JP4071582B2

JP4071582B2 - Impedance detection circuit and method thereof

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Publication number: JP4071582B2
Application number: JP2002260687A
Authority: JP
Inventors: 正巳八壁; 直樹池内
Original assignee: Tokyo Electron Ltd
Current assignee: Tokyo Electron Ltd
Priority date: 2001-09-06
Filing date: 2002-09-05
Publication date: 2008-04-02
Anticipated expiration: 2022-09-05
Also published as: JP2003156522A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インピーダンス及び静電容量を検出する回路及び方法に関し、特に、微小なインピーダンス及び容量を高い精度で検出する回路及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
静電容量検出回路の従来例として、静電容量式変位計を挙げることができる（例えば、特許文献１参照）。図１１は、この静電容量検出回路を示す回路図である。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容量センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器９５の出力端子と前記反転入力端子との間にコンデンサ９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄは、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介して取り出される。
【０００３】
この検出回路では、演算増幅器９５の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いにほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシールド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影響されにくい出力電圧Ｖｄが得られるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−２８０８０６号公報（第２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来技術によれば、確かに容量センサ９２の容量がある程度に大きいときは信号線９３とシールド線９４との間の浮遊容量に影響されない正確な出力電圧Ｖｄを得ることができるものの、数ｐＦあるいはｆＦ（フェムトファラッド）オーダー以下の微小な容量の検出においては、誤差が大きくなってしまうという問題がある。
【０００６】
また、印加する交流電圧Ｖacの周波数によっては、演算増幅器９５の内部のトラッキングエラー等により、イマージナリショートの状態にある反転入力端子と非反転入力端子の電圧間にも結果的に微妙な位相・振幅のズレが発生し、検出誤差が大きくなってしまうという問題もある。
【０００７】
一方、携帯電話機等に代表される軽量・小型の音声通信機器においては、コンデンサマイクロホン等の容量センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められている。数ｐＦあるいはｆＦオーダー以下の微小な容量又はその変化を正確に検出することができるならば、極めて高い感度で、かつ、忠実に音声を検出することが可能な高性能なマイクロホンが実現され、携帯電話機等の音声通信機器での音声のピックアップにおける性能が飛躍的に向上される。
【０００８】
そこで、この発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、微小な容量変化を正確に検出することができ、かつ、軽量・小型の音声通信機器に使用されるコンデンサマイクロホン等の容量センサをはじめとするインピーダンス検出に適したインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路等を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路は、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、容量性の第１インピーダンス素子と、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器に直流電圧を印加する直流電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記第１演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ前記被検出インピーダンスと前記インピーダンス検出回路とは隣接して設けられていることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路は、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する検出信号を出力するインピーダンス検出回路であって、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いインピーダンス変換器と、容量性の第１インピーダンス素子と、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器に直流電圧を印加する直流電圧発生器と、前記第１演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記インピーダンス変換器の入力端子には前記被検出インピーダンスの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記第１演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記インピーダンス変換器が含まれ、前記被検出インピーダンスと前記第１インピーダンス素子と前記インピーダンス変換器とが近接して設けられていることを特徴とする。
【００１１】
ここで、本願明細書において、「近接する」とは、信号線の浮遊容量が、被検出コンデンサの容量値又は容量性の第１インピーダンス素子の容量値の大きい方の容量値に対して１０倍を超えない状態にあることをいう。これは、信号線の浮遊容量が、接続されている素子の容量値の一桁上の数値を超えない容量値としたときに、本発明の静電容量検出回路は、検出感度の大幅な悪化を防ぐことができるということが分かったものであり、これは経験的に得られたものである。この信号線の浮遊容量は、被検出コンデンサと、第１インピーダンス素子と、インピーダンス変換器とを信号線に接続しない状態で、容量測定を行えば測定できる。そして、本願明細書では、上記の近接した条件で隣り合って接している状態を「隣接」という。
【００１２】
また、本発明に係るインピーダンス検出方法及び静電容量検出方法は、被検出インピーダンスのインピーダンスの変化（静電容量の変化等）に対応する検出信号を出力するインピーダンス検出方法であって、演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に容量性の第１インピーダンス素子を接続し、前記インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続し、抵抗を介して前記演算増幅器の反転入力端子に直流電圧を印加し、他方の入力端子は所定の電位とし、前記演算増幅器の出力端子に現れる電圧を検出信号として出力し、前記被検出インピーダンスと前記インピーダンス変換器と前記第１インピーダンス素子とは近接して接続しておくことを特徴とする。
【００１３】
具体例としては、直流電圧発生器と、非反転入力端子が所定の電位に接続された演算増幅器と、インピーダンス変換器と、演算増幅器の反転入力端子とインピーダンス変換器の出力端子間に接続される抵抗（Ｒ2）と、演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間に接続される容量性のインピーダンス素子とを備えるインピーダンス検出回路を構成し、被検出インピーダンスは、このインピーダンス検出回路に隣接、又は、信号線の浮遊容量が接続される素子容量の最大の値の１０倍を超えないように短く近接させておき、インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に接続する。ここで、所定の電位とは、ある基準電位、所定の直流電位、接地電位またはフローティング状態のいずれかを指すものであり、実施の態様にあわせて最適なものが選択される。また、直流電圧発生器と演算増幅器の反転入力端子間に接続される抵抗（Ｒ1）を加えて含んでも良い。
