JP4072401B2

JP4072401B2 - Impedance detection circuit and capacitance detection circuit

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Publication number: JP4072401B2
Application number: JP2002260688A
Authority: JP
Inventors: 正巳八壁; 直樹池内; 松本　　俊行; 浩一中野
Original assignee: Tokyo Electron Ltd; Hokuto Electronics Inc
Current assignee: Tokyo Electron Ltd; Hokuto Electronics Inc
Priority date: 2001-09-06
Filing date: 2002-09-05
Publication date: 2008-04-09
Anticipated expiration: 2022-09-05
Also published as: JP2003156523A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インピーダンスを検出する回路に関し、特に、微小なインピーダンスを高い精度で検出する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
静電容量検出回路の従来例として、静電容量式変位計を挙げることができる（例えば、特許文献１参照）。図７は、この静電容量検出回路を示す回路図である。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容量センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器９５の出力端子と前記反転入力端子との間にコンデンサ９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄは、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介して取り出される。
【０００３】
この検出回路では、演算増幅器９５の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いにほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシールド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影響されにくい出力電圧Ｖｄが得られるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−２８０８０６号公報（第２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来技術によれば、確かに容量センサ９２の容量がある程度に大きいときは信号線９３とシールド線９４との間の浮遊容量に影響されない正確な出力電圧Ｖｄを得ることができるものの、数ｐＦあるいはｆＦ（フェムトファラッド）オーダー以下の微小な容量の検出においては、誤差が大きくなってしまうという問題がある。
【０００６】
また、印加する交流電圧Ｖacの周波数によっては、演算増幅器９５の内部のトラッキングエラー、演算誤差等により、イマージナリショートの状態にある反転入力端子と非反転入力端子の電圧間にも結果的に微妙な位相・振幅のズレが発生し、検出誤差が大きくなってしまうという問題もある。
【０００７】
一方、携帯電話機等に代表される軽量・小型の音声通信機器においては、コンデンサマイクロホン等の容量センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められている。数ｐＦあるいはｆＦオーダー以下の微小な容量又はその変化を正確に検出することができるならば、極めて高い感度で、かつ、忠実に音声を検出することが可能な高性能なマイクロホンが実現され、携帯電話機等の音声通信機器での音声のピックアップにおける性能が飛躍的に向上される。
【０００８】
そこで、この発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、微小な容量を正確に検出することができ、かつ、軽量・小型の音声通信機器に使用されるコンデンサマイクロホン等の容量センサの容量検出に適した静電容量を含むインピーダンスの検出回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出回路は、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、容量性の第１インピーダンス素子と、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器に交流電圧又は直流電圧の少なくともいずれか一方を印加する電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記第１演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれることを特徴とする。
【００１０】
具体例としては、電圧発生器と、非反転入力端子が所定の電位に接続された演算増幅器と、インピーダンス変換器と、電圧発生器と演算増幅器の反転入力端子間に接続される抵抗と、演算増幅器の反転入力端子とインピーダンス変換器の出力端子間に接続される抵抗と、演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に接続される容量性の第１インピーダンス素子とを備えるインピーダンス検出回路を構成し、被検出インピーダンスはインピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に接続される。ここで、所定の電位とは、ある基準電位、所定の直流電位、接地電位またはフローティング状態のいずれかを指すものであり、実施の態様にあわせて最適なものが選択される。
【００１１】
このような構成によって、被検出インピーダンスに一定の電圧が印加されるとともに、その被検出インピーダンスに流れる電流のほとんど全てが第１インピーダンス素子に流れ、信号出力端子からは、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応した信号が出力される。
【００１２】
なお、インピーダンス検出回路と被検出インピーダンスとを接続する信号線へのノイズの混入や、その信号線と所定の電位間の浮遊容量の発生を低減するために、被検出インピーダンスとインピーダンス検出回路の信号線は可能な限り短い方が好ましい。
【００１３】
また、電圧発生器については交流または直流の少なくともいずれか一方を選ぶことができるが、交流では、絶対インピーダンスとインピーダンスの変化量の両方が測定可能なのに対し、直流ではインピーダンスの変化量が検出できる一方、交流では発振回路等が必要になり検出回路の規模が若干大きくなるのに対し、直流ではその分コンパクトに作ることが可能となる特質をもっている。このように本願の電圧発生器は、その目的や用途を検討し最適なものを選定することができる。加えて、前記第１演算増幅器と前記電圧発生器との間に備えられた第２インピーダンス素子を備えてもよい。また、第１インピーダンス素子と並列に抵抗を接続しておいてもよい。
【００１４】
ここで、電圧発生器の発生電圧に対応する信号を、前記信号出力端子からの出力信号が含んでいるので、それをキャンセルするためのキャンセル手段を前記インピーダンス検出回路に更に加えて設けてもよい。このキャンセル手段には、加算器、減算器等があげられる。また、特に被検出インピーダンスが容量性の場合、第１インピーダンス素子にコンデンサを用いると周波数特性に優れた回路を得ることができる
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路の回路図である。なお、本図では、このインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路１０に、検出対象である被検出インピーダンスとしての被検出コンデンサ１７（ここでは、コンデンサマイクロホン等、静電容量Ｃsの変化を利用して各種物理量を検出する容量型センサ）が接続されている。
【００１６】
