JP4100931B2

JP4100931B2 - Ｐｗｍインバータ

Info

Publication number: JP4100931B2
Application number: JP2002047203A
Authority: JP
Inventors: 敦宇野; 雅人中塚; 泰之西本
Original assignee: Toyota Motor Corp; Takaoka Electric Mfg Co Ltd
Current assignee: Toyota Motor Corp; Takaoka Toko Co Ltd
Priority date: 2002-02-22
Filing date: 2002-02-22
Publication date: 2008-06-11
Anticipated expiration: 2022-02-22
Also published as: JP2003250276A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、２つの半導体スイッチを交互にＯＮ・ＯＦＦさせることで出力を制御するＰＷＭインバータに関し、特に電源短絡を防止するためのデッドタイムモードを半導体スイッチのオン状態が切り替わる時点に設けたＰＷＭインバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は、典型的なＰＷＭインバータ９を示す図であり、直流電源９１と、直流電源９１の両端子ａ１，ａ２（ａ２はＧＮＤ端子）間に直列に接続されたスイッチング回路９２と、これらスイッチング回路９２の制御端子にオン・オフ制御信号を送出する制御回路９３と、スイッチング回路９２から引き出されたリアクトル９４（インダクタンス９４ａと抵抗９４ｂからなる）と、リアクトル９４とグランドＧＮＤ間に接続されたコンデンサ９５とを備えている。そして、コンデンサ９５の両端子からは、インバータ出力端子ｂ１，ｂ２（ｂ２はＧＮＤ端子）が引き出されている。
【０００３】
図１６に示す例では、スイッチング回路９２は、２つのスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２からなり、各スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の駆動端子（エミッタ，コレクタ）間には、転流ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。このダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２がオフしているときの電流パスを補償するものである。
【０００４】
図１６のＰＷＭインバータ９では、インバータ出力端子ｂ１，ｂ２には電源負荷が接続されており、出力電流Ｉｏが出力端子から流れ出ているものとする。そして、図１６の回路では、図１７に示すように、▲１▼Ｑ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦ、▲２▼Ｑ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦ、▲３▼Ｑ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＮ、▲４▼Ｑ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦの４つのモードを、▲１▼→▲２▼→▲３▼→▲４▼→▲１▼→▲２▼→▲３▼→▲４▼…の順番で繰り返すように制御される。
【０００５】
図１７の▲２▼および▲４▼のモードは、スイッチングトランジスタＱ１およびＱ２が同時ＯＮとならないことを補償するためのものであり、このモードでの期間をデッドタイムｄと称する。デッドタイム中のスイッチングトランジスタＱ１およびＱ２の電圧値は、転流ダイオードＤ１またはＤ２を介してリアクトルに流れる電流に依存する。そして、デッドタイムｄがあることにより、ＰＷＭインバータ９の出力特性が低下することがある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、デッドタイムを設けた場合に、出力が低下する傾向がある。デッドタイム期間を確保したまま、出力低下を高い応答性で解消しようとすると、電流値を増加せざるを得ない。たとえば、負荷電流（出力電流Ｉｏ）の増減に応じて、（Ｑ１のＯＮ時間）／（Ｑ２のＯＮ時間）を増減させるような正帰還を採用したとする。すなわち、負荷電流が大きくなったときには、上記のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のＯＮ時間比を変更することにより、電源からの電力供給を増やし（Ｑ１のオン時間を長くし）、当該負荷電流の増大に応えることができる。
【０００７】