【００１４】
このような構成によって、被検出インピーダンスに一定の電圧が印加されるとともに、その被検出インピーダンスに流れる電流のほとんど全てがインピーダンス素子に流れ、信号出力端子からは、被検出インピーダンスのインピーダンスに対応した信号が出力される。
【００１５】
なお、インピーダンス素子と並列に抵抗を接続してもよい。
また、被検出インピーダンスの一端とインピーダンス変換器の入力端子とをシールド部材で覆われた信号線で接続し、所定の電圧をシールド部材に印加するガード電圧印加手段を付加してもよい。ここで、所定の電位とは、任意の一定電位のことであり、好ましくはグランドであるが、前記信号線の電圧と同電位であってもよい。所定の電圧をシールド部材に印加することで、回路の動作が安定する。
ガード電圧印加手段は、例えば、シールド部材をグランドに接続する手段、直流電圧発生器の出力電圧又はインピーダンス変換器の出力電圧を入力として所定の電圧を発生する手段である。
【００１６】
また、インピーダンス変換器は、ボルテージフォロワで構成してもよいし、電圧ゲインが１よりも小さい、あるいは、１よりも大きい電圧増幅回路で構成してもよい。そして、それらのインピーダンス変換器の入力段をＭＯＳＦＥＴからなる回路とすれば、さらに入力インピーダンスを高めることができる。
【００１７】
また、本発明の応用として、被検出インピーダンスは、容量の変化に応じて物理量を検出する容量型センサとし、インピーダンス検出回路としての静電容量検出回路は、プリント基板又はシリコン基板上に形成し、それら容量型センサと基板とを固定して用いることも好ましい。より具体的には、被検出インピーダンスとして、コンデンサマイクロホンを採用し、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シールドボックス）に収めてもよい。このとき、コンデンサマイクロホンとＩＣとは隣接した位置に固定し、導電性の板、配線パターン、ワイヤボンディング等で接続しておく。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路の回路図である。なお、本図では、このインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路１０に、検出対象である被検出インピーダンスとしての被検出コンデンサ１７（ここでは、コンデンサマイクロホン等、静電容量Ｃsの変化を利用して各種物理量を検出する容量型センサ）が接続されている。
【００１９】
この静電容量検出回路１０は、直流電圧を発生する直流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、演算増幅器１４、インピーダンス素子（ここでは、容量Ｃfのコンデンサ）１５及びインピーダンス変換器１６から構成され、被検出コンデンサ１７の静電容量の時間的な変化に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子２０から出力する。ここで、「時間的な変化」とは、周波数的に変化すること、パルス的に変化すること、漸次的に変化すること、及び、時間とともにランダムに変化することなどの意味を含むものとし、必ずしも周期性がなくともよいものとする。
【００２０】
直流電圧発生器１１は、一端が所定の電位（本例では、接地）に接続され、他端（出力端子）から一定の直流電圧Ｖinを発生している。直流電圧発生器１１の出力端子と演算増幅器１４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続されている。演算増幅器１４は、入力インピーダンス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例では、接地）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイマージナリショートの状態となっている。この演算増幅器１４の負帰還路、つまり、演算増幅器１４の出力端子から反転入力端子までの間に、コンデンサ１５、インピーダンス変換器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこの順で直列に接続されている。
【００２１】
インピーダンス変換器１６は、入力インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低い、電圧ゲインがＡ倍の電圧増幅器である。このインピーダンス変換器１６の入力端子２１には、被検出コンデンサ１７の一端が接続され、一方、被検出コンデンサ１７の他端は、所定の電位（本例では、接地）に接続されている。演算増幅器１４の出力端子には、この静電容量検出回路１０の出力信号、つまり、被検出コンデンサ１７の容量値の変化に対応した検出信号を出力するための信号出力端子２０が接続されている。なお、本願におけるＡ倍等に示される変数Ａはいずれも零（０）以外の実数を表す。
【００２２】
以上のように構成された静電容量検出回路１０の動作は以下の通りである。
抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目すると、演算増幅器１４の両入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流が流れないことから、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流は、Ｖin／Ｒ1となり、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流れるので、インピーダンス変換器１６の出力電圧をＶ2とすると、
Ｖin／Ｒ1＝−Ｖ2／Ｒ2
が成り立ち、これを整理することにより、インピーダンス変換器１６の出力電圧Ｖ2は、
Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin （式１）
となる。また、インピーダンス変換器１６の電圧ゲインはＡであるので、入力電圧（入力端子２１の電圧）Ｖ1と出力電圧（出力端子２２での電圧）Ｖ2との関係より、その入力電圧Ｖ1は、
Ｖ1＝（１／Ａ）・Ｖ2 （式２）
となる。
【００２３】
ところで、被検出コンデンサ１７がコンデンサマイクロホン等である場合には、その容量Ｃsは、入力された音の周波数で変化する。ここで、その変化に対応した演算増幅器１４からコンデンサ１５、つまり、コンデンサ１５から被検出コンデンサ１７に向かって流れる電荷をΔＱ（すなわち、被検出コンデンサ１７の容量変化分）とすると、インピーダンス変換器１６の入力インピーダンスが極めて高いことから、その電荷Ｑの全てが被検出コンデンサ１７に流れるので、Ｖ1＝ΔＱ／ΔＣsとなり、信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutの変化分ΔＶoutは、
ΔＶout＝（ΔＣs／Ｃf）・Ｖ1 （式３）
が成り立つ。
【００２４】
上記式１と式２とから、Ｖ2を消去すると、
Ｖ1＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式４）
が得られ、このＶ1を上記式３に代入すると、
ΔＶout＝−（１／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）・ΔＣs
＝ｋ・ΔＣs （式５）
となる。ただし、
ｋ＝−（１／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・（Ｖin／Ａ）（式６）
【００２５】
つまり、検出信号の出力電圧Ｖoutの変化分ΔＶoutは、被検出コンデンサ１７の容量Ｃsの変化分ΔＣsに比例した値となる。したがって、この静電容量検出回路１０から出力される検出信号の交流成分ΔＶoutだけを取り出すことで、コンデンサマイクロホンに入力された音に対応する信号が得られる。そして、音に対応する正味の信号（ΔＣsに対応する電圧）を大きく増幅することができ、高い感度のマイクロホンが実現される。
【００２６】
なお、上記式６に示された比例定数ｋは、周波数（音の周波数）に依存する項目を含んでおらず、一定値である。したがって、この静電容量検出回路１０は、音の周波数に依存することなく、一定の利得で、音の強弱に対応した忠実な電圧信号を出力する。ここでは、被検出コンデンサ１７の動作を電圧から検討してきたものである。一方、理解を助けるために、電流から解析してみると次のようになる。
【００２７】
いま、被検出コンデンサ１７の容量が時間的に次のように変化したとする。
Ｃs＝Ｃd＋ΔＣsinωcｔ（式７）
このとき、Ｃdは被検出コンデンサ１７の基本的に元来もっている基準容量、ΔＣは変化のピーク値、ωcは被検出コンデンサ１７の検出している容量の変化する周波数である。このとき、被検出コンデンサ１７を流れる電流は、
【数１】