この静電容量検出回路１０は、交流電圧を発生する交流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、演算増幅器１４、インピーダンス素子（ここでは、容量Ｃfのコンデンサ）１５及びインピーダンス変換器１６から構成され、被検出コンデンサ１７の静電容量に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子２０から出力する。
【００１７】
交流電圧発生器１１は、一端が所定の電位（本例では、接地）に接続され、他端（出力端子）から一定の交流電圧（電圧Ｖin、角周波数ω）を発生している。交流電圧発生器１１の出力端子と演算増幅器１４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続されている。
【００１８】
演算増幅器１４は、入力インピーダンス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例では、接地）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイマージナリショートの状態となっている。この演算増幅器１４の負帰還路、つまり、演算増幅器１４の出力端子から反転入力端子までの間に、コンデンサ１５、インピーダンス変換器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこの順で直列に接続されている。
【００１９】
インピーダンス変換器１６は、入力インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低く、電圧ゲインがＡ倍の電圧増幅器である。このインピーダンス変換器１６の入力端子２１には、信号線又はプリント基板上の配線パターン等の導電体を介して、被検出コンデンサ１７の一端が接続され、一方、被検出コンデンサ１７の他端は、所定の電位（本例では、接地）に接続されている。演算増幅器１４の出力端子には、この静電容量検出回路１０の出力信号、つまり、被検出コンデンサ１７の容量に対応した検出信号を出力するための信号出力端子２０が接続されている。なお、本願におけるＡ倍等に示される変数Ａは、いずれもゼロ以外の実数を示す。
【００２０】
なお、被検出コンデンサ１７と静電容量検出回路１０との接続について、不要な浮遊容量が検出誤差として加算されたり、外乱ノイズが混入したりすることを避けるために、可能な限り短いシールドのない導電体（ケーブル、銅箔の配線パターン、接続端子など）で接続するのが好ましい。さらに、可能ならば、外乱ノイズに対する遮蔽を強化するために、被検出コンデンサ１７及び静電容量検出回路１０全体を接地されたシールド部材で覆ったり、シールドボックス内に収納するのが好ましい。
【００２１】
以上のように構成された静電容量検出回路１０の動作は以下の通りである。
抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目すると、演算増幅器１４の両入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流が流れないことから、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流は、Ｖin／Ｒ1となり、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流れるので、インピーダンス変換器１６の出力電圧をＶ2とすると、
Ｖin／Ｒ1＝−Ｖ2／Ｒ2
が成り立つ。これを整理することにより、インピーダンス変換器１６の出力電圧Ｖ2は、
Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１）
となる。また、インピーダンス変換器１６の電圧ゲインはＡであるので、入力電圧（入力端子２１の電圧）Ｖ1と出力電圧（出力端子２２での電圧）Ｖ2との関係より、その入力電圧Ｖ1は、
Ｖ1＝（１／Ａ）・Ｖ2 （式２）
が成り立つ。また、コンデンサ１５を被検出コンデンサ１７に向かって流れる電流をｉとすると、インピーダンス変換器１６の入力インピーダンスが極めて高いことから、その電流ｉの全てが被検出コンデンサ１７に流れるので、電流ｉは、ｊωＣｓ・Ｖ1となり、信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、
Ｖout＝ｉ・（１／ｊωＣf）＋Ｖ1
＝（１＋Ｃs／Ｃf）・Ｖ1 （式３）
となる。
【００２２】
上記式１と式２とから、Ｖ2を消去すると、
Ｖ1＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式４）
が得られ、このＶ1を上記式３に代入すると、
Ｖout＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式５）
が得られる。
【００２３】
この式５から分かるように、静電容量検出回路１０の信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、被検出コンデンサ１７の容量Ｃsに依存した値となる。従って、この電圧Ｖoutに対して種々の信号処理を施すことによって、容量Ｃsを特定することができる。また、この式５には角周波数ωが含まれていないことから分かるように、この検出信号の電圧Ｖoutは、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの周波数及び被検出コンデンサの周波数の変化に依存しない。これによって、被検出コンデンサ１７に印加される交流電圧の周波数に依存することなく、被検出コンデンサ１７の容量を検出することができる（回路での周波数依存特性を有しない）静電容量検出回路が実現される。したがって、コンデンサマイクロホン等、容量値がある周波数（音声帯域）で変化するような被検出コンデンサ１７に対して、検出された信号を周波数補正することなく、その電圧値から直接、容量値を特定することが可能となる。
【００２４】
ここで、インピーダンス変換器１６がボルテージフォロワの場合、電圧ゲインはＡ＝１となり、ボルテージフォロワの両入力端子がイマージナリショートの状態となるため、反転入力と出力の電圧が決まり、ボルテージフォロワの非反転入力の電圧が決定される。この場合は、演算増幅器１４とボルテージフォロワとは利得を充分に獲得するためのアンプと電圧を決定するためのアンプとに分割したともいえる。こうすると、演算増幅器１４の非反転入力を所定の電位に接続することができ、その動作の安定性を向上させることができるようになり、利得を充分に稼ぎながら演算誤差の大幅な低減を実現できるよになるので、これにより好ましい態様であるといえる。
【００２５】
また、本実施の形態例の静電容量検出回路１０では、コンデンサ１５及び被検出コンデンサ１７に電流を供給している演算増幅器１４は、その非反転入力端子が所定の電位に接続され、固定化されている。したがって、図７に示される従来の回路における演算増幅器９５と異なり、演算増幅器１４は、入力される交流信号の周波数等に依存することなく、演算誤差の低減が図れ、ノイズの少ない安定した電流をコンデンサ１５及び被検出コンデンサ１７に供給するので、被検出コンデンサ１７の微小な容量の検出が可能となる。
【００２６】
図２は、図１に示された静電容量検出回路１０におけるインピーダンス変換器１６の具体的な回路例を示す。図２（ａ）は、演算増幅器１００を用いたボルテージフォロワを示している。演算増幅器１００の反転入力端子と出力端子とが短絡されている。この演算増幅器１００の非反転入力端子をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器１００の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが１となるインピーダンス変換器１６が得られる。
【００２７】
図２（ｂ）は、演算増幅器１０１を用いた非反転増幅回路を示している。演算増幅器１０１の反転入力端子とグランド間に抵抗（Ｒ10）１１０が接続され、演算増幅器１０１の反転入力端子と出力端子間にフィードバック抵抗（抵抗（Ｒ11）３３）が接続されている。この演算増幅器１０１の非反転入力端子をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器１０１の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが（Ｒ10＋Ｒ11）／Ｒ10となるインピーダンス変換器１６が得られる。
【００２８】