正帰還制御では、制御が適切に行われる限りシステムは安定であるが、逆に制御が不適切だとシステムが発振する。すなわち、負荷電流が大きくなったときに、電源からそれに見合うだけの電流を供給すれば、供給電流と負荷電流とのバランスは保たれるので発振はしない。しかし、負荷電流が大きくなった場合に、わずかでも供給電流が上回ると、出力電圧が高くなり（コンデンサ９５がさらに充電され）、出力電圧が上昇した分、負荷電流は増える。負荷電流が増えれば、電源側は、負荷に供給する電流をさらに増すので、出力電圧がさらに高くなり、結果として発振してしまう。特に、図１６のＰＷＭインバータ９では、電流の平均値を制御パラメータとしており、しかも制御量であるスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のＯＮ時間比にはデッドタイムの影響が全く考慮されていない。このために、応答速度が遅い負帰還の制御を採用せざるを得ない。
【０００８】
本発明の目的は、電源短絡を防止するために制御期間にデッドタイムモードを備えたＰＷＭインバータにおいて、デッドタイムに基づくスイッチングが動作できない状態に応じて、当該半導体スイッチのＯＮ時間を変更することで補償したＰＷＭインバータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、制御パラメータの出力電流値として平均値を採用するのではなく、リアクトル電流を採用する。ただし、このリアクトル電流は、実測不能であるので推定値を採用する。
【００１０】
また、デッドタイムにおけるリアクトル電流の増減を見込んで、スイッチングトランジスタＱ１やＱ２のＯＮ時間を制御すれば、デッドタイムにおける転流電流の影響を考慮した、正確な制御を行うことができるとの知見を得て本発明をなすに至った。
【００１１】
本発明のＰＷＭインバータは、直流電源と、前記直流電源端子に順向きに接続されたそれぞれ転流ダイオードを有する第１の半導体スイッチおよび第２の半導体スイッチからなるスイッチング回路と、前記各半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御信号を出力するインバータ制御回路と、前記各半導体スイッチの接続点に一方端子が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他方端子と前記直流電源のグランド端子に接続されたコンデンサとからなる平滑回路とを備え、第1の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦと第２の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦとを交互に行い、かつ、第1の半導体スイッチのＯＮ期間と第２の半導体スイッチのＯＮ期間との間に両半導体スイッチが共にＯＦＦとなる期間を設けて制御されるものを前提とする。そして、リアクトル電流を、出力電流値，出力電圧値，電源電圧値およびパルス幅から推定して当該推定値に基づき前記各半導体スイッチのＯＮ時間を設定するデッドタイム補償時間設定手段を含むデッドタイム補償回路を有するようにした。
【００１２】
本発明のＰＷＭインバータでは、デッドタイム補償時間設定手段は、本来ＯＮ状態となるべき半導体スイッチの動作が前記デッドタイムにより制限され、かつ当該デッドタイム中の前記リアクトルに流れる電流の向きが、当該半導体スイッチがＯＮ状態となったときに流れるべき電流の向きと同一であるときは、前記半導体スイッチのＯＮ時間を変更することができる。
【００１３】
本発明のＰＷＭインバータでは、前記第１の半導体スイッチのＯＮ時間と、前記第１の半導体スイッチがＯＮの状態から遷移するデッドタイムと、前記第２の半導体スイッチのＯＮ時間と、前記第２の半導体スイッチがＯＮの状態から遷移するデッドタイムとの和が一定であるときには、前記各半導体スイッチのＯＮ時間の変更が、ＰＷＭの周波数を一定としたまま、前記第１の半導体スイッチのＯＮ時間と、前記第２の半導体スイッチのＯＮ時間との比の変更となるように構成できる。
本発明では、デッドタイム補償回路は、リアクトル電流が、
第１パターン：最大ピーク，最小ピークがともに正となる場合
第２パターン：最大ピークが正，最小ピークがゼロ近傍となる場合
第３パターン：最大ピークが正，最小ピークが負となる場合
第４パターン：最大ピークがゼロ近傍，最小ピークが負となる場合
第５パターン：最大ピーク，最小ピークがともに負となる場合
の何れに属するかを決定するパターン決定手段を含み、デッドタイム補償時間設定手段は、パターン決定手段が決定したパターンに応じて、前記各半導体スイッチのＯＮ時間を設定することができる。
【００１４】
具体的には、パターン決定手段は、
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
Ｖｏ：出力電圧、Ｖｓ：電源電圧、Ｌ：リアクトルのインダクタンス、ω：ＰＷＭのキャリア周波数として、
第１パターン：ｉ_１，２≦ｉｃ
第２パターン：ｉ_２，３＝ｉ_１，２−（Ｖｓ−Ｖｏ）×ｄ／Ｌ≦ｉｃ＜ｉ_１，２
第３パターン：ｉ_３，４＝−（ｉ_１，２−Ｖｏ×ｄ／Ｌ）≦ｉｃ＜ｉ_２，３
第４パターン：ｉ_４，５＝−ｉ_１，２≦ｉｃ＜ｉ_３，４
第５パターン：ｉｃ＜ｉ_４，５
