JP4132088B2

JP4132088B2 - 無線通信システムに用いられる加入者ユニット及び方法

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Publication number: JP4132088B2
Application number: JP54954898A
Authority: JP
Inventors: オーデンワルダー、ジョセフ・ピー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-05-14
Filing date: 1998-05-13
Publication date: 2008-08-13
Anticipated expiration: 2018-05-13
Also published as: FI123070B; CA2289231C; NO995530L; BR9809814A; DE69841391D1; IL158350A; CY1107741T1; CN1728575A; AU746537B2; EP2278727B1; CA2463381A1; HK1026786A1; FI122314B; CA2463381C; IL132456A0; JP2002508896A; CN1279702C; FI20050979A; CA2748611C; DE69838133T4

Description

Ｉ．発明の技術分野
本発明は無線通信システムにて用いられる加入者ユニット（subscriber unit）及び方法に関する。
ＩＩ．従来の技術
セルラ、衛星及び点から点への通信システムを含む無線通信システムは、変調された無線周波数（ＲＦ）信号を具備する無線リンクを使用して、２つのシステム間でデータを送信する。有線通信システムに比べ、優れた移動性及び基幹施設に関する必要事項が少ない等を含む様々な理由から、無線リンクの使用が望ましい。無線リンクの使用に関する１つの欠点は、利用できるＲＦ帯域が制限されていることからくる制限された通信容量である。この制限された通信容量は、配線の接続を追加することによりその容量が追加される有線の通信システムに対して対照的である。
ＲＦ帯域のこの制限された特質を認識した上で、無線通信システムが利用可能なＲＦ帯域を用いるときの効率を向上するために、様々な信号処理技術が開発された。このような帯域の効率的で一般に普及した信号処理技術の１つは、空中インターフェース標準に関するＩＳ−９５であり、これに派生する規格としてＩＳ−９５−Ａ及びＡＮＳＩＪ−ＳＴＤ−００８（以下、集合的にＩＳ−９５という）があり、これらは遠距離通信産業境界（ＴＩＡ）より公布され、主にセルラ遠距離通信システムにおいて使用されている。このＩＳ−９５標準規格は、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）信号変調技術を導入し、同一ＲＦ帯域で多重通信を同時に行う。広範な電力制御と組み合わせたとき、同一帯域で多重通信を行うことは、他の無線遠距離通信技術に比べて、とりわけ周波数の再使用を増やすことにより、無線通信システム内で行うことができる他の通信及び発呼の総合的な回数が増加される。多重アクセス通信システム内でのＣＤＭＡ技術の使用については、米国特許第４、９０１、３０７号（名称：SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS）、及び米国特許第５、１０３、４５９号（名称：SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM）に開示され、これら特許はともに本発明の譲渡人に譲渡され、参考としてこの明細書に組み込まれている。
図１はセルラ電話システムを非常に簡単に示すもので、ＩＳ−９５標準に従って構成されたシステムである。動作に関して、加入者ユニットのセット１０ａ〜ｄは、ＣＫＭＡ変調されたＲＦ信号を用いる１つ又は複数の基地局１２ａ〜ｄとの１つ又は複数のＲＦインターフェースを構成することにより、無線通信を行う。基地局１２と加入者ユニット１０の間の各ＲＦインターフェースは、基地局１２から送信されるフォワードリンク信号（forward link signal）、及び加入者ユニットから送信されるリバースリンク信号（reverse link signal）を具備する。これらのＲＦインターフェースを使用した他のユーザとの通信は、移動電話スイッチングオフィス（ＭＴＳＯ）１４及び公衆スイッチ電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）１６を介して一般に行われる。基地局１２間と、ＭＴＳＯ１４及びＰＳＴＮ１６のリンクは通常、配線を介して形成されるが、他のＲＦ又はマイクロ波リンクも知られている。
ＩＳ−９５標準にしたがって、各加入者ユニット１０は、複数のレートセットのセットから選択されたレートセットに応じて、最高で９．６又は１４．４ｋビット／秒のデータレートで、ユーザデータは単一チャンネル、非コヒーレント、リバースリンク信号を介して送信される。非コヒーレントなリンクは、位相情報が受信システムにより使用されないリンクの中の１つである。コヒーレントなリンクは、処理中に受信器が搬送波信号位相の情報を活用するリンクの中の１つである。この位相情報は一般にパイロット信号（pilot signal）の形式をとり、送信されたデータから推測できる。ＩＳ−９５標準は、フォワードリンクについて用られ、各々６４チップを具備する６４のWalshコードのセットを発呼する。
ＩＳ−９５で規定されているように、最高で９．６又は１４．４ｋビット／秒のデータレートを有する単一チャンネルの非コヒーレントなリバースリンク信号は、代表的な通信がデジタル化された音声又はファクシミリのような低いレートのデジタルデータを含む無線セルラ電話システムについてよく研究されている。８０までの加入者ユニット１０が各々割り当てられた１．２２８８ＭＨｚの帯域の基地局１２と通信できるシステムにおいて、各加入者ユニット１０から送信に必要なパイロットデータを提供すことは、加入者ユニット１０が互いに干渉しあう可能性を高めるので、非コヒーレントなリバースリンクが選択された。又、９．６又は１４．４ｋビット／秒のデータレートで、ユーザデータ送信電力に対するあらゆるパイロットデータの送信電力の比はかなりなものであるから、加入者ユニット間の干渉が増加する。一度に１つのみのタイプの通信に従事することは、有線電話の使用に合致し、現在の無線セルラ通信が基本とする典型であり、又、単一チャンネルを処理する場合の複雑性は、複数チャンネルを処理する場合に比べ少ないという理由で、単一チャンネルリバースリンク信号の使用が選択された。
デジタル通信が発展するにつれ、対話的ファイル閲覧性及びビデオ遠距離会議のような用途に用いられるデータを無線送信する需要は、益々増加している。この増加により、無線通信システムが使用される方法、及び関係するＲＦインターフェースが行われる状況が変化している。又、音声情報の送信におけるエラーに比べて、送信データ中のエラーをあまり許容できない送信には、更なる信頼性が要求される。さらに、データタイプの数が増加すると、複数タイプのデータを同時に送信する必要性が高まる。例えば、音声又はビデオインターフェースを維持しながら、データファイルを交換する必要がある場合がある。又、加入者ユニットからの送信レートが増加するにつれ、基地局と通信する加入者ユニット１０の単位ＲＦ帯域あたりの数は減少し、高いデータ送信レートにより、基地局のデータ処理は、より少ない加入者ユニット１０に対応できるものとなる。例えば、現在のＩＳ−９５リバースリンクは、これら全ての変更に対して理想的には適合していない。従って、本発明の目的は、複数タイプの通信が可能で、高いデータレート及び高い帯域利用効率のＣＤＭＡインターフェースの提供に関する。
発明の概要
本発明は、無線通信システム内で使用される加入者ユニット又は他の送信器を提供し、この加入者ユニットは、情報データの複数の情報源と、前記情報データをエンコードするエンコーダと、複数の制御データ源と、及び搬送波信号上の送信について各々異なる変調コードを有する、１又は複数の制御源からの制御データ及びエンコードされた情報データを変調する変調器とを具備し、前記変調器は１つの情報源からのエンコードされた情報データと、送信出力される前のエンコードされた制御データとを結合するよう構成される。
又本発明は、無線通信システムで用いられる基地局又は他の受信器を提供し、前記基地局は、搬送波信号を受信し該信号から、各々異なる変調コードにより変調され、複数の情報源からのエンコードされた制御データ及び複数の制御源からの情報データを抽出する受信器と、エンコードされた情報データ及び制御データを、それら各々異なる変調コードから復調する復調器、及びエンコードされた情報及び制御データをデコードするデコーダを具備し、前記受信器で抽出される１又は複数の前記制御データは各々異なる変調コードにより変調されており、１つの前記情報源からの前記エンコードされた情報データは、前記エンコードされた制御データと結合されている。
更に本発明は、制御データ、基礎データ、及び追加データを加入者ユニットのセットの中の第１加入者ユニットから、前記加入者ユニットのセットと通信を行う基地局に送信する方法であって、ａ）前記追加データを第１のWalshコードを用いて変調し、ｂ）前記基礎データを第２のWalshコードを用いて変調し、ｃ）前記制御データを第３のWalshコードを用いて変調し、前記第１のWalshコードは前記第２のWalshコードより短く、前記第２のWalshコードは前記第３のWalshコードより短い。
更に本発明は、無線通信システム内で用いられる、加入者ユニットからデータを送信する方法であって、複数の情報源から情報データを獲得し、該情報データをエンコードし、複数の制御源から制御データを獲得し、該エンコードされた情報データ及び前記制御データを、搬送波信号上の送信を目的として、各々異なる変調コードにより変調し、１情報源からの前記エンコードされた情報データは、送信出力される前に、前記エンコードされたコードデータと結合される。