図２（ｃ）は、図２（ａ）や図２（ｂ）に示されるような演算増幅器の入力段にＣＭＯＳ構造のバッファを付加した回路を示している。図示されるように、正負電源間にＮ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５とが抵抗１１２、１１３を介して直列に接続され、バッファの出力が演算増幅器１００（又は１０１）の入力に接続されている。このバッファの入力をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器１６が得られる。
【００２９】
図２（ｄ）は、図２（ｃ）の入力段のバッファのような回路を示している。図示されるように、正負電源間に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５とが直列に接続され、両ＭＯＳＦＥＴの接続部から出力がなされる。
【００３０】
図２（ｅ）は、演算増幅器１０２の非反転入力をインピーダンス変換器の入力とし、演算増幅器１０２の反転入力端子に抵抗１１４の一端を接続し、演算増幅器１０２の出力と反転入力間を抵抗１１５を介して接続したものとなっている。図２（ｄ）及び図２（ｅ）に示されるように、こうした構成をとることで入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３１】
（第２のの形態）
次に、本発明の第２の実施の形態における静電容量検出回路について説明する。
図３は、第２の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路３０の回路図である。この静電容量検出回路３０は、大きく分けて、図１に示されたインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路１０に相当するコア部３１、そのコア部３１の信号出力端子２０での信号電圧Ｖ01を入力として反転する反転部３２、及び、その反転部３２の出力端子２３での信号電圧Ｖ03とコア部３１の交流出力端子２２での信号電圧Ｖ02とを加算し、出力端子２４に電圧Ｖ04の検出信号を出力する加算部３３から構成される。
【００３２】
コア部３１は、図１に示された静電容量検出回路１０と同一の回路である。したがって、コア部３１の信号出力端子２０の電圧Ｖ01は、上記式５より、
Ｖ01＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式６）
となり、コア部３１の交流出力端子２２の電圧Ｖ02は、上記式１より、
Ｖ02＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式７）
となる。
【００３３】
反転部３２は、可変抵抗（Ｒ4）４０、抵抗（Ｒ5）４１、可変抵抗（Ｒ6）４２、コンデンサ４３及び演算増幅器４４を備えた反転増幅回路であり、電圧利得が−１で、かつ、その出力端子２３での信号Ｖ03の位相がコア部３１の交流出力端子２２での信号Ｖ02と同一になるように、可変抵抗（Ｒ4）４０及び可変抵抗（Ｒ6）４２の抵抗値が調整されている。したがって、この反転部３２の入力電圧Ｖ01と出力電圧Ｖ03とは、理想的には以下の関係が成り立っている。
Ｖ03＝−Ｖ01 （式８）
【００３４】
加算部３３は、抵抗値の等しい３つの抵抗（Ｒ7）４５、抵抗（Ｒ8）４６及び抵抗（Ｒ9）４７が演算増幅器４８に接続された加算器である。つまり、２つの入力信号の電圧Ｖ02及びＶ03と、出力電圧Ｖ04とは、以下の関係が成り立つ。
Ｖ04＝−（Ｖ02＋Ｖ03）（式９）
この式９に、上記式８を代入してＶ03を消去した後に、上記式６及び式７を代入すると、
Ｖ04＝Ｖ01−Ｖ02
＝−（Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式１０）
が成り立つ。つまり、この静電容量検出回路３０の出力端子２４から出力される検出信号の電圧Ｖ04は、容量値Ｃsに比例することが分かる。よって、この電圧Ｖ04に基づいて、種々の信号処理を施すことで、未知の容量値Ｃｓ又は容量変化を容易に特定することができる。
【００３５】
この式１０と第１の実施の形態例における検出信号の電圧Ｖoutを示す式５とを比較して分かるように、第２の実施の形態例における静電容量検出回路３０で得られる検出信号は、第１の実施の形態例と異なり、被検出コンデンサ１７の容量に比例する成分だけを含み、不要なオフセット分（被検出コンデンサ１７に依存しない電圧）を含んでいない。したがって、第２の実施の形態例における検出信号から被検出コンデンサ１７の容量又は容量変化を特定する信号処理は、簡易なもので済む。
なお、本例では、Ｖ03＝−Ｖ01となる例で説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。容量センサの種類により、Ｖ03＝ｋ・Ｖ01（ｋは反転増幅部の増幅率）として、出力電圧Ｖ04が、
Ｖ04＝｛ｋ・（Ｃs／Ｃf）＋（ｋ＋１）｝・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin
となるように設定してもよい。
【００３６】
以上、本発明に係るインピーダンス検出回路について、２つの実施の形態例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態例及び応用例に限定されるものではない。
【００３７】
例えば、図３で示した加算方式による電圧発生器の発生電圧に対応する信号のキャンセル手段は、図４または図５等で示されるように、別の加算手段、減算手段を用いてもよい。
【００３８】
図４は、静電容量検出回路１０と機能的に同じであるインピーダンス検出回路５０の信号出力２０（Ｖout）は、抵抗４６を介して加算回路の一方の入力に接続され、インピーダンス検出回路５０のＶinは、抵抗４５を介して前記加算回路のもう一方の入力に接続されている。この信号出力２０はＶinに対して反転しているので加算することにより電圧発生器の発生電圧に対応する信号のキャンセルが可能となる。これに対して、図５では、インピーダンス検出回路５０の交流信号出力端子からの出力と信号出力端子Ｖoutからの出力をそのまま用いている。この２つの信号はともにＶinに対しては反転しているためにこれらの信号をそのまま使うためには、この図のように減算回路が必要となる。なお、それぞれの加算手段や減算手段の入力はコンパチブルに入れ替えが可能である。
【００３９】
さらに、例えば、静電容量検出回路１０及び３０において、被検出コンデンサ１７に流れる電流を検出するために、演算増幅器１４とインピーダンス変換器１６との間に、コンデンサ１５が接続されたが、これに代えて、抵抗やインダクタンス等のインピーダンス素子を接続してもよい。例えば、コンデンサ１５に代えて抵抗値Ｒ3の抵抗を接続した場合には、静電容量検出回路１０の出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、上記式５に代えて、
Ｖout＝Ｖ01
＝｛（１＋Ｒ3・ΔＣs・ωc・cos（ωc・ｔ））sin（ωin・ｔ）＋Ｒ3（Ｃd＋ΔＣs・sin（ωc・t））ωin・cos（ωin・ｔ）｝・（Ｖin／Ａ）（式１１）
ΔＣs：被検出コンデンサの容量変化分
ωc ：被検出コンデンサの周波数
Ｃd ：被検出コンデンサの変化しない基準の容量
ωin ：入力電圧の周波数
となる。この場合であっても、検出信号の電圧Ｖ04は、容量値Ｃsに比例することに変わりない。よって、この電圧Ｖ04に基づいて、種々の信号処理を施すことで、未知の容量値Ｃｓや容量変化を容易に特定することができる。
【００４０】
また、図６に示されるように、上記実施の形態における静電容量検出回路１０及び３０におけるコンデンサ１５と並列に抵抗１８を付加して接続してもよい。これによって、コンデンサ１５と被検出コンデンサ１７との接続点は、抵抗１８を介して第１演算増幅器１４の出力端子と接続されることになり、直流的にフローティング状態となることが解消され、電位が固定される。
【００４１】
また、被検出インピーダンスとして接続されるものは、未知の容量（半導体チップ内、基板配線上、パッケージ配線上など）、また、コンデンサマイクロホン、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の各種物理量を検出する全てのトランスデューサ（デバイス）が含まれる。
【００４２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路は、抵抗を介して演算増幅器に交流電圧を印加し、その演算増幅器の負帰還路に被検出インピーダンスを接続することで、被検出インピーダンスのインピーダンスを検出している。つまり、非反転入力端子を所定の電位に接続した演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に容量性のインピーダンス素子を接続するとともに、インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続している。
