 22E, for example.

以上の構成を有するｎＭＯＳ１０５は、複数のスイッチＳＷの開閉または接続の切り替えによって実質的にｎＭＯＳ１０５のチャネル幅が変更され、結果として導通抵抗を調整することができる。したがって、対をなすｎＭＯＳ１０３とのチャネル幅の比を適宜変更することにより、コピーされる電流の倍率を調整できるので、フォトダイオード３１と３２からそれぞれ出力される信号成分のアンバランスを解消することが可能となる。 In the nMOS 105 having the above configuration, the channel width of the nMOS 105 is substantially changed by opening / closing of a plurality of switches SW or switching of the connection, and as a result, the conduction resistance can be adjusted. Therefore, by appropriately changing the ratio of the channel width with the paired nMOS 103, the magnification of the current to be copied can be adjusted, so that the unbalance of the signal components output from the photodiodes 31 and 32 can be eliminated. It becomes possible.

この変形例の場合、ｎＭＯＳ１０４をｎＭＯＳ１０５に置き換えているが、他の３つのｎＭＯＳ１０１，１０２、１０３のうちのいずれかをｎＭＯＳ１０５に変えても同じ効果を得ることができる。また、それらのうちの少なくとも一つのｎＭＯＳをｎＭＯＳ１０５に替えても同様の効果を得ることができる。 In this modification, the nMOS 104 is replaced with the nMOS 105, but the same effect can be obtained even if any of the other three nMOSs 101, 102, 103 is replaced with the nMOS 105. The same effect can be obtained even if at least one of the nMOSs is replaced with the nMOS 105.

以上説明した２つの変形例においても、上記第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。特に、二つのフォトダイオードからの出力信号に無視できないアンバランスが生じている場合には、変形例１および２で説明した調整手段を少なくとも一つの負荷抵抗またはｎＭＯＳに具備させておけば、そのアンバランスを解消することができるので更に好ましい。 Also in the two modified examples described above, the same effects as in the first embodiment can be obtained. In particular, when there is a non-negligible imbalance in the output signals from the two photodiodes, if the adjusting means described in the first and second modifications is provided in at least one load resistor or nMOS, the unbalance can be obtained. This is more preferable because the balance can be eliminated.

（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態に係る光・電気変換回路の構成を示す回路図である。同図に示す光・電気変換回路２００は、第１の実施形態の光・電気変換回路１００においてｎＭＯＳ１０１および１０２を用いる代わりにｎｐｎトランジスタ２０１および２０２を用いている。この点を除く構成は光・電気変換回路１００と同じであり、その作用も同様である。 (Second Embodiment)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the photoelectric conversion circuit according to the second embodiment of the present invention. The optical / electrical conversion circuit 200 shown in the figure uses npn transistors 201 and 202 instead of using the nMOSs 101 and 102 in the optical / electrical conversion circuit 100 of the first embodiment. Except for this point, the configuration is the same as that of the optical / electrical conversion circuit 100, and the operation thereof is also the same.

本実施形態では、フォトダイオード３１に接続されるｎｐｎトランジスタのコレクタとベースを直結し、さらにこの接続点に負荷抵抗４１に接続されるｎｐｎトランジスタ２０２のベースを接続することによってカレントミラー回路を構成する。この場合、ｎｐｎトランジスタ２０１および２０２の動作点は自動的に定電流領域になる。このようなカレントミラーを構成することにより、第１の実施形態と同様に、フォトダイオード３１を流れる電流をコピーして負荷抵抗４１に供給することができる。 In the present embodiment, the current mirror circuit is configured by directly connecting the collector and base of the npn transistor connected to the photodiode 31 and further connecting the base of the npn transistor 202 connected to the load resistor 41 to this connection point. . In this case, the operating point of npn transistors 201 and 202 automatically becomes a constant current region. By configuring such a current mirror, the current flowing through the photodiode 31 can be copied and supplied to the load resistor 41 as in the first embodiment.

なお、本実施形態においては、ｎｐｎトランジスタ２０１および２０２のコレクタ・ベース間容量、コレクタ・基板間容量等の寄生容量は、フォトダイオード３１の寄生容量よりも小さい。 In the present embodiment, the parasitic capacitances such as the collector-base capacitance and the collector-substrate capacitance of the npn transistors 201 and 202 are smaller than the parasitic capacitance of the photodiode 31.

図８は、本実施形態に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ２１は、光・電気変換回路として上述した光・電気変換回路２００と同様の構成を有する光・電気変換回路２００−１および２００−２を用いている。 FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of the electric field detection optical device according to the present embodiment. The electric field detection optical device E21 shown in the figure uses optical / electrical conversion circuits 200-1 and 200-2 having the same configuration as the optical / electrical conversion circuit 200 described above as optical / electrical conversion circuits.

