JP4149302B2

JP4149302B2 - Transmission path characteristic estimating apparatus, OFDM signal demodulating apparatus, and wraparound canceller

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Publication number: JP4149302B2
Application number: JP2003115443A
Authority: JP
Inventors: 知明竹内; 一彦澁谷; 啓之濱住; 浩一郎今村
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2003-04-21
Filing date: 2003-04-21
Publication date: 2008-09-10
Anticipated expiration: 2023-04-21
Also published as: JP2004320677A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式による信号伝送に用いる装置に関し、特に、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を用いて伝送路の特性を推定する装置、該装置を具えるＯＦＤＭ信号復調装置及び回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、従来のＯＦＤＭ信号復調装置における伝送路特性の推定を行う部分の構成を示すブロック図である。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）窓処理回路２は、同期再生回路１からのシンボルパルスに基づいて、受信したＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間に相当する時間の信号を抽出する。ＦＦＴ回路３において、前記信号をＦＦＴ処理し、周波数領域に変換する。この周波数領域信号を、以下ではキャリアシンボルと呼ぶ。周波数特性算出回路４において、前記キャリアシンボルから周波数特性
【外１】

を得る。ここで、ＦＦＴ窓処理回路２において有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との間に時間差τがある場合、周波数特性
【外２】

にはτに比例した傾きの直線位相成分ｅ^−ｊωτが加わっておりサブキャリア周波数に比例した量の位相回転を生じていることになる。そこで、位相特性傾斜成分抽出回路２０において、周波数位相特性の周波数軸に対する傾きｓを抽出する。これにより、次式のように有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との間の時間差が得られる。
【数１】