として、リアクトル電流の平均値（推定値）ｉｃが属するパターンを決定することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明のＰＷＭインバータ１の一実施の形態を示す回路図である。図１において、ＰＷＭインバータ１は、直流電源１１と、直流電源１１の両端子ａ１，ａ２（ａ２はＧＮＤ端子）間に直列に接続されたスイッチング回路１２と、スイッチング回路１２の各半導体スイッチの制御端子にオン・オフ制御信号を送出する制御回路１３と、スイッチング回路１２から引き出されたリアクトル１４と、リアクトル１４とグランドＧＮＤ間に接続されたコンデンサ１５とから構成される。更に、コンデンサ１５の両端子からはインバータ出力端子ｂ１，ｂ２（ｂ２はＧＮＤ端子）が引き出されている。
【００１６】
図１では、スイッチング回路１２は、２つのスイッチングトランジスタ（ここではＦＥＴ）Ｑ１，Ｑ２からなり、各スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の駆動端子間には、転流ダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。転流ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２がオフしているときの電流パスを補償する。リアクトル１４は、インダクタ１４ａとライン抵抗１４ｂとの接続回路として示されている。
【００１７】
制御回路１３は、直流電源１１の電源電圧信号ｘ、インバータ出力電圧ｙ、およびインバータ出力電流を取り込み、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の制御端子（ｇ１，ｇ２）に制御信号を出力することができる。なお、制御回路１３には、図１３において説明するようにデッドタイム補償回路５，ＰＷＭ制御波形生成部６が備えられている。
【００１８】
リアクトル１４に流れる電流は、負荷の特性および制御状態に応じて、図２に示すような５つのパターン（電流ｉ１〜ｉ５で示す）に分類される。本実施の形態では、リアクトル電流が上記のパターンに属するかに応じて、ＰＷＭのＨ期間またはＬ期間を調整する。なお、図２では、ＰＷＭ制御信号を矩形波で示し、これらの信号状態（デッドタイムを含む状態）をｐｗｍで示してある。
【００１９】
リアクトル電流は、Ｑ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域Ｉ）で上昇し、Ｑ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＮのモード（領域ＩＩＩ）で下降する。また、リアクトル電流は、直前モードがＱ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦ（領域Ｉ）から推移したＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＩ：デッドタイム）、あるいは直前モードがＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＮ（領域ＩＩＩ）から推移したＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＶ）で、上昇し、下降し、またはピークを持って上昇から下降に遷移し、あるいは下降から上昇に遷移する。
【００２０】
第１パターンはリアクトル電流ｉの最大ピークＰｍａｘ，最小ピークＰｍｉｎがともに正となる場合である。第２パターンはリアクトル電流ｉの最大ピークＰｍａｘが正，最小ピークＰｍｉｎがゼロとなる場合である。第３パターンはリアクトル電流ｉの最大ピークＰｍａｘが正，最小ピークＰｍｉｎが負となる場合である。第４パターンはリアクトル電流ｉの最大ピークＰｍａｘがゼロ，最小ピークＰｍｉｎが負となる場合である。そして、第５パターンはリアクトル電流ｉの最大ピークＰｍａｘ，最小ピークＰｍｉｎがともに負となる場合である。なお、図２において、αおよびβは、リアクトル電流ｉの減衰時間と増加時間を示している。
【００２１】
まず、図３および図４（Ａ）〜（Ｅ）に基づいて第１パターンについて説明する。図３は、第１パターンにおけるＰＷＭ信号とＰＷＭインバータ１の制御信号との対応を示す波形図を示している。
【００２２】
図３において、ｄで示される時間は、デッドタイムである。第１パターンでは、デッドタイムｄは、減衰時間αに含まれている。前述したように、第１パターンでは、最小ピークＰｍｉｎ≧０である。
【００２３】
ＰＷＭの繰り返しの周期、すなわちキャリア周波数をωとすると、リアクトル１４に流れる電流値の平均ｉｃは、Ｐｍｉｎ≧０の条件から、
ｉｃ≧Ｐｍａｘ／２
となる。また、減衰時間αにおけるリアクトル電流ｉの傾きをＡ、増加時間βにおけるリアクトル電流ｉの傾きをＢとすると、
β＝Ａ／（Ａ＋Ｂ）×ω
Ｐｍａｘ≧β×Ｂ
となる。したがって、
ｉｃ≧（１／２）×Ａ×Ｂ×ω／（Ａ＋Ｂ）
が求められる。
【００２４】
減衰時間αでの傾きＡおよび増加時間βでの傾きＢは、リアクトル（インダクタンスＬ）１４にかかる電圧Ｖｓ，Ｖｏから、次のようにして検出される。ここで、Ｖｓは電源電圧、Ｖｏは出力電圧である。
Ａ＝｜ｄｉ／ｄｔ｜＝Ｖｏ／Ｌ
Ｂ＝｜ｄｉ／ｄｔ｜＝（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ
したがって、平均電流ｉｃが次の条件を満たす場合には、第１パターンに属するので、それに応じた（第１パターンに対応する）制御を行う。
【００２５】
ｉｃ≧（（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
なお、（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ωは、第１パターンと第２パターンとの境界を表す電流値である。以下、この電流値をｉ_１，２で表す。すなわち、平均電流値ｉｃが、
ｉｃ≧（ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ωであるときには、第１パターンによる制御を行う。
【００２６】
図４（Ａ）〜（Ｅ）は、第１パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。図４（Ａ）のＱ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦ（領域Ｉ）のモードから、図４（Ｂ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＩ：デッドタイムｄ）に推移したときには、デッドタイムの影響は生じない。すなわち、Ｑ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモードでは、Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ動作にはかかわりなく転流ダイオードを介して電流が正方向に流れるので、デッドタイムの影響はない。同様に図４（Ｂ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＩ：デッドタイム）から、図４（Ｃ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＮ（領域ＩＩＩ）のモードに推移したときにも、デッドタイムの影響はない。
【００２７】
これに対して、図４（Ｃ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＮ（領域ＩＩＩ）のモードから、図４（Ｄ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＶ：デッドタイムｄ）に推移したときには、デッドタイムｄの全域にわたりその影響を考慮する必要がある。すなわち、デッドタイムｄの期間中は、ＰＷＭ信号がＬｏｗとなっているのと等価であるので、この期間（領域ＩＶのデッドタイムｄの全域）に応じてＰＷＭのＨ期間をｄｈ＝ｄに対応する時間だけ増加させ、これと同時にＬ期間を当該時間だけ減少させる。
【００２８】
図４（Ｄ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＶ：デッドタイム）から、図４（Ｅ）のＱ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦのモードに推移したときにはデッドタイムｄの影響はない。
【００２９】
図５および図６（Ａ）〜（Ｅ）により第２パターンについて説明する。図５は第２パターンにおけるＰＷＭ信号とＰＷＭインバータ１の制御信号との対応を示す波形図である。図５において、αおよびβは、リアクトル電流ｉの減衰時間と増加時間を示している。第２パターンでは、一方のデッドタイム（領域ＩＩ）ｄは減衰時間αに含まれており、他方のデッドタイム（領域ＩＶ）ｄは減衰時間αと増加時間βに含まれている。第２パターンでは、最小ピークＰｍｉｎは、ほぼ０である。
【００３０】
第２パターンではＰＷＭ信号がＨのときの電流の増加と、Ｌのときの電流の減少とが釣り合うように、領域ＩＶのデッドタイムｄで電流が調整されてしまう。領域ＩＶのデッドタイムｄにおける補償値をｄｈ、リアクトル電流ｉの平均はｉｃなので、この補償値ｄｈは、図５からもわかるように次式で与えられる（詳細については、後述する）。
ｄｈ＝ｄ−（ｉ_１，２−ｉｃ）×Ｌ／（Ｖｓ−Ｖｏ）
減衰時間αでの傾きＡおよび増加時間βでの傾きＢは、前述したように、
Ａ＝｜ｄｉ／ｄｔ｜＝Ｖｏ／Ｌ
Ｂ＝｜ｄｉ／ｄｔ｜＝（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ
である。
【００３１】
なお、第１パターンにおいて説明したよう、領域ＩＩでは、デッドタイムｄの補償の必要はない。すなわち、この場合には、「本来ＯＮすべきスイッチングトランジスタＱ１がＯＮできずに、スイッチングトランジスタＱ２側の転流ダイオードＤ２を介して電流がリアクトル１４に流れてしまう」といった問題は生じない。
また、第２パターンとの第３パターンとの境界を表す電流値を、ｉ_２，３とすると、
ｉ_２，３＝ｉ_１，２−（Ｖｓ−Ｖｏ）×ｄ／Ｌ
【００３２】
ただし、ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
となる。したがって、リアクトル１４に流れる電流ｉｃが、次の条件、
ｉ_２，３≦ｉｃ＜ｉ_１，２
を満たすときには、第２パターンに属するので、第２パターンによる制御を行う。
【００３３】
図６（Ａ）〜（Ｅ）は、第２パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。図６（Ｂ）に示す領域ＩＩにおける動作では、デッドタイムｄの影響を受けない。また、図６（Ｄ）に示すデッドタイムｄの前半においてもデッドタイムｄの影響は受けない。しかし、図６（Ｄ′）に示すデッドタイムｄの後半では、本来ＯＮすべきスイッチングトランジスタＱ１がＯＮできずに、スイッチングトランジスタＱ２側の転流ダイオードＤ２を介して電流がリアクトル１４に流れているので、デッドタイムｄの影響を考慮する必要がある。デッドタイムｄの影響を受ける期間は前述した補償値ｄｈである。したがって、ＰＷＭのＨ期間を補償値ｄｈに対応する時間だけ増加させ、これと同時にＬ期間を当該時間だけ減少させる必要がある。
【００３４】
図７および図８（Ａ）〜（Ｅ）を用いて第３パターンについて説明する。図７は、第３パターンにおけるＰＷＭ信号とＰＷＭインバータ１の制御信号との対応を示す波形図である。第３パターンの動作では、図８（Ａ）のＱ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域Ｉ）から推移した図８（Ｂ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＩ：デッドタイムｄ）において、「本来ＯＮすべきスイッチングトランジスタＱ２がＯＮできずに、スイッチングトランジスタＱ１側の転流ダイオードＤ１を介して電流がリアクトル１４に流れてしまう」といった事態は生じない。なお、図８（Ｃ），（Ｃ′）に領域ＩＩＩにおいて、電流の向きが変化する様子を示す。また、図８（Ｃ′）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＮのモード（領域ＩＩＩ）から推移したＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＶ：デッドタイムｄ）においても、「本来ＯＮすべきスイッチングトランジスタＱ１がＯＮできずに、スイッチングトランジスタＱ２側の転流ダイオードＤ２を介して電流がリアクトル１４に流れてしまう」といった事態は生じない。したがって、
ｄｈ＝０
であり、デッドタイムｄの補償の必要はない。
第４パターンとの境界となる電流値ｉ_３，４は、以下のように表される。
【００３５】
ｉ_３，４＝−（ｉ_１，２−Ｖｏ×ｄ／Ｌ）
ただし、ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
したがって、リアクトル１４に流れる電流ｉが、次の条件を満たすときには、第３パターンに属するので、第３パターンによる制御（デッドタイム補償をしない制御）を行う。
【００３６】
ｉ_３，４≦ｉｃ＜ｉ_２，３
図９および図１０（Ａ）〜（Ｅ）に基づいて第４パターンについて説明する。図９は、第４パターンにおけるＰＷＭ信号とＰＷＭインバータ１の出力電流ｉ４との対応を示す波形図である。第４パターンの動作では、図１０（Ａ）のＱ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域Ｉ）から推移した図１０（Ｂ′）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦの後半モード（領域ＩＩ：デッドタイムｄ）において、「本来ＯＮすべきスイッチングトランジスタＱ２がＯＮできずに、スイッチングトランジスタＱ１側の転流ダイオードＤ１を介して電流がリアクトル１４に流れてしまう」といった事態が生じる。したがって、領域ＩＩでのデッドタイムｄの補償の必要が生じる。なお、図１０（Ｅ），（Ｅ′）に領域Ｉにおいて、電流の向きが変化の様子を示す。
【００３７】
上記デッドタイムｄの補償値ｄｈは、図９からもわかるように、
ｄｈ＝（ｉｃ−ｉ_３，４）×Ｌ／Ｖｏ
となる。
【００３８】
また、第４パターンにおいて第５パターンとの境界となる電流値ｉ_４，５は、以下のように表される。
ｉ_４，５＝−ｉ_１，２
ただし、ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
【００３９】
したがって、リアクトル１４に流れる電流ｉｃが、次の条件を満たすときには、第４パターンに属するので、第４パターンによる制御を行う。
ｉ_４，５≦ｉｃ＜ｉ_３，４
すなわち、ＰＷＭのＬ期間を上記の補償値ｄｈに対応する時間だけ増加させ、これと同時にＨ期間を当該時間だけ減少させる。
【００４０】
図１１および図１２（Ａ）〜（Ｅ）により第５パターンについて説明する。図１１は第５パターンにおけるＰＷＭ信号とＰＷＭインバータ１の制御信号との対応を示す波形図である。第５パターンの動作では、図１２（Ａ）のＱ１：ＯＮ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域Ｉ）から推移した図１２（Ｂ）のＱ１：ＯＦＦ，Ｑ２：ＯＦＦのモード（領域ＩＩ：デッドタイムｄ）の全領域において、「本来ＯＮすべきスイッチングトランジスタＱ２がＯＮできずに、スイッチングトランジスタＱ１側の転流ダイオードＤ１を介して電流がリアクトル１４に流れてしまう」といった事態が生じる。したがって、領域ＩＩでのデッドタイムｄの補償の必要が生じる。
【００４１】
このときの、デッドタイムの補償値ｄｈは、
ｄｈ＝ｄ
となる。
したがって、リアクトル１４に流れる電流ｉｃが、次の条件、
ｉｃ≦ｉ_４，５
を満たすときには、第５パターンに属するので、第２パターンによる制御を行う。すなわち、ＰＷＭのＬ期間を上記のｄｈ＝ｄに対応する時間だけ増加させ、これと同時にＨ期間を当該時間だけ減少させる。
【００４２】
以上のようにして、以下のＰＷＭ制御を行うことができる。図１３に、制御回路１３に搭載されるデッドタイム補償回路５を示す。また、図１４に制御回路１３における処理を示す。デッドタイム補償回路５は、パターン決定部５１とデッドタイム補償時間設定部５２とからなる。パターン決定部５１は、リアクトル電流値推定部を含む。パターン決定部５１は、現在の制御状態がどの電流パターンに該当するかを、出力電流値Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，電源電圧Ｖｓ，キャリア周波数ωに基づいて決定する（Ｓ０１）。そして、デッドタイム補償時間設定部５２は、パターン決定部５１により決定されたパターンに相当する補償値ｄｈを決定し、ＰＷＭ制御波形生成部６に送り、ＰＷＭ制御波形生成部６は、リアクトル電流のパターンに応じた制御信号に基づくＰＷＭ制御を行う（Ｓ０２）。
【００４３】
補償値ｄｈをたとえばスイッチングトランジスタＱ１のＯＮ時間に付加した制御を行うときは、スイッチングトランジスタＱ２のＯＮ時間をｄｈだけ差し引く制御を行う。
【００４４】
この場合、上記実施の形態で説明したように、リアクトル電流のパターンに応じて補償値ｄｈの値は異なる。すなわち、第１パターン，第５パターンではｄｈ＝ｄであり、第３パターンではｄｈ＝０である。また、第２パターンではｄｈ＝ｄ−（ｉ１，２−ｉｃ）×Ｌ／（Ｖｓ−Ｖｏ），第４パターンでは（ｉｃ−ｉ４，５）×Ｌ／Ｖｏとした。実測できない値であるリアクトル電流の平均値ｉｃを求めるには、種々の方法がある。リアクトル電流は、後述する図１５のフローチャートに例示する処理により求めることができる。
【００４５】
パターン決定部５１は、予め、電源電圧Ｖｓ，出力電圧Ｖｏ，出力電流ｉｃ，キャリア周波数ωに対応するパターンをテーブルにして記憶しておくことで、現在のパターンが第１パターン〜第５パターンの何れに属するかを決定することができる。
【００４６】
ＰＷＭインバータ１の制御の制御は基本的には、スイッチングトランジスタのＯＮ時間の増減により行われるが、実際の制御において、上記補償値ｄｈの値の最適化を図ることができる。すなわち、予めシミュレーションにより、最適な補償値ｄｈを各パターンごとに求めておき、これをデッドタイム補償時間設定部５２に記憶させておくことができる。
【００４７】
前述したように、リアクトル電流ｉｃは、実測できない値である。そこで、本実施の形態では、図１５のフローチャートに示す処理を実行することにより、ｉｃの推定値〈ｉｃ〉を求めるようにした。
まず、インダクタンスＬを通過する電流ｉＬは、インダクタンスに加えられる電圧をｖＬとすると、
ｄｉＬ＝−ｖＬｄｔ／Ｌ
で表される。
【００４８】
したがって、本実施の形態では、
ｄｉ_Ｌ：Δ〈ｉｃ〉
ｖ_Ｌ：Ｖｓ×Ｄ−〈ｉｃ〉×Ｒ＋Ｖｏ
ｄｔ：サンプリング周期（Ｕ×δｔ）
で表される。
【００４９】
ただし、〈ｉｃ〉は、リアクトル電流の平均値ｉｃの推定値、ＲはインダクタンスＬの抵抗値、Ｖｓは直流電源の電圧値、ＤはＰＷＭのデューティ、Ｖｏは出力電圧値（コンデンサ電圧値）、δｔはＰＷＭクロック、Ｕは１サンプリング周期分を表す整数である。
したがって、
〈ｉｃ〉＝〔Ｖｓ×Ｄ−〈ｉｃ〉×Ｒ＋Ｖｏ〕∫ｄｔ
で表される。
【００５０】
上記の式を、離散データ表現すると、
〈ｉｃ〉_ｋ＝Σ〔Ｖｓ_ｋ−１×Ｄ−〈ｉｃ〉_ｋ−１×Ｒ＋Ｖｏ〕×（Ｕ×δｔ）となる。Σは、制御単位の開始から終了（現在）に至るまで累積することを意味する。たとえば、制御開始がｎ番目のサンプリング順位と、現在をｍ番目のサンプリング順位とすると、Σは、ｋ＝ｍ−ｎからｋ＝ｎまでのｍ回のサンプリング値の累積で表される。
【００５１】
図１５では、まず、各パラメータ（Ｖｓ，Ｖｏ等）のサンプリングを行い（Ｓ１００）、〈ｉｃ〉ｋの演算を行う（Ｓ１０１）。次に、サンプリングが、制御単位の開始からｍ回行われたか否かを判断し（Ｓ１０２）、ｍ回に達していないときは、処理をステップＳ１０１に戻す。
【００５２】
ステップＳ１０２において、処理がｍ回に達したときは、〈ｉｃ〉_ｋが第１パターンに属するか否かを判断する（Ｓ１０３）。ここで、〈ｉｃ〉_ｋが第１パターンに属するか否かの判断は、
〈ｉｃ〉_ｋ≧ｉ_１，２
ただし、
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
に基づき行われる。
【００５３】
ステップＳ１０３において、〈ｉｃ〉_ｋが第１パターンに属すると判断されたときは、ＰＷＭのオンタイムにｄｈを加え、制御単位におけるパラメータをリセットし、新たに制御単位の実行を開始する（Ｓ１０４）。
このときのｄｈは、
ｄｈ＝ｄ
である。
【００５４】
ステップＳ１０３において、〈ｉｃ〉_ｋが第１パターンに属さないと判断されたときは、第２パターンに属するか否かを判断する（Ｓ１０５）。ここで、〈ｉｃ〉_ｋが第２パターンに属するか否かは、
ｉ_２，３≦〈ｉｃ〉_ｋ＜ｉ_１，２
ただし、ｉ_２，３＝ｉ_１，２−（Ｖｓ−Ｖｏ）×ｄ／Ｌ
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
に基づき行われる。
【００５５】
ステップＳ１０５において、〈ｉｃ〉_ｋが第２パターンに属すると判断されたときは、ＰＷＭのオンタイムにｄｈを加え、制御単位におけるパラメータをリセットし、新たに制御単位の実行を開始する（Ｓ１０６）。
このときのｄｈは、
ｄｈ＝ｄ−（ｉ_１，２−ｉｃ）×Ｌ／（Ｖｓ−Ｖｏ）
＝ｄ−（ｉ_１，２−〈ｉｃ〉_ｋ）×Ｌ／（Ｖｓ−Ｖｏ）
である。
【００５６】
ステップＳ１０５において、〈ｉｃ〉_ｋが第２パターンに属さないと判断されたときは、第３パターンに属するか否かを判断する（Ｓ１０７）。ここで、〈ｉｃ〉_ｋが第３パターンに属するか否かは、
ｉ_３，４≦〈ｉｃ〉_ｋ＜ｉ_２，３
ただし、ｉ_２，３＝ｉ_１，２−（Ｖｓ−Ｖｏ）×ｄ／Ｌ
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
ｉ_３，４＝−（ｉ_１，２−Ｖｏ×ｄ／Ｌ）
に基づき行われる。
【００５７】
ステップＳ１０７において、〈ｉｃ〉_ｋが第３パターンに属すると判断されたときは、ＰＷＭのオンタイムはそのままにするとともに、制御単位におけるパラメータをリセットし、新たに制御単位の実行を開始する（Ｓ１０８）。
【００５８】
ステップＳ１０７において、〈ｉｃ〉_ｋが第３パターンに属さないと判断されたときは、第４パターンに属するか否かを判断する（Ｓ１０９）。ここで、〈ｉｃ〉_ｋが第４パターンに属するか否かは、
ｉ_４，５＝−ｉ_１，２≦〈ｉｃ〉_ｋ＜ｉ_３，４
ただし、
ｉ_３，４＝−（ｉ_１，２−Ｖｏ×ｄ／Ｌ）
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
に基づき行われる。
【００５９】
ステップＳ１０９において、〈ｉｃ〉_ｋが第４パターンに属すると判断されたときは、ＰＷＭのオンタイムにｄｈを加え、制御単位におけるパラメータをリセットし、新たに制御単位の実行を開始する（Ｓ２１０）。
このときのｄｈは、
ｄｈ＝（ｉｃ−ｉ_３，４）×Ｌ／Ｖｏ
＝（〈ｉｃ〉_ｋ−ｉ_３，４）×Ｌ／Ｖｏ
である。
【００６０】
ステップＳ１０９において、〈ｉｃ〉_ｋが第４パターンに属さないと判断されたときは、第５パターンに属することになる。ここで、〈ｉｃ〉_ｋが第５パターンに属するということは、
〈ｉｃ〉_ｋ＜ｉ_４，５
ただし、
ｉ_４，５＝−ｉ_１，２≦〈ｉｃ〉_ｋ＜ｉ_３，４
ｉ_３，４＝−（ｉ_１，２−Ｖｏ×ｄ／Ｌ）
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
となることである。
【００６１】
この場合、ＰＷＭのオンタイムに−ｄｈを加え、制御単位におけるパラメータをリセットし、新たに制御単位の実行を開始する（Ｓ１１１）。
【００６２】
【発明の効果】
デッドタイムに基づく半導体スイッチが動作できない状態を当該半導体スイッチのＯＮ時間を増やすことで補償したＰＷＭインバータを提供することができる。具体的には、デッドタイム中の前記リアクトルに流れる電流の向きがこの半導体スイッチがＯＮ状態となったときに流れるべき電流の向きと同一であるときは、当該半導体スイッチのＯＮ時間所定時間を付加し、ＯＦＦとなっている半導体スイッチを当該所定時間短縮する（キャリア周波数ωは変更しない）ことで、デッドタイムの影響を除去できる。
【００６３】
これにより、出力特性の不連続に起因する特定領域で発生するオーバーシュート等の制御ムラを取り除くことができ、また立ち上がり特性が鈍る領域においても発振させることなく、他の領域と同等の特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭインバータの一実施の形態を示す回路図である。
【図２】本実施の形態における、制御のために分類される５つの電流パターンを示す図である。
【図３】第１パターンにおけるＰＷＭ信号とインバータの制御信号との対応を示す波形図である。
【図４】（Ａ）〜（Ｅ）は、第１パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。
【図５】第２パターンにおけるＰＷＭ信号とインバータの制御信号との対応を示す波形図である。
【図６】（Ａ）〜（Ｅ）は、第２パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。
【図７】第３パターンにおけるＰＷＭ信号とインバータの制御信号との対応を示す波形図である。
【図８】（Ａ）〜（Ｅ）は、第３パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。
【図９】第４パターンにおけるＰＷＭ信号とインバータの制御信号との対応を示す波形図である。
【図１０】（Ａ）〜（Ｅ）は、第４パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。
【図１１】第５パターンにおけるＰＷＭ信号とインバータの制御信号との対応を示す波形図である。
【図１２】（Ａ）〜（Ｅ）は、第５パターンにおける電流の変化を示す時系列図である。
【図１３】本発明の実施の形態のインバータの制御回路に搭載されるデッドタイム補償回路を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態における制御回路における処理を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態における処理を詳細に示すフローチャートである。
【図１６】従来のＰＷＭインバータを示す回路図である。
【図１７】図１６の回路の動作説明図である。
【符号の説明】
１ＰＷＭインバータ
５デッドタイム補償回路
６ＰＷＭ制御波形生成部
１１直流電源
１２スイッチング回路
１３制御回路
１４リアクトル
１５コンデンサ
１４ａインダクタ
１４ｂライン抵抗
５１パターン決定部
５２デッドタイム補償時間設定部
Ｑ１，Ｑ２スイッチングトランジスタ
Ｄ１，Ｄ２転流ダイオード

Claims

直流電源と、前記直流電源端子に順向きに接続された、それぞれ転流ダイオードを有する第１の半導体スイッチおよび第２の半導体スイッチからなるスイッチング回路と、前記各半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御信号を出力するインバータ制御回路と、前記各半導体スイッチの接続点に一方端子が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他方端子と前記直流電源のグランド端子に接続されたコンデンサとからなる平滑回路とを備え、第１の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦと第２の半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦとを交互に行い、かつ、第１の半導体スイッチのＯＮ期間と第２の半導体スイッチのＯＮ期間との間に両半導体スイッチが共にＯＦＦとなる期間を設けて制御されるＰＷＭインバータにおいて、
リアクトル電流を、出力電流値，出力電圧値，電源電圧値並びにパルス幅から推定し、当該推定結果に基づき前記各半導体スイッチのＯＮ時間を設定するデッドタイム補償時間設定手段を含むデッドタイム補償回路を有することを特徴とするＰＷＭインバータ。
前記デッドタイム補償時間設定手段は、本来ＯＮ状態となるべき半導体スイッチの動作が前記デッドタイムにより制限され、かつ当該デッドタイム中の前記リアクトルに流れる電流の向きが、当該半導体スイッチがＯＮ状態となったときに流れるべき電流の向きと同一であるときは、前記各半導体スイッチのＯＮ時間を設定することを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ。
前記第１の半導体スイッチのＯＮ時間と、前記第１の半導体スイッチがＯＮの状態から遷移するデッドタイムと、前記第２の半導体スイッチのＯＮ時間と、前記第２の半導体スイッチがＯＮの状態から遷移するデッドタイムとの和が一定である請求項１または２に記載のＰＷＭインバータであって、
前記前記各半導体スイッチのＯＮ時間の設定が、前記第１の半導体スイッチのＯＮ時間と、前記第２の半導体スイッチのＯＮ時間との比の変更であることを特徴とするＰＷＭインバータ。
前記デッドタイム補償回路は、リアクトル電流が、
第１パターン：最大ピーク，最小ピークがともに正となる場合
第２パターン：最大ピークが正，最小ピークがゼロ近傍となる場合
第３パターン：最大ピークが正，最小ピークが負となる場合
第４パターン：最大ピークがゼロ近傍，最小ピークが負となる場合
第５パターン：最大ピーク，最小ピークがともに負となる場合
の何れに属するかを決定するパターン決定手段を含み、
前記デッドタイム補償時間設定手段は、前記パターン決定手段が決定した前記パターンに応じて、前記各半導体スイッチのＯＮ時間を設定することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のＰＷＭインバータ。
前記パターン決定手段は、
ｉ_１，２＝（１／２）×Ｖｏ／Ｖｓ×〔（Ｖｓ−Ｖｏ）／Ｌ〕×ω
Ｖｏ：出力電圧、Ｖｓ：電源電圧、Ｌ：リアクトルのインダクタンス、ω：ＰＷＭのキャリア周波数として、
第１パターン：ｉ_１，２≦ｉ_ｃ
第２パターン：ｉ_２，３＝ｉ_１，２−（Ｖｓ−Ｖｏ）×ｄ／Ｌ≦ｉ_ｃ＜ｉ_１，２
第３パターン：ｉ_３，４＝−（ｉ_１，２−Ｖｏ×ｄ／Ｌ）≦ｉ_ｃ＜ｉ_２，３
第４パターン：ｉ_４，５＝−ｉ_１，２≦ｉ_ｃ＜ｉ_３，４
第５パターン：ｉｃ＜ｉ_４，５
として、リアクトル電流の平均値ｉｃが属するパターンを決定することを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載のＰＷＭインバータ。