この電流すべてがコンデンサ１５を流れるので、
【数２】

ここで、式８、式９それぞれの電流は等しいので、
【数３】

式１、式２から式１０は、
【数４】

となり、やはり、被検出コンデンサ１７の変化分が出力されるものとなっている。
【００２８】
また、この静電容量検出回路１０は、ＤＣ駆動（直流電圧発生器１１）により動作しているので、ＡＣ駆動に比べ、安定して動作し、ノイズ等が抑制されると考えられる。さらに、交流発信器等の部品が不要となり、回路規模の縮小が可能になる。
【００２９】
図２は、図１に示された静電容量検出回路１０におけるインピーダンス変換器１６の具体的な回路例を示す。図２（ａ）は、演算増幅器３０を用いたボルテージフォロワ１６ａを示している。演算増幅器３０の反転入力端子と出力端子とが短絡されている。この演算増幅器３０の非反転入力端子をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器３０の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが１となるインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３０】
図２（ｂ）は、演算増幅器３１を用いた非反転増幅回路１６ｂを示している。演算増幅器３１の反転入力端子と所定の電位間に抵抗（Ｒ3）３２が接続され、演算増幅器３１の反転入力端子と出力端子間にフィードバック抵抗（抵抗（Ｒ4）３３）が接続されている。この演算増幅器３１の非反転入力端子をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器３１の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高く、電圧ゲインＡが（Ｒ3＋Ｒ4）／Ｒ3となるインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３１】
図２（ｃ）は、図２（ａ）や図２（ｂ）に示されるような演算増幅器の入力段にＣＭＯＳ構造のバッファを付加した回路１６ｃを示している。図示されるように、正負電源間にＮ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５とが抵抗を介して直列に接続され、バッファの出力が演算増幅器３０（又は３１）の入力に接続されている。このバッファの入力をインピーダンス変換器１６の入力とし、演算増幅器の出力端子をインピーダンス変換器１６の出力とすることで、入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３２】
図２（ｄ）は、図２（ｃ）の入力段のバッファのような回路１６ｄを示している。図示されるように、正負電源間に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３４とＰ型ＭＯＳＦＥＴ３５とが直列に接続され、両ＭＯＳＦＥＴの接続部から出力がなされる。
【００３３】
図２（ｅ）は、演算増幅器３２の非反転入力をインピーダンス変換器の入力とし、演算増幅器３２の出力と反転入力間を抵抗を介して接続したものとなっている。図２（ｄ）及び図２（ｅ）に示されるように、こうした構成をとることで入力インピーダンスが極めて高いインピーダンス変換器１６が得られる。
【００３４】
なお、本発明に関する実験によれば、図１のインピーダンス検出回路において、例えば、Ｃｓ（被検出コンデンサ：本実施の形態ではマイクロホン）の元々の静電容量が２０ｐＦのときに、信号線の浮遊容量が２００ｐＦを越すと、かなり検出感度が悪化した。また、前記Ｃｓについて、いくつかの別の静電容量値で確認したところ、同じ傾向の結果を得た。
また、第１インピーダンス素子である容量Ｃｆと被検出コンデンサＣｓとは、この回路中ではともに信号線に接続された容量素子であり、どちらの素子についてみても計算上は前記と同じ結果をもたらすものと考えられる。
これらの実験結果及び経験から、信号線の浮遊容量が、当該Ｃｓ又はＣｆの容量値の一桁上の値を越えないように、被検出コンデンサと第１インピーダンス素子とインピーダンス変換器とを近接させると良好な検出感度が得られることが分かった。
【００３５】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態におけるインピーダンス検出回路について説明する。
図３は、本発明の第２の実施の形態例におけるインピーダンス検出回路としての静電容量検出回路４０の回路図である。この静電容量検出回路４０は、第１の実施の形態例における静電容量検出回路１０に、ガーディング機能を付加したものに相当する。つまり、被検出コンデンサ１７と静電容量検出回路４０とを接続するケーブルとして、シールド線４２で覆われた信号線４１（同軸ケーブル）を用いることとし、さらに、その同軸ケーブルのシールド線４２に、信号線４１と同電位のガード電圧を印加するためにガード電圧印加回路４３ａを付加している。
【００３６】
ガード電圧印加回路４３ａは、直流電圧発生器１１の出力端子とシールド線４２との間に接続され、直流電圧発生器１１の出力電圧Ｖinを入力とし、予め調整された一定の電圧ゲインで増幅する（あるいは、分圧する）ことによって、信号線４１の電圧と同電位のガード電圧を発生し、シールド線４２に印加出力する直流電圧増幅器である。なお、このガード電圧印加回路４３ａの電圧ゲインは、具体的には、Ｖ1／Ｖin、つまり、上記式４から分かるように、（−Ｒ2／Ｒ1）・（１／Ａ）に調整されている。
【００３７】
このような構成とすることで、信号線４１とシールド線４２とが常に同電位に保たれ、この間の容量（浮遊容量）がキャンセルされるので、計測誤差として被検出コンデンサ１７の容量に浮遊容量が加算されてしまうという不具合が回避されるとともに、信号線４１に流入しようとする外乱ノイズがシールド線４２で遮蔽されることとなり、より精度の高い、かつ、安定した容量検出が可能となる。
【００３８】
なお、シールド線４２にガード電圧を印加するガード電圧印加回路４３ａの接続位置は、図３に示されるような直流電圧発生器１１とシールド線４２との間だけに限られず、例えば、図４に示される静電容量検出回路４５のように、インピーダンス変換器１６の出力端子とシールド線４２との間に設けてもよい。このときには、ガード電圧印加回路４３ｂ（又は、４３ｃ）は、インピーダンス変換器１６の出力電圧Ｖ2を入力とし、一定の電圧ゲイン（１／Ａ）で増幅することによってガード電圧Ｖ1を発生し、シールド線４２に印加するように調整しておけばよい。
ところで、ガード電圧印加回路をＤＣ印加に限れば、浮遊容量キャンセル効果は期待できなくなるので、そのような場合には、簡単な構成で外乱の入りにくいグランド接続が有効である。
【００３９】
図５は、図３や図４に示されたガード電圧印加回路４３ａ〜ｃの具体的な回路例を示す。図５（ａ）に示されるガード電圧印加回路４３ａは、可変抵抗をフィードバック抵抗とする反転増幅回路である。フィードバック抵抗の抵抗値を調整することによって、上述の電圧ゲインを得ることができ、信号線４１と同電位のガード電圧を発生させることができる。図５（ｂ）に示されるガード電圧印加回路４３ｂは、２つの抵抗と１つの演算増幅器から構成される非反転増幅回路である。図５（ｃ）に示されるガード電圧印加回路４３ｃは、２つの抵抗と１つの演算増幅器から構成されるボルテージフォロワである。これら図５（ｂ）及び図５（ｃ）についても、抵抗の値を調整等することによって、図４における信号線４１と同電位のガード電圧を発生させることができる。
【００４０】
なお、演算誤差、トラッキングエラー等が起こる場合は、ゲインＡを１とすれば低減できる可能性があり、Ａ＝１とすることがより好ましい。
【００４１】
このような本発明の静電容量検出回路の電子機器への応用として、被検出インピーダンスは、インピーダンスの変化に応じて物理量を検出するようなセンサとし、インピーダンス検出回路は、プリント基板又はシリコン基板上に形成し、それらセンサと基板とを固定する一体化が考えられる。より具体的には、被検出インピーダンスとして、コンデンサマイクロホンを採用し、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シールドボックス）に収めてもよい。
図６は、上記第１の実施の形態例における静電容量検出回路の電子機器への応用例を示す図である。ここでは、コンデンサマイクロホンと静電容量検出回路とが一体化された、携帯電話機等に用いられるマイクロホン５０の断面図が示されている。このマイクロホン５０は、音孔５２を有する蓋体５１と、音によって振動する振動膜５３と、振動膜５３を固定しているリング５４と、スペーサ５５ａと、スペーサ５５ａを介して振動膜５３と対抗して設けられた固定電極５６と、固定電極５６を支持する絶縁板５５ｂと、絶縁板５５ｂの裏面に固定された上記施の形態の静電容量検出回路が形成されたＩＣチップ５８と、ＩＣチップ５８をモールドしているＩＣパッケージ５９と、ＩＣチップ５８とワイヤボンディング、コンタクトホール等で接続された外部電極６１ａ、６１ｂ等とから構成される。
【００４２】
コンデンサを形成している一方の電極である振動膜５３は、所定の電位（本例では、接地）に接続され、他方の電極である固定電極５６は、アルミニウム板やワイヤボンディング等の導電体を介してＩＣチップ５８の回路に接続されている。振動膜５３と固定電極５６とからなるコンデンサの容量又はその変化は、絶縁板５５ｂを介して隣接するＩＣチップ５８内の静電容量検出回路によって検出され、電気信号に変換されて、外部電極６１ａ、６１ｂ等から出力される。なお、蓋体５１は、アルミニウム等の金属からなり、絶縁基板６０の上面に形成された導電膜（図示せず）とともに、内部のコンデンサ５３、５６やＩＣチップ５８への外乱ノイズの侵入を遮蔽するシールドボックスとしての役割を果たしている。また本例では、固定電極５６と回路とを接続し、振動膜５３を所定の電位に接続しているが、振動膜５３と回路とを接続し、固定電極５６を所定の電位に接続してもよい。ただし、経験的には前者の方が好ましい。
【００４３】
図７は、図６に示されたマイクロホン５０の概略的な外観図である。図７（ａ）は平面図、図７（ｂ）は正面図、図７（ｃ）は底面図である。図７（ａ）、（ｂ）に示された蓋体５１の大きさは、例えば、およそφ５ｍｍ×高さ２ｍｍである。図７（ｃ）に示された４つの外部電極６１ａ〜６１ｄは、例えば、静電容量検出回路の電源用の２つの端子と、出力信号用の２つの端子である。
【００４４】
このような応用例においては、被検出コンデンサ（ここでは、コンデンサマイクロホン）と静電容量検出回路（ここでは、ＩＣチップ）とは前述の近接した条件下で隣り合って接するように隣接して設けられ、極めて短い長さの導電体によって接続されている。そして、それらの部品は、金属製の蓋体等のシールド部材で覆われている。したがって、このような応用例においては、被検出コンデンサと静電容量検出回路とを接続する信号線（導電体）に混入する外乱ノイズ等の悪影響については無視することができると考えられる。
【００４５】
本応用例では、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは、非シールドの（シールドされていない）導電板、配線パターン、ワイヤボンディング、リード線等により、最短経路を接続するのが好ましい。つまり、本応用例では、信号線にシールド部材が備わっていないような小型のマイクロホンとなるので、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは極めて短い導電体で接続され、シールド等にガード電圧を印加するための特殊な回路を設けることがなく、回路規模を大きくしたり、回路のコンパクト化を妨げることがない。
他のマイクロホンの例として、図８及び図９に、回路を基板にのせたものを示す。図６の静電容量検出回路が基板６２に搭載された以外は基本的に同じである。
なお、本応用例に第２の実施の形態例を適用すると、信号線のシールドにかかる部分で回路規模は若干大きくなるが、より高精度な測定のためには、こちらの方が好ましく、この構成を用いてもよい。
【００４６】
以上、本発明に係るインピーダンス検出回路及び静電容量検出回路について、２つの実施の形態例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態例に限定されるものではない。
【００４７】
例えば、第２の実施の形態例では、被検出コンデンサ１７と静電容量検出回路４０とを接続するケーブルとして、１重のシールドケーブルが用いられたが、これに代えて、２重のシールドケーブルを用いてもよい。このときには、信号線を覆う内側シールドにガード電圧を印加し、内側シールドを覆う外側シールドを所定の電位又はアースに接続することで、外乱ノイズに対する遮蔽効果を高めることができる。
【００４８】
また、図１０に示されるように、上記実施の形態における静電容量検出回路１０及び３０におけるコンデンサ１５と並列に抵抗１８を付加して接続してもよい。これによって、コンデンサ１５と被検出コンデンサ１７との接続点は、抵抗１８を介して第１演算増幅器１４の出力端子と接続されることになり、直流的にフローティング状態となることが解消され、電位が固定される。
【００４９】
また、被検出インピーダンスとして接続されるものは、コンデンサマイクロホンだけに限られず、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の各種物理量を検出する全てのデバイスが含まれる。
【００５０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明に係るインピーダンス検出回路、静電容量検出回路及びそれらの方法は、演算増幅器に直流電圧を印加し、信号線に被検出インピーダンスを接続することで、被検出インピーダンスのインピーダンスを検出している。つまり、非反転入力端子を所定の電位に接続した演算増幅器の出力端子とインピーダンス変換器の入力端子間にコンデンサを接続するとともに、インピーダンス変換器の入力端子と所定の電位間に被検出インピーダンスを接続している。
【００５１】
これによって、被検出インピーダンスに流れる電荷のほぼ全てがインピーダンス素子に流れ、演算増幅器の出力端子には被検出インピーダンスのインピーダンスに対応する正確な信号が出力されることとなり、極めて微小なインピーダンスの検出が可能となる。特に、それぞれのインピーダンスが容量性のときには、ｆＦオーダー以下の微小な容量の検出が可能となる。
【００５２】
そして、演算増幅器の非反転入力端子は所定の電位に接続されるともに、反転入力端子には抵抗を介して直流電圧が印加されるので、演算増幅器は安定して動作し、検出信号に含まれるノイズが抑制される。そして、検出回路全体は、ＤＣ駆動で動作し、交流信号発信器等を必要としないので、簡素化・コンパクト化され得る。
【００５３】
また、演算増幅器とインピーダンス変換器との間にコンデンサが接続されているので、演算増幅器とインピーダンス変換器との間に抵抗を接続した場合におけるその抵抗からの熱雑音によるＳ／Ｎ比の劣化という問題も生じない。
【００５４】
また、信号線に接続される回路素子を近接して設けるか、このインピーダンス検出回路と被検出インピーダンスとを隣接した位置に設けておくことで、この間を接続するシールドケーブルや、そのケーブルで発生する浮遊容量をキャンセルする特殊な回路等は不要となる。
【００５５】
なお、演算増幅器の出力端子には、被検出インピーダンスのインピーダンスの変化分に対応する変化成分が発生するので、出力端子の変化成分だけを取り出すことで、コンデンサマイクロホン等の物理量の変化に対応して容量が変化する容量型センサに好適な増幅回路が実現される。例えば、極めて高い感度で音声を検出するマイクロホンが実現される。
【００５６】
なお、被検出コンデンサの一端とインピーダンス変換器の入力端子とをシールド部材で覆われた信号線で接続し、その信号線の電圧と同電位の電圧をシールド部材に印加するガード電圧印加手段を付加してもよい。これによって、信号線を同電位のシールドでガーディングし、信号線とシールド間に発生する浮遊容量をキャンセルすることができるので、より微小の容量に対して高い精度で検出することが可能となる。
【００５７】
以上のように、本発明により、微小なインピーダンス及び容量を正確に検出することができ、かつ、小型化に適した静電容量検出回路等が実現され、特に、携帯電話機等の軽量・小型の音声通信機器の音声性能が飛躍的に向上され、その実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図２】図１に示された静電容量検出回路におけるインピーダンス変換器の具体的な回路例を示す。
【図３】本発明の第２の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図４】図３に示された静電容量検出回路の変形例に係る回路図である。
【図５】図３及び図４に示されたガード電圧印加回路の具体的な回路例を示す。
【図６】本発明の静電容量検出回路の電子機器への応用例を示す図（マイクロホンの断面図）である。
【図７】図６に示されたマイクロホンの概略的な外観図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は底面図である。
【図８】マイクロホンの他の一例の断面図である。
【図９】図８に示されたマイクロホンの概略的な外観図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図である。
【図１０】本発明の他の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図１１】従来の静電容量検出回路の回路図である。
【符号の説明】
１０、４０、４５静電容量検出回路
１１直流電圧発生器
１２、１３、１８、３２、３３抵抗
１４、３０、３１、３２演算増幅器
１５コンデンサ（インピーダンス素子）
１６、１６ａ〜１６ｅインピーダンス変換器
１７被検出コンデンサ
２０信号出力端子
２１インピーダンス変換器の入力端子
２２インピーダンス変換器の出力端子
３４、３５ＭＯＳＦＥＴ
４１信号線
４２シールド線
４３ａ〜４３ｃガード電圧印加回路
５０マイクロホン
５１蓋体
５２音孔
５３振動膜
５４リング
５５ａスペーサ
５５ｂ絶縁板
５６固定電極
５８ＩＣチップ
５９ＩＣパッケージ
６０絶縁基板
６１ａ〜６１ｄ外部電極
６２回路基板[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a circuit and method for detecting impedance and capacitance, and more particularly to a circuit and method for detecting minute impedance and capacitance with high accuracy.
[0002]
[Prior art]
As a conventional example of the capacitance detection circuit, a capacitance displacement meter can be cited (for example, see Patent Document 1). FIG. 11 is a circuit diagram showing this capacitance detection circuit. In this detection circuit, a capacitance sensor 92 formed of