位相回転回路２１によって、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との間の時間差τによってキャリアシンボルに加わる位相回転ｅ^−ｊωτを、逆符号の位相回転を加えることによって、周波数位相特性から有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との間の時間差による直線位相成分を除去することができる。また、主波の周波数特性は帯域において振幅が一定、位相が０であるため、主波レベル検出回路２２によって、全帯域の周波数特性の平均を取ることで主波の周波数特性が得られる。除算器２３によって、位相特性補正後の周波数特性を主波の周波数特性で除算することによって、振幅成分の較正を行う。
【０００３】
次に、位相特性傾斜成分抽出回路２０における周波数位相特性から周波数軸に対する位相の傾きを抽出する手段について説明する。図６は、従来の伝送路特性推定に用いる位相特性傾斜成分抽出回路の原理を示す図である。一般に演算によって求める各パイロットシンボルを伝送するサブキャリアの周波数における周波数特性ｆ＝ｉ＋ｊｑの位相は次式のように表される。
φ＝ａｔａｎ（ｑ，ｉ）＋２ｎπ （２）
ここでａｔａｎはｑとｉからｉ＋ｊｑの位相を返す関数であり、−π〜πの値をとる。ｎは任意の整数であり、一意に決定することはできない。そのため周波数位相特性には図６ａのような不連続点が生じる。そこで、これを図６ｂのように連続した特性にした後に傾きを求める必要がある。この位相連続化処理は、隣接するパイロットシンボルを伝送するサブキャリア間の位相差が予め設定したしきい値以下であることを仮定して行う。しきい値を超えた場合、それは位相特性ではなく、式（２）におけるｎの値の違いによる不連続であるとする。これによりパイロットシンボルを伝送するサブキャリア間の位相差があるしきい値以下になるように式（２）のｎを決定してゆくことによって、位相特性における不連続点を滑らかにつなげていく。
【０００４】
上記のように連続化を施された位相特性を、最小二乗法を用いて図６ｃのように一次関数で近似することによって、位相特性の傾きを抽出する。さらに抽出された傾きを、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差に換算し、周波数位相特性に加わる位相回転と逆符号の位相回転を加えることによって、ＦＦＴ窓処理回路２における有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差による周波数特性の直線位相成分を除去する（図６ｄ）。上記ＯＦＤＭ信号復調装置の詳細については特開２０００−２９５１９５号公報「ＯＦＤＭ復調装置」および特開２０００−３４１２３８号公報「回り込みキャンセラ」を参照されたい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
伝送路特性の推定を従来の技術によって行う場合、前述したようにその過程において、周波数位相特性の連続化処理を行った後に、その傾斜成分を検出する必要がある。しかし、このような連続化処理においては、隣接するパイロットシンボルを伝送するサブキャリア間における位相差が、予め設定したしきい値以下になるように行っていくので、伝送路による周波数位相特性が隣接したキャリア間で前記しきい値を超える場合、連続化が正確に行われず、結果として有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差による周波数位相特性の補正が正しく行われず、正確な伝送路特性の推定が行えないという問題があった。
【０００６】
さらに従来の方法では、伝送路特性の推定をＤＳＰ等によるハードウェアで実現する場合、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差を求める際に用いる位相連続化処理の過程において条件分岐が存在するため、パイプライン処理にボトルネックが生じ、高速に動作させることができないという問題があった。
【０００７】