なお、電界検出光学装置Ｅ２１においても、レーザ光がレーザダイオード１１から発射され、電気光学素子１４に入射後、偏光ビームスプリッタ１９に到達するまでの構成および作用は、上記第１の実施形態の電界検出光学装置Ｅ１１（図５を参照）と同じなので、ここでは説明を省略する。 Also in the electric field detection optical device E21, the configuration and operation of the laser beam emitted from the laser diode 11 and incident on the electro-optical element 14 until reaching the polarization beam splitter 19 are the same as those in the first embodiment. Since it is the same as the detection optical device E11 (see FIG. 5), the description is omitted here.

偏光ビームスプリッタ１９で二つの直線偏光成分（Ｐ波成分、Ｓ波成分）に分光されたレーザ光は、コリメートレンズ２１および２２でそれぞれ集光された後、フォトダイオード３１および３２に供給される。 The laser beams separated into two linearly polarized components (P wave component and S wave component) by the polarization beam splitter 19 are condensed by the collimating lenses 21 and 22, respectively, and then supplied to the photodiodes 31 and 32.

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。 According to the second embodiment of the present invention described above, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

なお、本実施形態の電界検出光学装置がウェアラブルコンピュータ間のデータ通信に使用されるトランシーバ３の電界検出光学部３３５（図２３、２４を参照のこと）に適用可能であることは第１の実施形態と同様である。この点は、後述する実施形態のみならず、本発明の全ての実施形態に共通する事項なので、以下の実施形態においては、重複を避けるためにこの点についての記載を省略する。 The first embodiment is that the electric field detection optical device of the present embodiment is applicable to the electric field detection optical unit 335 (see FIGS. 23 and 24) of the transceiver 3 used for data communication between wearable computers. It is the same as the form. Since this point is common to all the embodiments of the present invention as well as the embodiments described later, the description of this point is omitted in the following embodiments in order to avoid duplication.

ところで、本実施形態においても、フォトダイオード３１および３２からの出力信号にアンバランスが発生したとき、そのアンバランスを解消する機構を光・電気変換回路に追加することができる。 By the way, also in this embodiment, when an imbalance occurs in the output signals from the photodiodes 31 and 32, a mechanism for eliminating the imbalance can be added to the photoelectric conversion circuit.

図９は、本実施形態の変形例１として、光・電気変換回路２００−２の負荷抵抗４２を抵抗値が可変な負荷抵抗４３（図１７を参照）に置き換えて光・電気変換回路２００−３を構成した場合の構成を示す回路図である。 FIG. 9 shows, as a first modification of the present embodiment, the load resistor 42 of the optical / electrical conversion circuit 200-2 is replaced with a load resistor 43 (see FIG. 17) having a variable resistance value. 3 is a circuit diagram showing a configuration when 3 is configured.

このような構成を有する負荷抵抗４３において、スイッチＳＷ（図１７を参照）でｏｎ／ｏｆｆを切り替え、負荷抵抗４３の抵抗値を変化させることにより、フォトダイオード３１および３２からそれぞれ出力される信号成分のアンバランスを解消することが可能となる。 In the load resistor 43 having such a configuration, signal components output from the photodiodes 31 and 32 by switching on / off with the switch SW (see FIG. 17) and changing the resistance value of the load resistor 43, respectively. It becomes possible to eliminate the imbalance.

なお、以上説明した光・電気変換回路２００−３の構成以外は、上述した電界検出光学装置Ｅ２１（図８を参照）と同じである。この点は、以下で説明する本実施形態の変形例についても同様である。 Except for the configuration of the photoelectric conversion circuit 200-3 described above, the configuration is the same as the electric field detection optical device E21 (see FIG. 8) described above. This also applies to a modification of the present embodiment described below.

ところで、図９では、図８の光・電気変換回路２００−２の負荷抵抗４２を負荷抵抗４３に替えた場合を図示しているが、これとは反対に光・電気変換回路２００−１の負荷抵抗４１を負荷抵抗４３に替えても、二つの負荷抵抗４１および４２の両方を負荷抵抗４３に替えても同様の効果を得ることができる。 FIG. 9 shows a case where the load resistor 42 of the optical / electrical conversion circuit 200-2 in FIG. 8 is replaced with the load resistor 43. On the contrary, the optical / electrical conversion circuit 200-1 Even if the load resistor 41 is replaced with the load resistor 43, or both of the two load resistors 41 and 42 are replaced with the load resistor 43, the same effect can be obtained.