本発明の一実施例によれば、各々ゲイン調整された加入者チャンネルのセットが、直交波形周期あたり少ない数のＰＮ伸長チップを有する直交サブチャンネルコードのセットの使用を介して形成される。１つの送信チャンネルを介して送信されるデータは、低いコードレートエラー訂正でエンコードされ、他のサブチャンネルコードを用いて変調されデータと加算される。その結果の加算されたデータはユーザロングコード及び擬似ランダム伸長コード（ＰＮコード）を用いて変調され、送信用に周波数情報変換される。短い直交コードの使用は干渉を抑え、又、広範なエラー訂正コーディング及び時間ダイバーシティのための反復を可能とし、地上の無線システムにおいて一般に生じるRaleighフェーディングを克服する。本発明の一実施例において、サブチャンネルコードのセットが各々他のセットに対して直交している４つのWalshコード、及び１持続期間の４チップを具備する。少ない数（例えば４つ）のサブチャンネルの使用が、短い直交コードの使用が可能なるので好ましいが、大きな数のチャンネルの使用、従って長いコードの使用も本発明の範囲に含まれる。本発明の他の実施例において、各チャンネルコード内のチップの長さ又は数は異なり、更にピーク／平均送信電力を減少する。
本発明の好適実施例において、パイロットデータは１つの第１送信チャンネルを介して送信され、電力制御データは第２の送信チャンネルを介して送信される。残りの２つの通信チャンネルはユーザデータ又は指示データ等の特定されないデジタルデータの送信用に用いられる。一実施例において、特定されない２つの送信チャンネルはクワドラチャーチャンネル上のＢＰＳＫ変調及び送信用に構成される。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、木的及び効果は、図面を参照して詳細な説明された本発明の実施例により明確に示される。これらの図面を通して同一の参照符号は同一要素を示す。
図１はセルラ電話システムのブロック図。
図２は本発明の一実施例に従って構成された加入者ユニット及び基地局を示すブロック図。
図３は本発明の一実施例に従って構成されたＢＰＳＫチャンネルエンコーダ及びＢＱＰＳＫチャンネルエンコーダを示すブロック図。
図４は本発明の一実施例に従って構成された送信信号処理システムを示すブロック図。
図５は本発明の一実施例に従って構成された受信処理システムを示すブロック図。
図６は本発明の一実施例に従って構成されたフィンガー処理システムのブロック図。
図７は本発明の一実施例に従って構成されたＢＰＳＫチャンネルデコーダ及びＱＰＳＫチャンネルデコーダを示すブロック図。
図８は本発明の一実施例に従って構成された送信信号処理システムを示すブロック図。
図９は本発明の一実施例に従って構成されたフィンガー処理システムを示すブロック図。
図１０は本発明の一実施例に従って構成された送信信号処理システムを示すブロック図。
図１１は本発明の一実施例に従って構成されたときの基礎チャンネルについて実行されるコーディングを示すブロック図。
図１２は本発明の一実施例に従って構成されたときの基礎チャンネルについて実行されるコーディングを示すブロック図。
図１３はは本発明の一実施例に従って構成されたときの追加チャンネルにて実行されるコーディングを示すブロック図。
図１４はは本発明の一実施例に従って構成されたときの制御チャンネルについて実行されるコーディングを示すブロック図。
好適実施例の詳細な説明
高速ＣＤＭＡ無線通信に用いる新規で改良された方法及び装置が、セルラ遠距離通信システムのリバースリンク無線通信において説明される。本発明はセルラ電話システムの多点から点へのリバースリンク送信内において適用できるが、本発明はフォワードリンク送信においても同様に適用できる。更に、本発明は、衛星ベースの無線通信システム、点から点への無線通信システム、及び同軸または他の広帯域ケーブルを介した無線周波数送信システム等の他の無線通信システムにも効果がある。
図２は加入者ユニット１００及び基地局１２０として構成される送受信システムのブロック図である。第１セットのデータ（ＢＰＳＫデータ）は、ＢＰＳＫチャンネルエンコーダ１０３により受信され、このエンコーダは変調器１０４によってＢＰＳＫ変調を実行するために構成されるコードシンボル列を発生する。第２セットのデータ（ＱＰＳＫ）はＰＳＫチャンネルエンコーダ１０２によって受信され、このエンコーダは変調器１０４によってＱＰＳＫ変調を実行するために構成されるコードシンボルを発生する。変調器１０４は又、電力制御データ及びパイロットデータを受信する。これらのデータは、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術に従ってＢＰＳＫ及びＱＰＳＫでエンコードされたデータであって、ＲＦ処理システム１０６によって受信される変調シンボルのセットを発生する。ＲＦ処理システム１０６は変調シンボルのセットを濾波し、更にアンテナ１０８を用いて基地局１２０への送信用搬送波周波数に周波数上昇変換する。単一の加入者ユニット１００のみが示されているが、複数の加入者ユニットが基地局１２０と通信することができる。
基地局１２０内で、ＲＦ処理システム１２２は、アンテナ１２１により送信されたＲＦ信号を受信し、帯域濾波、ベース帯域への周波数減少変換を実行する。復調器１２４はデジタル化された信号を受信し、ＣＤＭＡ技術に従った復調を実行し、電力制御、ＢＰＳＫ、及びＱＰＳＫソフト決定データを生成する。ＢＰＳＫチャンネルデコーダ１２８は、復調器１２４で受信したＢＰＳＫソフト決定データをデコードし、最適に見積もられたＢＰＳＫデータを生成し、そして、ＱＰＳＫチャンネルデコーダ１２６は復調器１２４により受信されたＱＰＳＫソフト決定データをデコードし、最適に見積もられたＱＰＳＫデータを生成する。最適に見積もられた第１及び第２のデータのセットは、更なる処理、つまり次の目的のために提供できるようになり、加入者ユニット１００にデータを送信する場合に用いるフォワードリンクチャンネルの送信電力を調整するために直接またはデコードの後に用いられる受信電力制御データの処理に用いられる。
図３は本発明の実施例に係るＢＰＳＫチャンネルエンコーダ１０３及びＱＰＳＫチャンネルエンコーダ１０２のブロック図である。ＢＰＳＫチャンネルエンコーダ１０３内で、ＢＰＳＫデータはＣＲＣチェック加算発生器１３０により受信され、この発生器は第１セットデータの各２０ｍｓフレームについて、チェック加算を発生する。ＣＲＣチェック加算が付加されたデータフレームはテールビット発生器１３２により受信され、この発生器は８つのロジック０を含む各フレームのテールビットを付加し、デコード処理の最後での周知のデータ状態を提供する。コードテールビット及びＣＲＣＭチェック加算を含むこのフレームは、一般的なエンコーダ１３４により受信される。このエンコーダ１３４は圧縮長（Ｋ）９、レート（Ｒ）１／４コンボリューションエンコード（convolutional encoding）を実行し、その結果、コードシンボルをエンコーダ入力レート（Ｅ_R）の４倍のレートで発生する。または、他のエンコードレートとしてレート１／２でもよいが、他の複雑な処理実行特性のためにはレート１／４の使用が望ましい。ブロックインターリーバ（block interleaver）１３６はコードシンボル上のビットインターリーブを実行し、高速フェード（fast fading）環境において更に信頼性のある送信を目的とする時間ダイバーシティ（diversity）を提供する。インターリーブされた結果的なシンボルは、可変開始点リピータ（variable starting point repeater）１３８により受信される。このリピータはインターリーブされたシンボル列を十分な回数Ｎ_Rだけ繰り返し、一定レートのシンボル列を提供する。このシンボル列は一定数のシンボルを有する出力フレームに対応する。シンボル列を繰返すことは又、フェードを克服するためのデータの時間ダイバーシティを増加する。この実施例において、一定数のシンボルは、各フレームについて６１４４のシンボルに等しく、毎秒３０７．２キロシンボル（ｋｓｐｓ）のシンボルレートとなる。また、リピータ１３８は異なる開始点を用いて、各シンボル列について反復を開始する。フレームあたり６１４４シンボルを発生する場合に必要なＮ_Rの値が整数ではない場合、最終的な反復はシンボル列の一部分についてのみ行われる。反復シンボルの結果的なセットはＢＰＳＫマッパー（mapper）１３９により受信される。このマッパーはＢＰＳＫ変調を実行するための＋１及び−１の値のＢＰＳＫコードシンボル列（ＢＰＳＫ）を発生する。又は、リピータ１３８はブロックインターリーバ１３６が各フレームについて同数のシンボルを受信するように、ブロックインターリーバ１３６の前に配置してもよい。
ＱＰＳＫチャンネルエンコーダ１−２内で、ＱＰＳＫデータはＣＲＣチェック加算発生器１４０にて受信される。この発生器は各２０ｍｓフレームについてチェック加算を発生する。ＣＲＣチェック加算を含むフレームは、コードテールビット（Full Rate）発生器１４２にて受信され、この発生器はフレーム末尾にロジック０の８テールビットのセットを付加する。これでコードテールビット及びＣＲＣチェック加算を含むフレームは、コンボリューションエンコーダ１４４にて受信され、このエンコーダはＫ＝９、Ｒ＝１／４コンボリューションエンコードを行うことにより、エンコーダの入力レート（Ｅ_R）の４倍のレートにてシンボルを発生する。ブロックインターリーバ１４６はシンボルについてビットインターリーブを行い、その結果のインターリーブされたシンボルは可変開始点リピータ１４８にて受信される。可変開始点リピータ１４８は、各反復の１シンボルシーケンス内の異なる開始点を用いて、インターリーブされたシンボルシーケンスを十分な回数Ｎ_Rだけ繰返し、各フレームについて１２２８８シンボルを発生し、毎秒６１４．４キロシンボル（ｋｓｐｓ）のコードシンボルレートを達成する。Ｎ_Rが整数ではないとき、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部分についてのみ行われる。その結果生じる反復されたシンボルはＱＰＳＫマッパー１４９により受信され、このマッパーは非同期ＱＰＳＫコードシンボル列の＋１及び−１の値（ＱＰＳＫ_I）、及びクワドラチャー位相（quadrature-phase）のＱＰＳＫコードシンボル列の＋１及び−１の値（ＱＰＳＫ_Q）を具備するＱＰＳＫ変調を実行するために構成されたＱＰＳＫコードシンボル列を発生する。又は、リピータ１４８は、ブロックインターリーイバ１４６が各フレームについて同数のシンボルを受信するように、ブロックインターリバ１４６の前に配置してもよい。
