JP4207386B2

JP4207386B2 - Inductor-type electric machine with magnet-equipped armature

Info

Publication number: JP4207386B2
Application number: JP2000401653A
Authority: JP
Inventors: 明福島
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2009-01-14
Anticipated expiration: 2020-12-28
Also published as: JP2002199679A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車載用モータおよびジェネレータをはじめとする使用速度範囲が比較的広く、且つ、体格当たり大きなトルクと出力が要求される回転電機、およびリニアアクチエータに好適な磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
リラクタンスモータ（誘導子型回転電機）はロータ構造がシンプルかつ頑強であり、高速回転に耐え、小型機では同様の堅牢なロータ構造をもつかご形誘導機によりトルクが大きい反面、高回転域での出力の低下が問題となっている。
【０００３】
これは、リラクタンスモータが主磁束を電機子電流だけで受け持つため、原理的に電機子インダクタンスを小さく設計することが難しいためと考えられる。
【０００４】
なお、リラクタンスモータとしては、同期式リラクタンスモータの他に、非同期回転するスイッチドリラクタンスータ（ＳＲモータ）もあるが、このＳＲモータも上記と同様の問題をもつ。
【０００５】
特開平１１ー３０８８２９号公報は、ＳＲジェネレータにおいて、固定子に磁石の他に励磁巻線を設け、励磁巻線の電流を制御することにより発電調整を可能とすることを提案している。
【０００６】
しかしながら、この公報技術によれば、発電量調整のために励磁巻線を固定子継鉄にトロイダル巻きするため、巻装が容易でなく、かつ、励磁巻線が固定子継鉄の外周へ突出するという不利があった。また、励磁巻線に隣接する磁極歯の極性を反転できないため、磁極歯の電磁的な利用効率が低く、体格当たりの出力が小さいという欠点もあった。
【０００７】
その他、特公平７ー８１２６号公報や特許２５７６２８６号は、同じリラクタンス原理を使いながら低速度回転に特化したステッピングモータにおいて、磁石を固定子磁極歯の凹部に設けることによりトルクを増大することを提案している。
【０００８】
しかしながら、これらは何れも磁極歯凹部の漏れ磁束を減らしたり、磁気的凹凸比（リラクタンス比）を磁石で補強したりして、磁石の作用は専ら磁極歯部のリラクタンス比の増大用途に限定されている。
【０００９】
このため、主磁束は相変わらず電機子電流だけで受け持つ結果、電機子インダクタンスを小さく設計することができず、高回転域での出力増大が困難であった。
【００１０】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、電機子インダクタンスの低減により高回転域の出力増大が可能な磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械を提供することを、その目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械は、磁気突極部をなす凸部を周方向略一定ピッチで複数有する誘導子鉄心と、前記誘導子鉄心の前記凸部と対面する周面を有する電機子とを備え、前記電機子は、前記凸部に対面する磁極面を有して周方向略一定ピッチで前記誘導子鉄心に向けて突設された軟磁性の磁極部をもつ電機子鉄心と、各前記磁極部に個別に集中巻きされる多数の巻線部を有する三相の電機子巻線と、各前記磁極部に収容されて略周方向に着磁された永久磁石とを備える磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、
前記永久磁石は、前記磁極部の前記磁極面の周方向中央部に凹設された一個の磁石収容溝に収容され、互いに周方向に隣接する少なくとも一対の前記永久磁石は互いに周方向逆向きに着磁されていることを特徴としている。
【００１２】
本構成によれば、磁極部の磁極面の周方向中央部にそれぞれ収容されて互いに周方向に隣接する一対の永久磁石が、互いに周方向逆向きに着磁されているので、磁極部が永久磁石により周方向に二分されて、磁束を一方側に偏在させて独特の磁界分布を形成してトルクを発生させることができる。
【００１３】
請求項２記載の構成によれば請求項１記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記電機子鉄心は、前記磁石収容溝に径方向に隣接する前記電機子鉄心の継鉄部により構成される磁石磁路短絡部を有することを特徴としている。
【００１４】
更に説明すれば、電機子が、磁極部（以下、電機子磁極ともいう）の中心部に設けられた溝の電磁ギャップ対向面と反対側に電機子の継鉄部を兼ねる磁石磁路短絡部を設けたので、電機子電流の大きさを抑えることにより、磁石による磁束を上記磁石磁路短絡部により高速回転時に短絡させ、速度（回転数）の高い領域において効率的に誘起電圧を適値に抑えることができ、出力（効率）を向上させることが出来る。
【００１５】
一方、高トルクを必要とする中低速（回転）域では、電機子電流を大きくすることにより、上記磁石磁路短絡部を磁気飽和させ、磁石による磁束をトルク（出力）として有効に利用できる。このようにして広い（回転）速度域においてトルク及び／または出力を効率よく制御可能な電気機械を提供することが可能となる。
【００１６】
請求項３記載の構成によれば請求項１又は２記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記磁極部は、ｎ（６の整数倍）個形成され、前記磁極部のピッチＰ１と前記凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）は、略５／６又は略７／６に設定され、前記永久磁石は、前記磁極部ごとに周方向極性交互に着磁され、前記電機子巻線の前記巻線部は、前記磁極部に相順次に巻装されていることを特徴としている。
【００１７】
すなわち、本構成によれば、磁極部（電機子磁極）の中心部に磁極部の電磁ギャップ対向面（磁極面）側から電機子の継鉄部（コアバック）側へ向けて設けた溝に溝幅方向に着磁された磁石を収容したので、磁極部（電機子磁極）の突極性を損なわずに磁石による磁束を利用でき、効果的にトルクを向上できる。
【００１８】
また、電機子導体が永久磁石と干渉することなく磁極部（電機子磁極）に集中して巻回できるので、線占積率が向上し、コイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。
【００１９】
また、磁極部のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）を略５／６又略は７／６としたので、磁束のループ数が増え、磁石磁束が主磁束を効果的に分担でき、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができるという効果がある。
【００２０】
また、磁極部の溝部に挿入された永久磁石は交互に逆極性に着磁されているので、磁束分布の対称性が良く、磁石による磁束をトルクとして利用しやすい。
【００２１】
また、電機子磁極に３相巻線が第１（Ｕ）相、第２（Ｖ）相、第３（Ｗ）相の順に循環配列され、同相の巻線が直列かつ同じ向きに接続されているので電気磁気的相互作用の面からも対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力（効率）向上に有効である。
【００２２】
つまり、磁極部の数ｎと、凸部の数ｍとの比を上記値にした場合、磁極部に設けた磁石が極めて効果的に主磁束を分担することができるため、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより、電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることが可能となる。
【００２３】
また、従来のリラクタンスモータが吸引力のみを利用していたため、固定子およびロータ磁路の半分以下しか活用できなかったのに対し、磁極部の数ｎと、凸部の数ｍとの比を上記値にした結果、磁極部に設けた磁石が主磁束を磁極内で偏向させる第２の作用が相乗して働き、従来、所望するのと反対方向のトルク（以下、反トルク）が発生するため使えなかった磁路（及び導体）を利用してトルク／体格を更に向上させることができる。
【００２４】
請求項４記載の構成によれば請求項３記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記磁極部は、ｎ（１２の整数倍）個形成され、前記凸部は、ｍ（１０又は１４の整数倍）個形成されていることを特徴としている。
【００２５】
本構成によれば、磁極部の数を１２の整数倍とし、凸部の数を偶数である１０又は１４の整数倍としたので磁束分布が（軸）対称形となり、移動子（又はロータ）を揺動（又は偏心）させるアンバランス力を効果的に抑制できる。
【００２６】
請求項５記載の構成によれば請求項３記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記凸部は、周方向へ所定ピッチで５又は７の整数倍個、軸方向へ互いに隣接して複数列設けられ、互いに軸方向に隣接する２つの前記凸部の列は、互いに周方向に１／２ピッチずれて配置されていることを特徴としている。
【００２７】
本構成によれば、磁極部の数（ｎ）を６の整数倍とし、凸部の数（ｍ）を周方向へ５又は７の整数倍とし、かつ、軸方向へ少なくとも２列に配置するとともに、互いに軸方向隣接する２つの凸部の列の凸部配置ピッチをたがいに１／２ピッチずらしたので、１／２ピッチずらされた配置をもつ隣接２列にて磁束分布が周方向に１／２ピッチずれる。その結果、磁極部の数（ｎ）を抑えつつ誘導子鉄心（ロータ）を揺動（又は偏心）させるアンバランス力を効果的に抑制でき、外形（又は外径）寸法に制約のある電気機械の構造として特に好適となる。
【００２８】
請求項６記載の構成によれば請求項１又は２記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記磁極部は、ｎ（１２の整数倍）個形成され、
前記磁極部のピッチＰ１と前記凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）は、略５／６又は略７／６に設定されており、第一相の前記巻線部Ｕ１〜Ｕ４、第二相の前記巻線部Ｖ１〜Ｖ４、第三相の前記巻線部Ｗ１〜Ｗ４が、Ｕ１、Ｕ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｗ１、Ｗ２、Ｕ３、Ｕ４、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ３、Ｗ４の順に循環配列され、
互いに周方向に隣接するとともに同一相の任意の２つの前記巻線部は、互いに周方向逆向きに着磁された前記磁石を有して互いに隣接する２つの前記磁極部に逆の巻き向きにて個別に巻装され、互いに周方向に隣接するとともに異なる相の任意の２つの前記巻線部は、互いに周方向同じ向きに着磁された前記磁石を有して互いに隣接する２つの前記磁極部に同じ巻き向きにて個別に巻装されていることを特徴としている。
【００２９】
本構成によれば、磁極部（電機子磁極）の周方向中心部に磁極部の磁極面から電機子鉄心の継鉄部（コアバック）側に向かって凹設された溝に溝幅方向に磁化された磁石を収容した構成としたので、磁極部（電機子磁極）の突極性を損なわずに磁石による磁束を利用でき、効果的にトルクを向上できる。
【００３０】
また、磁極部（電機子磁極）のピッチＰ１と誘導子鉄心の凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）を略５／６又は略７／６としたので、磁束のループ数が約２倍に増え、磁石磁束が主磁束を効果的に分担でき、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより、電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができるという作用効果がある。
【００３１】
また、磁極部の数ｎを１２の整数倍数としたので、凸部の数ｍを偶数である１０又は１４の整数倍にすることができ、磁束分布が軸対称形状となり、誘導子鉄心を揺動又は偏心させる力を低減することができ、振動を減らすことができる。
【００３２】
また、電機子導体を磁石と干渉することなく磁極部に集中して巻回できるので、線占積率が向上しコイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。
【００３３】
また、電機子巻線は、隣接する磁極部に互いに逆向きかつ個別に巻装されて互いに直列接続され、かつ、同じ相電圧が印加される合計６対の巻線部対（Ｕ１、Ｕ２）、（Ｖ３、Ｖ４）、（Ｗ１、Ｗ２）、（Ｕ３、Ｕ４）、（Ｖ１、Ｖ２）、（Ｗ３、Ｗ４）をこの順序で循環するように巻装し、他の２相の巻線部対を挟んで互いに隣接する同相の２つの巻線部は、同じ向きに巻装される構成を採用したので、電気磁気的相互作用の面から対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップアンバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力（効率）向上に有効である。
【００３４】
また、同相の一対の巻線部（同相巻線部対ともいう）が個別に巻装されて互いに隣接する一対の磁極部に収容される一対の磁石は、互いに周方向逆向きに着磁されているので、上記同相巻線部対の分布巻係数が比較的大きな値となり、磁石磁束に対する同相巻線部対の巻線利用率（＝短節巻係数×分布巻係数）の向上により、体格当たりのトルクを向上させることができる。
【００３５】
また、上記電機子巻線が適度の短節巻係数および分布巻係数を有するので、巻線電流による起磁力波形（または誘導起電力）の高周波成分を低減でき、トルク脈動を抑え、作動時の振動・騒音を低減することができる。
【００３６】
また、相が異なる巻線部が巻装されて互いに隣接する一対の磁極部に挿入された一対の磁石は、周方向同じ向きに着磁されているので、磁石数がｎ（１２の整数倍）でも、磁石による極性数ｐを等価的ｎ／２の整数倍（６または１８の整数倍）とすることができ、磁石により形成されて等価磁極数（互いに隣接して同じ向きに着磁される一対の磁石は一個の磁石と想定した場合の全磁石の磁極数を意味するものとする）ｐをもつ静止磁界と、ｍ個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数ｑが、１０又は１４の整数倍になり、磁極部数ｎ（１２の整数倍）の巻線部に好適な関係（ｑ＝ｎ±２）を満足することにより、磁路（及び導体）の利用率が更に向上でき、トルク／体格（重量）をより一層向上させることができる。
【００３７】
本構成の好適な態様において、磁極部のピッチＰ１と誘導子鉄心の凸部のピッチＰ２との比の上記関係に加え、永久磁石により形成される等価磁極数ｐと、凸部の数ｍと、電機子巻線による回転磁界の極数ｑ、及び、磁極部の数ｎの間の比率を、ｐ：ｍ：ｑ＝１８：１４：１０、または、ｐ：ｍ：ｑ＝６：１０：１４のにしたので、２ｍ＝ｐ＋ｑ、かつ、ｑ＝ｎ±２、かつ、ｐはｎ／２の整数倍（ｎは１２の整数倍）を満足することができる。これにより、磁石による等価磁極数ｐの静止磁界と、ｍ個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により生成される回転磁界の等価極数ｑが、１０又は１４になることにより、磁束のループ数が更に上記８から１０に増加するため、更にｑ＝ｎ±２の場合、磁路（及び導体）の利用率が更に向上できるため、トルク／体格（重量）を一層向上させることができる。
【００３８】
請求項７記載の構成によれば請求項１乃至６のいずれか記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、前記誘導子鉄心及び電機子鉄心の周方向を直線方向に展開した形状をもちリニアアクチエータを構成することを特徴としているので、スラスト力が大きいリニアアクチエータを実現することができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
