JP4274023B2 - Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4274023B2 JP4274023B2 JP2004104598A JP2004104598A JP4274023B2 JP 4274023 B2 JP4274023 B2 JP 4274023B2 JP 2004104598 A JP2004104598 A JP 2004104598A JP 2004104598 A JP2004104598 A JP 2004104598A JP 4274023 B2 JP4274023 B2 JP 4274023B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- potential
- phase
- section
- maximum
- intermediate potential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/275—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/297—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を用いたＰＷＭサイクロコンバータに関する。
ＰＷＭサイクロコンバータは、交流電源と負荷側を電力用半導体素子で直接接続しているため、出力の電圧と入力の電流を同時に制御することが可能である。しかしながらＰＷＭサイクロコンバータはＰＷＭインバータのような直流キャパシタが存在しないため、電圧は入力電圧以上出力することができない。よって、電圧利用率の大きい二相変調を使うのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。
図１０は特許文献１の「三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置」の入力相情報の波形を示す図であり、ｒ、ｓ、ｔ相の３相入力電流指令ｉｒ、ｉｓ、ｉｔの波形を示している。区間番号ＩＣは入力電流指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＩＣ番号は０〜５まででそれぞれ二進数の三ビットで表される。また、基準信号Ｂｅはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流指令の符号を識別する信号であって、Ｂｅ＝０の時絶対値が最大となる入力電流指令が正で、Ｂｅ＝１の時が負である。このＢｅとＩＣとによって各入力相の入力電流指令の絶対値が最小か、中間か、最大か、が分かる。入力電流指令の絶対値が最大となる入力相を入力Ｂａｓ相、最小の入力相を入力Ｓｅｃ相、中間を入力Ｔｏｐ相と定義する。なお、入力電流分配率ａは三相入力電流指令の中の中間値と最小値との比を示すものである。
図１０は特許文献１の「三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置」の入力相情報の波形を示す図であり、ｒ、ｓ、ｔ相の３相入力電流指令ｉｒ、ｉｓ、ｉｔの波形を示している。区間番号ＩＣは入力電流指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＩＣ番号は０〜５まででそれぞれ二進数の三ビットで表される。また、基準信号Ｂｅはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる入力電流指令の符号を識別する信号であって、Ｂｅ＝０の時絶対値が最大となる入力電流指令が正で、Ｂｅ＝１の時が負である。このＢｅとＩＣとによって各入力相の入力電流指令の絶対値が最小か、中間か、最大か、が分かる。入力電流指令の絶対値が最大となる入力相を入力Ｂａｓ相、最小の入力相を入力Ｓｅｃ相、中間を入力Ｔｏｐ相と定義する。なお、入力電流分配率ａは三相入力電流指令の中の中間値と最小値との比を示すものである。
一方、図１１は三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置の出力相情報の波形を示す図であり、ｕ、ｖ、ｗ相の３相出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を示している。区間番号ＯＣは出力電圧指令の一周期を６０°毎に分けている各区間の番号であって、ＯＣは０〜５までで各ＯＣは二進数の三ビットで表される。基準信号Ｂｅが１の時に出力相電圧指令が最大となる出力相を出力Ｈｉｇｈ相、基準信号Ｂｅが１の時に出力相電圧指令が最小となる出力相を出力Ｌｏｗ相、その中間となる出力相を出力Ｍｉｄｄｌｅ相と定義する。
出力電圧指令関数Ｆｈは、図１１で出力相電圧指令の下に示す出力相電圧指令と同一周波数、同一位相の振幅が１の三相対称正弦波の最大値と最小値との差を表し、もう一つの出力電圧指令関数Ｆｍは、中間値と最小値との差を表している。この出力電圧指令関数Ｆｈ、Ｆｍと、入力電流指令に関する入力電流分配率ａ、基準信号Ｂｅ、ｒ相の入力電流指令の位相γ、電源線間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ等を基に、次式により仮直流電圧Ｅｄ、出力Ｈｉｇｈ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｈ*、出力Ｍｉｄｄｌｅ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｍ*を求め、スイッチング・タイミングＴ０ｈ、Ｔ１ｈ、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍ、を計算する。
Ｅｄ＝Δｅｔｏｐ＋ａ＊Δｅｓｅｃ，
但し、Δｅｔｏｐ：入力Ｔｏｐ相と入力Ｂａｓ相の間の線間電圧の絶対値、
Δｅｓｅｃ：入力Ｓｅｃ相と入力Ｂａｓ相の線間電圧の絶対値、
Ｖｈ*＝Ｆｈ＊Ｖ*，
Ｖｍ*＝Ｆｍ´＊Ｖ*，
Ｔ０ｈ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）＊Ｖｈ*／Ｅｄ，
Ｔ１ｈ／Ｔ２＝１−Ｖｈ*／Ｅｄ，
Ｔ０ｍ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）Ｖｍ*／Ｅｄ，
Ｔ１ｍ／Ｔ２＝１−Ｖｍ*／Ｅｄ，
但し、Ｔ２：キャリヤ周波数の半周期，
で求めたスイッチタイミングよりスイッチングパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈ、ＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを作成する。
出力電圧指令関数Ｆｈは、図１１で出力相電圧指令の下に示す出力相電圧指令と同一周波数、同一位相の振幅が１の三相対称正弦波の最大値と最小値との差を表し、もう一つの出力電圧指令関数Ｆｍは、中間値と最小値との差を表している。この出力電圧指令関数Ｆｈ、Ｆｍと、入力電流指令に関する入力電流分配率ａ、基準信号Ｂｅ、ｒ相の入力電流指令の位相γ、電源線間電圧Ｖｒｓ、Ｖｓｔ等を基に、次式により仮直流電圧Ｅｄ、出力Ｈｉｇｈ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｈ*、出力Ｍｉｄｄｌｅ相と出力Ｌｏｗ相間の線間電圧指令の絶対値Ｖｍ*を求め、スイッチング・タイミングＴ０ｈ、Ｔ１ｈ、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍ、を計算する。
Ｅｄ＝Δｅｔｏｐ＋ａ＊Δｅｓｅｃ，
但し、Δｅｔｏｐ：入力Ｔｏｐ相と入力Ｂａｓ相の間の線間電圧の絶対値、
Δｅｓｅｃ：入力Ｓｅｃ相と入力Ｂａｓ相の線間電圧の絶対値、
Ｖｈ*＝Ｆｈ＊Ｖ*，
Ｖｍ*＝Ｆｍ´＊Ｖ*，
Ｔ０ｈ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）＊Ｖｈ*／Ｅｄ，
Ｔ１ｈ／Ｔ２＝１−Ｖｈ*／Ｅｄ，
Ｔ０ｍ／Ｔ２＝１−（１＋ａ）Ｖｍ*／Ｅｄ，
Ｔ１ｍ／Ｔ２＝１−Ｖｍ*／Ｅｄ，
但し、Ｔ２：キャリヤ周波数の半周期，
で求めたスイッチタイミングよりスイッチングパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈ、ＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを作成する。
図１２は、三相／三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置のスイッチパターンを示す図であり、図１２（ａ）は出力Ｈｉｇｈ相のパターンＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈを示し、図１２（ｂ）は出力Ｍｉｄｌｅ相のパターンＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍを表している。図中、Ｔ２は三角波キャリヤの半周期であり、Ｔ０ｈ、Ｔ１ｈはＳＰ０ｈ、ＳＰ１ｈのキャリヤ三角波との比較タイミングを、Ｔ０ｍ、Ｔ１ｍはＳＰ０ｍ、ＳＰ１ｍのキャリヤ三角波との比較タイミングを示している。なお、ＰＪｈ、ＰＪｍ等はＳＰ０ｈ、ＳＰ０ｍを変換した変換パターンである。