図１０は、本実施形態の変形例２に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ２３が電界検出光学装置Ｅ２１と異なる点は、光・電気変換回路２００−２において、ｎｐｎトランジスタ２０４の代わりに、エミッタ面積を調整可能な調整手段を備えたｎｐｎトランジスタ２０５を接続した光・電気変換回路２００−４を用いている点である。ちなみに、図１０において、Ｃがコレクタ、Ｂがベース、Ｅがエミッタをそれぞれ意味していることはいうまでもない。この点は他の図面でも共通である。 FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of the electric field detection optical device according to the second modification of the present embodiment. The electric field detection optical device E23 shown in the figure is different from the electric field detection optical device E21 in that, in the photoelectric conversion circuit 200-2, instead of the npn transistor 204, an npn transistor provided with an adjusting means capable of adjusting the emitter area. The optical / electrical conversion circuit 200-4 to which 205 is connected is used. Incidentally, in FIG. 10, it goes without saying that C means a collector, B means a base, and E means an emitter. This point is common to other drawings.

ｎｐｎトランジスタ２０５は、例えば図１９（ａ）または（ｂ）の回路図に示すように、ｎｐｎトランジスタ２０１のコレクタまたはエミッタとスイッチＳＷ（図２２を参照）の一端子を直列に接続した組を複数用意し、各ｎｐｎトランジスタ２０１のベース同士およびスイッチＳＷに接続されていないエミッタまたはコレクタ同士、ならびにｎｐｎトランジスタ２０１に接続されていないスイッチＳＷの端子同士をさらに接続することによって構成される。この場合には、各スイッチＳＷの開閉の組み合わせを変えることによって導通抵抗を調整する。 For example, as shown in the circuit diagram of FIG. 19A or 19B, the npn transistor 205 includes a plurality of sets in which the collector or emitter of the npn transistor 201 and one terminal of the switch SW (see FIG. 22) are connected in series. It is prepared by further connecting the bases of the npn transistors 201, the emitters or collectors not connected to the switch SW, and the terminals of the switch SW not connected to the npn transistor 201. In this case, the conduction resistance is adjusted by changing the combination of opening and closing of each switch SW.

ｎｐｎトランジスタ２０５は、図１９（ｃ）または（ｄ）の回路図に示すように構成することもできる。この場合、ｎｐｎトランジスタ２０１のベースとスイッチＳＷの一端子を接続した組を複数用意し、各ｎｐｎトランジスタ２０１のコレクタ同士およびエミッタ同士、ならびにスイッチＳＷの対応端子同士をさらに接続することによってｎｐｎトランジスタ２０５を構成する。そして、各スイッチＳＷの端子間の接続状態を適宜切り替える（各ｎｐｎトランジスタ２０１のベースに接続される端子は常に閉成）ことによって導通抵抗を調整する。 The npn transistor 205 can also be configured as shown in the circuit diagram of FIG. In this case, a plurality of sets in which the base of the npn transistor 201 and one terminal of the switch SW are connected are prepared, and the collector and emitter of each npn transistor 201 and the corresponding terminals of the switch SW are further connected to each other to thereby connect the npn transistor 205. Configure. Then, the conduction resistance is adjusted by appropriately switching the connection state between the terminals of each switch SW (the terminal connected to the base of each npn transistor 201 is always closed).

なお、図１９において、ｎｐｎトランジスタ２０１とスイッチＳＷのなす組の数は任意であり、図１９に示す場合が一例に過ぎないのは勿論である。 In FIG. 19, the number of pairs formed by the npn transistor 201 and the switch SW is arbitrary, and the case shown in FIG. 19 is only an example.

このような構成を有するｎｐｎトランジスタ２０５は、複数のスイッチＳＷの開閉または接続の切り替えによって実質的にｎｐｎトランジスタ２０５のエミッタ面積が変更され、結果として導通抵抗を調整することができる。したがって、対をなすｎｐｎトランジスタ２０３とのエミッタ面積の比を適宜変更することにより、コピーされる電流の倍率を調整できるので、フォトダイオード３１と３２からそれぞれ出力される信号成分のアンバランスを解消することが可能となる。 In the npn transistor 205 having such a configuration, the emitter area of the npn transistor 205 is substantially changed by opening / closing of the plurality of switches SW or switching of the connection, and as a result, the conduction resistance can be adjusted. Accordingly, by appropriately changing the ratio of the emitter area to the paired npn transistor 203, the magnification of the current to be copied can be adjusted, so that the unbalance of the signal components output from the photodiodes 31 and 32 is eliminated. It becomes possible.

この変形例２の場合、ｎｐｎトランジスタ２０４をｎｐｎトランジスタ２０５に置き換えているが、他の３つのｎｐｎトランジスタ２０１、２０２、２０３のうちのいずれかをｎｐｎトランジスタ２０５に変えても同じ効果を得ることができる。また、それらのうちの少なくとも一つのｎｐｎトランジスタをｎｐｎトランジスタ２０５に替えても同様の効果を得ることができる。 In the second modification, the npn transistor 204 is replaced with the npn transistor 205, but the same effect can be obtained even if any of the other three npn transistors 201, 202, and 203 is replaced with the npn transistor 205. it can. The same effect can be obtained even if at least one of the npn transistors is replaced with the npn transistor 205.