第１実施例を図１を参照して説明する。図１は回転電機主要部の径方向断面図である。
【００４０】
電機子１０の電機子鉄心に設けた６個の磁極部（以下、磁極又は電機子磁極ともいう）１１〜１６の中心部に各磁極のギャップ対向面（磁極面）側から電機子鉄心の継鉄部（コアバック）１Ｆ側に向かって、各一つの矩形溝（磁石収容溝）２１〜２６が設けられており、矩形溝２１〜２６に溝幅方向に着磁された磁石３１〜３６が個別に挿入されている。
【００４１】
磁石３１〜３６は、対称的な磁束分布を得るため、交互に逆極性（隣り合う磁石の対向面が同極性）に着磁されている。電機子（固定子）１０は、矩形溝２１〜２６のギャップ対向面（磁極面）と反対側に継鉄部１Ｆに連なり、磁石３１〜３６の磁束を短絡させる磁石磁路短絡部６１〜６６を有する。したがって、磁石磁路短絡部６１〜６６は継鉄部１Ｆとともに全体として、電機子鉄心の継鉄部をなす。電機子１０の電機子鉄心は軟磁性薄板材を積層してなる。電機子１０の電機子鉄心は、図示するように、磁極１１〜１６と、継鉄部（コアバック）１Ｆと、磁石磁路短絡部６１〜６６とを一体にした薄板材により構成してもよいし、例えば磁極１１〜１６毎に適宜分割した分割コア形状に形成し、後で接合してもよい。
【００４２】
各磁極部１１〜１６には、それぞれ本発明で言う巻線部をなす導体４１〜４６が個別に集中巻きされている。導体４１、４４は互いに直列接続されて星形接続の三相電機子巻線の第１相（Ｕ）相の相巻線を構成し、導体４２、４５は互いに直列接続されて三相電機子巻線の第２相（Ｖ）相の相巻線を構成し、導体４３、４６は互いに直列接続されて三相電機子巻線の第３相（Ｗ）相の相巻線を構成している。つまり、第１相（Ｕ）相の導体４１（４４）が第１（４）の磁極１１（１４）に集中して巻かれており、同様に、第２相（Ｖ）相の導体４２（４５）が第２（５）の磁極１２（１５）に、第３相（Ｗ）相の導体４３（４６）が第３（６）の磁極１３（１６）に集中して巻かれており、同一相の導体（例えば４１と４４）は電気的に直列接続され、通電時に同相の磁極の対向ギャップ面（磁極面）の極性が同一となるよう磁極に巻回されている。この実施例では、
電機子１０およびその磁極１１〜１６の内側にはエアギャップを介してロータ（誘導子鉄心）５０があり、該ロータ５０が相対回転可能に配設されており、ロータ（誘導子鉄心）５０の外周面には、ｍ（＝５）個の磁気的な凸部（５１〜５５）が形成されている。ロータ（誘導子鉄心）５０は、軟磁性薄板の積層部材および、これに圧入されたシャフト７０とにより構成される。互いに隣接する磁極（例えば１１と１２）のピッチＰ１と、ロータ５０の凸部（例えば５１と５２）のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）は略５／６とされている。
【００４３】
次に上記実施例のモータの作用・効果を、従来のＳＲモータとの比較により説明する。従来のＳＲモータは、図１９に示す固定子の対向スロットに電機子コイル辺を納める全節巻の電機子巻線と、図２０に示す１つの磁極に電機子巻線を巻く短節（集中）巻の電機子巻線との２つの電機子巻線形式のものが知られている。しかし、全節巻方式が短節巻方式に比べて、トルクに有効な電流（以下、トルク電流）を流せる導体数を多くできるため、トルク／体格を大きくできる。
【００４４】
すなわち、ロータが反時計まわりに回転する電動機モ−ドで比較してみると、図１９に示す全節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット４１、４４（全スロットの１／３）であるのに対し、図２０に示す短節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット４１ａ、４４ａ（全スロットの１／６）と少ないことからも分かる。
【００４５】
しかしながら、全節巻のコイルエンドは短節巻のそれよりも長くなるという欠点がある。また、ロータの磁束の流れをみると、両巻線ともロータの半分の磁路しか利用しておらず、鉄量（体格）が増える要因となっている。
【００４６】
そこで、図２１のように磁極の中心部に図示極性の磁石を配置した短節（集中）巻の場合を考察してみると、スロット４１ａ、４４ａのトルク電流に加え、従来使えなかったスロット４２ａ、４２ｂ、４５ａ、４５ｂに主磁束を作るための励磁電流を流すことにより磁極中心磁石３２、３５が磁極１２、１５内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁極（１２ｂ、１５ｂ）磁束を密にして、トルクが増加することができる。
【００４７】
更に、図２に示すように、ロータ外周の凸部（５１〜５５）を５個にすると磁束のループ数が２倍（４個）に増え、トルク電流を増やせる結果、トルクが増加する。
【００４８】
したがって、図２によれば、トルク電流を受け持つ導体がスロット４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４６ｂ（全トルクの１／３）と従来の全節巻並みに増えるが、この時、磁石３１、３２、３６は主磁束を発生（分担）しており、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより、電機子インダクタンスを減らして出力も増大させることができる。
【００４９】
また別の見地から言えば、従来のＳＲモータでは主磁束を発生させる必要上、電流位相からみてインダクタンスが大きく成らざるをえなかった導体の一部が、この実施例では、トルク電流（主磁束と直交する位相の電流）を受け持つインダクタンスの小さな導体に置き換えられることになり、その結果、全体として電機子インダクタンスを減らし、出力を増大させることができる。
【００５０】
また、スロット導体４４ａ、４４ｂに加え、従来使えなかったスロット導体４３ｂ、４５ａにも励磁電流を流すことができ、磁石３３〜３５が磁極１３〜１５内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁束（１３ｂ〜１５ｂ）磁束を密にして、更にトルクを増加させることができる。
【００５１】
次に、電動機モ−ド（ロータ回転が反時計方向）における電機子三相電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図２と図３を用いて説明する。
【００５２】
図２は、電流の位相が第１の状態を示すものであり、第１相（Ｕ相）の導体４１（４４）には図中の電流方向記号の向きに第１相（Ｕ相）電流が流れ、第１（４）の磁極１１（１４）のエアギャップ対向面（磁極面）はＳ極に磁化される。また、第２相（Ｖ相）の導体４２（４５）には図中の電流方向記号の向きに第２相（Ｖ相）電流が流れ、第２（５）の磁極１２（１５）のエアギャップ対向面（磁極面）はＮ極に磁化される。同様に、第３相（Ｗ相）の導体４３（４６）には図中、電流方向記号の向きに第３相（Ｗ相）電流が流れ、第３（６）の磁極１３（１６）のエアギャップ対向面（磁極面）はＮ極に磁化される。
【００５３】
この時、三相巻線は星形結線されているので、三相電流値の大きさ（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝２：１：１となっている。また、図２に示すように、ロータ５０は、凸部５４が磁極１４と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用によりロータ５０には反時計方向のトルクが発生する。
【００５４】
図３は、電流の位相が第１の状態に対し６０°（電気角）進んだ第２の状態を示すものであり、第１相（Ｕ相）の導体４１（４４）には図中、電流方向記号の向きに第１相（Ｕ相）電流が流れ、第１（４）の磁極１１（１４）のエアギャップ対向面（磁極面）はＳ極に磁化される。また、第２相（Ｖ相）の導体４２（４５）には図中、電流方向記号の向きに第２相（Ｖ相）電流が流れ、第２（５）の磁極１２（１５）のエアギャップ対向面（磁極面）はＳ極に磁化される。同様に、第３相（Ｗ相）の導体４３（４６）には図中、電流方向記号の向きに第３相（Ｗ相）電流が流れ、第３（６）の磁極１３（１６）のエアギャップ対向面（磁極面）はＮ極に磁化される。
【００５５】
この時、三相の電流値の大きさ（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝１：１：２の比になっている。また、図３に示すように、ロータ５０は、凸部５３が磁極１３と対向する回転位置まで１２°（機械角）進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用によりロータ５０には同様に反時計方向のトルクが発生する。
【００５６】
このように電流位相の電気角６０°に対してロータ回転の機械角１２°であることから、見かけ上、５（極対数）の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能である。
【００５７】
ここで、ロータ５０の凸部の数をｍとすると、この実施例の電気機械はｍ極対数（２ｍ極）の同期電動（発電）機と同様な駆動方法が採用できる。なお、ｍは５または７の整数倍である。
【００５８】
ただし、ロータ５０は電機子電流による回転磁界に対して真に同期回転している訳ではなく、電気磁気現象として捉え直せば、本発明からなる電気機械は磁極（ｎ個）に設けられた磁石による極数ｎの静止磁界に磁気的凸部（ｍ個）を有するｍ極対数のロータ５０が磁気変調作用を及ぼし、２ｍーｎ極の回転磁界が生成され、この回転磁界に所定の位相差を設けた電機子電流を流すことにより、電動機または発電機として機能するものと考えることができる。
【００５９】
以上説明したように、第１実施例によれば、電機子の磁極部の周方向中心部に磁極面（ギャップ対向面）側から電機子の継鉄部側へ向けて設けた矩形溝に溝幅方向に着磁された磁石を挿入する構成としたので、電機子磁極の突極性を損なわずに磁石による磁束を利用でき、効果的にトルクを向上できる。
【００６０】
また、電機子導体を永久磁石と干渉することなく電機子磁極に集中して巻回できるので、占積率が向上し、コイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。
【００６１】
また、磁極部のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）を所定の値（略５／６）としたので、磁束のループ数が増え、磁石が主磁束を効果的に分担でき、その結果、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができる。
【００６２】
また、従来のリラクタンスモータが吸引力のみを利用していたため、固定子およびロータ磁路の半分以下しか活用できなかったのに対し、上記のように比（Ｐ１／Ｐ２）を所定の値（略５／６）にしたので、上記第１の作用に加えて、固定子磁極に設けた磁石が主磁束を磁極内で偏向させる第２の作用が相乗して働き、従来、反トルクが発生するため使えなかった磁路（及び導体）が利用でき、トルク／体格を更に向上させることができる。
【００６３】
また、磁極部の矩形溝に挿入された磁石は交互に逆極性に着磁されているので、磁束分布の対称性が良く、磁石による磁束をトルクとして利用しやすくなる。
【００６４】
また、三相巻線の巻線部が第１（Ｕ）相、第２（Ｖ）相、第３（Ｗ）相の順に各磁極部に個別に巻装され、更に、互いに直列接続されて同相の相巻線を構成する各巻線部が、同じ向き（軸心からみて）に巻装されるので、電気磁気的相互作用の面からも対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力
（効果）向上に有効である。
【００６５】
また、電機子が電機子磁極の中心部に設けられた矩形溝のギャップ対向面と反対側に電機子鉄心の継鉄部１Ｆに連なる磁石磁路短絡部６１〜６６を有する構成としたので、電機子電流の大きさを抑える（または電流位相を適度に進角又は遅角させる）ことにより、磁石磁束を磁石磁路短絡部６１〜６６により適度に短絡させ、速度（回転数）の高い領域において効率的に誘起電圧を適値に抑えることができ、出力（効率）を向上させることが出来る。
【００６６】
一方、高トルクを必要とする中低速（回転）域では、電機子電流を大きくすることにより、磁石磁路短絡部６１〜６６を磁気飽和させ、磁石による磁束をトルク（出力）として有効に利用できる。このようにして広い（回転）速度域においてトルク及び／または出力を効率よく制御可能な電気機械を提供することができる。
【００６７】
また、磁石磁路短絡部６１〜６６を継鉄部１Ｆに連なる構成としたので、図２に示すように磁石磁路短絡部（図中の６２、６３）は、継鉄部１Ｆを経由し磁石（図中の３２、３３）の磁束をトルクに有効な磁極部位（図中１２ａ、１３ｂ）に導くための磁路として作用し、磁石による磁束が、より効果的にトルク（出力）として利用できる。
【００６８】
なお、本実施例において、ロータ凸部の数が５で、磁極部のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）が略５／６の場合について詳述したが、ロータ凸部の数が７で、磁極部のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）が略７／６の場合についても同様の作用効果が得られる。
（実施例２）
磁極部の数（ｎ）を１２、凸部の数（ｍ）を１０とした第２実施例の磁石装備電機子をもつ誘導子型回転電機を、第１実施例との違いを中心に説明する。
【００６９】
この実施例は、図４の回転電機主要部の径方向断面図に示すよう、電機子である固定子１０が、１２個の磁極（磁極部）１１〜１３〜１Ｃを有し、これら磁極の周方向中心部には極性交互に着磁された磁石３１〜３３〜３Ｃが挿入されている。
【００７０】
第１相（Ｕ相）の導体（本発明で言う巻線部）４Ｕ１が磁極１１、第２相（Ｖ相）の導体（本発明で言う巻線部）４Ｖ１が磁極１２、第３相（Ｗ相）の導体（本発明で言う巻線部）４Ｗ１が磁極１３に集中して巻かれており、以下、図示省略するが、第１相（Ｕ相）、第２相（Ｖ相）、第３相（Ｗ相）の順に導体が各磁極に個別に集中して巻かれている。同一相の導体（例えば４Ｕ１、４Ｕ２、４Ｕ３、４Ｕ４）は電気的に直列接続され、かつ、通電時に同相の導体が巻装された各磁極（同相磁極ともいう）の対向ギャップ面（磁極面）が同一極性になるように各磁極に巻回されている。
【００７１】
電機子１０およびその電機子鉄心の磁極１１〜１３〜１Ｃの径方向内側にはエアギャップを介してロータ５０が相対回転自在に配設され、ｍ（＝１０）個の磁気的な凸部（５１〜５Ａ）がロータ５０の外周面に形成されている。
【００７２】
互いに隣接する磁極（例えば１１と１２）のピッチＰ１と凸部（例えば５１と５２）のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）は略５／６とされている。
【００７３】
次に電動機モ−ド（ロータ回転が反時計方向）における電機子三相電流と磁束分布および、ロータの位置の関係について、図５及び図６を用いて説明する。
【００７４】
図５は第１の電流位相状態を示すものであり、第１相（Ｕ相）導体４Ｕ１〜４Ｕ４、第２相（Ｖ相）導体４Ｖ１〜４Ｖ４、第３相（Ｗ相）の導体４Ｗ１〜４Ｗ４に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）が磁化され、図示するように軸対称に分布した磁束が形成される。
【００７５】
この時、星形結線された三相電機子巻線の各相電流の大きさ（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝２：１：１の比になっている。
【００７６】
ロータ５０は、図５に示すように、凸部５４が磁極１４と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生する。
【００７７】
図６は電流の位相が第１の状態に対し６０°（電気角）進んだ第２の状態を示す。第１相（Ｕ相）導体４Ｕ１〜４Ｕ４、第２相（Ｖ相）導体４Ｖ１〜４Ｖ４、第３相（Ｗ相）の導体４Ｗ１〜４Ｗ４に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）が磁化され、図示するように、軸対称に分布した磁束が形成される。
【００７８】