図４は本発明の実施例に係る図２の変調器１０４のブロック図である。ＢＰＳＫチャンネルエンコーダ１０３からのＢＰＳＫシンボルは、WalshコードＷ₂により、乗算器１５０ｂを用いて各々変調され、ＱＰＳＫチャンネルエンコーダ１０２からのＱＰＳＫ_I及びＱＰＳＫ_Qシンボルは、各々WalshコードＷ₃により乗算器１５０ｃ及び１５４ｄを用いて変調される。電力制御データ（ＰＣ）はWalshコードＷ₁により乗算器１５０ａを用いて変調される。ゲイン調整１５２はパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ）を受信する。このデータはプラスの電圧に関するロジックレベルを具備し、ゲイン調整係数Ａ₀に従って増幅度を調整する。ＰＩＬＯＴ信号はユーザデータを何も提供しないが、基地局に位相及び振幅情報を提供する。これにより、残りのサブチャンネル上で搬送されるデータをコヒーレントに復調し、結合処理用にソフト決定データをスケール（scale）する。ゲイン調整１５４はWalshコードＷ₁変調の電力制御データをゲイン調整係数Ａ₁に従って調整し、ゲイン調整１５６はWalshコードＷ₂変調のＢＰＳＫチャンネルデータを増幅変数Ａ₂に従って調整する。ゲイン調節１５８ａ及びｂは非同期及びクワドラチャ位相のWalshコードＷ₃変調のＱＰＳＫシンボルを、ゲイン調整係数Ａ₃に従って繰り返し調整する。本発明の実施例において用いられる４つのWalshコードを表Ｉに示す。

当業者には明らかなように、Ｗ₀コードは効果的に全く変調せず、これは図示されるパイロットデータの処理に一致する。電力制御データはＷ₁コード、Ｗ₂コードを有するＢＰＳＫデータ、及びＷ₃コードを有するＱＰＳＫデータを用いて変調される。適切なWalshコードを用いて一度変調されると、パイロット、電力制御データ及びＢＰＳＫデータは後述するように、ＢＰＳＫ技術に従って送信され、ＱＰＳＫデータ（ＱＰＳＫ_I及びＱＰＳＫ_Q）がＱＰＳＫ技術に従って送信される。尚、如何なる直交チャンネルも必要なく、唯一のユーザチャンネルが提供される４つのWalshコード中の３つのみの使用が、本発明の他の実施例では適用される。
短いコードの使用は、チップをシンボルあたり僅かしか発生せず、従って長いWalshコードの使用を導入するシステムに比べると、より広範囲なコード化及び反復が可能となる。更に広いこのコード化及び反復は、地上通信システムにおけるエラーの主なソースであるRaleighフェーディングに対する保護を提供する。他の数のコード及びコード長の使用も本発明の範囲に含まれるが、より長いセットのWalshコードの使用により、フェーディングに対するこの向上した保護性は減少する。４チップコードの使用が最適と考えられる。なぜなら、４チャンネルは以下に示すように、短いコード長を維持するとともに、様々なタイプのデータの送信について十分な柔軟性を与えるからである。
加算器１６０は、ゲイン調整１５２、１５４、１５６及び１５８ａからの結果的な振幅調整された変調シンボルを加算し、加算された変調シンボル１６１を発生する。ＰＮ伸長コード（spreading code）ＰＮ_I及びＰＮ_Qは、乗算器１６２ａ及びｂを用いて長いコード１８０を有する乗算を介して伸長される。乗算器１６２ａ及び１６２ｂにより提供される結果的な擬似ランダムコードは、複雑な乗算を介して、加算された変調シンボル１６１、及びゲイン調整されたクワドラチャー位相のシンボルＱＰＳＫ_Q１６３を、乗算器１６４ａ〜ｄ及び加算器１６６ａ及びｂを用いて変調する場合に用いられる。結果的な同位相ターム（term）Ｘ_I及びクワドラチャー位相のタームＸ_Qは濾波され（図示されず）、ＲＦ処理システム１０６内の搬送波周波数に周波数上昇変換される。これは乗算器１６８及び同位相及びクワドラチャー位相の正弦波を用いて極めて簡単な形で示されている。オフセットＱＰＳＫ周波数上昇変換も、本発明の代替えの実施例として使用できる。結果的な同位相及びクワドラチャー位相の周波数上昇変換された信号は、加算器１７０を用いて加算され、マスターゲイン調整Ａ_Mに従ってマスターアンプ１７２により増幅され、信号ｓ（ｔ）を発生し、この信号は基地局１２０に送信される。本発明の好適実施例において、この信号は伸長され、１．２２８８ＭＨｚ帯域に濾波され、現在のＣＫＭＡチャンネルの帯域幅との互換性が維持される。
データを送信できる複数の直交チャンネルにより、ならびに入力高データレートに応答して行われる反復Ｎ_Rのデータ量を減少する可変レートリピータを使用することにより、上記した送信信号処理の方法及びシステムは、単一の加入者ユニット又は他の送信システムがデータを様々なデータレートで送信することが可能となる。特に、図３の可変開始点リピータ１３８又は１４８により実行される反復Ｎ_Rのレートを減少することにより、益々高いエンコード入力レートＥ_Rが可能となる。代替えの実施例としては、レート１／２コンボリューションエンコードを２だけ増加した反復Ｎ_Rのレートにより実行する。様々なレートの反復（Repetition）Ｎ_RによりサポートされたエンコードレートＥ_R及びＢＰＳＫチャンネル及びＱＰＳＫチャンネル用の１／４及び１／２に等しいエンコードレートＲの例を表ＩＩ及びＩＩＩに各々示す。

表ＩＩ及びＩＩＩは、シーケンス反復Ｎ_Rの回数を調整することにより、該データ送信レートから、ＣＲＣコードテールビット及び他のオーバーヘッド情報の送信に必要となる定数を差し引いたレートに一致するエンコーダー入力レートＥ_Rとしての高データレートを含む広範で様々なデータレートをサポートできることを示している。又、表ＩＩ及びＩＩＩに示すように、ＱＰＳＫ変調はデータ送信レートを増加する場合に用いることができる。共通に使用されると予想されるレートは、”高レート７２（High Rate-７２）”、”高レート-３２”のように示されている。高レート７２、高レート６４、及び高レート３２は７２、６４及び３２ｋｂｐｓのトラフィックレート（traffic rate）を有し、更に３．６，５．２、及び５．２ｋｂｐｓのレートを各々有する信号及び他の制御データにマルチプレックス（multiplex）される。レートＲＳ１−フルレート（full rate）及びＲＳ２−フルレートは、ＩＳ−９５に従う通信システムで用いられるレートに対応し、従って互換性を目的とした実質的な使用を実施するものとして記載されている。ヌルレート（null rate）は、信号ビットの送信で、フレームの削除を示すために用いられ、これもまたＩＳ−９５標準の一部である。
データ送信レートは、反復レートＮ_Rの減少を介して送信レートを追加的に、又はその代わりに増加することにより実行される２つ又はそれ以上の複数直交チャンネル上に同時にデータを送信することで、増加させることができる。例えば、マルチプレクサ（図示されず）は単一のデータソースを、複数のデータサブチャンネル上に送信される複数のデータソースに分割できる。従って、総合送信レートは、受信システムの信号処理能力を超えない範囲及びエラー率が許容範囲を超えない範囲で、又は送信システムの最高出力の範囲内で、高レートな特定チャンネル上での送信、又は複数チャンネル上で同時に実行される複数送信のどちらか又は両方により増加させることができる。
複数チャンネルを提供することでも、異なるタイプのデータ送信における柔軟性を高めることができる。例えば、ＢＰＳＫチャンネルは音声情報のために指定することができ、ＱＰＳＫチャンネルはデジタルデータの送信のために指定できる。この実施例は、低いデータレートの声のような時間感知データの送信用に１チャンネルを指定することにより、及び他のチャンネルをデジタルファイルのような時間をほとんど感知しないデータの送信用に指定することにより、更に一般的になる。この実施例において、インターリーブは、時間に関係しないデータ用の大きなブロック内で実行することができ、更に時間ダイバーシティが増加される。他の実施例では、ＢＰＳＫチャンネルは主要なデータ送信を実行し、ＱＰＳＫチャンネルはオーバーフロー送信を実行する。直交Walshコードの使用により、加入者ユニットから送信されるチャンネルのセットの中のあらゆる干渉が除去又は大幅に減少され、従って基地局でのそれら正常な反復に必要な送信エネルギが最小限となる。
受信局での処理能力を向上するために、及び加入者ユニットの高い送信能力を使用できる程度を増加するために、パイロットデータも又１つの直交チャンネルを介して送信される。パイロットデータを使用して、リバースリンク信号の位相オフセットを判断し、取り除くことにより、コヒーレントな処理が受信システムにて実行される。又、このパイロット信号は、レーキ（rake）受信器において結合される前に、異なる時間遅延により受信された複数経路信号に対して最適に重み付けする場合に使用できる。一度位相オフセットが取り除かれると、及び複数経路信号が適切に重み付けされると、複数信号チャンネルを結合することができ、リバースリンク信号は、適切な処理のために受信されなければならない電力を減少する。この所要受信電力の減少により、正常に処理される送信レートを高め、又はリバースリンク信号のセットの間での干渉を減少できる。より高い送信レートの状況では追加的な幾らかの送信電力がパイロット信号の送信に必要となるが、総合リバースリンク信号電力に対するパイロットチャンネル電力との比率は、関係する低いデータレートのデジタル音声データ送信のセルラシステムでの比率より実質的に低い。従って、高データレートＣＤＭＡシステムにおいて、コヒーレントなリバースリンクの使用により達成されるＥｂ／Ｎ０ゲインは、各加入者ユニットからパイロットデータを送信する場合に必要な追加的電力より重要な項目である。
ゲイン調整１５２〜１５８ならびにマスターアンプ１７２の使用により、送信システムが様々な無線チャンネル状況、送信レート、及びデータタイプに適合し、上記システムの高送信能力が利用できるようになる程度を更に増加する。特に、適切な受信に必要なチャンネル送信電力は、他の直交チャンネルとは独立している様式で、時間により及び状況の変化により変化する。例えば、リバースリンク信号の初期の獲得の間、パイロットチャンネルの電力は、基地局での検出及び同期化を容易にするために、増加する必要がある場合が有る。しかし、リバースリンク信号が獲得されると、パイロットチャンネルの所要送信電力は減少し、加入者ユニットの移動率を含む様々な要因に依存して変化する。従って、ゲイン調整係数Ａ₀の値は、信号獲得中に増加し、通信中は減少する。他の例において、エラーに影響されない情報がフォワードリンクを介して送信されるとき、又はフォワードリンク送信が行われる環境がフェード状況になりがちな場合、ゲイン調整係数Ａ₁は、低いエラーレートの電力制御データを送信する必要性が減少するにつれて減少する。好適に、電力制御調整が必要ないときはいつでも、ゲイン調整係数Ａ₁は０に減少される。