このようなスイッチング・パターンによって、例えば、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝１”の場合は、出力相Ｈｉｇｈ相と入力Ｂａｓ相（入力電流指令の絶対値が最大の入力相）間のスイッチをＯｎする。また、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｓｅｃ相（絶対値が最小となる入力相）間のスイッチをＯｎとする。また、”ＳＰ１ｈ＝０、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｔｏｐ相（絶対値が中間の入力相）間のスイッチをＯｎとするスイッチパターンにより駆動する。
特開平１１−３４１８０７号公報（図２、図３、図５）
このようなスイッチング・パターンによって、例えば、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝１”の場合は、出力相Ｈｉｇｈ相と入力Ｂａｓ相（入力電流指令の絶対値が最大の入力相）間のスイッチをＯｎする。また、”ＳＰ１ｈ＝１、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｓｅｃ相（絶対値が最小となる入力相）間のスイッチをＯｎとする。また、”ＳＰ１ｈ＝０、ＳＰ０ｈ＝０”の時は、出力Ｈｉｇｈ相と入力Ｔｏｐ相（絶対値が中間の入力相）間のスイッチをＯｎとするスイッチパターンにより駆動する。
しかしながら、特許文献１に示すＰＷＭサイクロコンバータで、一相を固定する二相変調のみで出力電圧を形成した場合、低電圧出力時に電圧精度が悪くなるという現象が発生する。これはスイッチングを行う際に、入力短絡や出力開放を発生しないように行う転流動作によるものであり、これにより駆動対象負荷のトルク脈動や乱調を引き起こす場合がある。
これを解決する手段として、低電圧出力時に三相全てスイッチングを行う三相変調が挙げられる。しかし三相変調は出力相三相ともスイッチングを行うためスイッチング損失が増大し、半導体素子定格の増加や冷却方式の再検討が必要となるという問題がある。
これを解決する手段として、低電圧出力時に三相全てスイッチングを行う三相変調が挙げられる。しかし三相変調は出力相三相ともスイッチングを行うためスイッチング損失が増大し、半導体素子定格の増加や冷却方式の再検討が必要となるという問題がある。
そこで、本発明は、ＰＷＭサイクロコンバータの入力電流制御自由度を残しつつ、且つ二相変調と同等のスイッチング損失ですべての速度領域において電圧精度の高い三相変調を実現できるＰＷＭサイクロコンバータの制御方法および制御装置を提供することを目的としている。
上記問題を解決するため、請求項１に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御方法において、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにしたことを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項４に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、最大電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項５に記載の発明は、前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最小電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項６に記載の発明は、第１区間および第９区間の接続時間を後述の［数１］に示した式（１）から求め、
第２区間および第８区間の接続時間を式（２）から求め、
第３区間および第７区間の接続時間を式（３）から求め、
第４区間および第６区間の接続時間を式（４）から求め、
第５区間の接続時間を式（５）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項７に記載の発明は、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間の接続時間を後述の［数２］に示した式（６）から求め、
第２区間および第８区間の接続時間を式（７）から求め、
第３区間および第７区間の接続時間を式（８）から求め、
第４区間および第６区間の接続時間を式（９）から求め、
第５区間の接続時間を式（１０）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項８に記載の発明は、第２区間および第１０区間の接続時間を後述の［数３］に示した式（１）から求め、
第３区間および第９区間の接続時間を式（２）から求め、
第１区間＋第４区間の合計区間および第８区間＋第１１区間の合計区間の接続時間を式（３）から求め、
第５区間および第７区間の接続時間を式（４）から求め、
第６区間の接続時間を式（５）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項９に記載の発明は、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、第２区間および第１０区間の接続時間を後述の［数４］に示した式（６）から求め、
第３区間および第９区間の接続時間を式（７）から求め、
第１区間＋第４区間の合計および第８区間＋第１１区間合計区間の接続時間を式（８）から求め、
第５区間および第７区間の接続時間を式（９）から求め、
第６区間の接続時間を式（１０）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項１０に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、前記入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項２記載の順序にて、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項３記載の順序にて切り替えることを特徴としている。
また、請求項１１に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項４記載の順序にて、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項５記載の順序にて切り替えることを特徴としている。
また、請求項１２に記載の発明は、前記区間１〜区間９への前記電位の切り替えを、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項６記載の（１）〜（５）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間９を切り替え、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項７記載の（６）〜（１０）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間９を切り替えることを特徴としている。
また、請求項１３に記載の発明は、前記区間１〜区間１１への前記電位の切り替えを、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項８記載の（１）〜（５）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間１１を切り替え、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項９記載の（６）〜（１０）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間１１を切り替えることを特徴としている。
また、請求項１４に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御方法において、
前記最大電位相と前記最小電位相を前記中間電位相を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備え、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴としている。
また、請求項１５に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御装置において、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴としている。
また、請求項１６に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項１７に記載の発明は、第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項１８に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、最大電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項１９に記載の発明は、前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最小電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項２０に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御装置において、