この時、三相電流の大きさ（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝１：１：２の比になっている。
【００７９】
ロータ５０は、図６に示すように、凸部５３が磁極１３と対向する回転位置まで図５に対し６°（機械角）進んだ位置にあり、図示するように磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生している。
【００８０】
このように、電流位相の電気角６０°に対してロータ回転の機械角６°であることから、見かけ上、極対数１０の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能となっている。
【００８１】
以上のように、本実施例よれば、ロータの凸部の数（ｍ）を１０としたので、磁束分布が軸対称形となり、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制できる。
（第３実施例）
第３実施例として、磁極部の数（ｎ）を１２、ロータの凸部の数（ｍ）を１４とした場合について、第１実施例との違いを中心に説明する。
【００８２】
この実施例は、図７の回転電気主要部の径方向断面図に示すよう、電機子である固定子１０が、１２個の磁極１１〜１３〜１Ｃを有し、これら磁極の中心部には極性交互に着磁された磁石３１〜３３〜３Ｃが挿入されている。
【００８３】
第１相（Ｕ相）の導体（巻線部）４Ｕ１が磁極１１に、第２相（Ｖ相）の導体（巻線部）４Ｖ１が磁極１２に、第３相（Ｗ相）の導体（巻線部）４Ｗ１が磁極１３に、それぞれ集中して巻かれており、以下、図示省略するが、第１相（Ｕ相）、第２相（Ｖ相）、第３相（Ｗ相）の順に導体（巻線部）が各磁極に個別に集中して巻かれている。
【００８４】
同一相の導体（例えば４Ｕ１、４Ｕ２、４Ｕ３、４Ｕ４）は電気的に直列接続され、かつ、通電時に同相の導体が巻装された各磁極（同相磁極ともいう）の対向ギャップ面（磁極面）が同一極性になるように各磁極に巻回されている。
【００８５】
電機子１０およびその電機子鉄心の磁極１１〜１３〜１Ｃの内側にはエアギャップを介してロータ５０が相対回転自在に配設され、ｍ（＝１４）個の磁気的な凸部（５１〜５Ｅ）がロータ５０の外周面に形成されている。
【００８６】
互いに隣接する磁極（例えば１１と１２）のピッチＰ１と凸部（例えば５１と５２）のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）は略７／６とされている。
【００８７】
次に、電動機モ−ド（ロータ回転が反時計方向）における電機子の三相電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図８及び図９を用いて説明する。
【００８８】
図８は第１の電流位相状態を示すものであり、第１相（Ｕ相）導体（巻線部）４Ｕ１〜４Ｕ４、第２相（Ｖ相）導体（巻線部）４Ｖ１〜４Ｖ４、第３相（Ｗ相）の導体（巻線部）４Ｗ１〜４Ｗ４に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）が磁化され、図示するように軸対称の分布した磁束が形成される。
【００８９】
この時、三相電流の大きさ（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝２：１：１の比になっている。
【００９０】
図８に示すように、ロータ５０の凸部５５は、磁極１４と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生する。
【００９１】
図９は電流の位相が第１の状態に対し６０°（電気角）進んだ第２の状態を示すものであり、第１相（Ｕ相）導体４Ｕ１〜４Ｕ４、第２相（Ｖ相）導体４Ｖ１〜４Ｖ４、第３相（Ｗ相）の導体４Ｗ１〜４Ｗ４に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）が磁化され、図示するように軸対称に分布した磁束が形成される。
【００９２】
この時、三相電流の大きさ（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝１：２：１の比になっている。
【００９３】
図９に示すように、ロータ５０の凸部５６は磁極１５と対向する回転位置、すなわち図６ー１の位置に対して４．２９°（機械角）進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三３相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生している。
【００９４】
このように、電流位相の電気角６０°に対してロータ回転の機械角４．２９°であることから、見かけ上、極対数１４の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能となっている。
【００９５】
以上説明したように、第２、３の実施例によれば、磁極の数（ｎ）を１２の整数倍とし、ロータの凸部の数（ｍ）を偶数である１０又は１４の整数倍としたので、磁束分布が軸対称形となり、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制することができる。
（第４実施例）
次に第４の実施例として、磁極の数（ｎ）が６で、凸部の数（ｍ）が５のロータを軸方向に２列に分け、列間で凸部の周方向角度位置を１／２ピッチずらした場合について、第１実施例との違いを中心に説明する。
【００９６】
この実施例の骨子は、上記他の実施例と電機子の構造や巻線構造をできるだけ変更することなく、磁石数を軸方向で２分割し、一列分の磁極の数（ｎ）が６のままでも、合成磁束の分布が軸対称になるようにして、ロータを偏心させるアンバランス力を抑制することにより外径寸法に制約のある用途に適した小型の回転電機を提供する点にある。
【００９７】
この実施例では、図１０及び図１２に示すように、ロータ５０ａ、５０ｂが軸方向に２列に配置され、ロータ５０ａ、５０ｂは、外周に形成された５つの凸部及び凹部が逆位相に配置された状態でシャフト７０に固定されている。ロータ５０ａ、５０ｂは、軸受８０により電機子１０に対して相対回転自在に支承されている。ロータ５０ａとロータ５０ｂとの間には、磁気干渉を避けるため、適宜の隙間（または非磁性体からなるスペーサ）９０を設けられている。
【００９８】
電機子の基本構成や巻線は、第１実施例にて説明した構造と同一であるが、図１０に示すように磁極の周方向中心部に形成された矩形溝に挿入する磁石を軸方向で２分割し、それぞれ軸方向に隣接する各対の磁石は、互いに逆向きに着磁されている。すなわち、磁極１１の矩形溝に軸方向に隣接して挿入する磁石３１ａ、３１ｂを例にとると、左列のロータ５０ａに対応する磁石３１ａは紙面手前側がＳ極であるのに対し、右列のロータ５０ｂに対応する磁石３１ｂは紙面手前側がＮ極になるよう配置されている。
【００９９】
なお、磁石は必ずしも図１０に示したように軸方向で２分割する必要はなく、一つの磁石の該当する二つの部分を、磁極を矩形溝に挿入する前または後の段階で互いに逆向きに着磁してもよい。
【０１００】
次に、電動機モ−ド（ロータ回転が反時計方向）における三相電機子電流と磁束分布との関係について、図１１及び図１２を用いて説明する。図１１は上記図１０のＡーＡ断面を、図１１は上記図１０のＢーＢ断面を示す。
【０１０１】
第１相（Ｕ相）の導体４１（４４）には、図中、電流方向記号の向きに第１相（Ｕ相）電流が流れ、第１（４）の磁極１１（１４）のエアギャップ対向面（磁極面）はＳ極に磁化される。
【０１０２】
第２相（Ｖ相）の導体４２（４５）には、図中、電流方向記号の向きに第２相（Ｖ相）電流が流れ、第２（５）の磁極１２（１５）のエアギャップ対向面（磁極面）はＮ極に磁化される。第３相（Ｗ相）の導体４３（４６）には、図中、電流方向記号の向きに第３相（Ｗ相）電流が流れ、第３（６）の磁極１３（１６）のエアギャップ対向面（磁極面）はＮ極に磁化される。
【０１０３】
この時、三相星形結線された電機子巻線の三相電流（絶対値）は、Ｕ相電流：Ｖ相電流：Ｗ相電流＝２：１：１の比になっている。
【０１０４】
図１１及び図１２に示す磁束分布の比較からわかるように、２つのロータで凸部を逆位相配置（周方向１／２ピッチずれた配置）とし、磁石極性も軸方向に逆極性、かつ、周方向極性交互に着磁したので、２つの磁束分布は互いに軸対称となり、個々のロータを偏心させるアンバランス力を殆ど相殺することができる。
【０１０５】
また、図１１及び図１２に示す磁束分布と三相電流との相互作用により、それぞれ反時計方向のトルクがロータ５０ａ、５０ｂに発生する。
【０１０６】
以上のように、この実施例によれば、磁極の数（ｎ）を６の整数倍とし、更に、凸部の数（ｍ）が５の整数倍であるロータを軸方向に少なくとも２列に配置し、列が異なる２つのロータを逆位相配置（凸部および凹部を逆）とし、軸方向に隣接する２つの磁石を互いに逆向きに磁化したので、磁束分布が軸対称になり、磁極の数（ｎ）を抑えつつ、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制でき、外形寸法に制約がある小型の電気機械の構造として好適となる。
【０１０７】
なお、上記説明では、凸部の数が５（磁極のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比が略５／６）の場合について詳述したが、凸部の数が７（磁極のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比が略７／６）の場合についても、同様の作用効果が得られる。また、上記アンバランス力を更に低減するために、ロータ及び磁石を更に多数軸方向に配列することもできる。
【０１０８】
以上説明した各実施例によれば、ロータが電機子の内側を回転するインナロータ構造の場合について説明したが、アウタロータ構造の場合にも適用できるのは言うまでもない。また、電気機械が回転運動する構造の場合について説明したが、リニアモータ、リニアアクチエータ等にも適用できるのは言うまでもない。また、電機子が固定の場合について説明したが、逆に電機子が移動（又は回転）するものであってもよい。
【０１０９】
また、ロータ（移動子）の凸部が磁気的に透磁率の高い部材の場合について説明したが、これに限られるものではなく、電気磁気現象を用いたものであれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、既知のいかなる方法を用いてもよい。
【０１１０】
例えば、凸部の高透磁率部材と併用する形で、凹部には電機子からの磁束の侵入を遮断するための同心状短絡コイル等を設けてもよいし、極低温で使用するものであれば、凹部に磁気遮断効果の高い超伝導体からなる反磁性材料を配設してもよい。
（第５実施例）
次に第５の実施例を以下に説明する。
【０１１１】
図１３は回転電機主要部の径方向断面図であり、電機子１０の電機子鉄心が、１２個の磁極１Ｕ１〜１Ｕ４、１Ｖ１〜１Ｖ４、１Ｗ１〜１Ｗ４を有し、矩形溝２１〜２Ｃが、これら磁極の周方向中心部にギャップ対向面（磁極面）側から電機子鉄心の継鉄部（コアバック）１Ｆ側に向けて個別に凹設され、磁石３１〜３Ｃが、溝幅方向に磁化されて、矩形溝２１〜２Ｃに挿入されている。
【０１１２】
電機子１０の電機子鉄心は、矩形溝２１〜２Ｃのギャップ対向面（磁極面）と反対側に位置して継鉄部１Ｆに連なり、磁石３１〜３Ｃの磁束を短絡させる磁石磁路短絡部６１〜６Ｃを有する。
【０１１３】
第１相（Ｕ相）の巻線部４Ｕ１、４Ｕ２が互いに隣接する磁極１Ｕ１、１Ｕ２に個別に集中して巻かれている。第２相（Ｖ相）の巻線部４Ｖ３、４Ｖ４が互いに隣接する磁極１Ｖ３、１Ｖ４に個別に集中して巻かれている。第３相（Ｗ相）の巻線部４Ｗ１、４Ｗ２が互いに隣接する磁極１Ｗ１、１Ｗ２に個別に集中して巻かれている。
【０１１４】
以下同様に、第１相（Ｕ相）の巻線部４Ｕ３、４Ｕ４が磁極１Ｕ３、１Ｕ４に、第２相（Ｖ相）の巻線部４Ｖ１、４Ｖ２が磁極１Ｖ１、１Ｖ２に、第３相（Ｗ相）の巻線部４Ｗ３、４Ｗ４が磁極１Ｗ３、１Ｗ４に巻装されている。
【０１１５】
したがって、互いに隣接する磁極に巻かれ同相電圧が印加される一対の巻線部からなる同相巻線部対が二組形成されることになる。Ｕ相の巻線部（４Ｕ１、４Ｕ２、４Ｕ３、４Ｕ４）において、４Ｕ１と４Ｕ２とが第一の同相巻線部対を構成し、４Ｕ３と４Ｕ４とが第二の同相巻線部対を構成している。これら二つの同相巻線部対は逆極性にかつ直列接続されている。なお、ここでいう「逆極性」とは、巻線部４Ｕ１と４Ｕ４とが軸心からみて同じ向き、巻線部４Ｕ２と４Ｕ３とが軸心からみて同じ向きに巻装されていることを意味するものとする。他相の巻線部も上記説明したＵ相の巻線部と同様の接続、配置をもつ。第１〜３相（Ｕ〜Ｖ相）の巻線部は、一般的な星形接続されている。
【０１１６】
ロータ５０は、電機子１０およびその磁極１Ｕ１〜１Ｗ４の径方向内側に相対回転自在に配設され、ｍ（＝１４）個の磁気的な凸部（５１〜５Ｅ）がロータ５０の外周面に形成されている。
【０１１７】
磁極（例えば１Ｗ４と１Ｕ１）のピッチＰ１と凸部（例えば５１と５２）のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）は略７／６に設定されている。同相巻線部対を有した互いに隣接する一対の磁極に個別に挿入された２つの磁石（例えば３１と３２、３３と３４）は、互いに逆向きに着磁されており、相の異なる巻線部を有して互いに隣接する一対の磁極に個別に挿入された２つの磁石（例えば、３２と３３、３４と３５）は、互いに同じ向きに着磁されている。
【０１１８】
次に、この実施例の回転電機の作用及び効果を従来のＳＲモータを参照して説明する。
【０１１９】
次に上記実施例のモータの作用・効果を、従来のＳＲモータとの比較により説明する。
【０１２０】
従来のＳＲモータは、図１９に示す固定子の対向スロットに電機子コイル辺を納める全節巻の電機子巻線と、図２０に示す１つの磁極に電機子巻線を巻く短節（集中）巻の電機子巻線との２つの電機子巻線形式のものが知られている。しかし、全節巻方式が短節巻方式に比べて、トルクに有効な電流（以下、トルク電流）を流せる導体数を多くできるため、トルク／体格を大きくすることができる。
【０１２１】
すなわち、ロータが反時計まわりに回転する電動機モ−ドで比較してみると、図１９に示す全節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット４１、４４（全スロットの１／３）であるのに対し、図６に示す短節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット４１ａ、４４ａ（全スロットの１／６）と少ないことからも分かる。
【０１２２】
しかしながら、全節巻のコイルエンドは短節巻のそれよりも長くなるという欠点がある。また、ロータの磁束の流れをみると、両巻線ともロータの半分の磁路しか利用しておらず、鉄量（体格）が増える要因となっている。
【０１２３】
そこで、図２１のように磁極の中心部に図示極性の磁石を配置した短節（集中）巻の場合を考察してみると、スロット４１ａ、４４ａのトルク電流に加え、従来使えなかったスロット４２ａ、４２ｂ、４５ａ、４５ｂに主磁束を作るための励磁電流を流すことにより磁極中心磁石３２、３５が磁極１２、１５内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁極（１２ｂ、１５ｂ）磁束を密にして、トルクが増加することができる。
【０１２４】
電流・磁束分布を図１４に示す。磁束ループ数は１０個となっている。これは、同相巻線部対を有する２つの磁極に互いに逆向きの磁石（例えば３１と３２）を挿入し、相が異なる巻線部を有して互いに隣接する磁極に互いに同じ向きの磁石（例えば３２と３３）を挿入しているので、磁石数がｎ（１２の倍数）でも、磁石による極性数ｐを等価的にｎ／２の倍数（ここでは１８の倍数）にでき、磁石による等価磁極数ｐの静止磁界とｍ個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数ｑが、１０の倍数になるためである。また、回転磁界の等価磁極数ｑ（１０）は、電機子磁極数ｎ（１２の整数倍）の巻線部に対し好適な関係（ｑ＝ｎ±２）を有するため、巻線利用率が向上しており、トルク／体格を向上させることができる。
【０１２５】
ここで、巻線利用率ｋ（＝短節巻係数×分布巻係数）を上記回転磁界の等価極数ｑと電機子磁極数ｎとの関係で定義すると、この実施例の回転電機では、ｑ＝１０、ｎ＝１２であるので、

となる。
【０１２６】
これに対して、実施例２の回転電機では、磁極数ｎが１２（磁石による等価磁極数１２）、凸部数ｍが１４であるため、回転磁界の等価極数ｑが１６で、分布巻係数＝１と考えると巻線利用率は同様にして、

である。
【０１２７】
つまり、この実施例によれば、実施例２よりも巻線利用率ｋを１．０８倍向上することができ、その分だけトルク／体格を向上させることができる。
【０１２８】
また、電機子巻線が適度の短節巻係数０．９６６及び分布巻係数０．９６６（位相差３０°）を有するので、巻線電流による起磁力波形（または誘導起電力）の高周波成分を低減でき、トルク脈動を抑え、作動時の振動、騒音を低減することができる。
【０１２９】
次に、電動機モ−ド（ロータ回転が反時計方向）における三相電機子電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図１４及び図１５を用いて説明する。
【０１３０】
図１４は電流の位相が第１の状態を示す。第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の巻線部には、図中、電流方向記号の向きに第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の電流が流れ、磁極のエアキャップ対向面（磁極面）がＮまたはＳ極に磁化される。この時、星形接続の三相巻線は、各相の電流値の大きさ（絶対値）は、Ｕ：Ｖ：Ｗ（相）＝１：２：１の比になっている。この時、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生する。
【０１３１】
また、トルク電流を受け持つ導体は、図示のように、４Ｕ１ｂ、４Ｕ２ａ、４Ｕ３ｂ、４Ｕ４ａ、４Ｗ１ｂ、４Ｗ２ａ、４Ｗ３ｂ、４Ｗ４ａ（全スロットの１／３）と従来の全節巻並みに増え、磁石３１、３５、３６、３７、３Ｂ、３Ｃは主磁束を発生（分担）するので、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することができ、電機子インダクタンスの低減により出力を増大させることができる。
【０１３２】
また、従来のＳＲモータでは有効なトルクとして使えなかったスロット導体４Ｖ１ａ（ｂ）、４Ｖ２ａ（ｂ）、４Ｖ３ａ（ｂ）、４Ｖ４ａ（ｂ）にも励磁電流を流すことができ、磁石３３、３４、３９、３Ａが磁極１Ｖ１、１Ｖ２、１Ｖ３、１Ｖ４内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁極磁束を密にして、更にトルクを増加させることができる。
【０１３３】
図１５は電流の位相が第１の状態に対し６０°（電気角）進んだ第２の状態を示す。第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の巻線部には、図中、電流記号の向きに第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）がＮまたはＳ極に磁化される。
【０１３４】
この時、三相の電流値の大きさ（絶対値）は、Ｕ：Ｖ：Ｗ（相）＝２：１：１の比になっており、Ｗ相電流は第１の状態から反転している。また、ロータ５０は、図１５に示すように、凸部５１が図１４の位置より４．２９°（機械角）だけ進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生している。
【０１３５】
このように、電流位相の電気角６０°に対してロータ回転の機械角４．２９°であることから、見かけ上、１４（極対数）の電動機と同様に三相交流回転制御が可能となる。すなわち、この実施例によれば、凸部数をｍとした場合に、ｍ極対数（２ｍ極）の同期機と同様な駆動方法が採用できる。
【０１３６】
ただし、ロータは電機子電流による回転磁界に対して真に同期回転している訳ではなく、電気磁気現象として捉え直せば、ｎ個の磁極に設けられた磁石による極数ｐの静止磁界に磁気的なｍ個の凸部を有するロータが磁気変調作用を及ぼし、ｑ＝２ｍ−ｐ（極）の回転磁界が生成され、この回転磁界に所定の位相差を設けた電機子電流を流すことにより、電動動作又は発電動作を行うものである。
（第６実施例）
この実施例は、図１６の回転電機主要部の径方向断面図に示すように、第５実施例と同様に構成された１２個の電機子磁極１Ｕ１〜１Ｗ４を有する電機子１０の内側に凸部数ｍが１０であるロータを有する態様であり、上記した第５実施例との違いを中心に以下に説明する。
【０１３７】
第５実施例に対するこの実施例の構成上の違いは、図１６に示すように、磁極（例えば１Ｕ１と１Ｗ４）のピッチＰ１と、凸部（例えば５１と５２）のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）を略５／６に設定した点にある。
【０１３８】
電流・磁束分布を図１７に示す。分布形状は第５実施例と異なるが、磁束ループ数は第５実施例と同様に１０個である。
【０１３９】
これは、第５実施例と同様に、同相巻線部対を有する２つの磁極は互いに逆極性の磁石を挿入し、相が異なる巻線部を有して隣接する電機子磁極に同じ向きに磁化された３つの磁石を個別に挿入しているので、磁石数がｎ（１２の整数倍）でも、磁石による極性数ｐを等価的にｎ／２の整数倍（ここでは６の整数倍）とすることができ、磁石による等価磁極数ｐの静止磁界とｍ個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数ｑが１４の整数倍になるためある。
【０１４０】
また、回転磁界の等価極数ｑ（１４）は、磁極数ｎ（１２の整数倍）の巻線に対して好適な関係（ｑ＝ｎ±２）を有することにより、巻線利用率も同様に向上しており、トルク／体格を向上させることができる。
【０１４１】
ここで、巻線利用率ｋ（＝短節巻係数×分布巻係数）を上記回転磁界の等価極数ｑと電機子磁極数ｎととの関係で捉えると、この実施例では、ｑ＝１４、ｎ＝１２であることより、

となる。これに対して、磁極数ｎが１２（磁石による等価磁極数１２）、凸部数が１０である場合の前述した実施例では、回転磁界の等価極数ｑが８、分布巻係数を１とすると、巻線利用率は、

となる。
【０１４２】
したがって、この実施例によれば、前述の実施例よりも巻線利用率ｋを１．０８（倍）だけ向上することができ、トルク／体格を向上させることができる。
【０１４３】
また、同相巻線部対が、適度の短節巻係数０．９６６及び分布巻係数０．９６６（位相差３０°）を有するので、巻線電流による起磁力波形（または誘導起電力）の高周波成分を低減でき、トルク脈動を抑え、作動時の振動・騒音を低減することができる。
【０１４４】
電動機モ−ド（ロータ回転が反時計方向）における三相電機子電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図１７及び図１８を用いて説明する。
【０１４５】
図１７は電流の位相が第１の状態を示す。第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の巻線部には、図中、電流方向記号の向きに第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）がＮまたはＳ極に磁化される。
【０１４６】
この時、星形接続された三相電機子巻線に流れる電流値の大きさ（絶対値）は、Ｕ：Ｖ：Ｗ（相）＝２：１：１の比になっている。
【０１４７】
この時、ロータ５０は、図１７に示すように凸部５４が磁極１Ｖ４と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生する。
【０１４８】
図１８は電流の位相が第１の状態に対し６０°（電気角）進んだ第２の状態を示す。第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の巻線部には、図中、電流方向記号の向きに第１〜３相（Ｕ〜Ｗ相）の電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面（磁極面）がＮまたはＳ極に磁化される。
【０１４９】
この時、三相電機子巻線に流れる電流値の大きさ（絶対値）は、Ｕ：Ｖ：Ｗ（相）＝１：２：１の比になっており、Ｗ相電流は第１の状態から反転している。
【０１５０】
また、図４ー２に示すようにロータ５０は、凸部５３が磁極１Ｖ３と対向する回転位置まで図４ー１より６°（機械角）進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ５０に発生している。
【０１５１】
このように、電流位相の電気角６０°に対してロータ回転の機械角が６°であることから、見かけ上、極対数１０の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能となる。
【０１５２】
以上説明したように、第５、第６実施例によれば、磁極の周方向中心部に位置して、磁極のギャップ対向面（磁極面）側から継鉄部側に向かって矩形溝を設け、溝幅方向に磁化された磁石をこの矩形溝に挿入する構成としたので、磁極の突極性を損なうことなく磁石磁束を有効利用することが可能となり、トルクを向上することができる。
【０１５３】
また、磁極のピッチＰ１と凸部のピッチＰ２との比（Ｐ１／Ｐ２）を所定の値（略５／６又は略７／６）としたので、磁束のループ数が約２倍に増え、磁石が主磁束を効果的に分担でき、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することができ、電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができる。
【０１５４】
また、従来のリラクタンスモータが吸引力のみを利用していたため、固定子およびロータ磁極の半分以下しか活用できなかったのに対し、上記したように比（Ｐ１／Ｐ２）を所定の値（略５／６）にしたので、磁極に設けた磁石が主磁束を磁極内で偏向させ、その結果、従来、反トルクが発生するため有効利用できなかった磁路（及び導体）をトルク発生に有効利用することができ、トルク／体格を更に向上させることができる。
【０１５５】
また、磁極ピッチＰ１と凸部ピッチＰ２との比の関係に加えて、磁石による等価磁極数ｐと、凸部の数ｍと、上記電機子巻線による移動（回転）磁界の極数ｑと、磁極数ｎとの関係を、
２ｍ＝ｐ＋ｑ、かつ、ｑ＝ｎ±２、かつ、ｐはｎ／２の倍数（ｎは１２の倍数）を満足する関係とし、ｐ：ｍ：ｑ＝１８：１４：１０、または、ｐ：ｍ：ｑ＝６：１０：１４に設定したので、磁石による等価磁極数ｐの静止磁界と、ｍ個の磁気的な凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数ｑとが、ｑ＝２ｍ−ｐ＝１０（又は１４）になるので、磁束のループ数を８から１０に増加し、更に磁極数ｎと巻線部数ｎとの好適な関係（ｑ＝ｎ±２）を満足するので、磁路（特に電機子鉄心の継鉄部）及び巻線部の利用率を向上し、トルク／体格（重量）をより一層向上することができる。
【０１５６】
また、磁極の数ｎを１２の整数倍数としたので、凸部の数ｍを偶数である１０又は１４の整数倍とすることができる。その結果、磁束分布が（軸）対称形となり、ロータ（誘導子鉄心）を揺動又は偏心させるアンバランス力を効果的に抑制できる。
【０１５７】
また、巻線部を磁石と干渉することなく磁極に集中巻きすることができるので、線占積率が向上しコイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。
【０１５８】
また、磁極に三つの相相巻線が循環配列され、軸対称位置にある同相巻線部対が直列接続されているので電気磁気的相互作用の面からも対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力（効率）向上に有効である。
【０１５９】
また、電機子鉄心が磁極の中心部に設けられた矩形溝のギャップ対向面（磁極面）と反対側に、継鉄部１Ｆに連なる磁石磁路短絡部６１〜６Ｃを有する構成としたので、電機子電流の大きさを抑える（または電流位相を適度に進角又は遅角させる）ことにより、磁石による磁束を磁石磁路短絡部６１〜６Ｃにより適度に短絡させ、速度（回転数）の高い領域において効率的に誘起電圧を適値に抑えることができ、出力（効率）を向上させることができる。
【０１６０】
一方、高トルクを必要とする中低速（回転）域では、電機子電流を大きくすることにより、磁石磁路短絡部６１〜６６を磁気飽和させ、磁石による磁束をトルク（出力）として有効に利用できる。このようにして広い（回転）速度域においてトルク及び／または出力を効率よく制御可能な電気機械を提供することができる。
【０１６１】
また、磁石磁路短絡部６１〜６６を継鉄部１Ｆに連なる構成としたので、図１４に示すように磁石磁路短絡部（図中の６６、６Ｃ）は、継鉄部１Ｆを経由して磁石磁束をトルクに有効な磁極部位（図中１Ｗ２ａ、１Ｗ４ａ）に導くための磁路として作用することができ、磁石磁束をトルク（出力）として有効利用することができる。
【０１６２】
また、磁極数ｎを１２の倍数とし、凸部数ｍを偶数である１４又は１０の整数倍とすることができ、磁束分布が軸対称形となり、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。
【図２】第１実施例の電流・磁束分布図（第１状態）である。
【図３】第１実施例の電流・磁束分布図（第２状態）である。
【図４】第２実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。
【図５】第２実施例の電流・磁束分布図（第１状態）である。
【図６】第２実施例の電流・磁束分布図（第２状態）である。
【図７】第３実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。
【図８】第３実施例の電流・磁束分布図（第１状態）である。
【図９】第３実施例の電流・磁束分布図（第２状態）である。
【図１０】第４実施例の回転電機主要部の軸方向断面図である。
【図１１】第４実施例の電流・磁束分布図（第１状態）である。
【図１２】第４実施例の電流・磁束分布図（第２状態）である。
【図１３】第５実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。
【図１４】第５実施例の電流・磁束分布図（第１状態）である。
【図１５】第５実施例の電流・磁束分布図（第２状態）である。
【図１６】第６実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。
【図１７】第６実施例の電流・磁束分布図（第１状態）である。
【図１８】第６実施例の電流・磁束分布図（第２状態）である。
【図１９】ＳＲモータ（全節巻）の従来例を示す径方向断面図である。
【図２０】ＳＲモータ（短節巻）の従来例例を示す径方向断面図である。
【図２１】ＳＲモータトルク向上の考察例を示す径方向断面図である。
【符号の説明】
１０電機子
１１〜１６磁極部
３１〜３６永久磁石
５０ロータ（誘導子鉄心）
５１〜５５凸部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention has a relatively wide operating speed range including an in-vehicle motor and a generator, a rotating electric machine that requires a large torque and output per physique, and an induction having a magnet-equipped armature suitable for a linear actuator. The present invention relates to a child-type electric machine.
[0002]
[Prior art and problems to be solved by the invention]
Reluctance motor (Guidance The sub-rotary machine has a simple and robust rotor structure, can withstand high-speed rotation, and small machines have the same robust rotor structure, but the torque is large, but the output in the high-rotation range is reduced. It is a problem.
[0003]
This is presumably because it is difficult in principle to design the armature inductance to be small because the reluctance motor handles the main magnetic flux only by the armature current.
[0004]
As a reluctance motor, there is a switched reluctance stator (SR motor) that rotates asynchronously in addition to a synchronous reluctance motor, but this SR motor also has the same problem as described above.
[0005]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-308829 proposes that in the SR generator, the stator is provided with an excitation winding in addition to the magnet, and the power generation can be adjusted by controlling the current of the excitation winding.
[0006]
However, according to this publication technique, the exciting winding is toroidally wound around the stator yoke to adjust the amount of power generation, so winding is not easy and the exciting winding protrudes to the outer periphery of the stator yoke. There was a disadvantage of doing. In addition, since the polarity of the magnetic pole teeth adjacent to the exciting winding cannot be reversed, the electromagnetic utilization efficiency of the magnetic pole teeth is low and the output per physique is small.
[0007]
In addition, Japanese Patent Publication No. 7-8126 and Japanese Patent No. 2576286 indicate that in a stepping motor specialized for low-speed rotation using the same reluctance principle, a torque is increased by providing a magnet in a concave portion of a stator magnetic pole tooth. is suggesting.
[0008]
However, all of these are limited to applications that increase the reluctance ratio of the magnetic pole teeth by reducing the leakage magnetic flux in the magnetic pole tooth recesses or reinforcing the magnetic unevenness ratio (reluctance ratio) with magnets. ing.
[0009]
For this reason, the main magnetic flux is still handled only by the armature current. As a result, the armature inductance cannot be designed to be small, and it is difficult to increase the output in the high rotation range.
[0010]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide an inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature capable of increasing an output in a high rotation range by reducing an armature inductance. Yes.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature according to claim 1, wherein an inductor core having a plurality of convex portions forming magnetic salient pole portions at a substantially constant pitch in a circumferential direction, and the convex portions of the inductor core face each other. A soft magnetic magnetic pole portion having a magnetic pole surface facing the convex portion and projecting toward the inductor core at a substantially constant pitch in the circumferential direction. An armature core having a three-phase armature winding having a plurality of winding portions individually and concentratedly wound on each magnetic pole portion, and Magnetic pole Inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature comprising a permanent magnet that is housed in a magnet and magnetized in a substantially circumferential direction,
The permanent magnet is housed in a single magnet housing groove that is recessed in the circumferential center of the magnetic pole surface of the magnetic pole portion, and at least a pair of the permanent magnets adjacent to each other in the circumferential direction are opposite to each other in the circumferential direction. It is characterized by being magnetized.
[0012]
According to this configuration, Magnetic pole Since a pair of permanent magnets that are respectively housed in the central portion of the magnetic pole surface in the circumferential direction and are adjacent to each other in the circumferential direction are magnetized in directions opposite to each other in the circumferential direction, the magnetic pole portion is divided in the circumferential direction by the permanent magnets. The magnetic flux can be unevenly distributed on one side to form a unique magnetic field distribution to generate torque.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, in the inductor type electric machine having the magnet-equipped armature according to the first aspect, the armature core is a joint of the armature core that is radially adjacent to the magnet housing groove. It is characterized by having a magnet magnetic path short-circuit portion composed of an iron portion.
[0014]
More specifically, the magnet magnetic circuit short-circuit portion in which the armature also serves as a yoke portion of the armature on the side opposite to the electromagnetic gap facing surface of the groove provided in the central portion of the magnetic pole portion (hereinafter also referred to as the armature magnetic pole). Therefore, by suppressing the magnitude of the armature current, the magnetic flux by the magnet is short-circuited at high speed by the magnet magnetic path short-circuit part, and the induced voltage is efficiently set to an appropriate value in a high speed (number of rotations) region. The output (efficiency) can be improved.
[0015]
On the other hand, in the medium / low speed (rotation) range that requires high torque, by increasing the armature current, the magnet magnetic path short-circuit portion can be magnetically saturated, and the magnetic flux generated by the magnet can be used effectively as torque (output). In this way, it is possible to provide an electric machine capable of efficiently controlling torque and / or output in a wide (rotational) speed range.
[0016]
According to the configuration of claim 3, in the inductor type electric machine having the magnet-equipped armature according to claim 1 or 2, further, n (integer multiples of 6) of the magnetic pole portions are formed. The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 and the pitch P2 of the convex portion is set to approximately 5/6 or approximately 7/6, and the permanent magnet is alternately magnetized in the circumferential direction for each magnetic pole portion. The winding portion of the armature winding is wound around the magnetic pole portion in a phase sequence.
[0017]
That is, according to this configuration, in the groove provided in the central part of the magnetic pole part (armature magnetic pole) from the electromagnetic gap facing surface (magnetic pole face) side of the magnetic pole part toward the yoke part (core back) side of the armature. Since the magnet magnetized in the groove width direction is accommodated, the magnetic flux can be used without impairing the saliency of the magnetic pole part (armature magnetic pole), and the torque can be effectively improved.
[0018]
In addition, since the armature conductor can be concentrated and wound around the magnetic pole part (armature magnetic pole) without interfering with the permanent magnet, the line space factor can be improved, the coil end can be shortened, and the size and output can be increased. It is valid.
[0019]
Moreover, since the ratio (P1 / P2) of the pitch P1 of the magnetic pole part to the pitch P2 of the convex part is set to about 5/6 or about 7/6, the number of magnetic flux loops is increased, and the magnet magnetic flux has an effect on the main magnetic flux. Therefore, there is an effect that the output can be increased by reducing the armature inductance by reducing the number of armature conductors necessary for generating the main magnetic flux.
[0020]
Further, since the permanent magnets inserted in the groove portions of the magnetic pole portions are alternately magnetized with opposite polarities, the magnetic flux distribution has good symmetry and the magnetic flux generated by the magnets can be easily used as torque.
[0021]
Also, three-phase windings are circulated and arranged in the order of the first (U) phase, second (V) phase, and third (W) phase on the armature magnetic poles, and the in-phase windings are connected in series and in the same direction. Therefore, symmetry is good from the viewpoint of electromagnetic interaction, and unbalanced current due to rotor eccentricity, air gap balance, etc. can be eliminated, which is effective in improving output (efficiency).
[0022]
That is, when the ratio between the number n of the magnetic pole portions and the number m of the convex portions is set to the above value, the main magnetic flux is generated because the magnet provided in the magnetic pole portion can share the main magnetic flux very effectively. By reducing the number of armature conductors required for this, it is possible to reduce the armature inductance and increase the output.
[0023]
Moreover, since the conventional reluctance motor used only the attraction force, it was able to use less than half of the stator and rotor magnetic path, whereas the ratio between the number n of the magnetic pole portions and the number m of the convex portions was As a result of the above values, the second action in which the magnet provided in the magnetic pole portion deflects the main magnetic flux in the magnetic pole works synergistically to generate torque in the opposite direction (hereinafter referred to as anti-torque) conventionally desired. Therefore, the torque / physique can be further improved by utilizing the magnetic path (and conductor) that could not be used.
[0024]
According to a fourth aspect of the present invention, in the inductor type electric machine having the magnet-equipped armature according to the third aspect, n magnetic pole portions are formed (an integer multiple of 12), and the convex portion is m It is characterized by being formed (integer multiple of 10 or 14).
[0025]
According to this configuration, since the number of magnetic pole portions is an integral multiple of 12 and the number of convex portions is an integral multiple of 10 or 14, which is an even number, the magnetic flux distribution is (axial) symmetrical, and the moving element (or rotor) Can be effectively suppressed.
[0026]
According to a fifth aspect of the present invention, in the inductor type electric machine having the magnet-equipped armature according to the third aspect, the convex portions are integral multiples of 5 or 7 at a predetermined pitch in the circumferential direction, and are axially directed. A plurality of rows adjacent to each other and adjacent to each other in the axial direction are arranged with a ½ pitch shift in the circumferential direction.
[0027]
According to this configuration, the number (n) of the magnetic pole portions is an integer multiple of 6, the number (m) of the convex portions is an integer multiple of 5 or 7 in the circumferential direction, and is arranged in at least two rows in the axial direction. In addition, since the convex arrangement pitch of the rows of two convex portions adjacent to each other in the axial direction is shifted by ½ pitch, the magnetic flux distribution in the circumferential direction in the adjacent two rows having the arrangement shifted by ½ pitch. Deviation of 1/2 pitch. As a result, an unbalance force that causes the inductor core (rotor) to oscillate (or decenter) while suppressing the number (n) of the magnetic pole portions can be effectively suppressed, and the electric machine having a restriction on the outer dimension (or outer diameter). This structure is particularly suitable.
[0028]
According to the configuration of claim 6, in the inductor-type electric machine having the magnet-equipped armature according to claim 1 or 2, n (an integer multiple of 12) magnetic pole portions are formed,
A ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic pole part and the pitch P2 of the convex part is set to about 5/6 or about 7/6, and the winding parts U1 to U4 of the first phase, The second phase winding portions V1 to V4 and the third phase winding portions W1 to W4 are arranged in the order of U1, U2, V3, V4, W1, W2, U3, U4, V1, V2, W3, and W4. Circularly arranged,
Arbitrary two winding portions adjacent to each other in the circumferential direction and having the same phase have the magnets magnetized in opposite directions in the circumferential direction and have opposite winding directions to the two magnetic pole portions adjacent to each other. Any two of the winding portions that are individually wound and are adjacent to each other in the circumferential direction and have different phases have the magnets magnetized in the same direction in the circumferential direction, and the two magnetic poles that are adjacent to each other. It is characterized by being individually wound around the part in the same winding direction.
[0029]
According to this configuration, in the groove width direction in the groove recessed from the magnetic pole surface of the magnetic pole part toward the yoke part (core back) side of the armature core at the center part in the circumferential direction of the magnetic pole part (armature magnetic pole) Since the magnetized magnet is housed, the magnetic flux generated by the magnet can be used without impairing the saliency of the magnetic pole part (armature magnetic pole), and the torque can be improved effectively.
[0030]
Further, since the ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic pole part (armature magnetic pole) and the pitch P2 of the convex part of the inductor core is about 5/6 or about 7/6, the number of loops of the magnetic flux is about The magnetic flux can be effectively shared by the main magnetic flux, and the number of armature conductors necessary to generate the main magnetic flux can be reduced, thereby reducing the armature inductance and increasing the output. There is a working effect.
[0031]
Further, since the number n of the magnetic pole portions is an integer multiple of 12, the number m of the convex portions can be an even multiple of 10 or 14, which is an even number, and the magnetic flux distribution has an axisymmetric shape, and the inductor core is shaken. The moving or eccentric force can be reduced, and vibration can be reduced.
[0032]
Further, since the armature conductor can be concentrated and wound around the magnetic pole portion without interfering with the magnet, the line space factor can be improved and the coil end can be shortened, which is effective for reducing the size and increasing the output.
[0033]
The armature windings are wound around the adjacent magnetic poles in opposite directions and are individually connected to each other in series, and a total of six winding pairs (U1, U2) to which the same phase voltage is applied. , (V3, V4), (W1, W2), (U3, U4), (V1, V2), (W3, W4) are wound so as to circulate in this order, and the other two-phase winding portions Two in-phase windings that are adjacent to each other across the pair are wound in the same direction, so they have good symmetry in terms of electromagnetic interaction, rotor eccentricity, air gap unbalance, etc. This is effective in improving the output (efficiency).
[0034]
A pair of magnets in which a pair of in-phase winding portions (also referred to as a pair of in-phase winding portions) are individually wound and accommodated in a pair of magnetic pole portions adjacent to each other are magnetized in opposite directions in the circumferential direction. Therefore, the distributed winding coefficient of the above-mentioned in-phase winding part pair becomes a relatively large value, and the physique is improved by improving the utilization factor of the in-phase winding part pair with respect to the magnetic flux (= short-pitch winding coefficient x distributed winding coefficient). The hit torque can be improved.
[0035]
Further, since the armature winding has an appropriate short winding coefficient and distributed winding coefficient, the high frequency component of the magnetomotive force waveform (or induced electromotive force) due to the winding current can be reduced, torque pulsation can be suppressed, Vibration and noise can be reduced.
[0036]
In addition, since the pair of magnets inserted in the pair of adjacent magnetic pole portions wound with the winding portions having different phases are magnetized in the same direction in the circumferential direction, the number of magnets is n (an integer multiple of 12). However, the number of polarities p by the magnet can be an integer multiple of equivalent n / 2 (an integer multiple of 6 or 18), formed by magnets and magnetized in the same direction adjacent to each other. (A pair of magnets means the number of magnetic poles of all the magnets when assuming a single magnet) and a rotation formed by a magnetic modulation action of a static magnetic field having p and a rotor having m convex portions. When the equivalent pole number q of the magnetic field becomes an integer multiple of 10 or 14, and satisfies the relationship (q = n ± 2) suitable for the winding portion having the magnetic pole portion number n (integer multiple of 12), the magnetic path ( And conductor) can be further improved, and torque / physique (weight) can be further improved. Door can be.
[0037]
In a preferred aspect of the present configuration, in addition to the above relationship of the ratio between the pitch P1 of the magnetic pole part and the pitch P2 of the convex part of the inductor core, the number of equivalent magnetic poles p formed by a permanent magnet, and the number m of the convex parts , The ratio between the number of poles q of the rotating magnetic field by the armature winding and the number n of the magnetic pole parts is p: m: q = 18: 14: 10 or p: m: q = 6: 10: Therefore, 2m = p + q, q = n ± 2, and p can satisfy an integer multiple of n / 2 (n is an integer multiple of 12). As a result, the equivalent pole number q of the rotating magnetic field generated by the magnetic modulation effect of the magnet with the equivalent magnetic pole number p by the magnet and the rotor having m convex portions becomes 10 or 14, thereby Since the number of loops further increases from 8 to 10 above, and when q = n ± 2, the utilization factor of the magnetic path (and conductor) can be further improved, so that the torque / physique (weight) can be further improved. .
[0038]
According to the configuration of claim 7, in the inductor type electric machine having the magnet-equipped armature according to any one of claims 1 to 6, a shape in which the circumferential direction of the inductor core and the armature core is developed in a linear direction Therefore, a linear actuator having a large thrust force can be realized.
[0039]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Example 1
A first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a radial cross-sectional view of a main part of a rotating electrical machine.
[0040]
The armature core is connected to the center of six magnetic pole portions (hereinafter also referred to as magnetic poles or armature magnetic poles) 11 to 16 provided on the armature core of the armature 10 from the gap facing surface (magnetic pole surface) side of each magnetic pole. One rectangular groove (magnet accommodating groove) 21 to 26 is provided toward the iron part (core back) 1F side, and magnets 31 to 36 magnetized in the groove width direction in the rectangular grooves 21 to 26 are provided. Inserted separately.
[0041]
The magnets 31 to 36 are alternately magnetized with opposite polarities (opposing surfaces of adjacent magnets have the same polarity) in order to obtain a symmetrical magnetic flux distribution. The armature (stator) 10 is connected to the yoke portion 1F on the opposite side to the gap facing surface (magnetic pole surface) of the rectangular grooves 21 to 26, and the magnet magnetic path short circuit portions 61 to 66 that short-circuit the magnetic flux of the magnets 31 to 36. Have Therefore, the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 66 together with the yoke portion 1F form a yoke portion of the armature core as a whole. The armature core of the armature 10 is formed by stacking soft magnetic thin plate materials. As shown in the figure, the armature core of the armature 10 may be formed of a thin plate material in which magnetic poles 11 to 16, a yoke portion (core back) 1F, and magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 66 are integrated. Alternatively, for example, it may be formed in a divided core shape that is appropriately divided for each of the magnetic poles 11 to 16 and joined later.
[0042]
Each of the magnetic pole portions 11 to 16 is individually concentratedly wound with conductors 41 to 46 that form the winding portions in the present invention. The

conductors

41 and 44 are connected in series to form a first phase (U) phase winding of a star-connected three-phase armature winding, and the

conductors

42 and 45 are connected to each other in series to form a three-phase armature. The second phase (V) phase winding of the winding is configured, and the

conductors

43 and 46 are connected in series to form the third phase (W) phase winding of the three-phase armature winding. Yes. That is, the first-phase (U) -phase conductor 41 (44) is concentratedly wound around the first (4) magnetic pole 11 (14), and similarly, the second-phase (V) -phase conductor 42 ( 45) is wound around the second (5) magnetic pole 12 (15) and the third phase (W) phase conductor 43 (46) is concentrated around the third (6) magnetic pole 13 (16), The same-phase conductors (for example, 41 and 44) are electrically connected in series, and are wound around the magnetic poles so that the opposite gap surfaces (magnetic pole surfaces) of the same-phase magnetic poles have the same polarity when energized. In this example,
Inside the armature 10 and its magnetic poles 11 to 16 is a rotor (inductor core) 50 through an air gap. The rotor 50 is disposed so as to be relatively rotatable. On the outer peripheral surface, m (= 5) magnetic convex portions (51 to 55) are formed. The rotor (inductor core) 50 includes a laminated member made of a soft magnetic thin plate and a shaft 70 press-fitted into the laminated member. The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic poles adjacent to each other (for example, 11 and 12) and the pitch P2 of the convex portions (for example, 51 and 52) of the rotor 50 is approximately 5/6.
[0043]
Next, the operation and effect of the motor of the above embodiment will be described by comparison with a conventional SR motor. The conventional SR motor has a full-pitch armature winding in which the armature coil side is placed in the opposite slot of the stator shown in FIG. 19, and a short-pitch (concentration) in which the armature winding is wound around one magnetic pole shown in FIG. ) Two armature winding types with winding armature windings are known. However, since the full-pitch winding method can increase the number of conductors through which a current effective for torque (hereinafter referred to as torque current) can flow compared to the short-pitch winding method, the torque / physique can be increased.
[0044]
That is, when compared in the motor mode in which the rotor rotates counterclockwise, the conductors responsible for the torque current are slots 41 and 44 (1/3 of all slots) in the whole winding shown in FIG. On the other hand, it can also be seen from the fact that the short-pitch winding shown in FIG.
[0045]
However, the coil end of the full-pitch winding is disadvantageous in that it is longer than that of the short-pitch winding. In addition, looking at the magnetic flux flow of the rotor, both windings use only half the magnetic path of the rotor, which increases the amount of iron (physique).
[0046]
Thus, when considering the case of short-pitch (concentrated) winding in which the magnet of the illustrated polarity is arranged at the center of the magnetic pole as shown in FIG. 21, in addition to the torque current of the

slots

41a and 44a, the slot 42a that could not be used conventionally. , 42b, 45a and 45b, the magnetic

pole center magnets

32 and 35 deflect the magnetic flux in the

magnetic poles

12 and 15 by passing an exciting current for generating the main magnetic flux, and the magnetic poles (12b and 15b) in the rotor rotating direction are dense. Thus, the torque can be increased.
[0047]
Furthermore, as shown in FIG. 2, when the number of convex portions (51 to 55) on the outer periphery of the rotor is five, the number of loops of the magnetic flux is doubled (four), and the torque current is increased, resulting in an increase in torque.
[0048]
Therefore, according to FIG. 2, the number of conductors responsible for torque current increases to the