本発明の他の実施例において、各直交チャンネル又は全リバースリンク信号のゲインを調整する能力は、基地局１２０又は他の受信システムが、フォワードリンク信号を介して送信された電力制御コマンドを用いて、チャンネルの又は全リバースリンク信号のゲイン調整を変更可能とすることにより、更に向上する。特に、基地局は、特定チャンネル又は全リバースリンク信号の送信電力が調整されることを要求する電力制御情報を送信できる。このことは、デジタル化された音声及びデジタルデータのようなエラーに対して異なる感度を有する２つのタイプのデータが、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫチャンネルを介して送信されるときを含む多くの場合で効果がある。この場合、基地局１２０は２つの関係するチャンネルについて、異なる目標エラーレートを確立する。チャンネルの実際のエラーレートが目標エラーレートを超えている場合、基地局は加入者局ユニットに、実際のエラーレートが目標エラーレートに達するまで、そのチャンネルのゲイン調整を減少するよう指示する。これは結果的に、１つのチャンネルのゲイン調整係数が他のチャンネルに比べ増加することになる。即ち、更にエラーに敏感なデータに関連するゲイン調整係数は、より感度の低いデータに関するゲイン調整係数に比べ、増加することになる。他の例では、全リバースリンクの送信電力は、フェード状況又は加入者ユニット１００の移動により、調整を必要とする場合が有る。このような場合、基地局１２０は単一の電力制御コマンドの送信を介して、そのように調整することができる。
従って、４つの直交チャンネルのゲインが独立して調整できるようにすることで、ならびに互いに関連付けされることで、リバースリンク信号の総合送信電力は、パイロットデータ、電力制御データ、信号データ、又は異なるタイプのユーザデータのような各データタイプの正常な送信に必要なだけの最小限の値に維持される。更に、正常送信は各データタイプについて異なって定義できる。最小の所要電力で送信することで、加入者ユニットの有限の送信電力能力において、最も大量のデータが基地局に送信できるようになり、又、加入者ユニット間の干渉が減少される。この干渉の減少は、全ＣＤＭＡ無線セルラシステムの全通信能力を増加する。
リバースリンク信号に用いられる電力制御チャンネルにより、加入者ユニットが電力制御情報を基地局へ毎秒８００の電力制御ビットのレートを含む様々のレートで送信できるようになる。本発明の好適実施例において、電力制御ビットは基地局に、加入者ユニットへの情報送信に用いられるフォワードリンクトラフィックチャンネルの送信電力を増加又は減少するよう指示する。ＣＤＭＡシステム内で機敏な電力制御を有することは一般に有用であるが、データ送信を含む高いデータレートの通信の状況では特に効果がある。なぜならば、デジタルデータはエラーに更に敏感で、高速送信によりデータの大部分が短いフェード状況の間でも失われるからである。高速リバースリンク送信が高速フォワードリンク送信に伴うのであれば、リバースリンク上に電力制御の機敏な送信を与え、ＣＤＭＡ内無線遠距離通信システムにおける高速通信が容易になる。
本発明の代替えの実施例では、特定Ｎ_Rにより定義されたエンコーダ入力レートＥ_Rのセットが、特定なタイプのデータを送信する場合に用いられる。つまり、最大エンコーダ入力レートＥ_R又は低いエンコーダ入力レートＥ_Rのセットで送信できる（関係するＮ_Rはその結果調整される）。この発明の好適実施例において、最大レートはＩＳ−９５に従う無線通信システムに用いられる最大レートに一致する。これは前述の表ＩＩ及びＩＩＩでＲＳ１フルレート及びＲＳ２フルレートとして示され、各々更に低いレートは１／２ずつ低いレートで、フルレート、ハーフレート（Half Rate）、１／４レート（Quarter Rate）、及び１／８レート（Eighth Rate）のセットを構成する。表ＩＶ内に提供されるＢＰＳＫチャンネル内のレートセット１及びレートセット２については、Ｎ_Rの値を有するシンボル反復レートを増加することにより発生される更に低いデータレートが好ましい。

ＱＰＳＫチャンネルの反復レートはＢＰＳＫチャンネルの２倍である。
本発明の実施例において、フレームのデータレートが以前のフレームに対して変化するとき、フレームの送信電力は、送信レートの変化に応じて調整される。即ち、低いレートのフレームが高速レートフレームの後に送信されるとき、そのフレームが送信される送信チャンネルの送信電力は、送信レートの減少に比例して、低いレートのフレームについて減少する。この逆も同様である。例えば、フルレートフレームの送信中に、あるチャンネルの送信電力が送信電力Ｔの場合、次のハーフレートフレームの送信中の送信電力は、送信電力Ｔ／２である。この送信電力の減少は好適に、該フレームの全期間を通して送信電力を減少することにより行われるが、幾らかの冗長情報を”削除（blanked out）”されるように、送信デューティサイクルを減少することによっても実行することができる。いずれの場合でも、送信電力の調整は閉ループ電力制御メカニズムと組み合わせて行われ、それによって、送信電力は基地局から送信された電力制御データに応答して更に調整される。
図５は図２の本発明によるＲＦ処理システム１２２及び復調器１２４のブロック図である。乗算器１８０ａ及び１８０ｂはアンテナ１２１から受信した信号を、同位相正弦波及びクワドラチャー位相正弦波を用いて周波数減少変換し、同位相受信サンプルＲ_I及びクワドラチャー位相受信サンプルＲ_Qを各々発生する。尚、ＲＦ処理システム１２２は非常に簡略して示されており、それらの信号は周知の技術に従ってマッチ濾波（match filtered）される（図示されず）。受信サンプルＲ_I及びＲ_Qは復調器１２４内のフィンガー復調器（finger）１８２に供給される。各フィンガー復調器１８２は、リバースリンク信号の各インスタンス（instance）が複数経路事象を介して発生され、加入者ユニット１００により送信されたリバースリンク信号のインスタンスを入手できる場合、そのようなインスタンスを処理する。３つのフィンガー復調器が示されているが、単一フィンガー復調器１８２の使用を含み、フィンガー処理の他の数の使用も本発明に含まれる。各フィンガー復調器１８２は、電力制御データ、ＢＰＳＫデータ、及びＱＰＳＫ_Iデータ及びＱＰＳＫ_Qデータを具備するソフト決定データのセットを生成する。ソフト決定データの各セットは、対応するフィンガー復調器１８２内で（他の実施例では結合器１８４内で実行できる）時間調整される。結合器１８４はフィンガー復調器１８２から受信したソフト決定データのセットを加算し、電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ_I及びＱＰＳＫ_Qソフト決定データの単一のインスタンスを生成する。
図６は図５の本発明の実施例に係るフィンガー復調器１８２のブロック図である。Ｒ_I及びＲ_Q受信サンプルは、先ず、処理されるリバースリンク信号の特定のインスタンスの送信経路により導かれた遅延量に従って、時間アジャスト１９０を用いて時間調整される。ロングコード２００は乗算器２０１を用いて擬似ランダム伸長コードＰＮ_I及びＰＮ_Qと混合され、その結果のロングコード変調されたＰＮ_I及びＰＮ_Q伸長コードの複素共役は、乗算器２０２及び加算器２０４を用いて、時間調整されたＲ_I及びＲ_Q受信サンプルと複素乗算され、タームＸ_I及びＸ_Qを生成する。Ｘ_I及びＸ_Qタームの３つの分離したインスタンスは、WalshコードＷ₁１、Ｗ₂及びＷ₃を用いて各々復調され、その結果のWalsh復調データは４〜１の加算器２１２を用いて４つの復調チップについて加算される。Ｘ_I及びＸ_Qデータの第４のインスタンスは、加算器２０８を用いて４つの復調チップについて加算され、パイロットフィルタ２１４を用いて濾波される。好適実施例において、パイロットフィルター２１４は、加算器２０８により実行された一連の加算演算について平均化を行うが、他の技術も適用できることは勿論である。濾波された同位相及びクワドラチャー位相のパイロット信号は位相回転、及び乗算器２１６及び加算器２１７を用いた複素共役乗算を介して、ＢＰＳＫ変調データに従ったＷ₁及びＷ₂Walshコード復調データのスケール（scale）に使用され、ソフト決定電力制御データ及びＢＰＳＫデータを生成する。Ｗ₃Walshコード変調データは、同位相及びクワドラチャー位相濾波されたパイロット信号を用いて、及び乗算器２１８及び加算器２２０を用いて、ＱＰＳＫ変調データに従って位相回転され、ソフト決定ＱＰＳＫデータを生成する。ソフト決定電力制御データは、３８４〜１の加算器２２２の３８４の変調シンボルについて加算され、電力制御ソフト決定データを生成する。位相回転されたＷ₂Walshコード変調データ、Ｗ₃Walshコード辺量データ、及び電力制御ソフト決定データは、結合処理に利用できるようになる。他の実施例では、エンコード及びデコードは電力制御データについても実行される。
位相情報を提供する他に、パイロットは時間トラッキングを容易にするために、受信システム内で用いることができる。時間トラッキングは又、１サンプル時間前に、及び１サンプル時間後に、受信データを処理することにより実行され、現在の受信サンプルが処理される。実際の到着時間に非常に近い時間を判断するために、以前の及び以後のサンプル時間でのパイロットチャンネルの振幅は、現在のサンプル時間での振幅と比較して、どれが最も大きいか判断することができる。１つの隣接したサンプル時間で、その信号が現在のサンプル時間での振幅より大きい場合、そのタイミングは最高の変調結果が得られるように調整される。
図７はＢＰＳＫチャンネルデコーダ１２８及びＱＰＳＫチャンネルデコーダ１２６（図２）の実施例を示すブロック図である。結合器１８４（図５）からのＢＰＳＫソフト決定データは、アキュムレータ２４０により受信される。このアキュムレータ２４０は受信フレーム内の６１４４／Ｎ_R復調シンボルの第１のシーケンスを格納し（Ｎ_Rは前述したようにＢＰＳＫソフト決定データの送信レートに依存する）、そのフレーム内に含まれる６１４４／Ｎ_R復調シンボルの各シーケンスセットと、対応する格納され蓄積されたシンボルとを加算する。ブロックデインターリーバ（block deinterleaver）２４２は、可変開始点加算器２４０から蓄積されたソフト決定データをデインターリーブし、ビタービデコーダ（Viterbi decoder）２４４はデインターリーブされたソフト決定データをデコードし、ＣＲＣチェック加算結果とともにハード決定データを生成する。ＱＰＳＫデコーダ１２６内で、結合器１８４（図５）からのＱＰＳＫ_I及びＱＰＳＫ_Qソフト決定データは、デマックス（demux）２６４によって単一のソフト決定データ列にデマルチプレックスされ、該単一のソフト決定データ列は、アキュムレータ２４８により受信される。このアキュムレータ２４８は６１４４４／Ｎ_R復調シンボルの全てを蓄積する（Ｎ_RはＱＰＳＫデータの送信レートに依存する）。ブロックデインターリーバ２５０は、可変開始点加算器２４８からのソフト決定データをデインターリーブし、ビタービデコーダ２５２はデインターリーブされた変調シンボルをデコードし、ＣＲＣチェック加算結果とともにハード決定データを生成する。図３に関して説明したシンボル反復がインターリーブの前に行われる他の実施例では、アキュムレータ２４０及び２４８はブロックデインターリーバ２４２及び２５０の後に配置される。レートセットの使用を導入した、つまり特定フレームのレートが分かっていない本実施例では、複数のデコーダが用いられ、各デコーダは異なる送信レートで動作し、最も使われていそうな送信レートでのフレームが、ＣＲＣチェック結果に基づいて選択される。他のエラーチェック方法も本発明の範囲に含まれる。
図８は変調器（図２）の本発明の実施例を示すブロック図であって、単一のＢＰＳＫデータチャンネルが用いられている。パイロットデータはゲイン調整４５２によりゲイン調整係数Ａ０に従って調整される。パイロットデータはゲイン調整４５２によって、ゲイン調整係数Ａ０に従って調整される。電力制御データはWalshコードＷ₁を用いて乗算器１５０ａによって変調され、ゲイン調整４５４によってゲイン調整係数Ａ₁に従って調整される。ゲイン調整されたパイロットデータ及び電力制御データは加算器４６０により加算され、加算データ４６１を生成する。ＢＰＳＫデータはWalshコードＷ₂を用いて乗算器１５０ｂにより変調され、ゲインはゲイン調整係数Ａ₂に従ってゲイン調整４５６を用いて調整される。
同位相擬似ランダム伸長コード（ＰＮ_I）及びクワドラチャー位相の擬似ランダム伸長コード（ＰＮ_Q）は共にロングコード４８０を用いて変調される。その結果生じるロングコード変調されたＰＮ_I及びＰＮ_Qコードは、加算されたデータ４６１及びゲイン調整４５６からのゲイン調整されたＢＰＳＫデータと、乗算器４６４ａ〜ｄ及び加算器４６６ａ〜ｂを用いてゲイン複素乗算され、タームＸ_I及びＸ_Qを生成する。タームＸ_I及びＸ_Qは乗算器４６８を用いて同位相及びクワドラチャーの正弦波とともに周波数上昇変換され、その結果生じる周波数上昇変換された信号は加算器４７０により加算され、増幅係数Ａ_Mに従ってアンプ４７２によって増幅され、信号ｓ（ｔ）を発生する。
図８に示す実施例は、ＢＰＳＫデータがクワドラチャー位相チャンネル内に配置され、パイロットデータ及び電力制御データが同位相チャンネル内に配置されているところが、他の実施例と異なる点である。前述した実施例において、ＢＰＳＫデータは同位相チャンネルにパイロットデータ及び電力制御データとともに配置された。ＢＰＳＫデータをクワドラチャー位相チャンネルに配置し、電力制御データを同位相チャンネルに配置することで、リバースリンク信号のピーク電力／平均電力の比を少なくし、チャンネルの位相が直交していることにより、２つのチャンネルの加算値の大きさは、データ変化に対してより少なく変化する。これにより、与えられた平均電力を維持するために必要なピーク電力を減少し、その結果、リバースリンク信号のピーク電力／平均電力比特性を減少する。このピーク電力／平均電力比における減少は、与えられた送信レートを維持するために、リバースリンク信号が基地局で受信されなければならないピーク電力を減少し、従って、基地局で受信できる所要ピーク電力を有する信号を加入者局が送信できる距離、すなわち所定最大送信電力を有する加入者ユニットの基地局からの距離を増加する。これは、加入者ユニットが任意の与えられたレートで通信を充分正常に行う事ができる範囲を増加し、又は与えられた距離でのより大きなデータレートが可能となる。
図９は図８に示したフィンガー復調器１８２の本発明による実施例を示すブロック図である。受信サンプルＲ_I及びＲ_Qは時間調整２９０により時間調整され、ＰＮ_I及びＰＮ_Qコードは乗算器３０１を用いてロングコード２００と乗算される。時間調整された受信サンプルは、乗算器３０２及び加算器３０４を用いてＰＮ_I及びＰＮ_Qコードの複素共役と乗算され、タームＸ_I及びＸ_Qを生成する。Ｘ_I及びＸ_Qタームの第１及び第２のインスタンスは、WalshコードＷ₁及びWalshコードＷ₂を用いて、乗算器３１０を使用して復調され、その結果の復調シンボルは加算器３１２を用いて４セットで加算される。Ｘ_I及びＸ_Qタームの第３のインスタンスは、加算器３０８により４つの復調シンボルについて加算され、パイロット参照データを生成する。パイロット参照データはパイロットフィルタ３１４により濾波され、位相回転及び加算され、Walshコード変調されたデータを乗算器３１６及び加算器３２０を用いてスケールする場合に使用され、ＢＰＳＫソフト決定データを生成し、その後、３８４：１加算器３２２により３８４のシンボルについて加算され、ソフト決定電力制御データを生成する。
図１０は本発明による送信システムの更に他の実施例を示すブロック図である。チャンネルゲイン４００はパイロットチャンネル４０２をゲイン変数Ａ₀に基づいてゲイン調整する。基礎チャンネルシンボル（fundamental channel symbol）４０４は、マッパー４０５によって、＋１及び−１の値にマップされ、各シンボルは＋、＋、−、−（＋＝＋１及び−＝−１）に等しいWalshコードＷ_Fと共に変調される。ＷＦ変調されたデータはゲイン変数Ａ₁に基づいてゲイン調整４０６によりゲイン調整される。ゲイン調整４００及び４０６の出力は加算器４０８により加算され、同位相データ４１０を生成する。
追加チャンネルシンボル４１１はマッパー４１２によって、＋及び−の値にマップされ、各シンボルは＋、−に等しいWalshコードによって変調される。ゲイン調整４１４はＷＳ変調されたデータのゲインを調整する。制御チャンネルデータ４１５はマッパー４１６により、＋、−の値にマップされる。各シンボルは＋、＋、＋、＋、−、−、−、−に等しいWalshコードＷＣにより変調される。このＷＣ変調されたシンボルは、ゲイン調整４１８によりゲイン変数Ａ₃に基づいてゲイン調整され、ゲイン調整４１４及び４１８の出力は加算器４１９によって加算され、クワドラチャー位相のデータ４２０を生成する。
ここで、WalshコードＷ_F及びＷ_Sは異なる長さを有し、同一チップレートで発生され、基礎チャンネルはデータシンボルを追加チャンネルの半分のレートで送信する。同様な理由で、制御チャンネルは勿論、データシンボルを基礎チャンネルの半分のレートで送信する。同位相データ４１０及びクワドラチャー位相データ４２０は、図示されるＰＮ_I及びＰＮ_Q伸長コードと複素乗算され、同位相タームＸ_I及びクワドラチャー位相タームＸ_Qを生成する。クワドラチャー位相のタームＸ_Qは，ＰＮ伸長コードチップの期間の半分の時間だけ遅延され、オフセットＱＰＳＫ伸長を実行し、タームＸ_I及びタームＸ_Qは前述の図４に示すＲＦ処理システム１０６に従って周波数上昇変換される。
前述したように異なる長さのWalshコードＷＦ、ＷＳ及びＷＣを用いて、この代替え実施例は更に多種類のレートを有する通信チャンネルのセットを提供する。更に、短い２チップのWalshコードＷＳを追加チャンネルに用いることにより、４チップWalshコードに基づく２つのチャンネルの使用での比より少ないピーク電力／平均送信電力比を有する直交高速データレート追加チャンネルを提供できる。この特徴により、与えられたアンプが低いピーク電力／平均送信電力波形を使用して、高いレートを維持できるという点で、送信システムの性能が向上される。
図１０について説明されれたWalshコード割り付け法は、表ＶＩに従って８チップwalshスペースの割り付けとして見ることができる。

ピーク電力／平均電力比を減少することに加え、単一の短いWalshコードを用いて８チップWalshチャンネルのセットを割り付けることにより、送信システムの複雑性が低減される。例えば、４つの８チップWalshコードにより変調し、その結果を加算することは、追加の回路を必要とし、従って更にシステムは複雑になる。
更に、図１０に示す送信システムは、様々な伸長帯域で、従って様々なWalshコード及び１．２２８８Ｍチップ／秒以外の様々のレートで発生される伸長コードで動作できる。特に、３．６８６４ＭＨＭｚの伸長帯域及び対応する３．６８６４Ｍチップ／秒のWalsh及び伸長コードレートが考えられる。図１１〜１４は３．６８６４ＭＨｚ伸長帯域の使用に従って、基礎（fundamental）、追加（supplemental）及び制御チャンネルについて実行されるコーディングを示す。代表的に、１．２２８８ＭＨｚ伸長帯域での使用におけるコーディングを調整するために、シンボル反復の回数は減少される。この原則、即ちシンボル反復の回数を調整することは、例えば、５ＭＨｚ伸長帯域の使用を含む伸長帯域での増加に一般に適用できる。シンボル反復の回数の減少以外に、１．２２８８ＭＨｚ伸長帯域システムでのコーディングの行われる調整を、図１１〜１４を参照して以下詳細に説明する。
図１１は本発明の一実施例に従って実行されたときにＩＳ−９５レートセット１を作る４レート（即ち、フル、ハーフ、１／４、１／８レート）について実行されるコーディングを示す。データは各レートについて示されるビットの数を有する２０ｍｓフレーム内に供給され、及びＣＲＣチェックビット及び８つの末尾ビットがＣＲＣチェック加算発生器５００ａ〜ｄ及び末尾ビット発生器５０２ａ〜ｄにより付加される。更に、１／４コンボリューションエンコードが各レートについてコンボリューションエンコーダ５０４ａ〜ｄにより実行され、４コードシンボルが各データビット、ＣＲＣビット、又は末尾ビットに対して発生される。コードシンボルの結果的フレームは、ブロックインターリーバ５０６ａ〜ｄを用いてブロックインターリーブされ、示される数のシンボルを発生する。シンボルは、低い方の３つのレートについて図示されるように、送信リピータ５０８ａ〜ｃにより繰り返し送信され、その結果、７６８のコードシンボルが各フレームで発生されるようになる。
上記したように、基礎チャンネル内の各コードシンボルは、毎秒３，６８６，４００チップ（３．６８６４Ｍチップ／秒）で発生された４ビットWalshコードＷ_Fにより変調される。従って、２０ｍｓの時間（１秒／５０）に、Walsh及び伸長コードチップの数は、７３７２８であって、これはフレーム内の各１８４３２コードシンボルについての４Walshチップに対応する。
１．２２８８Ｍチップ／秒で動作するシステムに関して、シンボルリピータ５１０ａ〜ｄにより実行されるシンボル反復の回数は、８に減少される。更に、送信リピータ５０８ｂはシンボルのシーケンスを１フレーム内に３回繰り返し、更に１２０のシンボルは４番目の時間に送信され、送信リピータ５０８ｃはシンボルのシーケンスを１フレームに６回繰り返し、更に４８のシンボルは７番目の時間に繰返される。更に、４番目の送信リピータ（つまり４番目の送信反復ステップ）は、フルレートについて含まれ（図示されず）、これはフレーム内の２番目の時間に含まれる３８４のシーケンスシンボルを送信する。これらの反復送信は全て、シンボルリピータ５１０ａ〜ｄにより８回繰返されたとき６１４４シンボルに対応する７８６のシンボルのデータを提供する。この６１４４は１．２２８８Ｍチップ／秒の２０ｍｓフレーム内のチップの数である。
図１２は本発明の一実施例に従って実行されたときにＩＳ−９５レートセット２を作る４つのレートについて実行されるコーディングを示す。各レートについて図示される数のビットを有する２０ｍｓフレーム内に、データは供給され、予備ビットが予備ビットオーグメンター（augmenter）５２１ａ〜ｄにより各レートに付加される。更に、レート１／４コンボリューションエンコーディングが、各レートについてコンボリューションエンコーダ５２４ａ〜ｄにより実行され、各データ、ＣＲＣ、又は末尾ビットについて４コードシンボルを発生する。コードシンボルの結果的フレームは、ブロックインターリーバ５２６ａ〜ｄを用いてブロックインターリーブされ、図示される数のシンボルを発生する。低い方の３つのレートについて、図示するように、シンボルは送信リピータ５２８ａ〜ｃにより繰り返し送信され、これにより７６８のコードシンボルが各フレームについて発生される。各レートについての７６８のコードシンボルは、シンボルリピータ５３０ａ〜ｄにより２４回繰返され、それにより各レートについてフレーム当たり１８４３２のコードシンボルを発生する。
１．２２８８ＭＨｚ伸長帯域で動作するシステムに関して、シンボルリピータ５３０ａ〜ｄにより実行されるシンボル反復の回数は、４に減少される。更に、送信リピータ５２８ａは、そのフレーム内にシンボルのシーケンスを２回送信し、更に３８４のシンボルが第３の時間に送信される。送信リピータ５２８ｂはそのフレーム内にシンボルのシーケンスを５回繰り返し、更に９６のシンボルが第６の時間に送信される。送信リピータ５２８ｃはフレーム内にシンボルのシーケンスを１０回繰り返し、更に９６のシンボルが第１１の時間に送信される。従って、第４の送信リピータ（つまり第４の送信ステップ）が、フレーム内に毎秒あたり含まれる３８４のシンボルのシーケンスを送信するフルレート（図示されず）用に含まれている。これらの反復送信は全て、シンボルリピータ５３０ａ〜ｄにより４回繰返される（６１４４シンボルに対応）とき、１５３６のシンボルのデータを提供する。
図１３は本発明の一実施例に従って実行されたときの追加チャンネルにて実行されるコーディングを示す。データフレームは、図示される１１のレートのいずれにも提供され、ＣＲＣチェック加算発生器５４０は１６ビットのＣＲＣチェック加算データを追加する。末尾ビット発生器５４２は１６ビットのエンコーダ末尾データを追加し、それにより図示されるデータレートを有するフレームが生じる。コンボリューションエンコーダ５４４は１／４、一定長Ｋ＝９のエンコードを実行し、それにより各データについて４つのシンボルコード、受信したＣＲＣ又は末尾ビットを発生し、ブロックインターリーバ５４６は各フレームについてブロックインターリーブを実行し、図示される数のコードシンボルを各フレームについて、入力フレームサイズにしたがって出力する。シンボルリピータ５８４は、示される入力フレームのサイズに応じて、フレームをＮ回繰返す。
追加の１２のレートについてのエンコードが示され、これは、レート１／２エンコーディングがレート１／４の代わりに実行されることを除き、１１のレートの場合と同様に行われる。
異なるチップレート（Chip Rate）（これは伸長帯域幅に一致する）について調整するために、図１３に適用できる様々なチップレート（Chip rate）に対するフレームサイズ、エンコーダ入力レート（Encoder Input Rate）、コードレート（Code Rate）及びシンボル反復係数（Symbol Repetition Factor）Ｎが表ＶＩＩに提供され

図１４は３．６８６４ＭＨｚ伸長帯域幅のシステムについての制御チャンネルにについて実行される処理を示すブロック図である。この処理は、コード化されていない電力制御ビットをコードシンボル列に導入するよう動作する追加のマックス（mux）５６０及びシンボルリピータ５６２を除き、他のチャンネルに関係する処理と実質的に同一である。電力制御ビットはフレームあたり１６のレートで発生され、シンボルリピータ５２６で１８回繰返され、フレームあたり２８８の電力制御ビットを生じる。２８８の電力制御ビットは、コード化されたデータシンボルあたり３つの電力制御ビットの率で、コードシンボルのフレームにマルチプレックスされ、フレームあたり３８４の全シンボルを発生する。シンボルリピータ５６４は３８４ビットを２４回繰り返し、制御データについて５００ｋビット／秒の効果的データレートについて、フレームあたり９２１６のシンボルを発生する。１．２２８８ＭＨｚ帯域のシステムについて好適な処理は、２４から８回にシンボル反復の回数を単に減少される。
以上、マルチチャンネル、高速レートのＣＤＭＡ無線通信システムが説明された。上記説明は当業者が本発明を実施できるよう詳細に行なわれた。当業者は上記実施例に様々な修正を容易に施すことができるものであり、本明細書で定義された原則は、発明的発想を伴うことなく他の実施例にも適用できる。従って、本発明は上記実施例に限定する意図はなく、ここで開示された原則及び新規な特徴に一致する最も広い範囲を有する。

Claims

加入者ユニットから基地局への送信のためのデータを生成する方法であって、この方法は
変調されたシンボルの複数のストリームを生成するため、複数のチャンネルエンコードデータのそれぞれを関連するコードで変調し、なお、各関連するコードは残りの関連するコードとは異なる長さであり、そして各関連するコードは残りの関連するコードと直交しており、
変調されたシンボルの複数のストリームを２つの結合されたストリームに結合し、そして、
２つの結合されたストリームを複素擬似ノイズコードと複素乗算することを含む方法。
複数のチャンネルエンコードデータのそれぞれを関連するコードで変調することは、
変調されたシンボルの第１のストリームを生成するためにパイロットチャンネルデータを第１のコードで変調し、
変調されたシンボルの第２のストリームを生成するためにユーザの第１チャンネルエンコードデータを第２のコードで変調し、そして
変調されたシンボルの第３のストリームを生成するために制御チャンネルデータを第３のコードで変調することを含む請求項１に記載の方法。
変調されたシンボルの複数のストリームを結合することは、
変調されたシンボルの第１の加算されたストリームを生成するために変調されたシンボルの第１のストリームを変調されたシンボルの第２または第３のストリームの１つに加算し、そして
複素乗算のために、変調されたシンボルの第２または第３のストリームの残りのものから分離して第１の加算されたストリームを提供することを含む請求項２に記載の方法。
変調されたシンボルの第４のストリームを生成するために、ユーザの第２のチャンネルエンコードデータを第４のコードで変調することをさらに含む請求項２に記載の方法。
変調されたシンボルの複数のストリームについて結合することは、
変調されたシンボルの第１の加算されたストリームを提供するために、変調されたデータの第１のストリームを、変調されたシンボルの第２のストリームに加算し、そして
変調されたシンボルの第２の加算されたストリームを提供するために、変調されたデータの第４のストリームを、変調されたシンボルの第３のストリームに加算し、そして
複素乗算のため、第１の加算されたストリームを変調されたシンボルの第２の加算されたストリームから分離して提供することを含む請求項４に記載の方法。
変調されたシンボルの複数のストリームについて結合することは、
変調されたシンボルの第１の加算されたストリームを提供するために、変調されたシンボルの第１のストリームを、変調されたシンボルの第２のストリームにおよび変調されたシンボルの第３のストリームに加算し、そして
複素乗算のため、第１の加算されたストリームを変調されたシンボルの第４のストリームから分離して提供することを含む請求項４に記載の方法。
複素擬似ノイズコードは同位相擬似ノイズコード成分およびクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を含む請求項１に記載の方法。
同位相擬似ノイズコード成分およびクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分はロングコードと乗算される請求項７に記載の方法。
複素乗算は、
第１の結合されたストリームおよび同位相擬似ノイズコード成分を実数部として使用し、そして
第２の結合されたストリームおよびクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を虚数部として使用する
請求項１に記載の方法。
複素乗算は、
第１中間信号を生成するために、第１の結合されたストリームに同位相擬似ノイズコード成分を乗算し、
第２中間信号を生成するために、第２の結合されたストリームに同位相擬似ノイズコード成分を乗算し、
第３中間信号を生成するために、第１の結合されたストリームにクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を乗算し、
第４中間信号を生成するために、第２の結合されたストリームにクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を乗算し、
同位相プロダクト信号を生成するために第１中間信号から第４中間信号を減算し、そして
クワドラチャー位相プロダクト信号を生成するために第２中間信号を第３中間信号に加算することを
含む請求項９に記載の方法。
複数の関連するコードは複数のWalshコードを含む請求項１に記載の方法。
チャンネルのデータのレートは関連するコードの長さを決定する請求項１、２、または４のいずれか１項に記載の方法。
第２のコードの長さは第３のコードの長さより小さい請求項２または４に記載の方法。
第４のコードの長さは第３のコードの長さより小さい請求項４に記載の方法。
ユーザ第１チャンネルのデータのレートがユーザ第２チャンネルのデータのレートよりも小さい場合、第４のコードの長さは第２のコードの長さより小さい請求項４に記載の方法。
第１のコードは＋値を有するWalshコードを含む請求項２または４に記載の方法。
第３のコードは８チップの長さを有するWalshコードを含む請求項２または４に記載の方法。
第３のコードはWalshコード＋＋＋＋−−−−を含む請求項１７に記載の方法。
第２のコードは４チップの長さを有するWalshコードを含む請求項２または４に記載の方法。
第２のコードはWalshコード＋＋−−を含む請求項１９に記載の方法。
第２のコードは２チップの長さを有するWalshコードを含む請求項２または４に記載の方法。
第２のコードはWalshコード＋−を含む請求項２１に記載の方法。
第４のコードは４チップの長さを有するWalshコードを含む請求項４に記載の方法。
第４のコードはWalshコード＋＋−−を含む請求項２３に記載の方法。
第４のコードは２チップの長さを有するWalshコードを含む請求項４に記載の方法。
第４のコードはWalshコード＋−を含む請求項２５に記載の方法。
変調されたシンボルの複数のストリームのゲイン調整をさらに含む請求項１に記載の方法。
変調されたシンボルの複数のストリームのゲイン調整は、
変調されたシンボルの第１のストリームのゲインを調整し、そして
残りのストリームの各々のゲインを第１のストリームのゲインに関して決定される値に調整することを含む、
請求項２７に記載の方法。
加入者ユニットから基地局への送信のためのデータを生成する装置であって、この装置は、
複数のチャンネルエンコードデータのそれぞれを関連するコードで変調する手段と、なお、変調されたシンボルの複数のストリームを生成するため、各関連するコードは残りの関連するコードとは異なる長さであり、そして各関連するコードは残りの関連するコードと直交しており、
変調されたシンボルの複数のストリームを２つの結合されたストリームに結合する手段と、そして、
２つの結合されたストリームを複素擬似ノイズコードと複素乗算する手段を含む装置。
複数のチャンネルエンコードデータのそれぞれを関連するコードで変調する手段は、
変調されたシンボルの第１のストリームを生成するためにパイロットチャンネルデータを第１のコードで変調する手段と、
変調されたシンボルの第２のストリームを生成するためにユーザの第１チャンネルエンコードデータを第２のコードで変調する手段と、そして
変調されたシンボルの第３のストリームを生成するために制御チャンネルデータを第３のコードで変調する手段と
を含む請求項２９に記載の装置。
変調されたシンボルの複数のストリームを結合する手段は、
変調されたシンボルの第１の加算されたストリームを提供するために、変調されたシンボルの第１のストリームを変調されたシンボルの第２または第３のストリームの１つに加算する手段と、そして
複素乗算のために、変調されたシンボルの第２または第３のストリームの残りのものから分離して第１の加算されたストリームを提供する手段を含む請求項３０に記載の装置。
さらに、変調されたシンボルの第４のストリームを生成するために、ユーザの第２のチャンネルエンコードデータを第４のコードで変調する手段を含む請求項３０に記載の装置。
変調されたシンボルの複数のストリームを結合する手段は、
変調されたシンボルの第１の加算されたストリームを提供するために、変調されたデータの第１のストリームを、変調されたシンボルの第２のストリームに加算する手段と、
変調されたシンボルの第２の加算されたストリームを提供するために、変調されたデータの第４のストリームを、変調されたシンボルの第３のストリームに加算する手段と、そして
複素乗算のため、第１の加算されたストリームを変調されたシンボルの第２の加算されたストリームから分離して提供する手段を含む
請求項３２に記載の装置。
変調されたシンボルの複数のストリームを結合する手段は、
変調されたシンボルの第１の加算されたストリームを提供するために、変調されたシンボルの第１のストリームを、変調されたシンボルの第２のストリームにおよび変調されたシンボルの第３のストリームに加算する手段と、そして
複素乗算のため、第１の加算されたストリームを変調されたシンボルの第４のストリームから分離して提供する手段を含む
請求項３２に記載の装置。
複素擬似ノイズコードは同位相擬似ノイズコード成分およびクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を含む請求項２９に記載の装置。
同位相擬似ノイズコード成分およびクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分はロングコードと乗算される請求項３５に記載の装置。
複素乗算する手段は、
第１の結合されたストリームおよび同位相擬似ノイズコード成分を実数部として使用する手段と、そして
第２の結合されたストリームおよびクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を虚数部として使用する手段とを含む
請求項２９に記載の装置。
複素乗算する手段は、
第１中間信号を生成するために、第１の結合されたストリームに同位相擬似ノイズコード成分を乗算する手段と、
第２中間信号を生成するために、第２の結合されたストリームに同位相擬似ノイズコード成分を乗算する手段と、
第３中間信号を生成するために、第１の結合されたストリームにクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を乗算する手段と、
第４中間信号を生成するために、第２の結合されたストリームにクワドラチャー位相擬似ノイズコード成分を乗算する手段と、
同位相プロダクト信号を生成するために第１中間信号から第４中間信号を減算する手段と、そして
クワドラチャー位相プロダクト信号を生成するために第２中間信号を第３中間信号に加算する手段と含む
請求項３７に記載の装置。
複数の関連するコードは複数のWalshコードを含む請求項２９に記載の装置。
チャンネルのデータのレートは関連するコードの長さを決定する請求項２９、３０、または３２のいずれか１項に記載の装置。
第２のコードの長さは第３のコードの長さより小さい請求項３０または３２に記載の装置。
第４のコードの長さは第３のコードの長さより小さい請求項３２に記載の装置。
ユーザ第１チャンネルのデータのレートがユーザ第２チャンネルのデータのレートよりも小さい場合、第４のコードの長さは第２のコードの長さより小さい請求項３２に記載の装置。
第１のコードは＋値を有するWalshコードを含む請求項３０または３２に記載の装置。
第３のコードは８チップの長さを有するWalshコードを含む請求項３０または３２に記載の装置。
第３のコードはWalshコード＋＋＋＋−−−−を含む請求項４５に記載の装置。
第２のコードは４チップの長さを有するWalshコードを含む請求項３０または３２に記載の装置。
第２のコードはWalshコード＋＋−−を含む請求項４７に記載の装置。
第２のコードは２チップの長さを有するWalshコードを含む請求項３０または３２に記載の装置。
第２のコードはWalshコード＋−を含む請求項４９に記載の装置。
第４のコードは４チップの長さを有するWalshコードを含む請求項３２に記載の装置。
第４のコードはWalshコード＋＋−−を含む請求項５１に記載の装置。
第４のコードは２チップの長さを有するWalshコードを含む請求項３２に記載の装置。
第４のコードはWalshコード＋−を含む請求項５３に記載の装置。
変調されたシンボルの複数のストリームのゲインを調整する手段をさらに含む請求項２９に記載の装置。
変調されたシンボルの複数のストリームのゲインを調整する手段は、
変調されたシンボルの第１のストリームのゲインを調整する手段と、そして
残りのストリームの各々のゲインを第１のストリームのゲインに関して決定される値に調整する手段とを含む
請求項５５に記載の装置。
信号を復調する方法であって、
同位相サンプルストリームおよびクワドラチャー位相サンプルストリームを提供するために、複素受信信号を同位相擬似ランダム拡散コードおよびクワドラチャー位相擬似ランダム拡散位相と複素乗算し、ここで複素受信信号は、複素擬似ノイズコードが複素乗算されている複数の変調されたシンボルのストリームから生成された２つの結合されたストリームを含み、
同位相パイロット濾波信号を提供するために同位相サンプルストリームを濾波し、
クワドラチャー位相パイロット濾波信号を提供するためにクワドラチャー位相サンプルストリームを濾波し、
同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを生成するために同位相サンプルストリームを複数のコードにおける第１のコードと乗算し、なお複数のコードのそれぞれは長さが異なりそして残りのコードと直交しており、
クワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを生成するためにクワドラチャー位相サンプルストリームを第１のコードと乗算し、そして
ソフト決定第１チャンネルデータストリームを生成するため、同位相パイロット濾波信号およびクワドラチャー位相パイロット濾波信号に従って、同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームおよびクワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを位相回転しそしてスケールすることを
含む方法。
同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを第１のコードの長さに従って加算し、そして
クワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを第１のコードの長さに従って加算することをさらに含む
請求項５７に記載の方法。
位相回転およびスケールすることは、
同位相ソフト決定第１チャンネルデータストリームを提供するために同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを同位相パイロット濾波信号と乗算し、そして、
クワドラチャー位相ソフト決定第１チャンネルデータストリームを提供するためにクワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームをクワドラチャー位相パイロット濾波信号と乗算することを含む
請求項５７に記載の方法。
同位相そしてクワドラチャー位相ソフト決定第１チャンネルデータストリームを加算することをさらに含む
請求項５９に記載の方法。
加算されたソフト決定第１チャンネルストリームを生成するために予め定められた数のソフト決定シンボルに関してソフト決定第１チャンネルストリームを加算することをさらに含む請求項６０に記載の方法。
同位相逆拡散シンボル第２チャンネルストリームを生成するために同位相サンプルストリームを第２のコードと乗算し、
クワドラチャー位相シンボル第２チャンネルストリームを生成するためにクワドラチャー位相サンプルストリームを第２のコードと乗算し、そして
ソフト決定第２チャンネルデータストリームを生成するため、同位相シンボル第２チャンネルストリームおよびクワドラチャー位相シンボル第２チャンネルストリームを位相回転およびスケールすることをさらに含む
請求項５７に記載の方法。
コードはWalshコードを含む請求項５７、５８、または６２のいずれか１項に記載の方法。
第１のコードは４チップの長さを有する請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードは＋，＋，−，−に等しい請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードは＋，−，＋，−に等しい請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードは２チップの長さを有する請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードは＋，−に等しい請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードは８チップの長さを有する請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードは＋，＋，＋，＋，−，−，−，−に等しい請求項５７または６３に記載の方法。
第１のコードの長さは第２のコードの長さと等しくない請求項６２に記載の方法。
第２のコードは４チップの長さを有する請求項７１に記載の方法。
第２のコードは＋，＋，−，−に等しい請求項７２に記載の方法。
第２のコードは＋，−，＋，−に等しい請求項７２に記載の方法。
第２のコードは２チップの長さを有する請求項７２に記載の方法。
第２のコードは＋，−に等しい請求項７２に記載の方法。
受信装置であって、
同位相サンプルストリームおよびクワドラチャー位相サンプルストリームを提供するために複素受信信号を同位相擬似ランダム拡散コードおよびクワドラチャー位相擬似ランダム拡散コードと複素乗算するように形成された複素乗算器と、ここで複素受信信号は、複素擬似ノイズコードが複素乗算されている複数の変調されたシンボルのストリームから生成された２つの結合されたストリームを含み、
同位相パイロット濾波信号を提供するために同位相サンプルストリームを濾波するように形成された第１のパイロット濾波器と、
クワドラチャー位相パイロット濾波信号を提供するためにクワドラチャー位相サンプルストリームを濾波するように形成された第２のパイロット濾波器と、
同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを生成するために同位相サンプルストリームを複数のコードにおける第１のコードと乗算するように形成された第１の乗算器と、なお複数のコードのそれぞれは長さが異なりそして残りのコードと直交しており、
クワドラチャー位相短Walsh逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを生成するため、クワドラチャー位相サンプルストリームを第１のコードと乗算するように形成された第２の乗算器と、そして
ソフト決定第１チャンネルデータストリームを生成するため、同位相パイロット濾波信号およびクワドラチャー位相パイロット濾波信号に従って、同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームおよびクワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを位相回転しそしてスケールするための第１の手段とを含む
受信装置。
第１のコードの長さに従って同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを加算するように形成された第１の加算器と、そして
第１のコードの長さに従ってクワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを加算するように形成された第２の加算器とをさらに含む
請求項７７記載の装置。
同位相ソフト決定第１チャンネルデータストリームを提供するために同位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームを同位相パイロット濾波信号と乗算するように形成された第３の乗算器と、そして
クワドラチャー位相ソフト決定第１チャンネルデータストリームを提供するためにクワドラチャー位相逆拡散シンボル第１チャンネルストリームをクワドラチャー位相パイロット濾波信号と乗算するように形成された第４の乗算器とをさらに含む
請求項７７記載の装置。
同位相およびクワドラチャー位相ソフト決定第１チャンネルデータストリームを加算するように形成された第３の加算器をさらに含む請求項７９記載の装置。
加算されたソフト決定第１チャンネルストリームを生成するため、予め定められた数のソフト決定シンボルに関してソフト決定第１チャンネルストリームを加算するように形成された第４の加算器をさらに含む請求項７９記載の装置。
同位相逆拡散シンボル第２チャンネルストリームを生成するために同位相サンプルストリームを第２のコードと乗算するように形成された第３の乗算器と、
クワドラチャー位相シンボル第２チャンネルストリームを生成するためにクワドラチャー位相サンプルストリームを第２のコードと乗算するように形成された第４の乗算器と、そして
ソフト決定第２チャンネルデータストリームを生成するため、同位相シンボル第２チャンネルストリームおよびクワドラチャー位相シンボル第２チャンネルストリームを位相回転しそしてスケールするための第２の手段とをさらに含む
請求項７７記載の装置。
コードはWalshコードを含む請求項７７、７８、または８２のいずれか１項に記載の装置。
第１のコードは４チップの長さを有する請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードは＋，＋，−，−に等しい請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードは＋，−，＋，−に等しい請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードは２チップの長さを有する請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードは＋，−に等しい請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードは８チップの長さを有する請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードは＋，＋，＋，＋，−，−，−，−に等しい請求項７７または８３に記載の装置。
第１のコードの長さは第２のコードの長さと等しくない請求項８２に記載の装置。
第２のコードは４チップの長さを有する請求項９１に記載の方法。
第２のコードは＋，＋，−，−に等しい請求項９１に記載の方法。
第２のコードは＋，−，＋，−に等しい請求項９１に記載の方法。
第２のコードは２チップの長さを有する請求項９１に記載の方法。
第２のコードは＋，−に等しい請求項９１に記載の方法。
可変データレート信号を送信する方法であって、
シンボルについて第１の予め定められた数を有する、インターリーブされたシンボルのシーケンスを生成するために、コードシンボルのフレームをインターリーブし、
複数回インターリーブされたシンボルのシーケンスを反復し、そして
インターリーブされたシンボルのシーケンスのサブセットを反復し、
なお該サブセットはシンボルについて第２の予め定められた数を有し、そしてシンボルについての第２の予め定められた数はシンボルについての第１の予め定められた数より小さい
方法。
シンボルについて第１の予め定められた数は２１６である請求項９７に記載の方法。
シンボルについて第２の予め定められた数は１２０である請求項９８に記載の方法。
シンボルについて第１の予め定められた数は１２０である請求項９７に記載の方法。
シンボルについて第２の予め定められた数は４８である請求項１００に記載の方法。
シンボルについて第２の予め定められた数は１２０である請求項９７に記載の方法。
第１の予め定められた数は２１６であり、そして複数回は３である請求項１０２に記載の方法。
シンボルについて第２の予め定められた数は４８である請求項９７に記載の方法。
第１の予め定められた数は１２０であり、そして複数回は６である請求項１０４に記載の方法。
複数回はコードシンボルのフレーム内のコードシンボルの数に基づく請求項９７に記載の方法。
シンボルについて第２の予め定められた数はコードシンボルのフレーム内のコードシンボルの数に基づく請求項９７に記載の方法。
送信装置であって、
シンボルについて第１の予め定められた数を有するインターリーブされたシンボルのシーケンスを生成するためにコードシンボルのフレームをインターリーブするように形成されたインターリーバと、そして
インターリーブされたシンボルのシーケンスを複数回反復し、そしてインターリーブされたシンボルのシーケンスのサブセットを反復するように形成されたリピータとを含み、
該サブセットはシンボルについて第２の予め定められた数を有し、そしてシンボルについて第２の予め定められた数はシンボルについて第１の予め定められた数より小さい、
装置。
シンボルについて第１の予め定められた数は２１６である請求項１０８に記載の装置。
第２の予め定められた数は１２０である請求項１０９に記載の装置。
シンボルについて第１の予め定められた数は１２０である請求項１０８に記載の装置。
第２の予め定められた数は４８である請求項１１１に記載の装置。
シンボルについて第２の予め定められた数は１２０である請求項１０８に記載の装置。
第１の予め定められた数は２１６であり、複数回は３である請求項１１３に記載の装置。
シンボルについての第２の予め定められた数は４８である請求項１０８に記載の装置。
第１の予め定められた数は１２０であり、複数回は６である請求項１１５に記載の装置。
回数はコードシンボルのフレーム内のコードシンボルの数に基づく請求項１０８に記載の装置。
シンボルについての第２の予め定められた数はコードシンボルのフレーム内のコードシンボルの数に基づく請求項１０８に記載の装置。
送信装置であって、
シンボルについての第１の予め定められた数を有するインターリーブされたシンボルのシーケンスを生成するためコードシンボルのフレームをインターリーブするための手段と、そして
少なくとも１回インターリーブされたシンボルのシーケンスを反復し、そしてインターリーブされたシンボルのシーケンスのサブセットについて追加の反復をするための手段とを含み、該サブセットはシンボルについて第２の予め定められた数を有し、そしてシンボルについての第２の予め定められた数はシンボルについての第１の予め定められた数より小さい
送信装置。