前記最大電位相と前記最小電位相を前記中間電位相を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備え、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴としている。
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにしたことを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項４に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、最大電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項５に記載の発明は、前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最小電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項６に記載の発明は、第１区間および第９区間の接続時間を後述の［数１］に示した式（１）から求め、
第２区間および第８区間の接続時間を式（２）から求め、
第３区間および第７区間の接続時間を式（３）から求め、
第４区間および第６区間の接続時間を式（４）から求め、
第５区間の接続時間を式（５）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項７に記載の発明は、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間の接続時間を後述の［数２］に示した式（６）から求め、
第２区間および第８区間の接続時間を式（７）から求め、
第３区間および第７区間の接続時間を式（８）から求め、
第４区間および第６区間の接続時間を式（９）から求め、
第５区間の接続時間を式（１０）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項８に記載の発明は、第２区間および第１０区間の接続時間を後述の［数３］に示した式（１）から求め、
第３区間および第９区間の接続時間を式（２）から求め、
第１区間＋第４区間の合計区間および第８区間＋第１１区間の合計区間の接続時間を式（３）から求め、
第５区間および第７区間の接続時間を式（４）から求め、
第６区間の接続時間を式（５）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項９に記載の発明は、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、第２区間および第１０区間の接続時間を後述の［数４］に示した式（６）から求め、
第３区間および第９区間の接続時間を式（７）から求め、
第１区間＋第４区間の合計および第８区間＋第１１区間合計区間の接続時間を式（８）から求め、
第５区間および第７区間の接続時間を式（９）から求め、
第６区間の接続時間を式（１０）から求めて、
切り替えることを特徴としている。
また、請求項１０に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、前記入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項２記載の順序にて、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項３記載の順序にて切り替えることを特徴としている。
また、請求項１１に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項４記載の順序にて、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項５記載の順序にて切り替えることを特徴としている。
また、請求項１２に記載の発明は、前記区間１〜区間９への前記電位の切り替えを、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項６記載の（１）〜（５）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間９を切り替え、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項７記載の（６）〜（１０）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間９を切り替えることを特徴としている。
また、請求項１３に記載の発明は、前記区間１〜区間１１への前記電位の切り替えを、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項８記載の（１）〜（５）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間１１を切り替え、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項９記載の（６）〜（１０）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間１１を切り替えることを特徴としている。
また、請求項１４に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御方法において、
前記最大電位相と前記最小電位相を前記中間電位相を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備え、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴としている。
また、請求項１５に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御装置において、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴としている。
また、請求項１６に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項１７に記載の発明は、第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように切り替えることを特徴としている。
また、請求項１８に記載の発明は、前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、最大電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項１９に記載の発明は、前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最小電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように、切り替えることを特徴としている。
また、請求項２０に記載の発明は、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御装置において、
前記最大電位相と前記最小電位相を前記中間電位相を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備え、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴としている。
本発明により、二相変調と同等のスイッチング損失と、三相変調と同等の電圧精度を同時に実現することが可能であり、精度良く電圧出力を行うことができるようになるので、これにより低損失で精度の良い電力変換装置を提供することが出来るという効果がある。
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明に係るＰＷＭサイクロコンバータの制御ブロック図である。
図２は図１に示すＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する双方向スイッチの接続例を示す図である。
図３は本発明のスイッチング方式を説明するための入力位相の区間を示す図である。
図４は本発明のスイッチング方式を説明するための出力位相の区間を示す図である。
図５は本発明の入力区間０と出力区間０でのスイッチパターンを示す図である。
図６は本発明の入力区間１と出力区間０でのスイッチパターンを示す図である。
図７は本発明のスイッチパターンによる各電圧波形例を示す図である。
図８は本発明のスイッチパターンによる区間数１１の場合の各電圧波形例を示す図である。
図９は本発明の効果を説明するための各電圧波形の比較図である。