本発明の目的は、伝送路による歪みが大きい場合でも、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差による周波数特性のみを抽出し、これを補正することによって正しい伝送路特性を推定することにより、上述した従来の方法における問題を解消した伝送路特性推定装置を提供することにある。また、ハードウェアで実現する場合、高速に動作する伝送路特性推定装置を提供することにある。本発明の他の目的は、このような伝送路特性推定装置を具えるＯＦＤＭ復調装置を提供することにある。本発明のさらに他の目的は、このような伝送路特性推定装置を具える回り込みキャンセラを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明による伝送路特性推定装置は、受信したＯＦＤＭ信号の同期を再生する同期再生回路と、有効シンボル期間に相当する期間の信号を抽出するＦＦＴ窓処理回路と、前記ＦＦＴ窓処理回路において抽出したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ処理し、その結果を出力するＦＦＴ回路と、前記ＦＦＴ回路から出力されるキャリアシンボルから周波数特性を算出する周波数特性算出回路と、前記周波数特性算出回路の出力に遅延を加え出力する遅延回路と、前記周波数特性算出回路が出力する周波数特性信号から必要な成分を取り出し、主波成分のみを抽出する時間窓フィルタ処理回路と、前記遅延回路の出力を前記時間窓フィルタ処理回路の出力で除算することにより前記周波数特性算出回路が出力する伝送路特性を補正する除算器とを具えることを特徴とする。
【０００９】
【発明の効果】
このようにすれば、有効シンボル期間とＦＦＴ窓位置との時間差による周波数特性の補正と、主波成分による振幅・位相特性の補正とを時間窓フィルタと除算器のみで構成することができるため、伝送路特性推定装置を簡単な回路構成で高速に動作させることが可能になる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。図１において、ＯＦＤＭ信号を２系統に分配し、それぞれ同期再生回路１およびＦＦＴ窓処理回路２に供給する。同期再生回路１は、シンボルパルスをＦＦＴ窓処理回路２に供給する。ＦＦＴ窓処理回路２の出力をＦＦＴ回路３に供給する。ＦＦＴ回路３の出力を周波数特性算出回路４に供給する。周波数特性算出回路４の出力を２系統に分配し、それぞれ時間窓フィルタ処理回路５および遅延回路２３に供給する。遅延回路２３は時間窓フィルタ処理回路５の遅延時間と同じ遅延を周波数特性算出回路４から供給される周波数特性信号に与え、除算器６に供給する。時間窓フィルタ処理回路５の出力を除算器６に供給する。除算器６の出力を、推定した伝送路特性として外部に出力する。以上のように構成された図１のＯＦＤＭ復調装置の動作を以下に詳細に説明する。
【００１１】
図１において、同期再生回路１は、外部から供給されるＯＦＤＭ信号の同期を再生し、有効シンボル期間の先頭を示すシンボルパルスを生成し、ＦＦＴ窓処理回路２に出力する。ＦＦＴ窓処理回路２は、外部から供給されるＯＦＤＭ信号に関して、同期再生回路１から供給されるシンボルパルスを基にシンボル位置を決定し、有効シンボル期間に相当するＦＦＴ窓を設定し、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の信号を抽出する。ここで供給されているシンボルパルスに誤差がある場合、ＦＦＴ窓処理回路２において設定されるＦＦＴ窓位置と想定しているＦＦＴ窓位置との間に時間差が生じる。この時間差τは、推定すべき伝送路の周波数位相特性に以下の式（３）に示す直線位相成分を加えることになる。
Δφ＝−２πｆτ （３）
ここでｆはサブキャリアの周波数を示している。ＦＦＴ回路３は、ＦＦＴ窓処理回路２において抽出された有効シンボル期間の信号をＦＦＴ処理し、キャリアシンボルとして周波数特性算出回路に出力する。周波数特性算出回路は、供給されたキャリアシンボルから周波数特性を算出し、時間窓フィルタ処理回路５および遅延回路２３に供給する。遅延回路２３は時間窓フィルタ処理回路５の遅延時間と同じ遅延を周波数特性算出回路４から供給される周波数特性信号に与え、除算器６に供給する。時間窓フィルタ処理回路５は、供給される周波数特性に時間窓フィルタ処理を施すことによって主波のみの周波数特性を抜き出し、除算器６に供給する。除算器６は、遅延回路２３から供給される、周波数特性算出回路４が算出した周波数特性を時間窓フィルタ処理回路５から供給される主波のみの周波数特性で除算することによって、伝送路特性を補正する。
【００１２】
次に、時間窓フィルタ処理回路５において、主波のみの周波数特性を抜き出す方法について説明する。図２は、図１における時間窓フィルタ回路５における通過帯域の設定の原理を示すための、時間窓フィルタ処理回路５に供給される周波数特性の時間領域表現である遅延プロファイル
【外３】