electrodes

90 and 91 is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier 95 via a signal line 93. A capacitor 96 is connected between the output terminal of the operational amplifier 95 and the inverting input terminal, and an AC voltage Vac is applied to the non-inverting input terminal. The signal line 93 is covered with a shield line 94 and is electrically shielded against disturbance noise. The shield line 94 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 95. The output voltage Vd is taken out from the output terminal of the operational amplifier 95 through the transformer 97.
[0003]
In this detection circuit, the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 95 are in an immediate short state, and the signal line 93 connected to the inverting input terminal and the shield line 94 connected to the non-inverting input terminal are defined. The potentials are substantially the same. As a result, the signal line 93 is guarded by the shield line 94, that is, the stray capacitance between the two 93 and 94 is canceled, and an output voltage Vd that is hardly affected by the stray capacitance is obtained.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-9-280806 (FIG. 2)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, according to such a conventional technique, when the capacitance of the capacitance sensor 92 is certainly large to some extent, an accurate output voltage Vd that is not affected by the stray capacitance between the signal line 93 and the shield line 94 can be obtained. However, there is a problem that an error becomes large in detecting a minute capacitance of several pF or fF (femtofarad) order or less.
[0006]
Further, depending on the frequency of the AC voltage Vac to be applied, due to a tracking error in the operational amplifier 95 or the like, there is a slight phase difference between the voltage of the inverting input terminal and the non-inverting input terminal that is in the short circuit state. There is also a problem that an amplitude shift occurs and a detection error increases.
[0007]
On the other hand, in light and small audio communication devices represented by cellular phones and the like, there is a demand for a compact amplifier circuit that converts sound detected by a capacitance sensor such as a condenser microphone into an electric signal with high sensitivity and high fidelity. . If it is possible to accurately detect a minute capacitance of several pF or fF order or a change thereof, a high-performance microphone capable of detecting voice with high sensitivity and high fidelity can be realized and carried. The performance of voice pickup in voice communication devices such as telephones is greatly improved.
[0008]
Accordingly, the present invention has been made in view of such a situation, and can accurately detect a minute change in capacitance, and can be used for a capacitor microphone or the like used in a lightweight and small-sized voice communication device. An object of the present invention is to provide an impedance detection circuit and a capacitance detection circuit suitable for impedance detection including a sensor.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an impedance detection circuit and a capacitance detection circuit according to the present invention are impedance detection circuits that output a detection signal corresponding to an impedance of a detected impedance, and have a high input impedance and an output impedance. A low impedance converter, a capacitive first impedance element, a first operational amplifier, a DC voltage generator for applying a DC voltage to the first operational amplifier, and a signal connected to the output of the first operational amplifier One end of the detected impedance and one end of the first impedance element are connected to the input terminal of the impedance converter, and the first impedance element and the negative feedback path of the first operational amplifier are connected to the input terminal of the impedance converter The impedance converter includes the detected impedance and the impedancer The scan sensing circuit, characterized in that provided adjacent.
[0010]
The impedance detection circuit and the capacitance detection circuit according to the present invention are impedance detection circuits that output a detection signal corresponding to the impedance of the impedance to be detected, an impedance converter having a high input impedance and a low output impedance, A capacitive first impedance element; a first operational amplifier; a DC voltage generator for applying a DC voltage to the first operational amplifier; and a signal output terminal connected to the output of the first operational amplifier; One end of the detected impedance and one end of the first impedance element are connected to the input terminal of the impedance converter, and the first impedance element and the impedance converter are included in the negative feedback path of the first operational amplifier. The detected impedance, the first impedance element, and the Characterized in that the impedance converter is provided in close proximity.
[0011]
Here, in the present specification, “adjacent” means that the stray capacitance of the signal line is 10 times as large as the capacitance value of the capacitance value of the capacitor to be detected or the capacitance value of the capacitive first impedance element. It means that it is in a state not exceeding. This is because when the stray capacitance of the signal line is set to a capacitance value that does not exceed the numerical value of the connected element by one digit, the capacitance detection circuit of the present invention has a significant deterioration in detection sensitivity. It has been found that this can be prevented, and this has been obtained empirically. The stray capacitance of the signal line can be measured by measuring the capacitance without connecting the capacitor to be detected, the first impedance element, and the impedance converter to the signal line. And in this-application specification, the state which adjoins and adjoins on said close conditions is called "adjacent."
[0012]
The impedance detection method and the capacitance detection method according to the present invention are impedance detection methods for outputting a detection signal corresponding to an impedance change (capacitance change, etc.) of an impedance to be detected. A capacitive first impedance element is connected between the output terminal and the input terminal of the impedance converter, a detected impedance is connected between the input terminal of the impedance converter and a predetermined potential, and the operational amplifier is connected via a resistor. A DC voltage is applied to the inverting input terminal, the other input terminal is set to a predetermined potential, a voltage appearing at the output terminal of the operational amplifier is output as a detection signal, the detected impedance, the impedance converter, and the first impedance It is characterized by being connected in close proximity to the element.
[0013]
As a specific example, a DC voltage generator, an operational amplifier whose non-inverting input terminal is connected to a predetermined potential, an impedance converter, and an inverting input terminal of the operational amplifier and an output terminal of the impedance converter are connected. An impedance detection circuit including a resistor (R2) and a capacitive impedance element connected between the output terminal of the operational amplifier and the input terminal of the impedance converter is configured, and the detected impedance is adjacent to the impedance detection circuit, Alternatively, the stray capacitance of the signal line is short and close so as not to exceed 10 times the maximum value of the element capacitance to be connected, and is connected between the input terminal of the impedance converter and a predetermined potential. Here, the predetermined potential refers to any one of a certain reference potential, a predetermined DC potential, a ground potential, or a floating state, and an optimum one is selected according to the embodiment. Further, a resistor (R1) connected between the DC voltage generator and the inverting input terminal of the operational amplifier may be added.
[0014]
With such a configuration, a constant voltage is applied to the detected impedance, almost all of the current flowing through the detected impedance flows to the impedance element, and a signal corresponding to the impedance of the detected impedance is output from the signal output terminal. Is output.
[0015]
A resistor may be connected in parallel with the impedance element.
Further, a guard voltage applying means for applying a predetermined voltage to the shield member by connecting one end of the detected impedance and the input terminal of the impedance converter with a signal line covered with the shield member may be added. Here, the predetermined potential is an arbitrary constant potential, preferably a ground, but may be the same potential as the voltage of the signal line. By applying a predetermined voltage to the shield member, the operation of the circuit is stabilized.
The guard voltage applying means is means for generating a predetermined voltage, for example, by connecting the shield member to the ground, the output voltage of the DC voltage generator or the output voltage of the impedance converter.
[0016]
Further, the impedance converter may be constituted by a voltage follower, or may be constituted by a voltage amplification circuit having a voltage gain smaller than 1 or larger than 1. If the input stage of these impedance converters is a circuit composed of a MOSFET, the input impedance can be further increased.
[0017]
As an application of the present invention, the detected impedance is a capacitive sensor that detects a physical quantity according to a change in capacitance, and the capacitance detection circuit as an impedance detection circuit is formed on a printed circuit board or a silicon substrate, It is also preferable to fix and use these capacitive sensors and the substrate. More specifically, a condenser microphone is used as the impedance to be detected, and the capacitance detection circuit is realized by an IC. The condenser microphone and the IC are integrated, and one microphone is used as a mobile phone or the like. You may store in a housing | casing (shield box). At this time, the condenser microphone and the IC are fixed at adjacent positions and connected by a conductive plate, a wiring pattern, wire bonding, or the like.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram of an impedance detection circuit according to the first embodiment of the present invention. In this figure, a change in the capacitance Cs such as a capacitor microphone (here, a capacitor microphone or the like) is used as the detection impedance to be detected in the capacitance detection circuit 10 as the impedance detection circuit. A capacitive sensor for detecting various physical quantities).
[0019]
The capacitance detection circuit 10 includes a DC voltage generator 11 that generates a DC voltage, a resistor (R1) 12, a resistor (R2) 13, an operational amplifier 14, an impedance element (here, a capacitor having a capacitance Cf) 15, and an impedance. A detection signal (voltage Vout) corresponding to the temporal change in the capacitance of the capacitor 17 to be detected is output from the signal output terminal 20. Here, “change over time” includes meanings such as changing in frequency, changing in pulse, gradually changing, and changing randomly with time. It is assumed that there is no need for periodicity.
[0020]
One end of the DC voltage generator 11 is connected to a predetermined potential (ground in this example), and a constant DC voltage Vin is generated from the other end (output terminal). A resistor (R 1) 12 is connected between the output terminal of the DC voltage generator 11 and the inverting input terminal of the operational amplifier 14. The operational amplifier 14 is a voltage amplifier having extremely high input impedance and open loop gain. Here, the non-inverting input terminal is connected to a predetermined potential (ground in this example), and the non-inverting input terminal and the inverting input terminal are connected to each other. I'm in an emergency short state. A capacitor 15, an impedance converter 16 and a resistor (R2) 13 are connected in series in this order between the negative feedback path of the operational amplifier 14, that is, from the output terminal of the operational amplifier 14 to the inverting input terminal.
[0021]
The impedance converter 16 is a voltage amplifier having a very high input impedance, a very low output impedance, and a voltage gain of A times. One end of the detected capacitor 17 is connected to the input terminal 21 of the impedance converter 16, while the other end of the detected capacitor 17 is connected to a predetermined potential (ground in this example). The output terminal of the operational amplifier 14 is connected to a signal output terminal 20 for outputting an output signal of the capacitance detection circuit 10, that is, a detection signal corresponding to a change in the capacitance value of the capacitor 17 to be detected. . Note that the variable A indicated by A times or the like in the present application represents a real number other than zero (0).
[0022]
The operation of the capacitance detection circuit 10 configured as described above is as follows.
When attention is paid to an inverting amplifier circuit composed of a resistor (R1) 12, a resistor (R2) 13, an operational amplifier 14, and the like, both input terminals of the operational amplifier 14 are in the state of an equal short circuit and have the same potential (eg, 0 V). Since the input impedance is extremely high and no current flows, the current flowing through the resistor (R1) 12 becomes Vin / R1, and all of it flows through the resistor (R2) 13. Therefore, the impedance converter 16 If the output voltage of V2 is V2,
Vin / R1 = -V2 / R2
By arranging this, the output voltage V2 of the impedance converter 16 is
V2 =-(R2 / R1) · Vin (Formula 1)
It becomes. Since the voltage gain of the impedance converter 16 is A, the input voltage V1 is given by the relationship between the input voltage (voltage at the input terminal 21) V1 and the output voltage (voltage at the output terminal 22) V2.
V1 = (1 / A) · V2 (Formula 2)
It becomes.
[0023]
By the way, when the capacitor 17 to be detected is a condenser microphone or the like, the capacitance Cs changes with the frequency of the input sound. Here, if the charge flowing from the operational amplifier 14 corresponding to the change to the capacitor 15, that is, the capacitor 15 toward the detected capacitor 17 is ΔQ (that is, the capacitance change of the detected capacitor 17), the impedance converter 16. Since all of the charge Q flows to the detected capacitor 17 because of the extremely high input impedance, V1 = ΔQ / ΔCs, and the change ΔVout of the detection signal voltage Vout output from the signal output terminal 20 is
ΔVout = (ΔCs / Cf) · V1 (Formula 3)
Holds.
[0024]
From equation 1 and equation 2, if V2 is eliminated,
V1 =-(R2 / R1). (Vin / A) (Formula 4)
And substituting this V1 into Equation 3 above,
ΔVout = − (1 / Cf) · (R2 / R1) · (Vin / A) · ΔCs
= K · ΔCs (Formula 5)
It becomes. However,
k =-(1 / Cf). (R2 / R1). (Vin / A) (Formula 6)
[0025]
That is, the change ΔVout of the output voltage Vout of the detection signal is a value proportional to the change ΔCs of the capacitance Cs of the detected capacitor 17. Therefore, by extracting only the AC component ΔVout of the detection signal output from the capacitance detection circuit 10, a signal corresponding to the sound input to the condenser microphone can be obtained. The net signal corresponding to the sound (voltage corresponding to ΔCs) can be greatly amplified, and a microphone with high sensitivity is realized.
[0026]
Note that the proportionality constant k shown in the above equation 6 does not include items depending on the frequency (sound frequency) and is a constant value. Therefore, the capacitance detection circuit 10 outputs a faithful voltage signal corresponding to the intensity of the sound with a constant gain without depending on the frequency of the sound. Here, the operation of the detected capacitor 17 has been examined from the voltage. On the other hand, to help understanding, the analysis from the current is as follows.
[0027]
Assume that the capacitance of the detected capacitor 17 changes as follows in terms of time.
Cs = Cd + ΔCsinωct (Formula 7)
At this time, Cd is basically the reference capacitance inherent in the detected capacitor 17, ΔC is the peak value of change, and ωc is the frequency at which the capacitance detected by the detected capacitor 17 changes. At this time, the current flowing through the detected capacitor 17 is
[Expression 1]

Since all this current flows through the capacitor 15,
[Expression 2]

Here, the currents in Equation 8 and Equation 9 are equal, so
[Equation 3]

Equation 1, Equation 2 to Equation 10 are
[Expression 4]

Thus, the change of the detected capacitor 17 is also output.
[0028]
In addition, since the capacitance detection circuit 10 is operated by DC driving (DC voltage generator 11), it is considered that the capacitance detecting circuit 10 operates more stably than the AC driving, and noise and the like are suppressed. Furthermore, parts such as an AC transmitter are not required, and the circuit scale can be reduced.
[0029]
FIG. 2 shows a specific circuit example of the impedance converter 16 in the capacitance detection circuit 10 shown in FIG. FIG. 2A shows a voltage follower 16 a using the operational amplifier 30. The inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 30 are short-circuited. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 30 is used as the input of the impedance converter 16 and the output terminal of the operational amplifier 30 is used as the output of the impedance converter 16 so that the input impedance is extremely high and the voltage gain A is 1. A transducer 16 is obtained.
[0030]
FIG. 2B shows a non-inverting amplifier circuit 16 b using an operational amplifier 31. A resistor (R3) 32 is connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 31 and a predetermined potential, and a feedback resistor (resistor (R4) 33) is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 31. By using the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31 as the input of the impedance converter 16 and the output terminal of the operational amplifier 31 as the output of the impedance converter 16, the input impedance is extremely high and the voltage gain A is (R3 + R4) / The impedance converter 16 which becomes R3 is obtained.
[0031]
FIG. 2C shows a circuit 16c in which a CMOS structure buffer is added to the input stage of the operational amplifier as shown in FIGS. 2A and 2B. As shown in the figure, an N-type MOSFET 34 and a P-type MOSFET 35 are connected in series via a resistor between positive and negative power supplies, and the output of the buffer is connected to the input of the operational amplifier 30 (or 31). By using the input of this buffer as the input of the impedance converter 16 and the output terminal of the operational amplifier as the output of the impedance converter 16, the impedance converter 16 having an extremely high input impedance can be obtained.
[0032]
FIG. 2 (d) shows a circuit 16d like the input stage buffer of FIG. 2 (c). As shown in the figure, an N-type MOSFET 34 and a P-type MOSFET 35 are connected in series between positive and negative power supplies, and an output is made from the connection portion of both MOSFETs.
[0033]
In FIG. 2E, the non-inverting input of the operational amplifier 32 is used as the input of the impedance converter, and the output and the inverting input of the operational amplifier 32 are connected via a resistor. As shown in FIGS. 2D and 2E, an impedance converter 16 having an extremely high input impedance can be obtained by adopting such a configuration.
[0034]
According to the experiment relating to the present invention, in the impedance detection circuit of FIG. 1, for example, when the original capacitance of Cs (capacitor to be detected: microphone in this embodiment) is 20 pF, the floating capacitance of the signal line When exceeding 200 pF, the detection sensitivity deteriorated considerably. Further, when Cs was confirmed with several different capacitance values, the same tendency was obtained.
In addition, the capacitor Cf and the capacitor Cs to be detected, which are the first impedance elements, are both capacitive elements connected to the signal line in this circuit, and both elements yield the same results as described above in terms of calculation. it is conceivable that.
From these experimental results and experience, the capacitor to be detected, the first impedance element, and the impedance converter are brought close to each other so that the stray capacitance of the signal line does not exceed the value of the capacitance value of Cs or Cf by one digit. It was found that good detection sensitivity was obtained.
[0035]
(Second Embodiment)
Next, an impedance detection circuit according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit 40 as an impedance detection circuit in the second embodiment of the present invention. The capacitance detection circuit 40 corresponds to the capacitance detection circuit 10 according to the first embodiment added with a guarding function. That is, the signal line 41 (coaxial cable) covered with the shield wire 42 is used as a cable for connecting the capacitor 17 to be detected and the capacitance detection circuit 40, and further, the shield wire 42 of the coaxial cable is connected to the shield wire 42. In order to apply a guard voltage having the same potential as that of the signal line 41, a guard voltage application circuit 43a is added.
[0036]
The guard voltage application circuit 43a is connected between the output terminal of the DC voltage generator 11 and the shield line 42, receives the output voltage Vin of the DC voltage generator 11 as input, and amplifies it with a constant voltage gain adjusted in advance. This is a DC voltage amplifier that generates a guard voltage having the same potential as the voltage of the signal line 41 by applying a voltage to the shielded line 42. The voltage gain of the guard voltage application circuit 43a is specifically adjusted to V1 / Vin, that is, (−R2 / R1) · (1 / A) as can be seen from the above equation 4.
[0037]
With such a configuration, the signal line 41 and the shield line 42 are always kept at the same potential, and the capacitance (stray capacitance) between them is canceled, so that the stray capacitance is added to the capacitance of the detected capacitor 17 as a measurement error. Is avoided, and disturbance noise about to flow into the signal line 41 is shielded by the shield line 42, so that more accurate and stable capacitance detection is possible.
[0038]
The connection position of the guard voltage application circuit 43a for applying the guard voltage to the shield line 42 is not limited to the position between the DC voltage generator 11 and the shield line 42 as shown in FIG. Like the electrostatic capacitance detection circuit 45 shown, it may be provided between the output terminal of the impedance converter 16 and the shield wire 42. At this time, the guard voltage application circuit 43b (or 43c) receives the output voltage V2 of the impedance converter 16 and amplifies it with a constant voltage gain (1 / A) to generate the guard voltage V1, and the shield line What is necessary is just to adjust so that it may apply to 42.
By the way, if the guard voltage application circuit is limited to DC application, the stray capacitance canceling effect cannot be expected. In such a case, a ground connection with a simple structure and less disturbing is effective.
[0039]
FIG. 5 shows a specific circuit example of the guard voltage application circuits 43a to 43c shown in FIG. 3 and FIG. A guard voltage application circuit 43a shown in FIG. 5A is an inverting amplifier circuit using a variable resistor as a feedback resistor. By adjusting the resistance value of the feedback resistor, the above-described voltage gain can be obtained, and a guard voltage having the same potential as the signal line 41 can be generated. A guard voltage application circuit 43b shown in FIG. 5B is a non-inverting amplifier circuit composed of two resistors and one operational amplifier. A guard voltage application circuit 43c shown in FIG. 5C is a voltage follower including two resistors and one operational amplifier. In these FIGS. 5B and 5C as well, a guard voltage having the same potential as that of the signal line 41 in FIG. 4 can be generated by adjusting the resistance value or the like.
[0040]
In the case where a calculation error, a tracking error, or the like occurs, there is a possibility that it can be reduced by setting the gain A to 1, and it is more preferable to set A = 1.
[0041]
As an application of the capacitance detection circuit of the present invention to an electronic device, the detected impedance is a sensor that detects a physical quantity according to a change in impedance, and the impedance detection circuit is on a printed circuit board or a silicon substrate. It is possible to consolidate these sensors and the substrate. More specifically, a condenser microphone is adopted as the impedance to be detected, and the capacitance detection circuit is realized by an IC. The condenser microphone and the IC are integrated, and one microphone is used for a mobile phone or the like. You may store in a housing | casing (shield box).
FIG. 6 is a diagram illustrating an application example of the capacitance detection circuit in the first embodiment to an electronic device. Here, a cross-sectional view of a microphone 50 used in a mobile phone or the like in which a condenser microphone and a capacitance detection circuit are integrated is shown. The microphone 50 is opposed to the vibrating membrane 53 via the lid 51 having the sound hole 52, the vibrating membrane 53 vibrating by sound, the ring 54 fixing the vibrating membrane 53, the spacer 55a, and the spacer 55a. The fixed electrode 56, the insulating plate 55b that supports the fixed electrode 56, the IC chip 58 on which the capacitance detection circuit of the above-described embodiment fixed to the back surface of the insulating plate 55b is formed, and the IC An IC package 59 in which the chip 58 is molded, and

external electrodes

61a and 61b connected to the IC chip 58 by wire bonding, contact holes, or the like.
[0042]
The vibrating membrane 53 that is one electrode forming the capacitor is connected to a predetermined potential (in this example, ground), and the fixed electrode 56 that is the other electrode is a conductor such as an aluminum plate or wire bonding. To the circuit of the IC chip 58. The capacitance of the capacitor formed of the vibration film 53 and the fixed electrode 56 or its change is detected by a capacitance detection circuit in the adjacent IC chip 58 via the insulating plate 55b, converted into an electric signal, and the external electrode 61a. , 61b, etc. The lid 51 is made of a metal such as aluminum, and shields disturbance noise from entering the

internal capacitors

53 and 56 and the IC chip 58 together with a conductive film (not shown) formed on the upper surface of the insulating substrate 60. It plays a role as a shield box. In this example, the fixed electrode 56 and the circuit are connected and the vibrating membrane 53 is connected to a predetermined potential. However, the vibrating membrane 53 and the circuit are connected and the fixed electrode 56 is connected to a predetermined potential. Also good. However, the former is preferable from experience.
[0043]
FIG. 7 is a schematic external view of the microphone 50 shown in FIG. 7A is a plan view, FIG. 7B is a front view, and FIG. 7C is a bottom view. The size of the lid 51 shown in FIGS. 7A and 7B is, for example, approximately φ5 mm × height 2 mm. The four external electrodes 61a to 61d shown in FIG. 7C are, for example, two terminals for power supply and two terminals for output signals of the capacitance detection circuit.
[0044]
In such an application example, a capacitor to be detected (here, a condenser microphone) and a capacitance detection circuit (here, an IC chip) are provided adjacent to each other so as to be adjacent to each other under the above-mentioned close conditions. Connected by a very short conductor. These parts are covered with a shield member such as a metal lid. Therefore, in such an application example, it is considered that adverse effects such as disturbance noise mixed in a signal line (conductor) connecting the capacitor to be detected and the capacitance detection circuit can be ignored.
[0045]
In this application example, it is preferable to connect the shortest path between the capacitor to be detected and the capacitance detection circuit by an unshielded (unshielded) conductive plate, a wiring pattern, wire bonding, a lead wire, or the like. In other words, in this application example, since the signal line is a small microphone without a shield member, the capacitor to be detected and the capacitance detection circuit are connected by an extremely short conductor, and a guard voltage is applied to the shield or the like. There is no need to provide a special circuit for application, and the circuit scale is not increased, and the circuit is not prevented from being made compact.
As another example of the microphone, FIGS. 8 and 9 show a circuit mounted on a substrate. 6 is basically the same except that the capacitance detection circuit of FIG.
Note that when the second embodiment is applied to this application example, the circuit scale slightly increases at the portion of the signal line shield, but this is preferable for more accurate measurement. A configuration may be used.
[0046]
As described above, the impedance detection circuit and the capacitance detection circuit according to the present invention have been described based on the two embodiments. However, the present invention is not limited to these embodiments.
[0047]
For example, in the second embodiment, a single shielded cable is used as a cable for connecting the capacitor 17 to be detected and the capacitance detection circuit 40. Instead, a double shielded cable is used. May be used. At this time, a shielding voltage against disturbance noise can be enhanced by applying a guard voltage to the inner shield covering the signal line and connecting the outer shield covering the inner shield to a predetermined potential or ground.
[0048]
Further, as shown in FIG. 10, a resistor 18 may be added and connected in parallel with the capacitor 15 in the