図１において、三相電源１と双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔからなる双方向スイッチ群３の間には入力フィルタ２を具備し、双方向スイッチ群３の出力は負荷モータ７に接続されている。入力フィルタ２と双方向スイッチ群３とでＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する。入力フィルタ２の入力側（一次側）から電圧を検出し、入力電源振幅・位相検出器４により、ＰＷＭサイクロコンバータを制御するために必要な、入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔと入力電圧位相θｅを検出する。一方、速度指令Ｎｒｅｆは電圧指令発生器５により、出力電圧Ｖｒｅｆと出力電圧位相θｖが演算される。入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔ、入力電圧位相θｅ、出力電圧Ｖｒｅｆ、出力電圧位相θｖは、パルス発生分配器６によって、双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔの９個のオン、オフ時間を計算する。双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは、図２に示すように、逆阻止形のＩＧＢＴを逆並列に組み合わせても良いし、ダイオードとＩＧＢＴを直列接続したものを、逆並列に組み合わせても良い。
図２は図１に示すＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する双方向スイッチの接続例を示す図である。
図３は本発明のスイッチング方式を説明するための入力位相の区間を示す図である。
図４は本発明のスイッチング方式を説明するための出力位相の区間を示す図である。
図５は本発明の入力区間０と出力区間０でのスイッチパターンを示す図である。
図６は本発明の入力区間１と出力区間０でのスイッチパターンを示す図である。
図７は本発明のスイッチパターンによる各電圧波形例を示す図である。
図８は本発明のスイッチパターンによる区間数１１の場合の各電圧波形例を示す図である。
図９は本発明の効果を説明するための各電圧波形の比較図である。
図１において、三相電源１と双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔからなる双方向スイッチ群３の間には入力フィルタ２を具備し、双方向スイッチ群３の出力は負荷モータ７に接続されている。入力フィルタ２と双方向スイッチ群３とでＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する。入力フィルタ２の入力側（一次側）から電圧を検出し、入力電源振幅・位相検出器４により、ＰＷＭサイクロコンバータを制御するために必要な、入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔと入力電圧位相θｅを検出する。一方、速度指令Ｎｒｅｆは電圧指令発生器５により、出力電圧Ｖｒｅｆと出力電圧位相θｖが演算される。入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔ、入力電圧位相θｅ、出力電圧Ｖｒｅｆ、出力電圧位相θｖは、パルス発生分配器６によって、双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔの９個のオン、オフ時間を計算する。双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは、図２に示すように、逆阻止形のＩＧＢＴを逆並列に組み合わせても良いし、ダイオードとＩＧＢＴを直列接続したものを、逆並列に組み合わせても良い。
つぎにパルス発生分配器６の処理を主体に動作について詳細に説明する。
ＰＷＭサイクロコンバータは、入力（電源側）と出力（負荷側）が直接双方向スイッチで接続され、交流から直接交流をつくることが可能な電力変換装置である。図３に示すように、三相電源１の入力電圧位相を１２の区間に分割する。また、図４に示すように、出力電圧位相を６の区間に分割する。入出力電圧の各相の電位は位相に応じて絶えず変化している。
ここで、図３〜図７の各図の関連について説明する。
図３は本発明のスイッチング方式を説明するための入力位相の区間を示した図で、入力側は商用電源に接続されているので５０Ｈｚ又は６０Ｈｚと一定周期である。図４は本発明のスイッチング方式を説明するための出力位相の区間を示した図で、この出力位相は実際のモータの角度によって変化する。
図３の入力区間「０」に対応する図４の出力区間は「０」〜「５」の６パターン存在する。同じく、図３の入力区間「１」に対応する図４の出力区間も「０」〜「５」の６パターン存在し、入力区間「２」に対応する図４の出力区間も「０」〜「５」の６パターン存在する。したがって、図３のすべての入力区間「０」〜「１１」である１２区間に対応する図４の出力区間は１２×６の７２パターン存在している。
図５および図７（ａ）は入力位相「０」でかつ出力位相「０」の場合のスイッチＯＮパターンおよび各電圧波形例を示し、図６および図７（ｂ）は入力位相「１」でかつ出力位相「０」の場合のスイッチＯＮパターンおよび各電圧波形例をそれぞれ示している。
いま、図３の入力区間「０」でかつ図４の出力区間「０」の条件を考えると、この区間内において、図７（ａ）の１〜９の区間が何回も入ることとなる。現実的な数値で説明すれば、入力電源５０Ｈｚ、出力周波数５０Ｈｚとすると、入出力が同期して位相も同じである場合、入力区間「０」は、２０ｍｓ／１２＝１．６７ｍｓとなる。キャリア周波数が１０ｋＨｚとすると、１周期は１００μｓなので、入力区間「０」に１６回か１７回、図７のパターンが出ることになる。
ＰＷＭサイクロコンバータは、入力（電源側）と出力（負荷側）が直接双方向スイッチで接続され、交流から直接交流をつくることが可能な電力変換装置である。図３に示すように、三相電源１の入力電圧位相を１２の区間に分割する。また、図４に示すように、出力電圧位相を６の区間に分割する。入出力電圧の各相の電位は位相に応じて絶えず変化している。
ここで、図３〜図７の各図の関連について説明する。
図３は本発明のスイッチング方式を説明するための入力位相の区間を示した図で、入力側は商用電源に接続されているので５０Ｈｚ又は６０Ｈｚと一定周期である。図４は本発明のスイッチング方式を説明するための出力位相の区間を示した図で、この出力位相は実際のモータの角度によって変化する。
図３の入力区間「０」に対応する図４の出力区間は「０」〜「５」の６パターン存在する。同じく、図３の入力区間「１」に対応する図４の出力区間も「０」〜「５」の６パターン存在し、入力区間「２」に対応する図４の出力区間も「０」〜「５」の６パターン存在する。したがって、図３のすべての入力区間「０」〜「１１」である１２区間に対応する図４の出力区間は１２×６の７２パターン存在している。
図５および図７（ａ）は入力位相「０」でかつ出力位相「０」の場合のスイッチＯＮパターンおよび各電圧波形例を示し、図６および図７（ｂ）は入力位相「１」でかつ出力位相「０」の場合のスイッチＯＮパターンおよび各電圧波形例をそれぞれ示している。
いま、図３の入力区間「０」でかつ図４の出力区間「０」の条件を考えると、この区間内において、図７（ａ）の１〜９の区間が何回も入ることとなる。現実的な数値で説明すれば、入力電源５０Ｈｚ、出力周波数５０Ｈｚとすると、入出力が同期して位相も同じである場合、入力区間「０」は、２０ｍｓ／１２＝１．６７ｍｓとなる。キャリア周波数が１０ｋＨｚとすると、１周期は１００μｓなので、入力区間「０」に１６回か１７回、図７のパターンが出ることになる。
まず、入力電圧位相の区間「０」と出力電圧位相の区間「０」の区間の処理について説明する。図５は本発明に係るスイッチング方式を実現するための双方向スイッチのスイッチングパターンを示している。図５に示す表の各項目について左から、［出力位相］は、該当区間が、区間「０」で図４に示すような出力位相区間０〜６０度の区間であり、この区間での最大値Ｖｍａｘ＝Ｖｕ、中間値Ｖｍｉｄ＝Ｖｖ、最小値Ｖｍｉｎ＝Ｖｗであることを示している。次の、［区間］ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅは後述の図７の区間に対応している。
次の［Ｖｍａｘ］は、ここではＶｕであり、入力電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと接続される３端子ＵＲ、ＵＳ、ＵＴのオン／オフを３ビットで表し、区間ａでは”０１０”となる。同様に、［Ｖｍｉｄ］では”００１”、［Ｖｍｉｎ］では”００１”となる。次の区間ｂは、Ｖｍａｘは”０１０”、Ｖｍｉｄは”０１０”、Ｖｍｉｎは”００１”……となる。 このようにして双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは図５に示すオン・オフパターンによりオン／オフされる。ここでオンは”１”、オフは”０”で表している。
次の［Ｖｍａｘ］は、ここではＶｕであり、入力電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと接続される３端子ＵＲ、ＵＳ、ＵＴのオン／オフを３ビットで表し、区間ａでは”０１０”となる。同様に、［Ｖｍｉｄ］では”００１”、［Ｖｍｉｎ］では”００１”となる。次の区間ｂは、Ｖｍａｘは”０１０”、Ｖｍｉｄは”０１０”、Ｖｍｉｎは”００１”……となる。 このようにして双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは図５に示すオン・オフパターンによりオン／オフされる。ここでオンは”１”、オフは”０”で表している。
この図５のパターンでスイッチング（キャリアとの比較、あるいはベクトル演算等）を行った場合の電圧波形を図７（ａ）に示す。図７（ａ）中、Ｅｂａｓｅとは入力基準電圧を示しており、この区間の場合Ｅｍａｘ＝Ｅｂａｓｅのような電圧波形を出力することになる。各区間１〜９中１〜５は図５のスイッチパターン図の区間ａ〜ｅに対応している。また、Ｐ、Ｍ、ＮはＰ＝最大値、Ｍ＝中間値、Ｎ＝最小値に対応している。