を示すグラフである。ここで、図２に示すような遅延プロファイル上での時間窓を通過帯域とするようなフィルタを時間窓フィルタと呼ぶ。
【外４】

は、伝送路のみの遅延プロファイルをｈ（ｔ）とすると、以下の式（４）の関係にある。
【数２】

また、周波数領域では、以下の式（５）の関係にある。
【数３】

ここで、図２における時間窓ｔ_１＜ｔ＜ｔ_２においては、主波以外の伝送路特性は含まれていないと考える。この場合、上記の範囲において、主波以外の成分は含まれていないため、この部分をフィルタリングにより抽出することにより、図１のＦＦＴ窓処理回路２における有効シンボル期間とＦＦＴ窓との時間差τがｔ_１＜τ＜ｔ_２であれば、以下の式（６）で示す主波の振幅および位相特性
【外５】

を得ることができる。
【数４】

よって、図１の除算器６によって、
【外６】

を
【外７】

で除算することによって、次式のように伝送路特性を得る。
【数５】

図２における時間窓については、ｔ_１＜ｔ＜ｔ_２の間に主波が含まれている必要があるため、ＦＦＴ窓と有効シンボル期間との時間差τを含むように、ｔ_１、ｔ_２を設定する。
【００１３】
本発明による伝送路特性の推定はフィルタと除算器で行うことができ、ハードウェアによる高速な動作が可能である。
【００１４】
図３は、図１の周波数特性算出回路４の構成の一例を示すブロック図である。パイロット抽出回路７は、外部から供給されるキャリアシンボルのうち、所定の周波数のＯＦＤＭサブキャリアによって伝送されるパイロットシンボルのみを抽出し、除算器８に供給する。パイロット発生回路９は、所定の周波数のＯＦＤＭサブキャリアによって送信される振幅と位相が既知のパイロットシンボルを発生し、除算器８に供給する。除算器８は、パイロット抽出回路７から供給される受信したパイロットシンボルを、パイロット発生回路９から供給される既知のパイロットシンボルで除算することによって、伝送路の周波数特性を得て、内挿処理回路１０に供給する。ここで得られる周波数特性は、パイロットシンボルの周波数における値のみに関するものであるため、内挿処理回路１０は、除算器８から供給される周波数特性を内挿処理し、すべてのＯＦＤＭサブキャリアに関する周波数特性として外部に出力する。上記の受信シンボルから周波数特性を算出する手法の詳細については、テレビジョン学会技術報告Vol.20,No.53,PP.55-60「ＯＦＤＭ復調における適応等化方式の検討」を参照されたい。
【００１５】
次に、本発明を回り込みキャンセラに適用した例を示す。図４は、回り込みキャンセラを使用した放送波中継局を示すブロック図である。中継局では、親局波と、自局から送信され回り込み伝搬路１８を経由して到来する回り込み波とが合成されて受信される。受信された信号は、受信周波数変換回路１１を経て、回り込みキャンセラ１９に入力される。回り込みキャンセラ１９は、回り込み波のみを除去し、送信周波数変換回路１７を経て再送信する。
【００１６】
図４の回り込みキャンセラ１９内の動作について説明する。減算器１２は、外部から供給される受信信号から、後述するように適応フィルタ回路１４によって生成される回り込み波のレプリカを減じ、バンドパスフィルタ１３に供給する。バンドパスフィルタ１３は、減算器１２から供給される信号をフィルタ処理し、適応フィルタ回路１４と、伝送路特性推定回路１５と、外部とに供給する。伝送路特性推定回路１５は、バンドパスフィルタ１３から供給される信号に関して回り込みを含む伝送路特性の推定を行い、推定結果をフィルタ係数生成回路１６に供給する。フィルタ係数生成回路１６は、伝送路特性推定回路１５から供給される回り込みを含む伝送路特性の推定結果を基に回り込み伝搬路１８のみの伝送路特性を算出してフィルタ係数を生成し、適応フィルタ回路１４に供給する。適応フィルタ回路１４は、フィルタ係数生成回路１６から供給されるフィルタ係数を用い、バンドパスフィルタ１３から供給される信号をフィルタ処理し、回り込み波のレプリカを生成し、減算器１２に供給する。
【００１７】
ここで、図４における伝送路特性推定回路１５に本発明の手法を適用することができる。図４の構成による回り込みキャンセラでは、遅延プロファイル上の親局波と回り込み波の先頭との遅延時間差は、受信周波数変換回路１１とバンドパスフィルタ１３と送信周波数変換回路１７とにおける遅延分の時間以上となる。よって、受信周波数変換回路１１とバンドパスフィルタ１３と送信周波数変換回路１７とにおける遅延時間の和を、図１の時間窓フィルタ処理回路５における通過帯域幅とすることができる。
【００１８】
また、時間窓フィルタ処理回路５において抽出される通過帯域ｔ_１＜ｔ＜ｔ_２に、到来時間が主波に近いマルチパス遅延波が存在する場合、時間窓フィルタ処理回路５において抽出される主波成分にはこのマルチパス遅延波による特性も含まれる。したがって、図１における除算器６によってこのマルチパス遅延波を含む親局波を主波として抽出された周波数特性で除算を行うため、推定される伝送路特性からは、親局波との到来時間差τ_ｄがｔ_１＜τ_ｄ＜ｔ_２の遅延波成分は除去される。これにより、図４のフィルタ係数生成回路１６において、供給される回り込みを含んだ伝送路特性から生成される回り込みのみの伝送路特性から、親局波に含まれる到来時間が主波に近いマルチパス遅延波に起因する誤差を排除し、その推定精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における時間窓フィルタ回路における通過帯域の設定の原理を示すグラフである。
【図３】図１の周波数特性算出回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】本発明を適用することができる、回り込みキャンセラを使用する放送波中継局の構成の一例を示すブロック図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ信号復調装置における伝送路特性の推定を行う部分の構成を示すブロック図である。
【図６】ａないしｄは、従来の伝送路特性推定に用いる位相特性傾斜成分抽出回路の原理を示す図である。
【符号の説明】
１同期再生回路
２ＦＦＴ窓処理回路
３ＦＦＴ回路
４周波数特性算出回路
５時間窓フィルタ処理回路
６、８、２３除算器
７パイロット抽出回路
９パイロット発生回路
１０内挿処理回路
１１受信周波数変換回路
１２減算器
１３バンドパスフィルタ
１４適応フィルタ回路
１５伝送路特性推定回路
１６フィルタ係数生成回路
１７送信周波数変換回路
１８回り込み伝搬路
１９回り込みキャンセラ
２０位相特性傾斜成分抽出回路
２１位相回転回路
２２主波レベル検出回路
２３遅延回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an apparatus used for signal transmission by an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system, and more particularly to an apparatus for estimating characteristics of a transmission path using FFT (Fast Fourier Transform) processing, and an OFDM signal demodulating apparatus including the apparatus. And a wraparound canceller.
[0002]
[Prior art]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a part for estimating transmission path characteristics in a conventional OFDM signal demodulating apparatus. An FFT (Fast Fourier Transform) window processing circuit 2 extracts a signal having a time corresponding to an effective symbol period from the received OFDM signal based on the symbol pulse from the synchronous reproduction circuit 1. In the FFT circuit 3, the signal is subjected to FFT processing and converted to the frequency domain. This frequency domain signal is hereinafter referred to as a carrier symbol. In the frequency characteristic calculation circuit 4, the frequency characteristic from the carrier symbol [Outside 1]