以上説明した２つの変形例においても、上記第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。特に、二つのフォトダイオードからの出力信号にアンバランスが生じている場合には、変形例で説明したように調整手段を負荷抵抗またはｎｐｎトランジスタに具備させておけば、そのアンバランスを解消することができるので更に好ましい。 Also in the two modified examples described above, the same effects as those of the second embodiment can be obtained. In particular, when the output signals from the two photodiodes are unbalanced, as described in the modification, the adjustment means can be provided in the load resistance or npn transistor to eliminate the unbalance. Is more preferable.

（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態に係る光・電気変換回路の構成を示す回路図である。同図に示す光・電気変換回路３００は、光伝送路７１からの光を受光するフォトダイオード３１、このフォトダイオード３１のカソードに直列に接続されるｐＭＯＳ３０１、一定電圧を有しｐＭＯＳ３０１に接続されて逆バイアスを印加する電源６１を有している。フォトダイオード３１のアノードは接地されている。 (Third embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the photoelectric conversion circuit according to the third embodiment of the present invention. An optical / electrical conversion circuit 300 shown in FIG. 1 includes a photodiode 31 that receives light from an optical transmission line 71, a pMOS 301 connected in series to the cathode of the photodiode 31, and a constant voltage connected to the pMOS 301. A power supply 61 for applying a reverse bias is included. The anode of the photodiode 31 is grounded.

本実施形態に係る光・電気変換回路３００は、さらにｐＭＯＳ３０１とカレントミラーを構成するｐＭＯＳ３０２、このｐＭＯＳ３０２に接続される負荷抵抗４１、および負荷抵抗４１に一定の電圧を印加する電源６２を備えている。 The photoelectric conversion circuit 300 according to the present embodiment further includes a pMOS 302 that forms a current mirror with a pMOS 301, a load resistor 41 connected to the pMOS 302, and a power supply 62 that applies a constant voltage to the load resistor 41. .

本実施形態では、フォトダイオード３１に接続されるｐＭＯＳ３０１のドレインとゲートを直結し、さらにこの接続点にｐＭＯＳ３０２のゲートをそれぞれ接続することによってカレントミラー回路を構成する。この場合にも、ｐＭＯＳ３０１および３０２の動作点は自動的に定電流領域になる。このようなカレントミラーを構成することにより、フォトダイオード３１を流れる電流をコピーして負荷抵抗４１に供給することができる。 In the present embodiment, the current mirror circuit is configured by directly connecting the drain and gate of the pMOS 301 connected to the photodiode 31 and further connecting the gate of the pMOS 302 to this connection point. Also in this case, the operating points of the pMOSs 301 and 302 automatically become constant current regions. By constructing such a current mirror, the current flowing through the photodiode 31 can be copied and supplied to the load resistor 41.

なお、本実施形態においては、ｐＭＯＳ３０１および３０２のドレイン・ソース間容量、ドレイン・ゲート間容量、ドレイン・基板間容量等の寄生容量は、フォトダイオード３１の寄生容量よりも小さい。 In the present embodiment, the parasitic capacitances such as the drain-source capacitances, the drain-gate capacitances, and the drain-substrate capacitances of the pMOSs 301 and 302 are smaller than the parasitic capacitances of the photodiodes 31.

図１１は、本実施形態に係る光・電気変換回路３００を用いて構成される電界検出光学装置の回路構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ３１は、光・電気変換回路として上述した光・電気変換回路３００と同じ構成を有する光・電気変換回路３００−１および３００−２を適用するが、その他の構成については上記二つの実施形態の電界検出光学装置と同じである。 FIG. 11 is a circuit diagram showing a circuit configuration of an electric field detection optical device configured using the photoelectric conversion circuit 300 according to the present embodiment. The electric field detection optical device E31 shown in the figure applies the optical / electrical conversion circuits 300-1 and 300-2 having the same configuration as the optical / electrical conversion circuit 300 described above as the optical / electrical conversion circuit. Is the same as the electric field detection optical device of the above two embodiments.

図１２および図１３は、本実施形態において、二つのフォトダイオード３１および３２の出力信号のアンバランスを解消することのできる機能を追加した電界検出光学装置の構成を示す回路図である。 12 and 13 are circuit diagrams showing the configuration of the electric field detection optical device to which a function capable of eliminating the imbalance between the output signals of the two photodiodes 31 and 32 is added in the present embodiment.