最上部のＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、Ｅｍｉｎの入力電圧スイッチ・ブロックが出力電圧側Ｖｍａｘに相当し、次段のＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、ＥｍｉｎのブロックはＶｍｉｄに、最後のＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、ＥｍｉｎのブロックはＶｍｉｎに相当している。なお、その下のｄＶｍａｘ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ、ｄＶｍｉｄ１＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ、ｄＶｍｉｄ２＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ、は出力線間電圧を示している。（以上が、請求項１に開示の内容を示している）。
また、塗りつぶされた３、７区間はいわゆるゼロ・ベクトルを示し、すべてのスイッチが入力電圧の中間相Ｅｍｉｄに接続されている。
図７（ａ）中のスイッチング時間１〜９は表１のように表すことができる。なお表中の式番号は請求項記載の式番号と同一としている。
最上部のＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、Ｅｍｉｎの入力電圧スイッチ・ブロックが出力電圧側Ｖｍａｘに相当し、次段のＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、ＥｍｉｎのブロックはＶｍｉｄに、最後のＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、ＥｍｉｎのブロックはＶｍｉｎに相当している。なお、その下のｄＶｍａｘ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ、ｄＶｍｉｄ１＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ、ｄＶｍｉｄ２＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ、は出力線間電圧を示している。（以上が、請求項１に開示の内容を示している）。
また、塗りつぶされた３、７区間はいわゆるゼロ・ベクトルを示し、すべてのスイッチが入力電圧の中間相Ｅｍｉｄに接続されている。
図７（ａ）中のスイッチング時間１〜９は表１のように表すことができる。なお表中の式番号は請求項記載の式番号と同一としている。
次に、図３の入力位相が「１」でかつ図４の出力位相「０」の場合のスイッチＯＮパターンおよび各電圧波形について、図６および図７（ｂ）に基づいて説明する。図６において、ａ区間ではＶｍａｘ＝Ｖｕは、”１００”、Ｖｍｉｄ＝Ｖｖは、”１００”、Ｖｍｉｎ＝Ｖｗは、”０１０”となり、次のｂ区間ではＶｍａｘ＝Ｖｕは、”１００”、Ｖｍｉｄ＝Ｖｖは、”０１０”、Ｖｍｉｎ＝Ｖｗは、”０１０”、・・・（以下、同様）となる。
図６のスイッチパターンに対応する出力電圧波形を示す図７（ｂ）において、上段がそれぞれＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、Ｅｍｉｎで示すＶｍａｘ、Ｖｍｉｄ、Ｖｍｉｎを表し、下段が線間電圧ｄＶｍａｘ＝ｍａｘ−Ｖｍｉｎ、ｄＶｍｉｄ１＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ、ｄＶｍｉｄ２＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ、を表している。
なお、図７（ｂ）の場合の電圧波形はこの区間では、入力基準電位ＥＢａｓｅは、Ｅｍｉｎ＝Ｅｂａｓｅの場合の電圧波形を出力することになる。また、図７（ｂ）中のスイッチング時間１〜９は表２のように表すことができる。なお表中の式番号は請求項記載の式番号と同一としている。
図６のスイッチパターンに対応する出力電圧波形を示す図７（ｂ）において、上段がそれぞれＥｍａｘ、Ｅｍｉｄ、Ｅｍｉｎで示すＶｍａｘ、Ｖｍｉｄ、Ｖｍｉｎを表し、下段が線間電圧ｄＶｍａｘ＝ｍａｘ−Ｖｍｉｎ、ｄＶｍｉｄ１＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ、ｄＶｍｉｄ２＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ、を表している。
なお、図７（ｂ）の場合の電圧波形はこの区間では、入力基準電位ＥＢａｓｅは、Ｅｍｉｎ＝Ｅｂａｓｅの場合の電圧波形を出力することになる。また、図７（ｂ）中のスイッチング時間１〜９は表２のように表すことができる。なお表中の式番号は請求項記載の式番号と同一としている。
以上は、図３の入力区間「０」でかつ図４の出力区間「０」の場合、および図３の入力区間「１」でかつ図４の出力区間「０」の場合について、それぞれのスイッチＯＮパターンおよび各電圧波形例を説明してきたが、以下、残りの区間である、図３の入力区間「０」でかつ図４の出力区間「１」〜「５」の場合、図３の入力区間「１」でかつ図４の出力区間「１」〜「５」の場合、図３の入力区間「２」〜「１１」でかつそれぞれの区間に対応する図４の出力区間「０」〜「５」の場合も、同様にして、スイッチＯＮパターンおよび各電圧波形例をそれぞれ求めることができる。
以上のことから、入力電圧の位相が異なれば、同じ出力位相を出力する場合でも、図７の（ａ）（ｂ）を切り替えて出力することになる。
なお、請求項３は、このスイッチング・パターンについての開示である。（ここで、図７（ａ）と図７（ｂ）、つまり図５と図６の関係は、図６と図７（ｂ）が入力電圧絶対値最大の相が負の場合、Ｅｍｉｎ＝ＥＢａｓｅの場合を表し、図５と図７（ａ）が、入力電圧絶対値最大の相が正の場合、Ｅｍａｘ＝ＥＢａｓｅとなる場合を表していて、請求項３には図７（ａ）の構成が開示されている）、従って、請求項３に開示の「最大電位相、中間電位相、最大電位相…」は、例えば、Ｖｍａｘ：ＰＰＭＭＭ→ＭＭＭＰＰ、を意味し、二つ目の「最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相」は、Ｖｍｉｄ：ＰＭＭＭＮ→ＮＭＭＭＰ、を意味している。三つ目の「中間電位相、最小電位相、中間電位相」は、Ｖｍｉｎ：ＭＭＭＮＮ→ＮＮＭＭＭ、を意味しているものである。
なお、請求項３は、このスイッチング・パターンについての開示である。（ここで、図７（ａ）と図７（ｂ）、つまり図５と図６の関係は、図６と図７（ｂ）が入力電圧絶対値最大の相が負の場合、Ｅｍｉｎ＝ＥＢａｓｅの場合を表し、図５と図７（ａ）が、入力電圧絶対値最大の相が正の場合、Ｅｍａｘ＝ＥＢａｓｅとなる場合を表していて、請求項３には図７（ａ）の構成が開示されている）、従って、請求項３に開示の「最大電位相、中間電位相、最大電位相…」は、例えば、Ｖｍａｘ：ＰＰＭＭＭ→ＭＭＭＰＰ、を意味し、二つ目の「最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相」は、Ｖｍｉｄ：ＰＭＭＭＮ→ＮＭＭＭＰ、を意味している。三つ目の「中間電位相、最小電位相、中間電位相」は、Ｖｍｉｎ：ＭＭＭＮＮ→ＮＮＭＭＭ、を意味しているものである。
同様に、請求項４に開示されている、第１、第９区間では「最大電位、最大電位、中間電位」と接続とは、図７（ａ）において、区間１、９の縦の並びのＰＰＭ、つまりＶｍａｘ：Ｐ、Ｖｍｉｄ：Ｐ、Ｖｍｉｎ：：Ｍ、のＰＰＭ列を意味し、第２、第８区間の「最大電位、中間電位、中間電位」は、区間２、８における、Ｖｍａｘ：Ｐ、Ｖｍｉｄ：Ｍ、Ｖｍｉｎ：Ｍ、のＰＭＭ列を意味している。第３、第７区間の「中間電位、中間電位、中間電位」は、Ｖｍａｘ：Ｍ、Ｖｍｉｄ：Ｍ、Ｖｍｉｎ：Ｍ、のＭＭＭ列を意味し、第４、第６区間の「中間電位、中間電位、最小電位」は、Ｖｍａｘ：Ｍ、Ｖｍｉｄ：Ｍ、Ｖｍｉｎ：Ｎ、のＭＭＮ列を意味し、第５区間の「中位電位、最小電位、最小電位」は、Ｖｍａｘ：Ｍ、Ｖｍｉｄ：Ｎ、Ｖｍｉｎ：Ｎ、のＭＮＮ列をそれぞれ意味するものであって、請求項４には入力電圧絶対値最大の相が負(Ｅｍｉｎ＝Ｅｂａｓｅ)となる図７（ａ）の場合を、請求項５には図７（ｂ）の絶対値最大の相が正の場合(Ｅｍａｘ＝Ｅｂａｓｅ)が、それぞれ開示されている。
次に図８（ａ）、図８（ｂ）に示す区間数１１のスイッチングパターンについて説明する。これは図７（ａ）、図７（ｂ）のパターンの区間１以前と区間９以降に新たな区間「１’」と「９’」を設け、それぞれ基準電位に接続することでゼロベクトル区間を増やしたものである。この場合の接続時間は
という式で表すことができる。この式は表１、２中（３）、（８）と同じ式である。それ以外のスイッチング時間は、基準電位の状態により式（１）〜（１０）と同じ式で表すことが可能である。
なお、請求項６には、入力電圧最大の相が負(Ｅｍｉｎ＝Ｅｂａｓｅ)である図８（ａ）の場合が、請求項７には入力電圧最大の相が正(Ｅｍａｘ＝Ｅｂａｓｅ)となる図８（ｂ）の場合のスイッチパターンが開示されている。
なお、請求項６には、入力電圧最大の相が負(Ｅｍｉｎ＝Ｅｂａｓｅ)である図８（ａ）の場合が、請求項７には入力電圧最大の相が正(Ｅｍａｘ＝Ｅｂａｓｅ)となる図８（ｂ）の場合のスイッチパターンが開示されている。