【００４３】
これによって、被検出インピーダンスに流れる電流のほぼ全てがインピーダンス素子に流れ、演算増幅器の出力端子には被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する正確な信号が出力されることとなり、極めて微小なインピーダンスの検出が可能となる。特に、それぞれのインピーダンスが容量性のときには、ｆＦオーダー以下の微小な容量が測定でき、被検出容量の変化の周波数に依存しない測定が可能となる。
【００４４】
そして、演算増幅器の非反転入力端子は所定の電位に接続され、入力端子の一方の電位が固定されるので、演算増幅器は安定して動作し、演算誤差が低減し、検出信号に含まれるノイズが抑制される。
【００４５】
また、演算増幅器とインピーダンス変換器との間に容量性のインピーダンス素子が接続されているので、演算増幅器に印加される交流電圧の周波数に依存せず、被検出コンデンサの容量変化の周波数にも依存しない検出感度が確保される。さらに、演算増幅器とインピーダンス変換器との間に抵抗を接続した場合におけるその抵抗からの熱雑音によるＳ／Ｎ比の劣化という問題も生じない。
【００４６】
ここで、前記インピーダンス検出回路に、信号出力端子での信号を反転する反転増幅回路と、インピーダンス変換器の出力信号と反転増幅回路の出力信号とを加算する加算回路とを付加してもよい。これによって、インピーダンス検出回路の出力信号に含まれる不要なオフセット成分が除去され、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する正味の信号を大きく増幅することができる。
【００４７】
以上のように、本発明により、使用環境の限定も少なくなり、微小なインピーダンスを正確に検出することができ、かつ、小型化に適したインピーダンス検出回路、静電容量検出回路等が実現され、特に、携帯電話機等の軽量・小型の音声通信機器の音声性能が飛躍的に向上され、その実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路の回路図である。
【図２】（ａ）〜（ｅ）は、本発明で使用可能なインピーダンス変換器の例を示す図である
【図３】本発明の第２の実施の形態におけるインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路の回路図である。
【図４】図３に示された加算方式による電圧発生器の発生電圧に対応する信号のキャンセル手段を別の手段（加算回路）で構成した例を示す。
【図５】図３に示された加算方式による電圧発生器の発生電圧に対応する信号のキャンセル手段を別の手段（減算回路）で構成した例を示す。
【図６】本発明の他の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図７】従来の静電容量検出回路の回路図である。
【符号の説明】
１０、３０静電容量検出回路
１１交流電圧発生器
１２、１３、１８、４１、４５〜４７、１１０〜１１５抵抗
１４、４４、４８、１００〜１０２演算増幅器
１５コンデンサ（インピーダンス素子）
１６インピーダンス変換器
１７被検出コンデンサ
２０信号出力端子
２１インピーダンス変換器の入力端子
２２交流出力端子
２３反転部の出力端子
２４静電容量検出回路の出力端子
３１コア部
３２反転部
３３加算部
３４、３５ＭＯＳＥＴ
４０、４２可変抵抗
４３コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit for detecting impedance, and more particularly to a circuit for detecting a minute impedance with high accuracy.
[0002]
[Prior art]
As a conventional example of the capacitance detection circuit, a capacitance displacement meter can be cited (for example, see Patent Document 1). FIG. 7 is a circuit diagram showing this capacitance detection circuit. In this detection circuit, a capacitance sensor 92 formed of electrodes 90 and 91 is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier 95 via a signal line 93. A capacitor 96 is connected between the output terminal of the operational amplifier 95 and the inverting input terminal, and an AC voltage Vac is applied to the non-inverting input terminal. The signal line 93 is covered with a shield line 94 and is electrically shielded against disturbance noise. The shield line 94 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 95. The output voltage Vd is taken out from the output terminal of the operational amplifier 95 through the transformer 97.
[0003]
In this detection circuit, the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 95 are in an immediate short state, and the signal line 93 connected to the inverting input terminal and the shield line 94 connected to the non-inverting input terminal are defined. The potentials are substantially the same. As a result, the signal line 93 is guarded by the shield line 94, that is, the stray capacitance between the two 93 and 94 is canceled, and an output voltage Vd that is hardly affected by the stray capacitance is obtained.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-9-280806 (FIG. 2)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, according to such a conventional technique, when the capacitance of the capacitance sensor 92 is certainly large to some extent, an accurate output voltage Vd that is not affected by the stray capacitance between the signal line 93 and the shield line 94 can be obtained. However, there is a problem that an error becomes large in detecting a minute capacitance of several pF or fF (femtofarad) order or less.
[0006]
In addition, depending on the frequency of the AC voltage Vac to be applied, the voltage between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal that are in the short-circuited state is sometimes subtle due to tracking errors and calculation errors inside the operational amplifier 95. There is also a problem that a large phase / amplitude shift occurs and a detection error increases.
[0007]
On the other hand, in light and small audio communication devices represented by cellular phones and the like, there is a demand for a compact amplifier circuit that converts sound detected by a capacitance sensor such as a condenser microphone into an electric signal with high sensitivity and high fidelity. . If it is possible to accurately detect a minute capacitance of several pF or fF order or a change thereof, a high-performance microphone capable of detecting voice with high sensitivity and high fidelity can be realized and carried. The performance of voice pickup in voice communication devices such as telephones is greatly improved.
[0008]
Accordingly, the present invention has been made in view of such a situation, and can detect a minute capacitance accurately and can be used for a capacitive microphone or the like used in a lightweight and small audio communication device. An object of the present invention is to provide an impedance detection circuit including an electrostatic capacitance suitable for detecting the capacitance of the current.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an impedance detection circuit according to the present invention is an impedance detection circuit that outputs a detection signal corresponding to the impedance of a detected impedance, an impedance converter having a high input impedance and a low output impedance, A capacitive first impedance element, a first operational amplifier, a voltage generator for applying at least one of an AC voltage and a DC voltage to the first operational amplifier, and an output of the first operational amplifier A signal output terminal, and one end of the detected impedance and one end of the first impedance element are connected to the input terminal of the impedance converter, and the first impedance element is connected to a negative feedback path of the first operational amplifier. And the impedance converter.
[0010]
Specific examples include a voltage generator, an operational amplifier with a non-inverting input terminal connected to a predetermined potential, an impedance converter, a resistor connected between the voltage generator and the inverting input terminal of the operational amplifier, and an arithmetic operation. An impedance detection circuit comprising a resistor connected between the inverting input terminal of the amplifier and the output terminal of the impedance converter, and a capacitive first impedance element connected between the output terminal of the operational amplifier and the input terminal of the impedance converter The impedance to be detected is connected between the input terminal of the impedance converter and a predetermined potential. Here, the predetermined potential refers to any one of a certain reference potential, a predetermined DC potential, a ground potential, or a floating state, and an optimum one is selected according to the embodiment.
[0011]
With this configuration, a constant voltage is applied to the detected impedance, almost all of the current flowing through the detected impedance flows to the first impedance element, and the signal output terminal corresponds to the impedance of the detected impedance. Is output.
[0012]
In order to reduce noise contamination in the signal line connecting the impedance detection circuit and the detected impedance and the generation of stray capacitance between the signal line and a predetermined potential, the signal of the detected impedance and the impedance detection circuit The line is preferably as short as possible.
[0013]
For voltage generators, either AC or DC can be selected. In AC, both absolute impedance and impedance change can be measured, whereas in DC, impedance change can be detected. In the case of alternating current, an oscillation circuit or the like is required, and the scale of the detection circuit is slightly increased. On the other hand, direct current has a characteristic that it can be made more compact. Thus, the voltage generator of the present application can be selected in consideration of its purpose and application. In addition, a second impedance element may be provided between the first operational amplifier and the voltage generator. Further, a resistor may be connected in parallel with the first impedance element.
[0014]
Here, since the signal corresponding to the voltage generated by the voltage generator is included in the output signal from the signal output terminal, a canceling means for canceling the signal may be additionally provided in the impedance detection circuit. . Examples of the canceling means include an adder and a subtracter. In particular, when the detected impedance is capacitive, a circuit having excellent frequency characteristics can be obtained by using a capacitor for the first impedance element.
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of an impedance detection circuit according to the first embodiment of the present invention. In this figure, a change in the capacitance Cs such as a capacitor microphone (here, a capacitor microphone or the like) is used as the detection impedance to be detected in the capacitance detection circuit 10 as the impedance detection circuit. A capacitive sensor for detecting various physical quantities).
[0016]
The capacitance detection circuit 10 includes an AC voltage generator 11 that generates an AC voltage, a resistor (R1) 12, a resistor (R2) 13, an operational amplifier 14, an impedance element (here, a capacitor having a capacitance Cf) 15, and an impedance. The detection signal (voltage Vout) corresponding to the capacitance of the capacitor 17 to be detected is output from the signal output terminal 20.
[0017]
One end of the AC voltage generator 11 is connected to a predetermined potential (in this example, ground), and a constant AC voltage (voltage Vin, angular frequency ω) is generated from the other end (output terminal). A resistor (R 1) 12 is connected between the output terminal of the AC voltage generator 11 and the inverting input terminal of the operational amplifier 14.
[0018]
The operational amplifier 14 is a voltage amplifier having extremely high input impedance and open loop gain. Here, the non-inverting input terminal is connected to a predetermined potential (ground in this example), and the non-inverting input terminal and the inverting input terminal are connected to each other. I'm in an emergency short state. A capacitor 15, an impedance converter 16 and a resistor (R2) 13 are connected in series in this order between the negative feedback path of the operational amplifier 14, that is, from the output terminal of the operational amplifier 14 to the inverting input terminal.
[0019]
The impedance converter 16 is a voltage amplifier having an extremely high input impedance, an extremely low output impedance, and a voltage gain of A times. One end of the detected capacitor 17 is connected to the input terminal 21 of the impedance converter 16 via a conductor such as a signal line or a wiring pattern on a printed circuit board, while the other end of the detected capacitor 17 is It is connected to a predetermined potential (ground in this example). The output terminal of the operational amplifier 14 is connected to a signal output terminal 20 for outputting an output signal of the capacitance detection circuit 10, that is, a detection signal corresponding to the capacitance of the capacitor 17 to be detected. In addition, all the variables A shown by A times etc. in this application show real numbers other than zero.
[0020]
It should be noted that there is no shield as short as possible in order to avoid unnecessary stray capacitance being added as a detection error or mixing of disturbance noise in connection between the detected capacitor 17 and the capacitance detection circuit 10. It is preferable to connect with a conductor (cable, copper foil wiring pattern, connection terminal, etc.). Further, if possible, it is preferable that the detected capacitor 17 and the entire capacitance detection circuit 10 are covered with a grounded shield member or housed in a shield box in order to enhance shielding against disturbance noise.
[0021]
The operation of the capacitance detection circuit 10 configured as described above is as follows.
When attention is paid to an inverting amplifier circuit composed of a resistor (R1) 12, a resistor (R2) 13, an operational amplifier 14, and the like, both input terminals of the operational amplifier 14 are in the state of an equal short circuit and have the same potential (eg, 0 V). Since the input impedance is extremely high and no current flows, the current flowing through the resistor (R1) 12 becomes Vin / R1, and all of it flows through the resistor (R2) 13. Therefore, the impedance converter 16 If the output voltage of V2 is V2,
Vin / R1 = -V2 / R2
Holds. By arranging this, the output voltage V2 of the impedance converter 16 is
V2 =-(R2 / R1) · Vin (Formula 1)
It becomes. Since the voltage gain of the impedance converter 16 is A, the input voltage V1 is given by the relationship between the input voltage (voltage at the input terminal 21) V1 and the output voltage (voltage at the output terminal 22) V2.
V1 = (1 / A) · V2 (Formula 2)
Holds. Further, if the current flowing through the capacitor 15 toward the detected capacitor 17 is i, the input impedance of the impedance converter 16 is extremely high. Therefore, since all of the current i flows to the detected capacitor 17, the current i is jωCs · V1, and the voltage Vout of the detection signal output from the signal output terminal 20 is
Vout = i · (1 / jωCf) + V1
= (1 + Cs / Cf) .V1 (Formula 3)
It becomes.
[0022]
From equation 1 and equation 2, if V2 is eliminated,
V1 =-(R2 / R1). (Vin / A) (Formula 4)
And substituting this V1 into Equation 3 above,
Vout =-(1 + Cs / Cf). (R2 / R1). (Vin / A) (Formula 5)
Is obtained.
[0023]
As can be seen from Equation 5, the voltage Vout of the detection signal output from the signal output terminal 20 of the capacitance detection circuit 10 is a value depending on the capacitance Cs of the capacitor 17 to be detected. Therefore, the capacitance Cs can be specified by performing various signal processing on the voltage Vout. Further, as can be seen from the fact that the angular frequency ω is not included in the expression 5, the voltage Vout of the detection signal is a change in the frequency of the AC signal Vin from the AC voltage generator 11 and the frequency of the detected capacitor. Do not depend. As a result, an electrostatic capacitance detection circuit that can detect the capacitance of the detected capacitor 17 (without frequency dependency characteristics in the circuit) without depending on the frequency of the AC voltage applied to the detected capacitor 17. Realized. Therefore, for a capacitor to be detected 17 whose capacitance value changes at a certain frequency (audio band), such as a capacitor microphone, the capacitance value is directly specified from the voltage value without frequency correction of the detected signal. It becomes possible.
[0024]
Here, when the impedance converter 16 is a voltage follower, the voltage gain is A = 1, and both input terminals of the voltage follower are in an immediate short state. Therefore, the voltages of the inverting input and the output are determined, and the non-voltage follower is The voltage at the inverting input is determined. In this case, it can be said that the operational amplifier 14 and the voltage follower are divided into an amplifier for obtaining a sufficient gain and an amplifier for determining a voltage. In this way, the non-inverting input of the operational amplifier 14 can be connected to a predetermined potential, the stability of the operation can be improved, and the calculation error can be greatly reduced while sufficiently gaining. It can be said that this is a preferable mode.
[0025]
Further, in the capacitance detection circuit 10 according to the present embodiment, the operational amplifier 14 that supplies current to the capacitor 15 and the capacitor 17 to be detected has its non-inverting input terminal connected to a predetermined potential and fixed. Has been. Therefore, unlike the operational amplifier 95 in the conventional circuit shown in FIG. 7, the operational amplifier 14 can reduce a calculation error without depending on the frequency of the input AC signal and the like, and can generate a stable current with little noise. Since the capacitor 15 and the capacitor to be detected 17 are supplied, the minute capacitance of the capacitor to be detected 17 can be detected.
[0026]
FIG. 2 shows a specific circuit example of the impedance converter 16 in the capacitance detection circuit 10 shown in FIG. FIG. 2A shows a voltage follower using the operational amplifier 100. The inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 100 are short-circuited. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 100 is used as the input of the impedance converter 16 and the output terminal of the operational amplifier 100 is used as the output of the impedance converter 16 so that the input impedance is extremely high and the voltage gain A is 1. A transducer 16 is obtained.
[0027]
FIG. 2B shows a non-inverting amplifier circuit using the operational amplifier 101. A resistor (R10) 110 is connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 101 and the ground, and a feedback resistor (resistor (R11) 33) is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 101. By setting the non-inverting input terminal of the operational amplifier 101 as the input of the impedance converter 16 and the output terminal of the operational amplifier 101 as the output of the impedance converter 16, the input impedance is extremely high and the voltage gain A is (R10 + R11) / The impedance converter 16 which becomes R10 is obtained.
[0028]
FIG. 2C shows a circuit in which a CMOS structure buffer is added to the input stage of the operational amplifier as shown in FIGS. 2A and 2B. As shown in the figure, an N-type MOSFET 34 and a P-type MOSFET 35 are connected in series via resistors 112 and 113 between positive and negative power supplies, and the output of the buffer is connected to the input of the operational amplifier 100 (or 101). By using the input of this buffer as the input of the impedance converter 16 and the output terminal of the operational amplifier as the output of the impedance converter 16, the impedance converter 16 having an extremely high input impedance can be obtained.
[0029]
FIG. 2D shows a circuit like the input stage buffer of FIG. As shown in the figure, an N-type MOSFET 34 and a P-type MOSFET 35 are connected in series between positive and negative power supplies, and an output is made from the connection portion of both MOSFETs.
[0030]
2E, the non-inverting input of the operational amplifier 102 is used as the input of the impedance converter, one end of the resistor 114 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 102, and the resistor 115 is connected between the output of the operational amplifier 102 and the inverting input. It has become connected via. As shown in FIGS. 2D and 2E, an impedance converter 16 having an extremely high input impedance can be obtained by adopting such a configuration.
[0031]
(Second form)
Next, a capacitance detection circuit according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit 30 as an impedance detection circuit in the second embodiment. The capacitance detection circuit 30 is roughly divided into a core portion 31 corresponding to the capacitance detection circuit 10 as the impedance detection circuit shown in FIG. 1, and a signal voltage at the signal output terminal 20 of the core portion 31. An inversion unit 32 that inverts V01 as an input, and a signal voltage V03 at the output terminal 23 of the inversion unit 32 and a signal voltage V02 at the AC output terminal 22 of the core unit 31 are added, and a voltage V04 is applied to the output terminal 24. It is comprised from the addition part 33 which outputs this detection signal.
[0032]
The core unit 31 is the same circuit as the capacitance detection circuit 10 shown in FIG. Therefore, the voltage V01 of the signal output terminal 20 of the core unit 31 is expressed by the above equation 5.
V01 =-(1 + Cs / Cf). (R2 / R1). (Vin / A) (Formula 6)
Thus, the voltage V02 of the AC output terminal 22 of the core part 31 is expressed by the above equation 1.
V02 =-(R2 / R1) (Vin / A) (Formula 7)
It becomes.
[0033]
The inverting unit 32 is an inverting amplifier circuit including a variable resistor (R4) 40, a resistor (R5) 41, a variable resistor (R6) 42, a capacitor 43, and an operational amplifier 44, and has a voltage gain of −1 and The resistance values of the variable resistor (R4) 40 and the variable resistor (R6) 42 are adjusted so that the phase of the signal V03 at the output terminal 23 is the same as that of the signal V02 at the AC output terminal 22 of the core unit 31. . Accordingly, the input voltage V01 and the output voltage V03 of the inverting unit 32 ideally have the following relationship.
V03 = -V01 (Formula 8)
[0034]
The adder 33 is an adder in which three resistors (R7) 45, resistors (R8) 46, and resistors (R9) 47 having the same resistance value are connected to the operational amplifier 48. That is, the following relationship holds between the voltages V02 and V03 of the two input signals and the output voltage V04.
V04 =-(V02 + V03) (Formula 9)
Substituting Equation 6 and Equation 7 after substituting Equation 8 into Equation 9 and erasing V03,
V04 = V01−V02
=-(Cs / Cf). (R2 / R1). (Vin / A) (Formula 10)
Holds. That is, it can be seen that the voltage V04 of the detection signal output from the output terminal 24 of the capacitance detection circuit 30 is proportional to the capacitance value Cs. Therefore, by performing various signal processing based on the voltage V04, an unknown capacitance value Cs or capacitance change can be easily specified.
[0035]
As can be seen by comparing Equation 10 with Equation 5 representing the voltage Vout of the detection signal in the first embodiment, the detection signal obtained by the capacitance detection circuit 30 in the second embodiment is: Unlike the first embodiment, it includes only a component proportional to the capacitance of the detected capacitor 17 and does not include an unnecessary offset (voltage that does not depend on the detected capacitor 17). Therefore, the signal processing for specifying the capacitance of the detected capacitor 17 or the capacitance change from the detection signal in the second embodiment can be simple.
In this example, V03 = −V01 has been described as an example, but the present invention is not limited to this. Depending on the type of capacitance sensor, V03 = k · V01 (k is the amplification factor of the inverting amplifier), and the output voltage V04 is
V04 = {k · (Cs / Cf) + (k + 1)} · (R2 / R1) · Vin
You may set so that.
[0036]
Although the impedance detection circuit according to the present invention has been described based on the two embodiments, the present invention is not limited to these embodiments and application examples.
[0037]
For example, the signal canceling means corresponding to the voltage generated by the voltage generator using the addition method shown in FIG. 3 may use another adding means or subtracting means as shown in FIG. 4 or FIG.
[0038]
In FIG. 4, the signal output 20 (Vout) of the impedance detection circuit 50 that is functionally the same as the capacitance detection circuit 10 is connected to one input of the addition circuit via the resistor 46. Vin is connected to the other input of the adder circuit via a resistor 45. Since this signal output 20 is inverted with respect to Vin, the signal corresponding to the voltage generated by the voltage generator can be canceled by adding. On the other hand, in FIG. 5, the output from the AC signal output terminal of the impedance detection circuit 50 and the output from the signal output terminal Vout are used as they are. Since these two signals are both inverted with respect to Vin, in order to use these signals as they are, a subtracting circuit is required as shown in this figure. The inputs of the respective adding means and subtracting means can be interchanged.
[0039]
Further, for example, in the capacitance detection circuits 10 and 30, a capacitor 15 is connected between the operational amplifier 14 and the impedance converter 16 in order to detect the current flowing through the detected capacitor 17. Instead, an impedance element such as a resistor or an inductance may be connected. For example, when a resistor having a resistance value R3 is connected instead of the capacitor 15, the voltage Vout of the detection signal output from the output terminal 20 of the capacitance detection circuit 10 is changed to the above equation 5,
Vout = V01
= {(1 + R3 · ΔCs · ωc · cos (ωc · t)) sin (ωin · t) + R3 (Cd + ΔCs · sin (ωc · t)) ωin · cos (ωin · t)} · (Vin / A) 11)
ΔCs: capacitance change of detected capacitor ωc: frequency of detected capacitor Cd: reference capacitance ωin of detected capacitor not changing: frequency of input voltage Even in this case, the voltage V04 of the detection signal remains proportional to the capacitance value Cs. Therefore, by performing various signal processing based on the voltage V04, the unknown capacitance value Cs and the capacitance change can be easily specified.
[0040]
Further, as shown in FIG. 6, a resistor 18 may be added and connected in parallel with the capacitor 15 in the capacitance detection circuits 10 and 30 in the above embodiment. As a result, the connection point between the capacitor 15 and the capacitor 17 to be detected is connected to the output terminal of the first operational amplifier 14 via the resistor 18, thereby eliminating the DC floating state. Is fixed.
[0041]
What is connected as the impedance to be detected is an unknown capacitance (in the semiconductor chip, on the substrate wiring, on the package wiring, etc.), condenser microphone, acceleration sensor, seismometer, pressure sensor, displacement sensor, displacement meter, Proximity sensor, touch sensor, ion sensor, humidity sensor, raindrop sensor, snow sensor, lightning sensor, alignment sensor, contact failure sensor, shape sensor, end point detection sensor, vibration sensor, ultrasonic sensor, angular velocity sensor, liquid volume sensor, All transducers (devices) for detecting various physical quantities such as a gas sensor, an infrared sensor, a radiation sensor, a water level meter, a freezing sensor, a moisture meter, a vibration meter, a charging sensor, and a printed circuit board inspection machine are included.
[0042]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the impedance detection circuit and the capacitance detection circuit according to the present invention apply an AC voltage to the operational amplifier via a resistor, and connect the detected impedance to the negative feedback path of the operational amplifier. By doing so, the impedance of the detected impedance is detected. In other words, a capacitive impedance element is connected between the output terminal of the operational amplifier whose non-inverting input terminal is connected to a predetermined potential and the input terminal of the impedance converter, and between the input terminal of the impedance converter and the predetermined potential. The detection impedance is connected.
[0043]
As a result, almost all of the current flowing through the impedance to be detected flows to the impedance element, and an accurate signal corresponding to the impedance of the impedance to be detected is output to the output terminal of the operational amplifier. It becomes possible. In particular, when each impedance is capacitive, a minute capacitance of the order of fF or less can be measured, and measurement independent of the frequency of change in the detected capacitance becomes possible.
[0044]
Since the non-inverting input terminal of the operational amplifier is connected to a predetermined potential and one potential of the input terminal is fixed, the operational amplifier operates stably, the operational error is reduced, and the noise included in the detection signal Is suppressed.
[0045]
In addition, since a capacitive impedance element is connected between the operational amplifier and the impedance converter, it does not depend on the frequency of the AC voltage applied to the operational amplifier, but also on the frequency of the capacitance change of the detected capacitor. Detection sensitivity is not ensured. Further, when a resistor is connected between the operational amplifier and the impedance converter, there is no problem of deterioration of the S / N ratio due to thermal noise from the resistor.
[0046]
Here, an inverting amplifier circuit that inverts the signal at the signal output terminal and an adder circuit that adds the output signal of the impedance converter and the output signal of the inverting amplifier circuit may be added to the impedance detection circuit. Thereby, an unnecessary offset component included in the output signal of the impedance detection circuit is removed, and the net signal corresponding to the impedance of the detected impedance can be greatly amplified.
[0047]
As described above, according to the present invention, the limitation of the usage environment is reduced, a minute impedance can be accurately detected, and an impedance detection circuit, a capacitance detection circuit, and the like suitable for downsizing are realized. In particular, the voice performance of lightweight and small voice communication devices such as mobile phones has been dramatically improved, and its practical value is extremely high.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit as an impedance detection circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIGS. 2A to 2E are diagrams showing examples of impedance converters that can be used in the present invention. FIGS. 3A and 3B are electrostatic diagrams as impedance detection circuits in a second embodiment of the present invention. It is a circuit diagram of a capacity detection circuit.
4 shows an example in which the signal canceling means corresponding to the voltage generated by the voltage generator according to the addition method shown in FIG. 3 is constituted by another means (adding circuit).
5 shows an example in which signal canceling means corresponding to the voltage generated by the voltage generator according to the addition method shown in FIG. 3 is constituted by another means (subtraction circuit).
FIG. 6 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional capacitance detection circuit.
[Explanation of symbols]
10, 30 Capacitance detection circuit 11 AC voltage generators 12, 13, 18, 41, 45-47, 110-115 Resistors 14, 44, 48, 100-102 Operational amplifier 15 Capacitor (impedance element)
16 Impedance converter 17 Capacitor to be detected 20 Signal output terminal 21 Impedance converter input terminal 22 AC output terminal 23 Inverting unit output terminal 24 Capacitance detection circuit output terminal 31 Core unit 32 Inverting unit 33 Adding units 34 and 35 MOSET
40, 42 Variable resistance 43 Capacitor

Claims

An impedance detection circuit that outputs a detection signal corresponding to the impedance of the detected impedance,
An impedance converter having a high input impedance and a low output impedance, a capacitive first impedance element, a first operational amplifier, and a voltage generator for applying at least one of an AC voltage and a DC voltage to the first operational amplifier And a signal output terminal connected to the output of the first operational amplifier,
One end of the detected impedance and one end of the first impedance element are connected to the input terminal of the impedance converter,
An impedance detection circuit, wherein the negative feedback path of the first operational amplifier includes the first impedance element and the impedance converter.

An impedance detection circuit that outputs a detection signal corresponding to the impedance of the detected impedance,
An impedance converter having a high input impedance and a low output impedance; a first impedance element; a first operational amplifier; a voltage generator for applying an AC voltage or a DC voltage to the first operational amplifier; A signal output terminal connected to the output of the first operational amplifier, and cancellation means for canceling all or part of the signal corresponding to the voltage generated by the voltage generator from the signal at the signal output terminal,
One end of the detected impedance and one end of the first impedance element are connected to the input terminal of the impedance converter,
An impedance detection circuit, wherein the negative feedback path of the first operational amplifier includes the first impedance element and the impedance converter.

3. The capacitance detection circuit according to claim 1, wherein the detected impedance is a capacitive impedance element.

The capacitance detection circuit according to claim 1, wherein the capacitance detection circuit further includes a resistance element connected in parallel to the first impedance element.

The impedance detection circuit according to claim 1, further comprising a second impedance element provided between the first operational amplifier and the voltage generator.

The impedance detection circuit according to claim 1, wherein one end of the detected impedance and the input terminal of the impedance converter are connected by an unshielded conductor.

The impedance detection circuit according to any one of claims 1 to 6, wherein the impedance converter is a voltage follower having a voltage gain of one.