このうち図１２が、負荷抵抗４２の抵抗値を可変とした場合の構成（変形例１）を示す一方、図１３が、ｐＭＯＳ３０４のチャネル幅を可変とした場合の構成（変形例２）を示している。 Among these, FIG. 12 shows a configuration (variation 1) when the resistance value of the load resistor 42 is variable, while FIG. 13 shows a configuration (variation 2) when the channel width of the pMOS 304 is variable. ing.

変形例１の場合には、負荷抵抗４３（図１７の構成例を参照）を用いて光・電気変換回路３００−３を構成する。この場合にも、負荷抵抗４１および４２のうち少なくとも一方を負荷抵抗４３で置き換えれば同様の効果を得ることができる。 In the case of the first modification, the photoelectric conversion circuit 300-3 is configured using the load resistor 43 (see the configuration example in FIG. 17). Also in this case, the same effect can be obtained if at least one of the load resistors 41 and 42 is replaced with the load resistor 43.

これに対して変形例２の場合、図２０のいずれかの回路図に示すｐＭＯＳ３０５を用いることにより、光・電気変換回路３００−４を構成している（スイッチＳＷの構成例は図２２を参照のこと）。 On the other hand, in the case of the modified example 2, the pMOS 305 shown in any one of the circuit diagrams of FIG. 20 is used to configure the photoelectric conversion circuit 300-4 (see FIG. 22 for the configuration example of the switch SW). )

ここで、ｐＭＯＳ３０５の具体的な構成を説明する。図２０（ａ）または（ｂ）に示す場合、ｐＭＯＳ３０５は、ｐＭＯＳ３０１のソースまたはドレインとスイッチＳＷの一端子を直列に接続した組を複数用意し、各ｐＭＯＳ３０１のゲート同士およびスイッチＳＷに接続されていないドレインまたはソース同士、ならびにｐＭＯＳ３０１に接続されていないスイッチＳＷの端子同士をさらに接続することによって構成される。この場合には、各スイッチＳＷの開閉の組み合わせを変えることによって導通抵抗を調整する。 Here, a specific configuration of the pMOS 305 will be described. In the case shown in FIG. 20A or 20B, the pMOS 305 has a plurality of sets in which the source or drain of the pMOS 301 and one terminal of the switch SW are connected in series, and are connected to the gates of the pMOS 301 and the switch SW. No drains or sources and the terminals of the switch SW not connected to the pMOS 301 are further connected. In this case, the conduction resistance is adjusted by changing the combination of opening and closing of each switch SW.

ｐＭＯＳ３０５は、図２０（ｃ）または（ｄ）の回路図に示すように構成することもできる。この場合、ｐＭＯＳ３０１のゲートとスイッチＳＷの一端子を接続した組を複数用意し、各ｐＭＯＳ３０１のソース同士およびドレイン同士、ならびにスイッチＳＷの対応端子同士をさらに接続することによってｐＭＯＳ３０５を構成する。そして、各スイッチＳＷの端子間の接続状態を適宜切り替える（各ｐＭＯＳ３０１のゲートに接続される端子は常に閉成）ことによって導通抵抗を調整する。 The pMOS 305 can also be configured as shown in the circuit diagram of FIG. In this case, a plurality of sets in which the gate of the pMOS 301 and one terminal of the switch SW are connected are prepared, and the pMOS 305 is configured by further connecting the sources and drains of each pMOS 301 and the corresponding terminals of the switch SW. Then, the conduction resistance is adjusted by appropriately switching the connection state between the terminals of each switch SW (the terminal connected to the gate of each pMOS 301 is always closed).

ここでも、図２０において、ｐＭＯＳ３０１とスイッチＳＷのなす組の数は任意であり、図２０に示す場合が一例に過ぎないのは勿論である。 Again, in FIG. 20, the number of pairs formed by the pMOS 301 and the switch SW is arbitrary, and the case shown in FIG. 20 is only an example.

このようなｐＭＯＳ３０５は、複数のスイッチＳＷの開閉または接続の切り替えによって実質的にｐＭＯＳ３０５のチャネル幅が変更され、結果として導通抵抗を調整することができる。したがって、対を成すｐＭＯＳ３０３とのチャネル幅の比を適宜変更することにより、コピーされる電流の倍率を調整できるので、フォトダイオード３１と３２からそれぞれ出力される信号成分のアンバランスを解消することが可能となる。 In such a pMOS 305, the channel width of the pMOS 305 is substantially changed by opening / closing of a plurality of switches SW or switching of connections, and as a result, the conduction resistance can be adjusted. Accordingly, by appropriately changing the ratio of the channel width with the paired pMOS 303, the magnification of the current to be copied can be adjusted, so that the unbalance of the signal components output from the photodiodes 31 and 32 can be eliminated. It becomes possible.