従来、ＰＷＭサイクロコンバータの制御方式としては、出力一相を基準電位に固定し、他の二相で線間電圧を作成する二相変調方式が一般的であった。線間電圧について、提案する方式（本発明）による線間電圧の作成例を図９（ａ）に、従来例については図９（ｂ）に示す。図９（ａ）（ｂ）ともに、９回電位が切り替わる。このことは、スイッチングロスが従来方式である二相変調方式と本発明が同等であることを示している。
しかしながら、小さい電圧を出力する場合、従来方式の場合ｄＶｍａｘとｄＶｍｉｄ２の面積が大きいため、パルスの幅を小さくしなくてはならない。その場合、スイッチング条件によっては電圧が精度良く出力されず電圧誤差になってしまう。しかし本発明による提案方式の場合は、以上述べたように、独自な変調方式と効率的なスイッチング・パターンを適用することによって、指令を小さくしても相電圧のスイッチング時間は短くならないため、低電圧でも精度良く電圧出力を行うことが可能となる。
しかしながら、小さい電圧を出力する場合、従来方式の場合ｄＶｍａｘとｄＶｍｉｄ２の面積が大きいため、パルスの幅を小さくしなくてはならない。その場合、スイッチング条件によっては電圧が精度良く出力されず電圧誤差になってしまう。しかし本発明による提案方式の場合は、以上述べたように、独自な変調方式と効率的なスイッチング・パターンを適用することによって、指令を小さくしても相電圧のスイッチング時間は短くならないため、低電圧でも精度良く電圧出力を行うことが可能となる。
ＰＷＭサイクロコンバータを用いて電動機駆動を行う場合、電動機の低速駆動時は出力電圧を小さくする必要がある。しかし従来の方式では低電圧出力時に電圧精度が悪くなるといった課題がある。そこで本発明を用いることで 精度良く電圧出力を行うことが可能となり、電動機を低速から精度良く駆動するためには不可欠な技術として、適用効果は大きい。
１ 三相交流電源
２ 入力フィルタ
３ 双方向スイッチ群
４ 入力電圧振幅・位相検出器
５ 電圧指令発生器
６ パルス電圧分配器
７ 負荷モータ
２ 入力フィルタ
３ 双方向スイッチ群
４ 入力電圧振幅・位相検出器
５ 電圧指令発生器
６ パルス電圧分配器
７ 負荷モータ
Claims (20)
- 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御方法において、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。 - 前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように切り替えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。 - 前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように切り替えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。 - 前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、最大電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように、切り替えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。 - 前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最小電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように、切り替えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。 - 第１区間および第９区間の接続時間を式（１）から求め、
第２区間および第８区間の接続時間を式（２）から求め、
第３区間および第７区間の接続時間を式（３）から求め、
第４区間および第６区間の接続時間を式（４）から求め、
第５区間の接続時間を式（５）から求めて、
切り替えることを特徴とする請求項１又は２記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
Ｔｓ：区間１〜９の繰り返し時間
Ｖｍａｘ：出力相電圧指令のうち最大の値、
Ｖｍｉｄ：出力相電圧指令のうち中間の値、
Ｖｍｉｎ：出力相電圧指令のうち最小の値、
Ｅｍａｘ：入力電圧のうち最大の値、
Ｅｍｉｄ：入力電圧のうち中間の値、
Ｅｍｉｎ：入力電圧のうち最小の値 - 前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間の接続時間を式（６）から求め、
第２区間および第８区間の接続時間を式（７）から求め、
第３区間および第７区間の接続時間を式（８）から求め、
第４区間および第６区間の接続時間を式（９）から求め、
第５区間の接続時間を式（１０）から求めて、
切り替えることを特徴とする請求項１又は３記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
Ｔｓ：区間１〜９の繰り返し時間
Ｖｍａｘ：出力相電圧指令のうち最大の値、
Ｖｍｉｄ：出力相電圧指令のうち中間の値、
Ｖｍｉｎ：出力相電圧指令のうち最小の値、
Ｅｍａｘ：入力電圧のうち最大の値、
Ｅｍｉｄ：入力電圧のうち中間の値、
Ｅｍｉｎ：入力電圧のうち最小の値 - 第２区間および第１０区間の接続時間を式（１）から求め、
第３区間および第９区間の接続時間を式（２）から求め、
第１区間＋第４区間の合計区間および第８区間＋第１１区間の合計区間の接続時間を式（３）から求め、
第５区間および第７区間の接続時間を式（４）から求め、
第６区間の接続時間を式（５）から求めて、
切り替えることを特徴とする請求項１又は４記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
Ｔｓ：区間１〜１１の繰り返し時間
Ｖｍａｘ：出力相電圧指令のうち最大の値、
Ｖｍｉｄ：出力相電圧指令のうち中間の値、
Ｖｍｉｎ：出力相電圧指令のうち最小の値、
Ｅｍａｘ：入力電圧のうち最大の値、
Ｅｍｉｄ：入力電圧のうち中間の値、
Ｅｍｉｎ：入力電圧のうち最小の値 - 前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、第２区間および第１０区間の接続時間を式（６）から求め、
第３区間および第９区間の接続時間を式（７）から求め、
第１区間＋第４区間の合計および第８区間＋第１１区間合計区間の接続時間を式（８）から求め、
第５区間および第７区間の接続時間を式（９）から求め、
第６区間の接続時間を式（１０）から求めて、
切り替えることを特徴とする請求項１又は５記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
Ｔｓ：区間１〜１１の繰り返し時間
Ｖｍａｘ：出力相電圧指令のうち最大の値、Ｖｍｉｄ：出力相電圧指令のうち中間の値、
Ｖｍｉｎ：出力相電圧指令のうち最小の値、Ｅｍａｘ：入力電圧のうち最大の値、
Ｅｍｉｄ：入力電圧のうち中間の値、Ｅｍｉｎ：入力電圧のうち最小の値 - 前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、前記入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項２記載の順序にて、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項３記載の順序にて切り替えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
- 前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項４記載の順序にて、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項５記載の順序にて切り替えることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
- 前記区間１〜区間９への前記電位の切り替えを、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項６記載の（１）〜（５）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間９を切り替え、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項７記載の（６）〜（１０）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間９を切り替えることを特徴とする請求項１又は３記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
- 前記区間１〜区間１１への前記電位の切り替えを、入力電圧絶対値最大の相が負である場合は請求項８記載の（１）〜（５）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間１１を切り替え、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は請求項９記載の（６）〜（１０）式にて求められた接続時間にて区間１〜区間１１を切り替えることを特徴とする請求項１又は５記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