capacitance detection circuits

10 and 30 in the above embodiment. As a result, the connection point between the capacitor 15 and the capacitor 17 to be detected is connected to the output terminal of the first operational amplifier 14 via the resistor 18, thereby eliminating the DC floating state. Is fixed.
[0049]
What is connected as a detected impedance is not limited to a condenser microphone, but is an acceleration sensor, seismometer, pressure sensor, displacement sensor, displacement sensor, proximity sensor, touch sensor, ion sensor, humidity sensor, raindrop sensor, snow Sensor, lightning sensor, alignment sensor, contact failure sensor, shape sensor, end point detection sensor, vibration sensor, ultrasonic sensor, angular velocity sensor, liquid volume sensor, gas sensor, infrared sensor, radiation sensor, water level gauge, freezing sensor, moisture meter All devices that detect various physical quantities such as vibration meters, charge sensors, printed circuit board inspection machines, and the like are included.
[0050]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, the impedance detection circuit, the capacitance detection circuit, and their method according to the present invention apply a DC voltage to the operational amplifier and connect the detected impedance to the signal line, thereby The impedance of the detection impedance is detected. In other words, a capacitor is connected between the output terminal of the operational amplifier with the non-inverting input terminal connected to the predetermined potential and the input terminal of the impedance converter, and the detected impedance is connected between the input terminal of the impedance converter and the predetermined potential. is doing.
[0051]
As a result, almost all of the electric charge flowing through the detected impedance flows through the impedance element, and an accurate signal corresponding to the impedance of the detected impedance is output to the output terminal of the operational amplifier. It becomes possible. In particular, when each impedance is capacitive, it is possible to detect a minute capacitance below the fF order.
[0052]
The non-inverting input terminal of the operational amplifier is connected to a predetermined potential, and a DC voltage is applied to the inverting input terminal via a resistor, so that the operational amplifier operates stably and is included in the detection signal. Noise is suppressed. The entire detection circuit operates by DC drive and does not require an AC signal transmitter or the like, so that it can be simplified and made compact.
[0053]
In addition, since a capacitor is connected between the operational amplifier and the impedance converter, when a resistor is connected between the operational amplifier and the impedance converter, the S / N ratio is deteriorated due to thermal noise from the resistor. There is no problem.
[0054]
Also, by providing circuit elements connected to the signal line close to each other, or by providing this impedance detection circuit and the detected impedance at adjacent positions, a shielded cable that connects between them, or generated by that cable A special circuit for canceling the stray capacitance is not necessary.
[0055]
Note that a change component corresponding to the impedance change of the detected impedance is generated at the output terminal of the operational amplifier, so by taking out only the change component of the output terminal, it corresponds to the change in the physical quantity such as the condenser microphone. An amplifier circuit suitable for a capacitive sensor whose capacitance changes is realized. For example, a microphone that detects sound with extremely high sensitivity is realized.
[0056]
In addition, a guard voltage application means is applied to connect one end of the capacitor to be detected and the input terminal of the impedance converter with a signal line covered with a shield member and apply a voltage having the same potential as the voltage of the signal line to the shield member. May be. As a result, the signal line can be guarded with the shield having the same potential, and the stray capacitance generated between the signal line and the shield can be canceled, so that it is possible to detect a smaller capacitance with high accuracy. .
[0057]
As described above, according to the present invention, it is possible to accurately detect a minute impedance and capacitance, and to realize a capacitance detection circuit and the like suitable for downsizing. The voice performance of voice communication equipment has been dramatically improved, and its practical value is extremely high.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 shows a specific circuit example of an impedance converter in the capacitance detection circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to a second embodiment of the present invention.
4 is a circuit diagram according to a modification of the capacitance detection circuit shown in FIG. 3. FIG.
5 shows a specific circuit example of the guard voltage application circuit shown in FIGS. 3 and 4. FIG.
FIG. 6 is a diagram (cross-sectional view of a microphone) showing an application example of the capacitance detection circuit of the present invention to an electronic device.
7 is a schematic external view of the microphone shown in FIG. 6. FIG. 7A is a plan view, FIG. 7B is a front view, and FIG. 7C is a bottom view.
FIG. 8 is a cross-sectional view of another example of a microphone.
9 is a schematic external view of the microphone shown in FIG. 8, where (a) is a plan view and (b) is a front view. FIG.
FIG. 10 is a circuit diagram of a capacitance detection circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional capacitance detection circuit.
[Explanation of symbols]
10, 40, 45 Capacitance detection circuit
11 DC voltage generator
12, 13, 18, 32, 33 resistance
14, 30, 31, 32 operational amplifier
15 Capacitor (impedance element)
16, 16a-16e Impedance converter
17 Detected capacitor
20 Signal output terminal
21 Input terminal of impedance converter
22 Output terminal of impedance converter
34, 35 MOSFET
41 Signal line
42 Shielded wire
43a to 43c Guard voltage application circuit
50 microphone
51 lid
52 Sound hole
53 Vibration membrane
54 Ring
55a spacer
55b Insulating plate
56 Fixed electrode
58 IC chip
59 IC package
60 Insulating substrate
61a-61d External electrode
62 Circuit board

Claims

An impedance detection circuit that outputs a detection signal corresponding to the impedance of the detected impedance,
An impedance converter having a high input impedance and a low output impedance, a capacitive first impedance element, a first operational amplifier, a DC voltage generator for applying a DC voltage to the first operational amplifier, and the first operational amplifier A signal output terminal connected to the output of the
One end of the detected impedance and one end of the first impedance element are connected to the input terminal of the impedance converter by a signal line ,
The negative feedback path of the first operational amplifier includes the first impedance element and the impedance converter;
The detected impedance, the first impedance element, and the impedance converter are configured so that the stray capacitance of the signal line is larger than the capacitance value of the capacitance value of the detected impedance or the capacitance value of the first impedance element. The impedance detection circuit is provided so as not to exceed 10 times .

2. The impedance detection circuit according to claim 1 , wherein the detected impedance and the impedance detection circuit are adjacent to each other .

The impedance detection circuit according to claim 1, wherein the detected impedance is a capacitive impedance element.

The impedance detection circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the impedance detection circuit further includes a resistance element connected in parallel to the first impedance element.

The impedance detection circuit according to claim 1, further comprising a second impedance element provided between the DC voltage generator and the first operational amplifier.

One end of the detected impedance and the input terminal of the impedance converter are connected by a signal line covered with a shield member,
The impedance detection circuit according to claim 1, further comprising guard voltage application means for applying a predetermined voltage to the shield member.

The impedance detection circuit according to claim 6, wherein the guard voltage application unit receives an output voltage of the DC voltage generator.

The impedance detection circuit according to claim 6, wherein the guard voltage application unit receives an output voltage of the impedance converter.

The impedance detection circuit according to claim 1, wherein the impedance converter is a voltage follower.

The impedance detection circuit according to claim 1, wherein the impedance converter includes a second operational amplifier, and is a voltage amplification circuit having a voltage gain greater than one.

The impedance detection circuit according to any one of claims 1 to 8, wherein the impedance converter includes an input circuit made of a MOSFET and a second operational amplifier.

The impedance detection circuit according to claim 1, wherein the detected impedance is a capacitive sensor whose capacitance changes with time, and the first impedance element is a capacitor. .

The impedance detection circuit according to claim 12, wherein the detected impedance is a condenser microphone.

An impedance detection method for outputting a detection signal corresponding to the impedance of a detected impedance,
A capacitive first impedance element is connected between the output terminal of the operational amplifier and the input terminal of the impedance converter;
Connect the detected impedance between the input terminal of the impedance converter and a predetermined potential,
A DC voltage is applied to one input terminal of the operational amplifier through a resistor, the other input terminal is set to a predetermined potential,
Output the voltage appearing at the output terminal of the operational amplifier as a detection signal,
The detected impedance, the impedance converter, and the first impedance element include a capacitance whose signal line connecting them has a larger capacitance value of the detected impedance or a capacitance value of the first impedance element. An impedance detection method, characterized in that the connections are close enough not to exceed 10 times the value .

In the impedance detection method,
One end of the detected impedance and the input terminal of the impedance converter are connected by a signal line covered with a shield member,
The impedance detection method according to claim 14 , wherein a predetermined voltage is applied to the shield member.