この変形例２においても、ｐＭＯＳ３０１、３０２、３０３、３０４のうちの少なくともいずれか一つをｐＭＯＳ３０５で置き換えれば同様の効果を得ることができる。 In the second modification, the same effect can be obtained by replacing at least one of the pMOSs 301, 302, 303, and 304 with the pMOS 305.

（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態に係る光・電気変換回路４００の構成を示す回路図である。同図に示す光・電気変換回路４００は、第３の実施形態の光・電気変換回路３００において、ｐＭＯＳ３０１および３０２の代わりに、ｐｎｐトランジスタ４０１および４０２を用いている。この点を除く構成は光・電気変換回路３００と同じであり、その作用も同様である。 (Fourth embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of an optical / electrical conversion circuit 400 according to the fourth embodiment of the present invention. The optical / electrical conversion circuit 400 shown in the figure uses pnp transistors 401 and 402 instead of the pMOSs 301 and 302 in the optical / electrical conversion circuit 300 of the third embodiment. Except for this point, the configuration is the same as that of the optical / electrical conversion circuit 300, and the operation thereof is also the same.

本実施形態では、フォトダイオード３１に接続されるｐｎｐトランジスタ４０１のコレクタとベースを直結し、さらにこの接続点に負荷抵抗４１に接続されるｐｎｐトランジスタ４０２のベースを接続することによってカレントミラー回路を構成する。この場合にも、ｐｎｐトランジスタ４０１および４０２の動作点は自動的に定電流領域になる。このようなカレントミラーを構成することにより、フォトダイオード３１を流れる電流をコピーして負荷抵抗４１に供給できるのは、他の実施形態と同様である。 In the present embodiment, the current mirror circuit is configured by directly connecting the collector and base of the pnp transistor 401 connected to the photodiode 31 and further connecting the base of the pnp transistor 402 connected to the load resistor 41 to this connection point. To do. Also in this case, the operating point of the pnp transistors 401 and 402 automatically becomes a constant current region. By configuring such a current mirror, the current flowing through the photodiode 31 can be copied and supplied to the load resistor 41, as in the other embodiments.

なお、本実施形態においては、ｐｎｐトランジスタ４０１および４０２のコレクタ・ベース間容量、コレクタ・基板間容量等の寄生容量は、フォトダイオード３１の寄生容量よりも小さい。 In the present embodiment, the parasitic capacitances such as the collector-base capacitance and the collector-substrate capacitance of the pnp transistors 401 and 402 are smaller than the parasitic capacitance of the photodiode 31.

図１４は、本実施形態に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。同図に示す電界検出光学装置Ｅ４１は、光・電気変換回路として上述した光・電気変換回路４００と同様の構成を有する光・電気変換回路４００−１および４００−２を用いている。この点を除く電界検出光学装置Ｅ４１の構成は、第３の実施形態の電界検出光学装置Ｅ３１（図１１を参照）と同じである。 FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of the electric field detection optical device according to the present embodiment. The electric field detection optical device E41 shown in the figure uses optical / electrical conversion circuits 400-1 and 400-2 having the same configuration as the optical / electrical conversion circuit 400 described above as an optical / electrical conversion circuit. Except for this point, the configuration of the electric field detection optical device E41 is the same as that of the electric field detection optical device E31 of the third embodiment (see FIG. 11).

本実施形態においても、フォトダイオード３１および３２からの出力信号にアンバランスが発生したとき、そのアンバランスを解消する機構を光・電気変換回路に追加することができる。 Also in this embodiment, when an imbalance occurs in the output signals from the photodiodes 31 and 32, a mechanism for eliminating the imbalance can be added to the optical / electrical conversion circuit.

図１５に示す電界検出光学装置Ｅ４２が少なくとも一方の負荷抵抗を可変とした場合に対応している（変形例１）。図１５では、負荷抵抗４２を負荷抵抗４３に置き換えているが、上記各実施形態と同様に、負荷抵抗４１および４２の少なくともいずれか一方を負荷抵抗４３に置き換えれば同様の効果を得ることができる。 This corresponds to the case where the electric field detection optical device E42 shown in FIG. 15 has at least one load resistance variable (Modification 1). In FIG. 15, the load resistor 42 is replaced with the load resistor 43, but similar effects can be obtained if at least one of the load resistors 41 and 42 is replaced with the load resistor 43, as in the above embodiments. .

これに対して、図１６に示す電界検出光学装置Ｅ４３は、ｐｎｐトランジスタ４０４をチャネル幅の調整が可能なｐｎｐトランジスタ４０５に置き換えた場合に対応している（変形例２）。 On the other hand, the electric field detection optical device E43 shown in FIG. 16 corresponds to the case where the pnp transistor 404 is replaced with a pnp transistor 405 capable of adjusting the channel width (Modification 2).

ｐｎｐトランジスタ４０５は、例えば図２１（ａ）または（ｂ）の回路図に示すように、ｐｎｐトランジスタ４０１のエミッタまたはコレクタとスイッチＳＷ（図２２を参照のこと）の一端子を直列に接続した組を複数用意し、各ｐｎｐトランジスタ４０１のベース同士およびスイッチＳＷに接続されていないコレクタまたはエミッタ同士、ならびにｐｎｐトランジスタ４０１に接続されていないスイッチＳＷの端子同士をさらに接続することによって構成される。この場合には、各スイッチＳＷの開閉の組み合わせを変えることによって導通抵抗を調整する。 The pnp transistor 405 is, for example, a set in which the emitter or collector of the pnp transistor 401 and one terminal of the switch SW (see FIG. 22) are connected in series as shown in the circuit diagram of FIG. 21 (a) or (b). Are prepared, and the bases of the pnp transistors 401, collectors or emitters not connected to the switch SW, and terminals of the switch SW not connected to the pnp transistor 401 are further connected. In this case, the conduction resistance is adjusted by changing the combination of opening and closing of each switch SW.

ｐｎｐトランジスタ４０５は、図２１（ｃ）または（ｄ）の回路図に示すように構成することもできる。この場合、ｐｎｐトランジスタ４０１のベースとスイッチＳＷの一端子を接続した組を複数用意し、各ｐｎｐトランジスタ４０１のエミッタ同士およびコレクタ同士、ならびにスイッチＳＷの対応端子同士をさらに接続することによってｐｎｐトランジスタ４０５を構成する。そして、各スイッチＳＷの端子間の接続状態を適宜切り替える（各ｐｎｐトランジスタ４０１のベースに接続される端子は常に閉成）ことによって導通抵抗を調整する。 The pnp transistor 405 can also be configured as shown in the circuit diagram of FIG. In this case, a plurality of sets in which the base of the pnp transistor 401 and one terminal of the switch SW are connected are prepared, and the pnp transistor 405 is connected by further connecting the emitters and collectors of each pnp transistor 401 and the corresponding terminals of the switch SW. Configure. Then, the conduction resistance is adjusted by appropriately switching the connection state between the terminals of each switch SW (the terminal connected to the base of each pnp transistor 401 is always closed).

なお、これらがあくまでも一例に過ぎないことはいうまでもなく、例えばｐｎｐトランジスタ４０１とスイッチＳＷのなす組の数は任意である。 Needless to say, these are merely examples. For example, the number of pairs formed by the pnp transistor 401 and the switch SW is arbitrary.

このような構成を有するｐｎｐトランジスタ４０５は、複数のスイッチＳＷの開閉または接続の切り替えによって実質的にｐｎｐトランジスタ４０５のエミッタ面積が変更され、結果として導通抵抗を調整することができる。したがって、対をなすｐｎｐトランジスタ４０３とのエミッタ面積の比を適宜変更することにより、コピーされる電流の倍率を調整できるので、フォトダイオード３１と３２からそれぞれ出力される信号成分のアンバランスを解消することが可能となる。 In the pnp transistor 405 having such a configuration, the emitter area of the pnp transistor 405 is substantially changed by opening / closing of the plurality of switches SW or switching of the connection, and as a result, the conduction resistance can be adjusted. Accordingly, by appropriately changing the ratio of the emitter area to the paired pnp transistors 403, the magnification of the current to be copied can be adjusted, so that the unbalance of the signal components output from the photodiodes 31 and 32 is eliminated. It becomes possible.

なお、電界検出光学装置を構成するｐｎｐトランジスタ４０１、４０２、４０３、４０４のうち、少なくともいずれか一つをｐｎｐトランジスタ４０５で置き換えても同様の効果を得ることができるのは勿論である。 Of course, the same effect can be obtained even if at least one of the pnp transistors 401, 402, 403, 404 constituting the electric field detection optical device is replaced with the pnp transistor 405.

以上説明した構成を有する電界検出光学装置Ｅ４２およびＥ４３によれば、上記三つの実施形態の変形例と同様に、各光・電気変換回路から出力される信号のアンバランスを解消することが可能となる。 According to the electric field detection optical devices E42 and E43 having the configuration described above, it is possible to eliminate the imbalance of the signals output from the respective optical / electrical conversion circuits, as in the modification of the above three embodiments. Become.

本発明の第１の実施形態に係る光・電気変換回路の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of an optical / electrical conversion circuit according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施形態に係る光・電気変換回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the photoelectric conversion circuit which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る光・電気変換回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the photoelectric conversion circuit which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係る光・電気変換回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the photoelectric conversion circuit which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of an electric field detection optical device according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態の変形例１に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 1 of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態の変形例２に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 2 of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態の変形例１に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 1 of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態の変形例２に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 2 of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態の変形例１に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 1 of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態の変形例２に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 2 of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態の変形例１に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 1 of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態の変形例２に係る電界検出光学装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electric field detection optical apparatus which concerns on the modification 2 of the 4th Embodiment of this invention. 可変負荷抵抗の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of a variable load resistance. 調整手段を備えたｎＭＯＳの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of nMOS provided with the adjustment means. 調整手段を備えたｎｐｎトランジスタの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the npn transistor provided with the adjustment means. 調整手段を備えたｐＭＯＳの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of pMOS provided with the adjustment means. 調整手段を備えたｐｎｐトランジスタの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the pnp transistor provided with the adjustment means. スイッチの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of a switch. 本発明の適用が想定されるトランシーバの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transceiver with which application of this invention is assumed. 図２３のトランシーバを介してウェアラブルコンピュータを人間に装着して使用するときの例を示す説明図である。FIG. 24 is an explanatory diagram showing an example when a wearable computer is worn and used by a person via the transceiver of FIG. 23. 従来の光・電気変換回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional optical / electrical conversion circuit. 従来の電界検出光学装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the conventional electric field detection optical apparatus.

Explanation of symbols

１、１−１、１−２、１−３ウェアラブルコンピュータ
３、３−１、３−２、３−３，３'−１，３'−２，３'−３トランシーバ
５生体
１１レーザダイオード
１２、２１、２２コリメートレンズ
１３第１波長板
１４電気光学素子
１５、１６電極
１７交流電源
１８第２波長板
１９偏光ビームスプリッタ
３１、３２フォトダイオード
４１、４２、４３負荷抵抗
５１差動増幅器
６１、６２電源
７１光伝送路（光ファイバ）
１００、２００、３００、４００光・電気変換回路
１０１、１０２、１０３、１０４、１０５ｎＭＯＳ
２０１、２０２、２０３、２０４、２０５ｎｐｎトランジスタ
３０１、３０２、３０３、３０４、３０５ｐＭＯＳ
４０１、４０２、４０３、４０４、４０５ｐｎｐトランジスタ
３３１Ｉ／Ｏ回路
３３２送信回路
３３３送受信電極
３３４絶縁体
３３５電界検出光学部
３３６信号処理回路
３３７波形整形回路
Ｅｍｎ（ｍ＝１,２,３,４；ｎ＝１,２,３）、Ｅ５１電界検出光学装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 1-1, 1-2, 1-3 Wearable computer 3, 3-1, 3-2, 3-3, 3'-1, 3'-2, 3'-3 Transceiver 5 Living body 11 Laser diode 12 , 21, 22 Collimating lens 13 First wave plate 14 Electro-optic element 15, 16 Electrode 17 AC power source 18 Second wave plate 19 Polarizing beam splitter 31, 32 Photo diode 41, 42, 43 Load resistance 51 Differential amplifier 61, 62 Power supply 71 Optical transmission line (optical fiber)
100, 200, 300, 400 Photoelectric conversion circuit 101, 102, 103, 104, 105 nMOS
201, 202, 203, 204, 205 npn transistor 301, 302, 303, 304, 305 pMOS
401, 402, 403, 404, 405 pnp transistor 331 I / O circuit 332 transmission circuit 333 transmission / reception electrode 334 insulator 335 electric field detection optical section 336 signal processing circuit 337 waveform shaping circuit Emn (m = 1, 2, 3, 4; n = 1,2,3), E51 electric field detection optical device

Claims

The electric field applied to the electro-optic crystal is changed by utilizing an electro-optic effect that changes the polarization state of the light of the single wavelength when an electric field is applied to the electro-optic crystal on which light of a single wavelength is incident. An electric field detection optical device for detecting,
A spectroscopic means for splitting the single-wavelength light that has passed through the electro-optic crystal into two orthogonal linearly polarized light components;
A photodiode that converts each of the linearly polarized light components dispersed by the spectroscopic means into an electric signal and a load resistor that converts the output current of the photodiode into a voltage are connected via a current mirror circuit that includes a pair of transistors. First and second photoelectric conversion means coupled to each other;
Differential amplification means for performing differential amplification using electrical signals respectively output from the first and second photoelectric conversion means ,
The pair of transistors constituting the current mirror circuit is either an n-channel MOSFET or an npn bipolar transistor,
At least one of the pair of transistors constituting the current mirror circuit adjusts its own channel width or emitter area when an imbalance occurs in the signal component input to the differential amplification means. An electric field detection optical apparatus comprising an adjusting means for eliminating imbalance .