- 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御方法において、
前記最大電位相と前記最小電位相を前記中間電位相を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備え、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。 - 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御装置において、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 前記電位の切り替えをキャリア１周期を９個の区間にて行い、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように切り替えることを特徴とする請求項１５記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第３区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように切り替えることを特徴とする請求項１５記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 前記電位の切り替えをキャリア１周期を１１個の区間にて行い、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、最大電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続するように、切り替えることを特徴とする請求項１５記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 前記電位の切り替えを、前記入力電圧絶対値最大の相が正である場合は、
第１区間および第１１区間では、３つの出力側端子に最小電位、最小電位、最小電位と接続し、
第２区間および第１０区間では、３つの出力側端子に中間電位、最小電位、最小電位と接続し、
第３区間および第９区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、最小電位と接続し、
第４区間および第８区間では、３つの出力側端子に中間電位、中間電位、中間電位と接続し、
第５区間および第７区間では、３つの出力側端子に最大電位、中間電位、中間電位と接続し、
第６区間では、３つの出力側端子に最大電位、最大電位、中間電位と接続するように、切り替えることを特徴とする請求項１５記載のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であるＰＷＭサイクロコンバータであって、前記三相交流電源のうち最も高電位の相を最大電位相と呼び、中間の電位の相を中間電位相と呼び、最も電位の小さい相を最小電位相とした場合、前記双方向半導体スイッチを選択的にオンオフすることで、出力側端子に前記最大電位相、中間電位相、最小電位相を出力することが出来るようにしたＰＷＭサイクロコンバータの制御装置において、
前記最大電位相と前記最小電位相を前記中間電位相を介して交互に出力させるダイポーラ変調手段を備え、
前記双方向半導体スイッチのオンオフが短い時間間隔で繰り返し行われるようにし、その短い時間間隔内では、出力側端子のうち
一つ目は、最大電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
二つ目は、最大電位相、中間電位相、最小電位相、中間電位相、最大電位相の順で出力し、
三つ目は、中間電位相、最小電位相、中間電位相の順で出力するようにした、
ことを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004104598A JP4274023B2 (ja) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 |
| PCT/JP2005/005509 WO2005099075A1 (ja) | 2004-03-31 | 2005-03-25 | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 |
| US11/547,389 US7800929B2 (en) | 2004-03-31 | 2005-03-25 | Control method for PWM cyclo-converter by selectively turning on a two-way semiconductor switch and controller |
| GB0619045A GB2429799B (en) | 2004-03-31 | 2005-03-25 | Control method and controller for PWM cyclo-converter |
| CNB200580009929XA CN100571009C (zh) | 2004-03-31 | 2005-03-25 | 用于pwm交-交变频器的控制方法和控制器 |
| KR1020067020364A KR20070005656A (ko) | 2004-03-31 | 2005-03-25 | Ｐｗｍ사이클로 컨버터의 제어방법 및 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004104598A JP4274023B2 (ja) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005295640A JP2005295640A (ja) | 2005-10-20 |
| JP4274023B2 true JP4274023B2 (ja) | 2009-06-03 |
Family
ID=35125410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004104598A Expired - Fee Related JP4274023B2 (ja) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7800929B2 (ja) |
| JP (1) | JP4274023B2 (ja) |
| KR (1) | KR20070005656A (ja) |
| CN (1) | CN100571009C (ja) |
| GB (1) | GB2429799B (ja) |
| WO (1) | WO2005099075A1 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4839844B2 (ja) * | 2006-01-12 | 2011-12-21 | 日産自動車株式会社 | 電力変換器の制御方法およびそれを用いたハイブリッド電力変換システム |
| US7309973B2 (en) * | 2006-04-24 | 2007-12-18 | Power Conservation Ltd | Mitigation of harmonic currents and conservation of power in non-linear load systems |
| JP4930085B2 (ja) * | 2007-02-08 | 2012-05-09 | 株式会社富士通ゼネラル | 位相検出方法、位相検出装置、同期モータの制御方法、および同期モータの制御装置 |
| CN101675580B (zh) * | 2007-05-16 | 2013-03-27 | 奥蒂斯电梯公司 | 矩阵变换器的脉宽调制控制 |
| JP5126550B2 (ja) * | 2007-07-20 | 2013-01-23 | 株式会社安川電機 | マトリクスコンバータ |
| CA2763943C (en) * | 2009-06-18 | 2016-11-08 | Abb Technology Ag | An arrangement for exchanging power |
| US8207699B2 (en) * | 2009-07-08 | 2012-06-26 | Innosave Ltd. | Method and apparatus for AC motor control |
| US20110006720A1 (en) * | 2009-07-08 | 2011-01-13 | Innosave Ltd. | Method and apparatus for ac motor control |
| JP2015012729A (ja) | 2013-06-28 | 2015-01-19 | 株式会社安川電機 | マトリクスコンバータ |
| CN103956910B (zh) * | 2014-05-15 | 2016-04-13 | 西安利雅得电气股份有限公司 | 一种间接串联三相矩阵式中高压变频器 |
| JP6176495B2 (ja) | 2014-08-19 | 2017-08-09 | 富士電機株式会社 | ３レベルインバータの制御方法及び制御装置 |