slots

41a, 41b, 42a, 46b (1/3 of the total torque) and the conventional full-pitch winding, but at this time, the

magnets

31, 32, 36 Generates (shares) the main magnetic flux, and by reducing the number of armature conductors necessary to generate the main magnetic flux, the armature inductance can be reduced and the output can be increased.
[0049]
From another point of view, a part of the conductor that had to have a large inductance in view of the current phase due to the necessity of generating the main magnetic flux in the conventional SR motor is, in this embodiment, a torque current (main magnetic flux). As a result, the armature inductance can be reduced and the output can be increased as a whole.
[0050]
Further, in addition to the slot conductors 44a and 44b, an exciting current can be passed to the

slot conductors

43b and 45a, which could not be used conventionally, and the magnets 33 to 35 deflect the magnetic flux in the magnetic poles 13 to 15, and the magnetic flux in the rotor rotating direction. (13b-15b) It is possible to increase the torque by increasing the magnetic flux density.
[0051]
Next, the relationship between the armature three-phase current, the magnetic flux distribution, and the rotational position of the rotor in the motor mode (rotor rotation is counterclockwise) will be described with reference to FIGS.
[0052]
FIG. 2 shows the first state of the current phase, and the first-phase (U-phase) current is applied to the first-phase (U-phase) conductor 41 (44) in the direction of the current direction symbol in the figure. The air gap facing surface (magnetic pole surface) of the first (4) magnetic pole 11 (14) is magnetized to the S pole. In addition, a second phase (V phase) current flows through the second phase (V phase) conductor 42 (45) in the direction of the current direction symbol in the figure, and the air of the second (5) magnetic pole 12 (15). The gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole. Similarly, the third-phase (W-phase) conductor 43 (46) flows in the third-phase (W-phase) current in the direction of the current direction symbol in the figure, and the third (6) magnetic pole 13 (16) The air gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole.
[0053]
At this time, since the three-phase windings are star-connected, the magnitude (absolute value) of the three-phase current value is U-phase current: V-phase current: W-phase current = 2: 1: 1. . Further, as shown in FIG. 2, the rotor 50 is in a rotational position where the convex portion 54 faces the magnetic pole 14, and counterclockwise torque is applied to the rotor 50 due to the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current. appear.
[0054]
FIG. 3 shows a second state in which the phase of the current is advanced by 60 ° (electrical angle) with respect to the first state, and the first phase (U phase) conductor 41 (44) is shown in FIG. The first phase (U phase) current flows in the direction of the current direction symbol, and the air gap facing surface (magnetic pole surface) of the first (4) magnetic pole 11 (14) is magnetized to the S pole. Also, a second phase (V phase) current flows in the direction of the current direction symbol in the second phase (V phase) conductor 42 (45) in the figure, and the air of the second (5) magnetic pole 12 (15). The gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the south pole. Similarly, the third-phase (W-phase) conductor 43 (46) flows in the third-phase (W-phase) current in the direction of the current direction symbol in the figure, and the third (6) magnetic pole 13 (16) The air gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole.
[0055]
At this time, the magnitude (absolute value) of the current values of the three phases is a ratio of U phase current: V phase current: W phase current = 1: 1: 2. Further, as shown in FIG. 3, the rotor 50 is at a position advanced by 12 ° (mechanical angle) to the rotational position where the convex portion 53 is opposed to the magnetic pole 13, and due to the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current. Similarly, counterclockwise torque is generated in the rotor 50.
[0056]
Thus, since the electrical angle of the current phase is 60 ° and the mechanical angle of the rotor is 12 °, three-phase alternating current rotation control similar to that of a synchronous motor of 5 (number of pole pairs) is apparently possible.
[0057]
Here, when the number of convex portions of the rotor 50 is m, the electric machine of this embodiment can employ a driving method similar to that of a synchronous motor (generator) having m pole pairs (2 m poles). Note that m is an integer multiple of 5 or 7.
[0058]
However, the rotor 50 is not truly synchronously rotated with respect to the rotating magnetic field caused by the armature current, and if reinterpreted as an electromagnetic phenomenon, the electric machine according to the present invention is a magnet provided on the magnetic poles (n). The m pole pair rotor 50 having magnetic protrusions (m) is applied to the static magnetic field having the number n of poles by the magnetic field, and a 2 mn pole rotating magnetic field is generated. A predetermined phase difference is generated in the rotating magnetic field. It can be considered that the device functions as an electric motor or a generator by flowing an armature current provided with.
[0059]
As described above, according to the first embodiment, the groove is formed in the rectangular groove provided in the central portion in the circumferential direction of the magnetic pole portion of the armature from the magnetic pole surface (gap facing surface) side toward the armature yoke portion side. Since the magnet magnetized in the width direction is inserted, the magnetic flux can be used without impairing the saliency of the armature magnetic pole, and the torque can be improved effectively.
[0060]
In addition, since the armature conductor can be concentrated and wound around the armature magnetic pole without interfering with the permanent magnet, the space factor can be improved, the coil end can be shortened, and it is effective for miniaturization and high output.
[0061]
Further, since the ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic pole part and the pitch P2 of the convex part is set to a predetermined value (approximately 5/6), the number of magnetic flux loops increases and the magnet effectively uses the main magnetic flux. As a result, by reducing the number of armature conductors required to generate the main magnetic flux, the armature inductance can be reduced and the output can be increased.
[0062]
In addition, since the conventional reluctance motor uses only the attraction force, it can be used less than half of the stator and rotor magnetic paths, whereas the ratio (P1 / P2) is set to a predetermined value (approximately) as described above. 5/6), in addition to the first action described above, the second action in which the magnet provided on the stator magnetic pole deflects the main magnetic flux within the magnetic pole works synergistically, and conventionally, anti-torque is generated. Therefore, the magnetic path (and conductor) that could not be used can be used, and the torque / physique can be further improved.
[0063]
In addition, since the magnets inserted in the rectangular grooves of the magnetic pole portions are alternately magnetized in opposite polarities, the magnetic flux distribution is symmetric and the magnetic flux generated by the magnets can be easily used as torque.
[0064]
In addition, the winding portions of the three-phase winding are individually wound around each magnetic pole portion in the order of the first (U) phase, the second (V) phase, and the third (W) phase, and further connected in series with each other. Since each winding part constituting the phase winding of the same phase is wound in the same direction (viewed from the axial center), the symmetry is good from the viewpoint of the electromagnetic interaction, and due to rotor eccentricity, air gap balance, etc. Unbalanced current can be eliminated and output
(Effect) Effective for improvement.
[0065]
In addition, since the armature has the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 66 connected to the yoke portion 1F of the armature core on the opposite side to the gap facing surface of the rectangular groove provided in the center portion of the armature magnetic pole, By suppressing the magnitude of the armature current (or by appropriately advancing or retarding the current phase), the magnet magnetic flux is appropriately short-circuited by the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 66, and the speed (number of rotations) is high. In this case, the induced voltage can be efficiently suppressed to an appropriate value, and the output (efficiency) can be improved.
[0066]
On the other hand, in the medium / low speed (rotation) range that requires high torque, the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 66 are magnetically saturated by increasing the armature current, and the magnetic flux generated by the magnet is effectively used as torque (output). it can. Thus, an electric machine capable of efficiently controlling torque and / or output in a wide (rotational) speed range can be provided.
[0067]
Further, since the magnetic magnetic path short-circuit portions 61 to 66 are connected to the yoke portion 1F, the magnetic magnetic path short-circuit portions (62 and 63 in the figure) pass through the yoke portion 1F as shown in FIG. Acts as a magnetic path for guiding the magnetic flux of the magnet (32, 33 in the figure) to the magnetic pole part (12a, 13b in the figure) effective for torque, and the magnetic flux from the magnet is used more effectively as torque (output) it can.
[0068]
In this embodiment, the number of rotor protrusions is 5 and the ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic poles and the pitch P2 of the protrusions (P1 / P2) is approximately 5/6. The same effect can be obtained when the number of parts is 7 and the ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic pole part and the pitch P2 of the convex part is approximately 7/6.
(Example 2)
An inductor-type rotating electrical machine having a magnet-equipped armature of the second embodiment in which the number of magnetic pole portions (n) is 12 and the number of convex portions (m) is 10 will be described focusing on the differences from the first embodiment. To do.
[0069]
In this embodiment, as shown in the radial sectional view of the main part of the rotating electric machine in FIG. 4, the stator 10 as an armature has 12 magnetic poles (magnetic pole parts) 11 to 13-1C. Magnets 31 to 33 to 3C magnetized alternately in polarity are inserted in the center in the circumferential direction.
[0070]
The first-phase (U-phase) conductor (winding portion in the present invention) 4U1 is the magnetic pole 11, the second-phase (V-phase) conductor (winding portion in the present invention) 4V1 is the magnetic pole 12, and the third-phase ( W-phase) conductor (winding portion referred to in the present invention) 4W1 is concentrated and wound around the magnetic pole 13, and hereinafter, although not shown, the first phase (U-phase), the second phase (V-phase), The conductors are individually wound around the magnetic poles in the order of the third phase (W phase). The same-phase conductors (for example, 4U1, 4U2, 4U3, 4U4) are electrically connected in series, and opposed gap surfaces (magnetic pole surfaces) of magnetic poles (also referred to as in-phase magnetic poles) wound with the same-phase conductors when energized. Are wound around each magnetic pole so as to have the same polarity.
[0071]
A rotor 50 is disposed on the inner side in the radial direction of the armature 10 and the magnetic poles 11 to 13C of the armature core via an air gap so as to be relatively rotatable, and m (= 10) magnetic projections ( 51-5A) are formed on the outer peripheral surface of the rotor 50.
[0072]
The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic poles adjacent to each other (for example, 11 and 12) and the pitch P2 of the convex portions (for example, 51 and 52) is approximately 5/6.
[0073]
Next, the relationship between the armature three-phase current, the magnetic flux distribution, and the rotor position in the motor mode (rotor rotation is counterclockwise) will be described with reference to FIGS.
[0074]
FIG. 5 shows the first current phase state, and the first phase (U phase) conductors 4U1 to 4U4, the second phase (V phase) conductors 4V1 to 4V4, and the third phase (W phase) conductors 4W1 to 4W1. A four-phase current in the direction of the current direction symbol flows in 4W4, the air gap facing surface (magnetic pole surface) of the magnetic pole is magnetized, and a magnetic flux distributed axisymmetrically as shown is formed.
[0075]
At this time, the magnitude (absolute value) of each phase current of the star-connected three-phase armature winding is a ratio of U-phase current: V-phase current: W-phase current = 2: 1: 1. .
[0076]
As shown in FIG. 5, the rotor 50 is in a rotational position where the convex portion 54 faces the magnetic pole 14, and counterclockwise torque is generated in the rotor 50 due to the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current. .
[0077]
FIG. 6 shows a second state in which the phase of the current is advanced by 60 ° (electrical angle) with respect to the first state. A three-phase current in the direction of the current direction symbol in the drawing is applied to the first phase (U phase) conductors 4U1 to 4U4, the second phase (V phase) conductors 4V1 to 4V4, and the third phase (W phase) conductors 4W1 to 4W4. Flows, the air gap facing surface (magnetic pole surface) of the magnetic pole is magnetized, and a magnetic flux distributed in an axial symmetry is formed as shown in the figure.
[0078]
At this time, the magnitude (absolute value) of the three-phase current has a ratio of U-phase current: V-phase current: W-phase current = 1: 1: 2.
[0079]
As shown in FIG. 6, the rotor 50 is at a position advanced by 6 ° (mechanical angle) with respect to FIG. 5 to the rotational position at which the convex portion 53 faces the magnetic pole 13, and as shown in FIG. Due to this interaction, a counterclockwise torque is generated in the rotor 50.
[0080]
Thus, since the mechanical angle of the rotor rotation is 6 ° with respect to the electrical angle of the current phase of 60 °, the apparent three-phase AC rotation control similar to that of the synchronous motor having 10 pole pairs is possible.
[0081]
As described above, according to the present embodiment, since the number (m) of the convex portions of the rotor is 10, the magnetic flux distribution is axisymmetric, and the unbalance force that decenters the rotor can be effectively suppressed.
(Third embodiment)
As a third embodiment, a case where the number (n) of the magnetic pole portions is 12 and the number (m) of the convex portions of the rotor is 14 will be described focusing on differences from the first embodiment.
[0082]
In this embodiment, as shown in the radial cross-sectional view of the rotary electric main part in FIG. 7, the stator 10 as an armature has twelve magnetic poles 11-13 to 1C, and in the central part of these magnetic poles. Magnets 31 to 33 to 3C magnetized alternately in polarity are inserted.
[0083]
The first-phase (U-phase) conductor (winding portion) 4U1 is the magnetic pole 11, the second-phase (V-phase) conductor (winding portion) 4V1 is the magnetic pole 12, and the third-phase (W-phase) conductor ( Winding portions) 4W1 are wound around the magnetic poles 13 in a concentrated manner. Hereinafter, although not shown, the first phase (U phase), the second phase (V phase), and the third phase (W phase) A conductor (winding portion) is wound around each magnetic pole in order.
[0084]
The same-phase conductors (for example, 4U1, 4U2, 4U3, 4U4) are electrically connected in series, and opposed gap surfaces (magnetic pole surfaces) of magnetic poles (also referred to as in-phase magnetic poles) wound with the same-phase conductors when energized. Are wound around each magnetic pole so as to have the same polarity.
[0085]
Inside the armature 10 and the magnetic poles 11-13 to 1C of the armature core, a rotor 50 is disposed so as to be relatively rotatable through an air gap, and m (= 14) magnetic projections (51-51) are arranged. 5E) is formed on the outer peripheral surface of the rotor 50.
[0086]
The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic poles adjacent to each other (for example, 11 and 12) and the pitch P2 of the convex portions (for example, 51 and 52) is about 7/6.
[0087]
Next, the relationship between the three-phase current of the armature, the magnetic flux distribution, and the rotational position of the rotor in the motor mode (rotor rotation is counterclockwise) will be described with reference to FIGS.
[0088]
FIG. 8 shows a first current phase state. The first phase (U phase) conductors (winding portions) 4U1 to 4U4, the second phase (V phase) conductors (winding portions) 4V1 to 4V4, A three-phase current in the direction of the current direction symbol flows in the three-phase (W-phase) conductors (windings) 4W1 to 4W4, and the air gap facing surface (magnetic pole surface) of the magnetic pole is magnetized, as shown in the figure. An axially symmetric distributed magnetic flux is formed.
[0089]
At this time, the magnitude (absolute value) of the three-phase current has a ratio of U-phase current: V-phase current: W-phase current = 2: 1: 1.
[0090]
As shown in FIG. 8, the convex portion 55 of the rotor 50 is in a rotational position facing the magnetic pole 14, and counterclockwise torque is generated in the rotor 50 due to the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current. .
[0091]
FIG. 9 shows a second state in which the phase of the current is advanced by 60 ° (electrical angle) with respect to the first state. The first phase (U phase) conductors 4U1 to 4U4, the second phase (V phase). A three-phase current in the direction of the current direction symbol flows through the conductors 4V1 to 4V4 and the third-phase (W-phase) conductors 4W1 to 4W4, and the air gap facing surface (magnetic pole surface) of the magnetic pole is magnetized and illustrated. Thus, magnetic fluxes distributed in an axial symmetry are formed.
[0092]
At this time, the magnitude (absolute value) of the three-phase current has a ratio of U-phase current: V-phase current: W-phase current = 1: 2: 1.
[0093]
As shown in FIG. 9, the convex portion 56 of the rotor 50 is at a rotational position facing the magnetic pole 15, that is, at a position advanced by 4.29 ° (mechanical angle) with respect to the position of FIG. Counterclockwise torque is generated in the rotor 50 by the interaction between the three-phase current and the three-phase current.
[0094]
Thus, since the mechanical angle of the rotor rotation is 4.29 ° with respect to the electrical angle of the current phase of 60 °, the apparent three-phase AC rotation control similar to that of the synchronous motor having 14 pole pairs is possible. Yes.
[0095]
As described above, according to the second and third embodiments, the number of magnetic poles (n) is an integer multiple of 12, and the number of convex portions (m) of the rotor is an even multiple of 10 or 14, which is an even number. As a result, the magnetic flux distribution becomes axisymmetric, and the unbalance force that decenters the rotor can be effectively suppressed.
(Fourth embodiment)
Next, as a fourth embodiment, a rotor having the number of magnetic poles (n) of 6 and the number of protrusions (m) of 5 is divided into two rows in the axial direction, and the circumferential angular position of the protrusions is set between the rows. The case where the pitch is shifted by ½ pitch will be described focusing on the difference from the first embodiment.
[0096]
The essence of this embodiment is that the number of magnets is divided into two in the axial direction and the number (n) of magnetic poles for one row is 6, without changing the structure of the armature and the winding structure as much as possible with the other embodiments. Even so, the present invention is to provide a small rotating electrical machine suitable for an application in which the outer diameter size is restricted by suppressing the unbalance force that causes the rotor to be eccentric by making the distribution of the composite magnetic flux axially symmetric.
[0097]
In this embodiment, as shown in FIGS. 10 and 12, the

rotors

50a and 50b are arranged in two rows in the axial direction, and the

rotors

50a and 50b have five convex portions and concave portions formed on the outer periphery in opposite phases. It is being fixed to the shaft 70 in the arrange | positioned state. The

rotors

50 a and 50 b are supported by a bearing 80 so as to be rotatable relative to the armature 10. An appropriate gap (or a spacer made of a non-magnetic material) 90 is provided between the rotor 50a and the rotor 50b in order to avoid magnetic interference.
[0098]
The basic structure and windings of the armature are the same as the structure described in the first embodiment, but as shown in FIG. 10, the magnet inserted in the rectangular groove formed at the center in the circumferential direction of the magnetic pole is axial. The pairs of magnets adjacent to each other in the axial direction are magnetized in opposite directions. That is, taking the

magnets

31a and 31b inserted axially adjacent to the rectangular grooves of the magnetic pole 11 as an example, the magnet 31a corresponding to the rotor 50a in the left row has the S pole on the front side of the paper, whereas the right row The magnet 31b corresponding to the rotor 50b is arranged so that the front side of the sheet is an N pole.
[0099]
Note that the magnet is not necessarily divided into two parts in the axial direction as shown in FIG. 10, and the corresponding two portions of one magnet are opposite to each other before or after the magnetic pole is inserted into the rectangular groove. It may be magnetized.
[0100]
Next, the relationship between the three-phase armature current and the magnetic flux distribution in the motor mode (rotor rotation is counterclockwise) will be described with reference to FIGS. 11 shows the AA cross section of FIG. 10, and FIG. 11 shows the BB cross section of FIG.
[0101]
The first-phase (U-phase) conductor 41 (44) flows through the first-phase (U-phase) current in the direction of the current direction symbol in the drawing, and the air gap of the first (4) magnetic pole 11 (14). The opposing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the south pole.
[0102]
In the second phase (V phase) conductor 42 (45), the second phase (V phase) current flows in the direction of the current direction symbol in the figure, and the air gap of the second (5) magnetic pole 12 (15). The opposing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole. In the third phase (W phase) conductor 43 (46), the third phase (W phase) current flows in the direction of the current direction symbol in the drawing, and the air gap of the third (6) magnetic pole 13 (16). The opposing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole.
[0103]
At this time, the three-phase current (absolute value) of the three-phase star-connected armature winding has a ratio of U-phase current: V-phase current: W-phase current = 2: 1: 1.
[0104]
As can be seen from the comparison of magnetic flux distributions shown in FIG. 11 and FIG. 12, the convex portions of the two rotors are arranged in opposite phases (arranged by 1/2 pitch in the circumferential direction), the magnet polarity is opposite in the axial direction, and Since the circumferential polarities are alternately magnetized, the two magnetic flux distributions are axisymmetric with each other, and the unbalance force that decenters the individual rotors can be almost cancelled.
[0105]
Further, counterclockwise torque is generated in the

rotors

50a and 50b by the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase current shown in FIGS.
[0106]
As described above, according to this embodiment, the number of magnetic poles (n) is an integer multiple of 6, and the number of protrusions (m) is an integer multiple of 5 in at least two rows in the axial direction. Since the two rotors arranged in different rows are arranged in opposite phases (projections and recesses are reversed), and two adjacent magnets in the axial direction are magnetized in opposite directions, the magnetic flux distribution becomes axisymmetric, While suppressing the number (n), it is possible to effectively suppress the unbalance force that decenters the rotor, and it is suitable as a structure of a small electric machine having a restriction on the external dimensions.
[0107]
In the above description, the case where the number of protrusions is 5 (the ratio of the pitch P1 of the magnetic poles to the pitch P2 of the protrusions is approximately 5/6) is described in detail. However, the number of protrusions is 7 (the pitch of the magnetic poles). The same effect can be obtained when the ratio of P1 to the pitch P2 of the convex portion is approximately 7/6). Further, in order to further reduce the unbalance force, the rotor and the magnet can be further arranged in the axial direction.
[0108]
According to each of the embodiments described above, the case where the rotor has an inner rotor structure that rotates inside the armature has been described. Needless to say, the present invention can also be applied to an outer rotor structure. Moreover, although the case where the electric machine has a structure that rotates is described, it is needless to say that it can be applied to a linear motor, a linear actuator, and the like. Moreover, although the case where the armature is fixed has been described, the armature may move (or rotate) conversely.
[0109]
Further, the case where the convex portion of the rotor (moving element) is a magnetically high-permeability member has been described. However, the present invention is not limited to this, and the purpose of the present invention is as long as it uses an electromagnetic phenomenon. Any known method may be used without departing from the scope.
[0110]
For example, a concentric short-circuiting coil or the like for blocking magnetic flux intrusion from the armature may be provided in the concave portion in combination with the high permeability member of the convex portion, or used at an extremely low temperature. For example, a diamagnetic material made of a superconductor having a high magnetic shielding effect may be disposed in the recess.
(5th Example)
Next, a fifth embodiment will be described below.
[0111]
FIG. 13 is a radial cross-sectional view of the main part of the rotating electrical machine. The armature core of the armature 10 has twelve magnetic poles 1U1 to 1U4, 1V1 to 1V4, 1W1 to 1W4, and the rectangular grooves 21 to 2C are These magnetic poles are individually recessed from the gap facing surface (magnetic pole surface) side to the yoke portion (core back) 1F side of the armature core at the center in the circumferential direction of the magnetic poles, and the magnets 31 to 3C are magnetized in the groove width direction. And inserted into the rectangular grooves 21 to 2C.
[0112]
The armature core of the armature 10 is located on the opposite side of the gap facing surface (magnetic pole surface) of the rectangular grooves 21 to 2C and is connected to the yoke portion 1F to short-circuit the magnetic flux of the magnets 31 to 3C. 61 to 6C.
[0113]
First-phase (U-phase) winding portions 4U1 and 4U2 are individually and concentratedly wound around magnetic poles 1U1 and 1U2 adjacent to each other. Second-phase (V-phase) winding portions 4V3 and 4V4 are individually concentrated and wound around magnetic poles 1V3 and 1V4 adjacent to each other. Third-phase (W-phase) winding portions 4W1 and 4W2 are individually concentrated and wound around the adjacent magnetic poles 1W1 and 1W2.
[0114]
Similarly, the first phase (U phase) winding portions 4U3, 4U4 are magnetic poles 1U3, 1U4, the second phase (V phase) winding portions 4V1, 4V2 are magnetic poles 1V1, 1V2, and the third phase ( W-phase winding portions 4W3 and 4W4 are wound around the magnetic poles 1W3 and 1W4.
[0115]
Therefore, two pairs of in-phase winding portions are formed, each consisting of a pair of winding portions that are wound around adjacent magnetic poles and to which an in-phase voltage is applied. In U-phase windings (4U1, 4U2, 4U3, 4U4), 4U1 and 4U2 constitute a first in-phase winding part pair, and 4U3 and 4U4 constitute a second in-phase winding part pair. ing. These two in-phase winding section pairs are connected in series with opposite polarities. Here, “reverse polarity” means that the winding portions 4U1 and 4U4 are wound in the same direction as viewed from the axial center, and the winding portions 4U2 and 4U3 are wound in the same direction as viewed from the axial center. It shall be. The other-phase winding section has the same connection and arrangement as the U-phase winding section described above. The first to third phase (U to V phase) winding portions are connected in a general star shape.
[0116]
The rotor 50 is relatively rotatably disposed radially inward of the armature 10 and its magnetic poles 1U1 to 1W4, and m (= 14) magnetic projections (51 to 5E) are formed on the outer peripheral surface of the rotor 50. Is formed.
[0117]
The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic poles (for example, 1W4 and 1U1) and the pitch P2 of the convex portions (for example, 51 and 52) is set to about 7/6. Two magnets (for example, 31 and 32, 33 and 34) individually inserted in a pair of adjacent magnetic poles having a pair of in-phase windings are magnetized in opposite directions, and windings having different phases Two magnets (for example, 32 and 33, 34 and 35) individually inserted in a pair of adjacent magnetic poles having a portion are magnetized in the same direction.
[0118]
Next, the operation and effect of the rotating electrical machine of this embodiment will be described with reference to a conventional SR motor.
[0119]
Next, the operation and effect of the motor of the above embodiment will be described by comparison with a conventional SR motor.
[0120]
The conventional SR motor has a full-pitch armature winding in which the armature coil side is placed in the opposite slot of the stator shown in FIG. 19, and a short-pitch (concentration) in which the armature winding is wound around one magnetic pole shown in FIG. ) Two armature winding types with winding armature windings are known. However, since the full-pitch winding method can increase the number of conductors through which a current effective for torque (hereinafter, torque current) can flow compared to the short-pitch winding method, the torque / physique can be increased.
[0121]
That is, when compared in the motor mode in which the rotor rotates counterclockwise, the conductors responsible for the torque current are slots 41 and 44 (1/3 of all slots) in the whole winding shown in FIG. On the other hand, the short winding shown in FIG. 6 shows that the number of conductors responsible for torque current is as small as

slots

41a and 44a (1/6 of all slots).
[0122]
However, the coil end of the full-pitch winding is disadvantageous in that it is longer than that of the short-pitch winding. In addition, looking at the magnetic flux flow of the rotor, both windings use only half the magnetic path of the rotor, which increases the amount of iron (physique).
[0123]
Thus, when considering the case of short-pitch (concentrated) winding in which the magnet of the illustrated polarity is arranged at the center of the magnetic pole as shown in FIG. 21, in addition to the torque current of the

slots

pole center magnets

32 and 35 deflect the magnetic flux in the

magnetic poles

12 and 15 by passing an exciting current for generating the main magnetic flux, and the magnetic poles (12b and 15b) in the rotor rotating direction are dense. Thus, the torque can be increased.
[0124]
The current / magnetic flux distribution is shown in FIG. The number of magnetic flux loops is ten. This is because magnets opposite to each other (for example, 31 and 32) are inserted into two magnetic poles having a pair of in-phase winding parts, and magnets having mutually different winding parts and having the same orientation in magnetic poles adjacent to each other ( For example, since 32 and 33) are inserted, even if the number of magnets is n (a multiple of 12), the polarity number p due to the magnet can be equivalently a multiple of n / 2 (here, a multiple of 18). This is because the equivalent pole number q of the rotating magnetic field formed by the magnetic modulation action of the static magnetic field having the number of magnetic poles p and the rotor having m convex portions is a multiple of ten. Further, the equivalent magnetic pole number q (10) of the rotating magnetic field has a suitable relationship (q = n ± 2) with respect to the winding portion having the armature magnetic pole number n (an integer multiple of 12). The torque / physique can be improved.
[0125]
Here, when the winding utilization factor k (= short-pitch winding coefficient × distributed winding coefficient) is defined by the relationship between the number of equivalent magnetic poles q of the rotating magnetic field and the number of armature magnetic poles n, = 10, n = 12, so

It becomes.
[0126]
On the other hand, in the rotating electrical machine of the second embodiment, the number of magnetic poles n is 12 (the number of equivalent magnetic poles 12 by magnets) and the number of protrusions m is 14, so the number of equivalent poles q of the rotating magnetic field is 16, and the distributed winding coefficient = 1 Winding utilization is the same,

It is.
[0127]
That is, according to this embodiment, the winding utilization factor k can be improved by 1.08 times compared to the second embodiment, and the torque / physique can be improved accordingly.
[0128]
Further, since the armature winding has an appropriate short-pitch coefficient 0.966 and distributed winding coefficient 0.966 (phase difference 30 °), the high-frequency component of the magnetomotive force waveform (or induced electromotive force) due to the winding current is reduced. It can be reduced, torque pulsation can be suppressed, and vibration and noise during operation can be reduced.
[0129]
Next, the relationship between the three-phase armature current, the magnetic flux distribution, and the rotational position of the rotor in the motor mode (rotor rotation is counterclockwise) will be described with reference to FIGS.
[0130]
FIG. 14 shows a state where the phase of the current is the first. In the first to third phase (U to W phase) windings, the first to third phase (U to W phase) current flows in the direction of the current direction symbol in the figure, and the air cap facing surface ( The pole face is magnetized to the N or S pole. At this time, in the star-connected three-phase winding, the magnitude (absolute value) of the current value of each phase is U: V: W (phase) = 1: 2: 1. At this time, counterclockwise torque is generated in the rotor 50 by the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current.
[0131]
Further, as shown in the figure, the conductors responsible for the torque current increase to 4U1b, 4U2a, 4U3b, 4U4a, 4W1b, 4W2a, 4W3b, 4W4a (1/3 of all slots) and the same as conventional all-windings, Since 35, 36, 37, 3B, and 3C generate (share) the main magnetic flux, the number of armature conductors required to generate the main magnetic flux can be reduced, and the output is increased by reducing the armature inductance. be able to.
[0132]
In addition, an exciting current can be passed to the slot conductors 4V1a (b), 4V2a (b), 4V3a (b), and 4V4a (b), which cannot be used as effective torque in the conventional SR motor, and the

magnets

33, 34, 39, 3A can deflect the magnetic flux in the magnetic poles 1V1, 1V2, 1V3, and 1V4, and the magnetic flux in the rotor rotation direction can be made dense to further increase the torque.
[0133]
FIG. 15 shows a second state in which the phase of the current is advanced by 60 ° (electrical angle) with respect to the first state. In the windings of the first to third phases (U to W phase), the currents of the first to third phases (U to W phase) flow in the direction of the current symbol in the drawing, and the air gap facing surface of the magnetic pole (magnetic pole) Plane) is magnetized to the N or S pole.
[0134]
At this time, the magnitude (absolute value) of the three-phase current value is a ratio of U: V: W (phase) = 2: 1: 1, and the W-phase current is inverted from the first state. Yes. Further, as shown in FIG. 15, the rotor 50 is located at a position where the convex portion 51 is advanced by 4.29 ° (mechanical angle) from the position of FIG. 14, and due to the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current. A counterclockwise torque is generated in the rotor 50.
[0135]
Thus, since the mechanical angle of the rotor rotation is 4.29 ° with respect to the electrical angle of 60 ° of the current phase, apparently, three-phase AC rotation control can be performed in the same manner as a 14 (number of pole pairs) electric motor. . That is, according to this embodiment, when the number of convex portions is m, a driving method similar to that of a synchronous machine having m pole pairs (2 m poles) can be employed.
[0136]
However, the rotor does not truly rotate in synchronism with the rotating magnetic field generated by the armature current. If it is re-examined as an electromagnetism phenomenon, the rotor is magnetized to a static magnetic field having the number of poles p by the magnets provided on the n magnetic poles. A rotor having a number m of convex portions exerts a magnetic modulation action, and a rotating magnetic field of q = 2m-p (pole) is generated, and an armature current having a predetermined phase difference is supplied to the rotating magnetic field. An electric operation or a power generation operation is performed.
(Sixth embodiment)
As shown in the radial cross-sectional view of the main part of the rotating electrical machine in FIG. 16, this embodiment projects inwardly from an armature 10 having 12 armature magnetic poles 1U1 to 1W4 configured in the same manner as the fifth embodiment. This is an embodiment having a rotor with the number m of 10 and will be described below with a focus on the difference from the fifth embodiment.
[0137]
As shown in FIG. 16, the difference in configuration of the fifth embodiment from the fifth embodiment is the ratio (P1) between the pitch P1 of the magnetic poles (for example, 1U1 and 1W4) and the pitch P2 of the convex portions (for example, 51 and 52). / P2) is set to approximately 5/6.
[0138]
The current / magnetic flux distribution is shown in FIG. Although the distribution shape is different from that of the fifth embodiment, the number of magnetic flux loops is ten as in the fifth embodiment.
[0139]
As in the fifth embodiment, two magnetic poles having a pair of in-phase windings are inserted with magnets having opposite polarities, and have different windings in the same direction to adjacent armature magnetic poles. Since three magnetized magnets are individually inserted, even if the number of magnets is n (integer multiple of 12), the number of polarities p by the magnet is equivalent to an integral multiple of n / 2 (here, an integral multiple of 6). This is because the equivalent pole number q of the rotating magnetic field formed by the magnetic modulation action of the static magnetic field having the equivalent number of magnetic poles p by the magnet and the rotor having m convex portions is an integral multiple of 14.
[0140]
Further, the equivalent pole number q (14) of the rotating magnetic field has a suitable relationship (q = n ± 2) with respect to the winding having the number of magnetic poles n (integer multiple of 12), so that the winding utilization factor is also the same. The torque / physique can be improved.
[0141]
Here, if the winding utilization factor k (= short-pitch winding coefficient × distributed winding coefficient) is grasped by the relationship between the number of equivalent poles q of the rotating magnetic field and the number of armature magnetic poles n, in this embodiment, q = 14 , N = 12,

It becomes. On the other hand, in the above-described embodiment in which the number of magnetic poles n is 12 (equivalent number of magnetic poles 12 by magnet) and the number of convex portions is 10, assuming that the equivalent pole number q of the rotating magnetic field is 8 and the distributed winding coefficient is 1. Winding utilization rate is

It becomes.
[0142]
Therefore, according to this embodiment, the winding utilization factor k can be improved by 1.08 (times) compared to the previous embodiment, and the torque / physique can be improved.
[0143]
Further, since the in-phase winding portion pair has an appropriate short winding coefficient 0.966 and distributed winding coefficient 0.966 (phase difference 30 °), a high frequency of a magnetomotive force waveform (or induced electromotive force) due to the winding current. Components can be reduced, torque pulsation can be suppressed, and vibration and noise during operation can be reduced.
[0144]
The relationship between the three-phase armature current in the motor mode (rotor rotation is counterclockwise), the magnetic flux distribution, and the rotational position of the rotor will be described with reference to FIGS.
[0145]
FIG. 17 shows a state where the phase of the current is the first. In the first to third phase (U to W phase) windings, the first to third phase (U to W phase) current flows in the direction of the current direction symbol in the drawing, and the air gap facing surface ( The pole face is magnetized to the N or S pole.
[0146]
At this time, the magnitude (absolute value) of the current value flowing through the star-connected three-phase armature winding is U: V: W (phase) = 2: 1: 1.
[0147]
At this time, as shown in FIG. 17, the rotor 50 is in a rotational position where the convex portion 54 faces the magnetic pole 1V4, and counterclockwise torque is applied to the rotor 50 by the interaction between the illustrated magnetic flux distribution and the three-phase current. appear.
[0148]
FIG. 18 shows a second state in which the phase of the current is advanced by 60 ° (electrical angle) with respect to the first state. In the first to third phase (U to W phase) windings, the first to third phase (U to W phase) current flows in the direction of the current direction symbol in the drawing, and the air gap facing surface ( The pole face is magnetized to the N or S pole.
[0149]
At this time, the magnitude (absolute value) of the current flowing in the three-phase armature winding is a ratio of U: V: W (phase) = 1: 2: 1, and the W-phase current is the first Inverted from state.
[0150]
Further, as shown in FIG. 4B, the rotor 50 is at a position advanced by 6 ° (mechanical angle) from FIG. 4A to the rotational position where the convex portion 53 faces the magnetic pole 1V3. Due to the interaction with the current, a counterclockwise torque is generated in the rotor 50.
[0151]
Thus, since the mechanical angle of the rotor rotation is 6 ° with respect to the electrical angle 60 ° of the current phase, it is possible to apparently perform the three-phase AC rotation control similar to the synchronous motor having 10 pole pairs.
[0152]
As described above, according to the fifth and sixth embodiments, the rectangular groove is provided from the gap-facing surface (magnetic pole surface) side of the magnetic pole toward the yoke portion side at the center in the circumferential direction of the magnetic pole. Since the magnet magnetized in the groove width direction is inserted into the rectangular groove, the magnetic flux can be used effectively without impairing the saliency of the magnetic pole, and the torque can be improved.
[0153]
Further, since the ratio (P1 / P2) between the magnetic pole pitch P1 and the convex pitch P2 is set to a predetermined value (approximately 5/6 or approximately 7/6), the number of magnetic flux loops increases approximately twice, The magnet can effectively share the main magnetic flux, the number of armature conductors required to generate the main magnetic flux can be reduced, and the output can be increased by reducing the armature inductance.
[0154]
In addition, since the conventional reluctance motor uses only the attraction force, only half or less of the stator and rotor magnetic poles can be used, whereas the ratio (P1 / P2) is set to a predetermined value (approximately 5 as described above). / 6), the magnet provided in the magnetic pole deflects the main magnetic flux in the magnetic pole, and as a result, the magnetic path (and conductor) that could not be used effectively due to the generation of anti-torque is effectively used for torque generation. Torque / physique can be further improved.
[0155]
In addition to the relationship of the ratio between the magnetic pole pitch P1 and the convex pitch P2, the number of equivalent magnetic poles p by the magnet, the number m of convex portions, and the number of poles q of the moving (rotating) magnetic field by the armature winding , The relationship with the number of magnetic poles n
2m = p + q, q = n ± 2, and p is a relationship satisfying a multiple of n / 2 (n is a multiple of 12), and p: m: q = 18: 14: 10 or p: Since m: q = 6: 10: 14 is set, an equivalent pole of a rotating magnetic field formed by a magnetic modulation action of a static magnetic field having an equivalent number of magnetic poles p by a magnet and a rotor having m magnetic projections. Since the number q becomes q = 2m−p = 10 (or 14), the number of magnetic flux loops is increased from 8 to 10, and a suitable relationship between the number of magnetic poles n and the number of winding portions n (q = n Since ± 2) is satisfied, the utilization factor of the magnetic path (especially the yoke part of the armature core) and the winding part can be improved, and the torque / physique (weight) can be further improved.
[0156]
Since the number n of magnetic poles is an integer multiple of 12, the number m of convex portions can be an integer multiple of 10 or 14, which is an even number. As a result, the magnetic flux distribution becomes (axial) symmetrical, and the unbalance force that causes the rotor (inductor core) to oscillate or decenter can be effectively suppressed.
[0157]
Further, since the winding portion can be concentratedly wound on the magnetic pole without interfering with the magnet, the line space factor can be improved, the coil end can be shortened, and it is effective for miniaturization and high output.
[0158]
In addition, three phase-phase windings are circulated and arranged in the magnetic poles, and the in-phase winding pairs at axially symmetric positions are connected in series, so that symmetry is good from the aspect of electromagnetic interaction, and rotor eccentricity and air Unbalanced current due to gap balance or the like can be eliminated, which is effective in improving output (efficiency).
[0159]
Also, since the armature core has the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 6C connected to the yoke portion 1F on the side opposite to the gap facing surface (magnetic pole surface) of the rectangular groove provided in the center portion of the magnetic pole, By suppressing the magnitude of the armature current (or by appropriately advancing or retarding the current phase), the magnetic flux due to the magnet is appropriately short-circuited by the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 6C, and the speed (number of rotations) is high. The induced voltage can be efficiently suppressed to an appropriate value in the region, and the output (efficiency) can be improved.
[0160]
On the other hand, in the medium / low speed (rotation) range that requires high torque, the magnet magnetic path short-circuit portions 61 to 66 are magnetically saturated by increasing the armature current, and the magnetic flux generated by the magnet is effectively used as torque (output). it can. Thus, an electric machine capable of efficiently controlling torque and / or output in a wide (rotational) speed range can be provided.
[0161]
Moreover, since it was set as the structure which connected the magnetic magnetic path short circuit parts 61-66 to the yoke part 1F, as shown in FIG. 14, a magnet magnetic circuit short circuit part (66, 6C in a figure) passes through the yoke part 1F. Thus, the magnetic flux can act as a magnetic path for guiding the magnetic flux to the magnetic pole portion (1W2a, 1W4a in the figure) effective for torque, and the magnetic flux can be effectively used as torque (output).
[0162]
In addition, the number of magnetic poles n can be a multiple of 12, and the number of protrusions m can be an even multiple of 14 or 10, which is an even number, and the magnetic flux distribution is axisymmetric, effectively suppressing the unbalance force that decenters the rotor. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a radial cross-sectional view of a main part of a rotating electrical machine according to a first embodiment.
FIG. 2 is a current / magnetic flux distribution diagram (first state) of the first embodiment;
FIG. 3 is a current / magnetic flux distribution diagram (second state) of the first embodiment;
FIG. 4 is a radial sectional view of a main part of a rotating electrical machine according to a second embodiment.
FIG. 5 is a current / magnetic flux distribution diagram (first state) of the second embodiment;
FIG. 6 is a current / magnetic flux distribution diagram (second state) of the second embodiment;
FIG. 7 is a radial cross-sectional view of a main part of a rotating electrical machine of a third embodiment.
FIG. 8 is a current / magnetic flux distribution diagram (first state) of the third embodiment;
FIG. 9 is a current / magnetic flux distribution diagram (second state) according to the third embodiment;
FIG. 10 is an axial sectional view of a main part of a rotating electrical machine according to a fourth embodiment.
FIG. 11 is a current / magnetic flux distribution diagram (first state) according to the fourth embodiment;
FIG. 12 is a current / magnetic flux distribution diagram (second state) according to the fourth embodiment;
FIG. 13 is a radial sectional view of a main part of a rotating electric machine according to a fifth embodiment.
FIG. 14 is a current / magnetic flux distribution diagram (first state) according to the fifth embodiment;
FIG. 15 is a current / magnetic flux distribution diagram (second state) according to the fifth embodiment;
FIG. 16 is a radial sectional view of a main part of a rotating electric machine according to a sixth embodiment.
FIG. 17 is a current / magnetic flux distribution diagram (first state) according to the sixth embodiment;
FIG. 18 is a current / magnetic flux distribution diagram (second state) according to the sixth embodiment;
FIG. 19 is a radial sectional view showing a conventional example of an SR motor (full-pitch winding).
FIG. 20 is a radial sectional view showing a conventional example of an SR motor (short-pitch winding).
FIG. 21 is a radial cross-sectional view showing a consideration example for improving SR motor torque.
[Explanation of symbols]
10 Armature
11-16 Magnetic pole part
31-36 Permanent magnet
50 Rotor (inductor core)
51-55 Convex

Claims

An inductor core having a plurality of convex portions forming magnetic salient poles at a substantially constant pitch in the circumferential direction, and an armature having a peripheral surface facing the convex portions of the inductor core;
The armature is
An armature core having a magnetic pole face facing the convex portion and having a soft magnetic pole portion protruding toward the inductor core at a substantially constant pitch in the circumferential direction;
A three-phase armature winding having a large number of winding portions individually wound around each of the magnetic pole portions;
A permanent magnet housed in each of the magnetic pole portions and magnetized in a substantially circumferential direction;
Inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature with
The permanent magnet is housed in a single magnet housing groove that is recessed in the center in the circumferential direction of the magnetic pole surface of the magnetic pole part,
An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature, wherein at least a pair of permanent magnets adjacent to each other in the circumferential direction are magnetized in opposite directions in the circumferential direction.

Inductor type electric machine having a magnet equipped armature according to claim 1,
The armature core has a magnet magnetic circuit short-circuit portion formed by a yoke portion of the armature core that is adjacent to the magnet housing groove in the radial direction. machine.

Inductor type electric machine having a magnet-equipped armature according to claim 1 or 2,
The magnetic pole part is formed with n (an integer multiple of 6) pieces,
The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic pole part and the pitch P2 of the convex part is set to approximately 5/6 or approximately 7/6,
The permanent magnet is alternately magnetized in the circumferential direction for each magnetic pole part,
An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature, wherein the winding portion of the armature winding is wound around the magnetic pole portion sequentially.

Inductor type electric machine having a magnet-equipped armature according to claim 3,
The magnetic pole part is formed with n (an integer multiple of 12) pieces,
An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature, wherein the number of convex portions is m (an integer multiple of 10 or 14).

Inductor type electric machine having a magnet-equipped armature according to claim 3,
The convex portions are provided in a plurality of rows adjacent to each other in the axial direction by an integer multiple of 5 or 7 at a predetermined pitch in the circumferential direction,
An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature, characterized in that two rows of the convex portions adjacent to each other in the axial direction are arranged so as to be shifted from each other by ½ pitch in the circumferential direction.

Inductor type electric machine having a magnet-equipped armature according to claim 1 or 2,
The magnetic pole part is formed with n (an integer multiple of 12) pieces,
The ratio (P1 / P2) between the pitch P1 of the magnetic pole part and the pitch P2 of the convex part is set to approximately 5/6 or approximately 7/6,
The winding portions U1 to U4 of the first phase, the winding portions V1 to V4 of the second phase, and the winding portions W1 to W4 of the third phase are U1, U2, V3, V4, W1, W2, U3. , U4, V1, V2, W3, W4 in order of circulation,
Arbitrary two winding portions adjacent to each other in the circumferential direction and having the same phase have the magnets magnetized in opposite directions in the circumferential direction and have opposite winding directions to the two magnetic pole portions adjacent to each other. Individually wrapped,
Arbitrary two winding portions adjacent to each other in the circumferential direction and having different phases have the magnets magnetized in the same direction in the circumferential direction and have the same winding direction on the two magnetic pole portions adjacent to each other. An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature characterized by being wound individually.

Inductor-type electric machine having the magnet-equipped armature according to any one of claims 1 to 6,
An inductor-type electric machine having a magnet-equipped armature that forms a linear actuator having a shape in which the circumferential direction of the inductor core and the armature core is developed in a linear direction.