Get. Here, in the FFT window processing circuit 2, when there is a time difference τ between the effective symbol period and the FFT window position, the frequency characteristics

Is added with a linear phase component e ^−jωτ having a slope proportional to τ, which results in an amount of phase rotation proportional to the subcarrier frequency. Therefore, the phase characteristic gradient component extraction circuit 20 extracts the gradient s of the frequency phase characteristic with respect to the frequency axis. As a result, a time difference between the effective symbol period and the FFT window position is obtained as in the following equation.
[Expression 1]

The phase rotation circuit 21 ^{applies the} phase rotation e ^−jωτ applied to the carrier symbol by the time difference τ between the effective symbol period and the FFT window position, and the phase rotation of the opposite sign to the effective symbol period and the FFT. The linear phase component due to the time difference from the window position can be removed. In addition, since the frequency characteristic of the main wave has a constant amplitude and a phase of 0 in the band, the main wave level detection circuit 22 obtains the frequency characteristic of the main wave by averaging the frequency characteristics of the entire band. The divider 23 calibrates the amplitude component by dividing the frequency characteristic after correction of the phase characteristic by the frequency characteristic of the main wave.
[0003]
Next, means for extracting the phase gradient with respect to the frequency axis from the frequency phase characteristic in the phase characteristic gradient component extraction circuit 20 will be described. FIG. 6 is a diagram showing the principle of a phase characteristic gradient component extraction circuit used for conventional transmission line characteristic estimation. In general, the phase of the frequency characteristic f = i + jq at the frequency of the subcarrier transmitting each pilot symbol obtained by calculation is expressed by the following equation.
φ = atan (q, i) + 2nπ (2)
Here, atan is a function that returns the phase of i + jq from q and i, and takes a value of −π to π. n is an arbitrary integer and cannot be determined uniquely. Therefore, discontinuous points as shown in FIG. Therefore, after making this a continuous characteristic as shown in FIG. This phase continuation processing is performed assuming that the phase difference between subcarriers transmitting adjacent pilot symbols is equal to or less than a preset threshold value. When the threshold value is exceeded, it is not a phase characteristic but a discontinuity due to a difference in the value of n in Equation (2). Thus, by determining n in Equation (2) so that the phase difference between subcarriers transmitting pilot symbols is less than or equal to a threshold value, discontinuous points in the phase characteristics are smoothly connected.
[0004]
By approximating the phase characteristic that has been made continuous as described above with a linear function as shown in FIG. 6C using the least square method, the slope of the phase characteristic is extracted. Further, the extracted inclination is converted into a time difference between the effective symbol period and the FFT window position, and the phase rotation added to the frequency phase characteristic and the phase rotation of the opposite sign are added, thereby the effective symbol period and the FFT in the FFT window processing circuit 2 are added. The linear phase component of the frequency characteristic due to the time difference from the window position is removed (FIG. 6d). For details of the OFDM signal demodulator, refer to Japanese Patent Laid-Open No. 2000-295195 “OFDM Demodulator” and Japanese Patent Laid-Open No. 2000-341238 “wraparound canceller”.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
When the transmission path characteristics are estimated by the conventional technique, it is necessary to detect the slope component after performing the frequency phase characteristics continuation process in the process as described above. However, in such a continuation process, the phase difference between subcarriers transmitting adjacent pilot symbols is set to be equal to or less than a preset threshold value, so that the frequency phase characteristics by the transmission line are adjacent. If the above threshold value is exceeded between carriers, the continuation is not performed accurately, and as a result, the frequency phase characteristics are not corrected correctly due to the time difference between the effective symbol period and the FFT window position, and the channel characteristics are accurately estimated. There was a problem that could not be done.
[0006]
Furthermore, in the conventional method, when the estimation of the transmission path characteristics is realized by hardware such as a DSP, there is a conditional branch in the phase continuation process used when obtaining the time difference between the effective symbol period and the FFT window position. However, there is a problem that a bottleneck occurs in the pipeline processing and it cannot be operated at high speed.
[0007]
The object of the present invention is to extract only the frequency characteristic due to the time difference between the effective symbol period and the FFT window position, even when the distortion due to the transmission line is large, and to estimate the correct transmission line characteristic by correcting the extracted frequency characteristic. An object of the present invention is to provide a transmission path characteristic estimation apparatus that solves the problems in the conventional method. Another object of the present invention is to provide a transmission path characteristic estimation apparatus that operates at high speed when implemented by hardware. Another object of the present invention is to provide an OFDM demodulator having such a transmission path characteristic estimation apparatus. Still another object of the present invention is to provide a wraparound canceller having such a transmission path characteristic estimation device.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, a transmission path characteristic estimation apparatus according to the present invention includes a synchronous recovery circuit that recovers synchronization of a received OFDM signal, an FFT window processing circuit that extracts a signal in a period corresponding to an effective symbol period, FFT processing is performed on the effective symbol period of the OFDM signal extracted in the FFT window processing circuit, and the result is output; a frequency characteristic calculation circuit that calculates frequency characteristics from the carrier symbol output from the FFT circuit; and the frequency A delay circuit for adding a delay to the output of the characteristic calculation circuit, outputting a necessary component from the frequency characteristic signal output by the frequency characteristic calculation circuit, and extracting only a main wave component; and the delay circuit The output of the frequency characteristic calculation circuit is divided by the output of the time window filter processing circuit. Characterized in that it comprises a divider for correcting the road characteristics.
[0009]
【The invention's effect】
In this way, the correction of the frequency characteristic due to the time difference between the effective symbol period and the FFT window position and the correction of the amplitude / phase characteristic by the main wave component can be configured only by the time window filter and the divider. It is possible to operate the transmission path characteristic estimation device at high speed with a simple circuit configuration.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, OFDM signals are distributed into two systems and supplied to a synchronous reproduction circuit 1 and an FFT window processing circuit 2, respectively. The synchronous reproduction circuit 1 supplies the symbol pulse to the FFT window processing circuit 2. The output of the FFT window processing circuit 2 is supplied to the FFT circuit 3. The output of the FFT circuit 3 is supplied to the frequency characteristic calculation circuit 4. The output of the frequency characteristic calculation circuit 4 is distributed to two systems and supplied to the time window filter processing circuit 5 and the delay circuit 23, respectively. The delay circuit 23 gives the same delay as the delay time of the time window filter processing circuit 5 to the frequency characteristic signal supplied from the frequency characteristic calculation circuit 4 and supplies it to the divider 6. The output of the time window filter processing circuit 5 is supplied to the divider 6. The output of the divider 6 is output to the outside as the estimated transmission line characteristics. The operation of the OFDM demodulator of FIG. 1 configured as described above will be described in detail below.
[0011]
In FIG. 1, a synchronous recovery circuit 1 recovers the synchronization of an OFDM signal supplied from the outside, generates a symbol pulse indicating the head of an effective symbol period, and outputs the symbol pulse to the FFT window processing circuit 2. The FFT window processing circuit 2 determines a symbol position based on the symbol pulse supplied from the synchronous reproduction circuit 1 with respect to the OFDM signal supplied from the outside, sets an FFT window corresponding to an effective symbol period, and Extract a signal in an effective symbol period. When there is an error in the symbol pulse supplied here, a time difference is generated between the FFT window position set in the FFT window processing circuit 2 and the assumed FFT window position. This time difference τ adds a linear phase component expressed by the following equation (3) to the frequency phase characteristics of the transmission path to be estimated.
Δφ = -2πfτ (3)
Here, f indicates the frequency of the subcarrier. The FFT circuit 3 performs FFT processing on the signal of the effective symbol period extracted by the FFT window processing circuit 2 and outputs it as a carrier symbol to the frequency characteristic calculation circuit. The frequency characteristic calculation circuit calculates the frequency characteristic from the supplied carrier symbol and supplies the frequency characteristic to the time window filter processing circuit 5 and the delay circuit 23. The delay circuit 23 gives the same delay as the delay time of the time window filter processing circuit 5 to the frequency characteristic signal supplied from the frequency characteristic calculation circuit 4 and supplies it to the divider 6. The time window filter processing circuit 5 extracts the frequency characteristic of only the main wave by performing time window filter processing on the supplied frequency characteristic, and supplies it to the divider 6. The divider 6 divides the frequency characteristic calculated by the frequency characteristic calculation circuit 4 supplied from the delay circuit 23 by the frequency characteristic of only the main wave supplied from the time window filter processing circuit 5 to thereby obtain the transmission line characteristic. to correct.
[0012]
Next, a method for extracting the frequency characteristic of only the main wave in the time window filter processing circuit 5 will be described. FIG. 2 is a delay profile which is a time domain representation of the frequency characteristics supplied to the time window filter processing circuit 5 to illustrate the principle of setting the passband in the time window filter circuit 5 in FIG.

It is a graph which shows. Here, a filter having a time window on the delay profile as shown in FIG. 2 as a pass band is called a time window filter.
[Outside 4]

Where h (t) is a delay profile of only the transmission line, the following equation (4) is satisfied.
[Expression 2]

Further, in the frequency domain, the following equation (5) is satisfied.
[Equation 3]

Here, it is considered that the transmission path characteristics other than the main wave are not included in the time window t ₁ <t <t ₂ in FIG. In this case, since components other than the main wave are not included in the above range, by extracting this portion by filtering, the time difference τ between the effective symbol period and the FFT window in the FFT window processing circuit 2 of FIG. If t ₁ <τ <t ₂ , the amplitude and phase characteristics of the main wave represented by the following formula (6)

Can be obtained.
[Expression 4]

Therefore, the divider 6 in FIG.
[Outside 6]

[Outside 7]

By dividing by, the transmission path characteristic is obtained as in the following equation.
[Equation 5]

With respect to the time window in FIG. 2, since the main wave needs to be included between t ₁ <t <t ₂ , t ₁ , t ₂ so as to include the time difference τ between the FFT window and the effective symbol period. Set.
[0013]
The channel characteristic estimation according to the present invention can be performed by a filter and a divider, and high-speed operation by hardware is possible.
[0014]
FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the frequency characteristic calculation circuit 4 of FIG. The pilot extraction circuit 7 extracts only pilot symbols transmitted by OFDM subcarriers of a predetermined frequency from carrier symbols supplied from the outside, and supplies the extracted symbols to the divider 8. The pilot generation circuit 9 generates a pilot symbol having a known amplitude and phase transmitted by an OFDM subcarrier having a predetermined frequency and supplies the pilot symbol to the divider 8. The divider 8 divides the received pilot symbol supplied from the pilot extraction circuit 7 by a known pilot symbol supplied from the pilot generation circuit 9 to obtain a frequency characteristic of the transmission path, and an interpolation processing circuit. 10 is supplied. Since the frequency characteristic obtained here relates only to the value at the frequency of the pilot symbol, the interpolation processing circuit 10 interpolates the frequency characteristic supplied from the divider 8, and the frequency related to all OFDM subcarriers. Output to the outside as a characteristic. For details of the method for calculating the frequency characteristic from the received symbol, refer to the TV Society Technical Report Vol.20, No.53, PP.55-60 “Examination of Adaptive Equalization Method in OFDM Demodulation”.
[0015]
Next, an example in which the present invention is applied to a wraparound canceller will be shown. FIG. 4 is a block diagram showing a broadcast wave relay station using a wraparound canceller. At the relay station, the master station wave and the sneak wave transmitted from the own station and arriving via the sneak path 18 are synthesized and received. The received signal is input to the wraparound canceller 19 via the reception frequency conversion circuit 11. The sneak canceller 19 removes only a sneak wave and retransmits it through the transmission frequency conversion circuit 17.
[0016]
The operation in the wraparound canceller 19 of FIG. 4 will be described. The subtractor 12 subtracts a replica of the sneak wave generated by the adaptive filter circuit 14 from the reception signal supplied from the outside as will be described later, and supplies it to the bandpass filter 13. The band pass filter 13 filters the signal supplied from the subtractor 12 and supplies the signal to the adaptive filter circuit 14, the transmission path characteristic estimation circuit 15, and the outside. The transmission path characteristic estimation circuit 15 estimates transmission path characteristics including wraparound with respect to the signal supplied from the bandpass filter 13 and supplies the estimation result to the filter coefficient generation circuit 16. The filter coefficient generation circuit 16 calculates the transmission line characteristic of only the sneak path 18 based on the estimation result of the transmission path characteristic including the sneaking supplied from the transmission path characteristic estimation circuit 15 to generate a filter coefficient, and generates an adaptive filter. Supply to circuit 14. The adaptive filter circuit 14 uses the filter coefficient supplied from the filter coefficient generation circuit 16 to filter the signal supplied from the bandpass filter 13, generates a sneak wave replica, and supplies it to the subtractor 12.
[0017]
Here, the technique of the present invention can be applied to the transmission path characteristic estimation circuit 15 in FIG. In the wraparound canceller having the configuration of FIG. 4, the delay time difference between the master station wave and the head of the wraparound wave on the delay profile is equal to or longer than the delay time in the reception frequency conversion circuit 11, the bandpass filter 13, and the transmission frequency conversion circuit 17. It becomes. Therefore, the sum of the delay times in the reception frequency conversion circuit 11, the bandpass filter 13, and the transmission frequency conversion circuit 17 can be set as the pass bandwidth in the time window filter processing circuit 5 of FIG.
[0018]
In addition, when a multipath delay wave whose arrival time is close to the main wave exists in the pass band t ₁ <t <t ₂ extracted in the time window filter processing circuit 5, the main window extracted in the time window filter processing circuit 5. The wave component includes characteristics due to the multipath delayed wave. Therefore, since the master station wave including the multipath delayed wave is divided by the frequency characteristic extracted as the main wave by the divider 6 in FIG. 1, the estimated transmission path characteristic shows the arrival time difference from the master station wave. The delayed wave component in which τ _d is t ₁ <τ _d <t ₂ is removed. Thereby, in the filter coefficient generation circuit 16 of FIG. 4, the arrival time included in the master station wave is close to the main wave from the transmission path characteristic of only the sneak path generated from the transmission path characteristic including the sneak path supplied. It is possible to eliminate errors caused by delayed waves and improve the estimation accuracy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention.
2 is a graph showing the principle of setting a pass band in the time window filter circuit in FIG. 1. FIG.
3 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a frequency characteristic calculation circuit in FIG. 1. FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing an example of a configuration of a broadcast wave relay station using a wraparound canceller to which the present invention can be applied.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a part for estimating transmission path characteristics in a conventional OFDM signal demodulating apparatus.
FIGS. 6A to 6D are diagrams showing the principle of a phase characteristic gradient component extraction circuit used for conventional transmission line characteristic estimation;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Synchronous reproduction circuit 2 FFT window processing circuit 3 FFT circuit 4 Frequency characteristic calculation circuit 5 Time window

filter processing circuit

6, 8, 23 Divider 7 Pilot extraction circuit 9 Pilot generation circuit 10 Interpolation processing circuit 11 Reception frequency conversion circuit 12 Subtraction Device 13 band pass filter 14 adaptive filter circuit 15 transmission path characteristic estimation circuit 16 filter coefficient generation circuit 17 transmission frequency conversion circuit 18 sneak propagation path 19 sneak canceller 20 phase characteristic gradient component extraction circuit 21 phase rotation circuit 22 main wave level detection circuit 23 Delay circuit

Claims

A synchronous reproduction circuit for reproducing the synchronization of the received OFDM signal, an FFT window processing circuit for extracting a signal in a period corresponding to an effective symbol period, and an effective symbol period of the OFDM signal extracted by the FFT window processing circuit are subjected to FFT processing. An FFT circuit that outputs the result, a frequency characteristic calculation circuit that calculates a frequency characteristic from a carrier symbol output from the FFT circuit, a delay circuit that adds a delay to the output of the frequency characteristic calculation circuit, and the frequency A time window filter processing circuit that extracts necessary components from the output of the characteristic calculation circuit and extracts only the main wave component, and the transmission path characteristics are corrected by dividing the output of the delay circuit by the output of the time window filter processing circuit. A transmission path characteristic estimation apparatus comprising: a divider for performing transmission.

An OFDM signal demodulating device comprising the transmission path characteristic estimating device according to claim 1.

A wraparound canceller comprising the transmission path characteristic estimation device according to claim 1 and configured to remove a transmission path characteristic of a master station wave.