| TWI542114B (zh) * | 2015-06-17 | 2016-07-11 | 台達電子工業股份有限公司 | 太陽能逆變器並網系統及三相並網方法 |
| US10148202B2 (en) * | 2015-10-16 | 2018-12-04 | Kohler Co. | Hybrid device with segmented waveform converter |
| RU2641653C1 (ru) * | 2016-09-26 | 2018-01-19 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Нижегородский государственный технический университет им. Р.Е. Алексеева" (НГТУ) | Способ управления матричным преобразователем частоты |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3758059B2 (ja) | 1997-06-19 | 2006-03-22 | 東洋電機製造株式会社 | 同期電動機の駆動制御装置 |
| JP3815529B2 (ja) | 1998-05-27 | 2006-08-30 | 株式会社安川電機 | 三相／三相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
| JP4487155B2 (ja) * | 1999-09-14 | 2010-06-23 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍサイクロコンバータの保護装置 |
| JP3611492B2 (ja) | 1999-11-12 | 2005-01-19 | 株式会社日立製作所 | インバータの制御方法および装置 |
| JP4065727B2 (ja) * | 2001-12-27 | 2008-03-26 | オーチス エレベータ カンパニー | 多重ｐｗｍサイクロコンバータ |
| KR100949639B1 (ko) * | 2005-04-27 | 2010-03-26 | 가부시키가이샤 야스카와덴키 | 전력 변환 장치와 전력 변환 방법 |
-
2004
- 2004-03-31 JP JP2004104598A patent/JP4274023B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-03-25 KR KR1020067020364A patent/KR20070005656A/ko not_active Application Discontinuation
- 2005-03-25 WO PCT/JP2005/005509 patent/WO2005099075A1/ja active Application Filing
- 2005-03-25 US US11/547,389 patent/US7800929B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2005-03-25 CN CNB200580009929XA patent/CN100571009C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2005-03-25 GB GB0619045A patent/GB2429799B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2005099075A1 (ja) | 2005-10-20 |
| CN100571009C (zh) | 2009-12-16 |
| GB2429799A (en) | 2007-03-07 |
| US20080291698A1 (en) | 2008-11-27 |
| GB0619045D0 (en) | 2006-11-08 |
| CN1938930A (zh) | 2007-03-28 |
| US7800929B2 (en) | 2010-09-21 |
| GB2429799B (en) | 2008-01-30 |
| KR20070005656A (ko) | 2007-01-10 |
| JP2005295640A (ja) | 2005-10-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8929111B2 (en) | System and method for common-mode elimination in a multi-level converter | |
| JP4274023B2 (ja) | Ｐｗｍサイクロコンバータの制御方法および制御装置 | |
| US4599685A (en) | Control circuit for power converter apparatus | |
| US8730702B2 (en) | Very high efficiency three phase power converter | |
| JP5045137B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| EP2755313B1 (en) | Power conversion device | |
| WO2011024351A1 (ja) | 電力変換装置、及びその制御方法 | |
| JP4862475B2 (ja) | 交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン生成方法 | |
| JP5768934B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4743116B2 (ja) | Ｐｗｍサイクロコンバータ | |
| JP2008048550A (ja) | マトリクスコンバータ | |
| US9294009B2 (en) | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus | |
| JP5548421B2 (ja) | 電圧増大回路を備えたパワーコンバータ回路の動作方法 | |
| JPH08126352A (ja) | 電力変換装置 | |
| WO2019049698A1 (ja) | 電力変換回路および電力変換装置 | |
| KR0128346B1 (ko) | 전력 변환 장치 | |
| JP2012010596A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4661256B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2533915B2 (ja) | 周波数変換器の制御方法及びその方法を適用した周波数変換器 | |
| KR101197793B1 (ko) | 3상 전압 생성방법 및 상기 생성방법을 수행하는 캐스케이드 ｈ-브릿지 방식의 고압 인버터 | |
| JP4448294B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2005192346A (ja) | マトリクスコンバータ | |
| JP2019097323A (ja) | 電力変換装置、電力変換用制御装置および電力変換回路の制御方法 | |
| JP4407892B2 (ja) | マトリックスコンバータ制御装置 | |
| JP2004343863A (ja) | 二相交流システム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060327 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070202 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071127 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081015 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081215 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090210 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090223 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120313 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130313 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130313 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140313 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150313 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |