JP4064377B2 - スイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、過負荷保護機能および過電流保護機能を有するスイッチング電源装置およびそれに用いられるスイッチング電源用半導体装置に関するものである。

図８は、従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。この図８において、１３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。

半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）を備えている。

１０２は、半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｂを備えている。

１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。

１０７は、半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。

１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流とスイッチング素子１０１のオン抵抗の積で発生するスイッチング素子１０１のオン電圧を検出することで、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出したスイッチング素子１０１の電流値を電圧信号に変換して、スイッチング素子１０１の電流値に応じた電圧信号を比較器１０８へ出力する。

１１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。
比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子へ信号を出力する。

１１２は、フィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能するとともに、一次側ドレイン電流最大値が制限されるため、二次側負荷へ供給する最大電力を制限することになり、過負荷保護レベルを決めることになる。

１０９は、発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数を決める、クロック信号１０９Ｂを出力する。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。

ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。

１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｂと、１次側補助巻線１４０Ｃを有している。

１次側補助巻線１４０Ｃには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。

１３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。

１３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、フォトダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＦＢと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＧＮＤと接続される。

２次巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、さらにフォトダイオード１３５Ｂ、２次側制御回路１５８、および負荷１５７へ接続される。

２次側制御回路１５８は、シャントレギュレータ１５２、抵抗１５４、１５５、１５６、コンデンサ１５３から成り、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５４および１５５で分圧された電圧をシャントレギュレータ１５２のリファレンスに入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、シャントレギュレータのカソードに接続された、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。

以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図８および図９を用いて説明する。図９は、図８の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。

図８において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｂは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｂを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。

ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｂ、１次側補助巻線１４０Ｃに電流が流れる。

２次巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５７に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５４および１５５で設定された電圧に達すると、二次側制御回路１５８からの信号により、フォトダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。

そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子から流れ出す電流も増加する。

ＦＢ端子電流ＩＦＢが増加すると、比較器１０８に入力される電圧ＶＦＢＯが低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流ＩＤＳが小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。

１次側補助巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＣＣが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線１４０Ｃから供給されるようになる。１次側補助巻線１４０Ｃの極性は、２次巻線１４０Ｂと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。

出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５７に流れる出力電流ＩＯが低下すると、フィードバック電流ＩＦＢが増加し、比較器１０８に入力される電圧ＶＦＢ０が低下し、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。

また、負荷１５７に流れる出力電流ＩＯが増加すると、フィードバック電流ＩＦＢが減少し、比較器１０８に入力される電圧ＶＦＢ０が上昇し、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流がＩＯの増加に伴い、大きくなる。ＶＦＢ０が上昇し、クランプ回路１１２で規定される電圧に達すると、過電流保護が機能し、ドレイン電流は一定電流ＩＬＩＭＩＴでクランプされる。

このように一次側ドレイン電流の最大値が固定されることで、二次側負荷に供給できる最大電力が制限されることになる。しかし、ピーク負荷時に制限される最大電力をＩＬＩＭＩＴで合わせ込むと通常負荷時の過負荷保護のレベルとしては大きくなり、通常負荷時の過負荷保護レベルとしてＩＬＩＭＩＴを合わせ込むとピーク負荷時に十分な電力を負荷に供給できない課題が発生する。

図１０は電源としての過負荷保護機能を備えた、別の従来例である。図１０において、図８との違いは出力電流検出抵抗１５９と、過電流検出回路１６０と、過電流信号伝達回路１３６を備えている点である。図１０において出力電流ＩＯが一定以上になるとフォトダイオード１３６Ｂに流れる電流が増加し、フォトトランジスタ１３６Ａを介して、電源電圧端子ＶＤＤからＧＮＤへ向かって電流が流れ、ＶＤＤ端子電圧が低下することで、起動／停止回路１０７から停止信号が出力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止し、電源としての過負荷保護機能が動作し、ＩＬＩＭＩＴよりも低いドレイン電流時に電源として過負荷保護を実現可能となる。つまり、過電流検出回路１６０の検出に対して時間遅れを設ければ、ピーク負荷に対してはＩＬＩＭＩＴで保護をし、通常動作時の過負荷保護に対しては、ＩＬＩＭＩＴ以下のドレイン電流で保護が可能となる。但し、図１０の構成は部品点数の増加が余儀なくされる。

負荷変動に応じて、過電流検出レベルを変える従来技術としては、過電流検出系統を最大定格負荷に見合うものと、それよりも低い負荷に見合うものを別に儲けて、過電流保護を動作させる方法があった。例えば特許文献１に上記構成が示されている。
特開平６−３８５１８号公報

一般的に、スイッチング電源装置には、過負荷時の保護機能が必要であるが、負荷条件として、ピーク負荷条件がある場合、過負荷保護レベルは通常負荷に対して過負荷時に動作するが、ピーク負荷時には動作しないように設定されることが望まれる。そのため、通常は負荷に応じた保護機能を備えている。

また、このことに対応するために二次側の出力電流を検出して、一次側のスイッチング動作を停止する等の追加の手段が必要となり、コストアップや部品点数の増加になり、電源としての回路構成が複雑になるといった課題もある。

本発明の目的は、部品点数が増加せず、コストアップにならず、電源としての回路構成が複雑化することなく、通常負荷時での過負荷保護とピーク負荷に対する過電流保護を達成することができるスイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置を提供することである。

本発明のスイッチング電源装置は、入力された第１の直流電圧を、トランスを介して第２の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置であって、
第１の直流電圧が印加されるトランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、
第２の直流電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
出力電圧制御回路からの信号をトランスの１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、
制御回路は、スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力するスイッチング素子電流検出回路と、
制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として受けて、フィードバック信号に対応して変化するフィードバック出力信号を出力するとともに、フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達すると過負荷保護用充電開始信号を出力するフィードバック信号制御回路と、
スイッチング素子電流検出回路からの出力信号とフィードバック出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
比較信号に基づいてスイッチング素子の電流量および出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
フィードバック出力信号の最大値を固定してスイッチング素子の電流の最大値を制限するクランプ回路と、
過負荷保護用充電開始信号を入力として受けて充電電流を供給する過負荷保護遅れ時間制御回路と、
過負荷保護遅れ時間制御回路の充電電流により充電される過負荷保護動作遅れ時間調整用容量と、
過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力する過負荷信号出力回路とを有し、
スイッチング信号制御回路は、フィードバック信号制御回路へのフィードバック信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク値を制御するとともに、過負荷信号出力回路のスイッチング停止信号に基づいてスイッチング素子の動作を停止し、
フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号が最大値に固定開始されるときのフィードバック信号が第１のフィードバック信号レベルであって、第１のフィードバック信号レベルでスイッチング素子に流れ得る電流が最大となり、
フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルのとき、流れ得る最大電流よりも小さい値の電流がスイッチング素子に流れるように、第１のフィードバック信号レベルおよび規定のフィードバック信号レベルが設定されていることを特徴とするものである。

上記構成において、トランスの２次巻線と接続され、トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、第１の直流電圧から第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とをさらに備えている。

上記構成において、制御信号伝達回路は、出力電圧制御回路からの信号を１系統でトランスの１次側へ伝達する。

上記構成において、フィードバック信号制御回路は、第１のフィードバック信号レベルでのフィードバック信号の電流の絶対値が、規定のフィードバック信号レベルでのフィードバック信号の電流の絶対値よりも小さい。

上記構成において、フィードバック信号制御回路は、フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達することを検出するための規定フィードバック信号レベル検出用定電流源を備え、
規定フィードバック信号レベル検出用定電流源とフィードバック信号に比例した電流値を比較して過負荷保護用充電開始信号を出力する。

上記構成において、フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号と内部で規定された過負荷保護用充電開始検出用基準電圧源とを比較する過負荷保護用充電開始検出比較器を備え、
過負荷保護用充電開始検出比較器はフィードバック出力信号として規定のフィードバック信号レベルを検出したときに過負荷保護用充電開始信号を出力する。

上記構成において、制御回路は、スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器をさらに備えている。

上記構成において、負荷信号出力回路は、過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧が規定電圧に上昇することでラッチモードでスイッチング動作停止信号を出力する。

本発明のスイッチング電源用半導体装置は、第１の直流電圧を入力するトランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、トランスの２次側の出力となる第２の直流電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、出力電圧制御回路からの信号をトランスの１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置に用いられる制御回路を搭載した半導体装置であって、
制御回路は、スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力するスイッチング素子電流検出回路と、
制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として受けて、フィードバック信号に対応して変化するフィードバック出力信号を出力するとともに、フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達すると過負荷保護用充電開始信号を出力するフィードバック信号制御回路と、
スイッチング素子電流検出回路からの出力信号とフィードバック出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
比較信号に基づいてスイッチング素子の電流量および出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
フィードバック出力信号の最大値を固定してスイッチング素子の電流の最大値を制限するクランプ回路と、
過負荷保護用充電開始信号を入力として受けて充電電流を供給する過負荷保護遅れ時間制御回路と、
過負荷保護遅れ時間制御回路の充電電流により充電される過負荷保護動作遅れ時間調整用容量と、
過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力する過負荷信号出力回路とを有し、
スイッチング信号制御回路は、フィードバック信号制御回路へのフィードバック信号に応じてスイッチング素子の電流ピーク値を制御するとともに、過負荷信号出力回路のスイッチング停止信号に基づいてスイッチング素子の動作を停止し、
フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号が最大値に固定開始されるときのフィードバック信号が第１のフィードバック信号レベルであって、第１のフィードバック信号レベルでスイッチング素子に流れ得る電流が最大となり、
フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルのとき、流れ得る最大電流よりも小さい値の電流がスイッチング素子に流れるように、第１のフィードバック信号レベルおよび規定のフィードバック信号レベルが設定されていることを特徴とするものである。

上記構成において、フィードバック信号制御回路は、第１のフィードバック信号レベルでのフィードバック信号の電流の絶対値が、規定のフィードバック信号レベルでのフィードバック信号の電流の絶対値よりも小さい。

上記構成において、フィードバック信号制御回路は、フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達することを検出するための規定フィードバック信号レベル検出用定電流源を備え、
規定フィードバック信号レベル検出用定電流源とフィードバック信号に比例した電流値を比較して過負荷保護用充電開始信号を出力する。

上記構成において、フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号と内部で規定された過負荷保護用充電開始検出用基準電圧源とを比較する過負荷保護用充電開始検出比較器を備え、
過負荷保護用充電開始検出比較器はフィードバック出力信号として規定のフィードバック信号レベルを検出したときに過負荷保護用充電開始信号を出力する。

上記構成において、制御回路は、スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器をさらに備えている。

上記構成において、過負荷信号出力回路は、過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧が規定電圧に上昇することでラッチモードでスイッチング動作停止信号を出力する。

上記構成において、スイッチング素子と制御回路が同一半導体基板上に形成されている。

本発明のスイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置によれば、二次側制御回路からの信号を一つの制御信号伝達回路を介して、一つのフィードバック信号制御回路の入力端子にフィードバック信号を伝えることで、フィードバック信号に応じて１次側のスイッチング素子の電流ピーク値を制御し、同一の制御信号伝達回路にて一次側に伝達する信号によって通常負荷に対する過負荷保護と、ピーク負荷に対する過電流保護を同時かつ容易に実現できる。

また、過負荷保護動作により、スイッチング動作が停止するまでの保護動作遅れ時間を外部容量により自由に調整することができ、通常負荷レベルに関係なく、幅広いピーク負荷に対応が可能である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明のスイッチング電源装置および半導体装置の第１の実施の形態の一例を示す回路図である。さらに図２は図１のスイッチング電源制御用半導体装置３０を構成する詳細回路図である。

この図１および図２において、３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。

半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量接続端子（ＯＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）を備えている。

２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｂを備えている。

スイッチ２ＡはＶＣＣが一定電圧に達するまでＯＮ状態となり、ＶＣＣへ起動電流を供給する。また、スイッチ２ＢはＶＤＤが一定電位に達する間、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給し、一定電位に達すると、電流の供給を止めることで、ＶＤＤを一定電位に保持する。

３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。

７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。またスイッチ２Ａ、２Ｂを上記のように制御する。

さらに、過負荷信号出力回路１３からの出力ＶＯＬＰを受けて、起動／停止回路７からは“Ｌ”信号がＮＡＮＤ回路５へ出力され、ゲートドライバー４へ”Ｈ”信号が入力されることになり、ゲートドライバー４から”Ｌ”信号が出力されることで、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止する。

６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。

１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子から流出する電流信号ＩＦＢを電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。

比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。このようにＲＳフリップフロップ回路のリセット端子にリセット信号が出力され、ＮＡＮＤ回路５、ゲートドライバー回路４を介して、スイッチング素子１をＯＦＦするように信号が処理される。ここで、スイッチング素子１を制御するスイッチング信号制御回路は、ゲートドライバー回路４、ＮＡＮＤ回路５、ＲＳフリップフロップ回路１０などで構成される。

１２は、フィードバック電流（ＩＦＢ）に応じて変化するフィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯの最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値（ＩＬＩＭＩＴ）を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。ＩＦＢが変化し、スイッチング素子１に流れる電流がＩＬＩＭＩＴに達するときのフィードバック電流は第１のフィードバック電流（ＩＦＢ１）となる（図３参照）。

１４は過負荷保護遅れ時間制御回路であり、フィードバック電流が第二のフィードバック電流（ＩＦＢ２）に達したことを検出して、フィードバック信号制御回路１１から出力される過負荷保護用充電開始信号を図２に示すようにＮＡＮＤ回路１４Ｓの一方の入力信号として受け、ＮＡＮＤ回路１４Ｓの他方の信号として、起動／停止回路７の起動信号（ＵＶ）を入力として受けることで、スイッチング素子１がスイッチング動作をしている起動状態において、フィードバック電流がＩＦＢ２に達すると、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４（ＣＯＬ）へ充電電流を供給する。ＣＯＬ３４への充電が開始されるフィードバック電流時でのスイッチング素子１のピーク電流（ＩＤＰ２）はスイッチング素子１に流れる電流の最大値（ＩＬＩＭＩＴ）に対して、低くなるように設定される。

１３は過負荷信号出力回路であり、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４（ＣＯＬ）へ接続される過負荷保護動作遅れ時間調整用容量接続端子（ＯＬ）の電圧が、一定電圧以上に上昇した場合に、起動／停止回路７へ過負荷信号（ＶＯＬＰ）を出力し、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる。また、同時に、スイッチングが停止すると、起動信号（ＵＶ）が反転し、ＮＡＮＤ回路１４Ｓの出力信号が“Ｈ”となり、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４（ＣＯＬ）へ充電電流がカットされ、ＣＯＬ３４の電荷が放電される。

ここで、図３はフィードバック電流ＩＦＢに対して、スイッチング素子１に流れるピーク電流ＩＤＰの関係、ＩＦＢ１、ＩＦＢ２とＩＬＩＭＩＴ、ＩＤＰ２の関係、ＩＦＢとＩＯＬ充放電状態の関係を示す。

このようにスイッチング電流がＩＤＰ２以上になると容量３４（ＣＯＬ）への充電が開始され、一定時間後に過負荷保護動作により、スイッチング動作が停止することになる。このとき、スイッチング動作が停止するまでの期間はスイッチング素子電流は最大でＩＬＩＭＩＴまで、流すことができるので、ピーク負荷に対して一定期間、必要な電力を二次側へ伝えることが可能となる。

１７は軽負荷検出用コンパレータであり、基準電圧ＶＲとして、軽負荷基準電圧源１８が接続される。コンパレータ１７はスイッチング素子１のドレイン電流ピーク値が過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの約１５％程度に低下すると“Ｌ”信号を出力し、ＩＬＩＭＩＴの２０％程度にてドレイン電流が復帰するように“Ｈ“信号を出力するように、設定されている。つまり、軽負荷基準電圧源１８はコンパレータ１７の出力に対して、二種類の電圧を切り替えて出力する。

９は、発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＡＮＤ回路１６へ入力される。

ＡＮＤ回路１６へは軽負荷検出コンパレータ１７の出力信号と、発振回路９からのクロック信号９Ｂが入力され、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ信号を出力する。つまり、軽負荷検出コンパレータからの信号が“Ｈ”の時のみクロック信号９ＢがＲＳフリップフロップ１０のセット端子へ信号が入力されるように構成されている。

ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。

４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｃを有している。

１次側補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。

３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。

３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、定常時の過負荷保護動作、ピーク負荷に対する過電流保護動作に対して、本実施の形態においては一つの制御信号伝達回路３５があれば必要十分である。二次側での制御信号を検出するためには、伝達手段を複数個用いれば、比較的に容易に構成できる。しかし、部品点数が増え、コストが増加するとともに電源としての回路構成が複雑になる。本発明はこのような問題を回避し、一つの伝達手段で二つの制御を行うものである。

制御信号伝達回路３５は、フォトトランジスタ３５Ａと、フォトダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤ端子と接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢ端子と接続される。

２次巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、フォトダイオード３５Ｂ、２次側制御回路５８、および負荷５７へ接続される。

２次側制御回路５８は、シャントレギュレータ５２、抵抗５４、５５、５６、コンデンサ５３から成り、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５４および５５で分圧された電圧をシャントレギュレータ５２のリファレンス端子に入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、シャントレギュレータのカソードに接続された、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。

以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１、図２、図４および図５を用いて説明する。図４は軽負荷時の、図５はピーク負荷時の、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。

図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されてつくられる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。

ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路７で設定された起動電圧に達っした後に、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｃに電流が流れる。

２次巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５７に電力を供給する。

スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５４および５５で設定された電圧に達すると、二次側制御回路５８からの信号により、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子へ注入される電流も増加する。

ＦＢ端子電流ＩＦＢが増加すると、比較器８に入力される電圧ＶＦＢＯが低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。

定常状態から過負荷状態に変化した場合の動作について、図１および図４を用いて説明する。

二次側負荷５７が過負荷状態になると出力電圧ＶＯが低下し、二次側制御回路５８の抵抗５４、５５の抵抗分割により、出力電圧ＶＯの低下を検出し、出力電圧に比例した電圧がシャントレギュレータ５２のリファレンス端子に入力され、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が低下し、最終的にはフォトダイオード３５Ｂに流れる電流がなくなり、フォトトランジスタ３５Ａを介して、流れるフィードバック電流が減少し、ＩＦＢが第２のフィードバック電流（ＩＦＢ２）に達すると、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４（ＣＯＬ）へ充電電流ＩＯＬが供給開始される。

そのことによってＯＬ端子電圧（ＶＯＬ）が上昇し、規定電圧ＶＯＬＳに達すると過負荷信号出力回路１３からスイッチング動作を停止させるための信号ＶＯＬＰが出力され、ＶＯＬＰ信号が起動／停止回路７へ入力され、起動／停止回路７からスイッチング動作を停止させるための信号が出力される。このとき同時に起動／停止回路７から過負荷保護遅れ時間制御回路１４へもＯＬ端子を強制放電させるための信号が伝達され、ＯＬ端子電圧は低下する。

つまり、スイッチング素子１の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴに達することなく、ＩＬＩＭＩＴよりも低いスイッチング素子電流ＩＤＰ２以上の電流が一定期間流れると、ＯＬ端子への定電流充電が開始され、過負荷保護遅れ時間調整用容量３４が接続されるＯＬ端子の電圧ＶＯＬが上昇し、規定電圧ＶＯＬＳに達すると、過負荷保護が動作して、スイッチング動作が停止する。この動作において、過負荷保護遅れ時間調整用容量３４の容量値を調整することで、容量３４の充電時間つまり、ＶＯＬ電圧上昇時間が調整できるので、過負荷状態になってから、過負荷保護動作により実際にスイッチング動作が停止するまでの遅れ時間を任意に選定することが可能となる。

このような動作により、通常負荷状態のときに過負荷状態になった場合に一定の時間遅れ後に過負荷保護が動作するように構成されている。

また、通常負荷状態からのピーク負荷時の動作について図１、図５を用いて説明する。

二次側負荷５７がピーク負荷状態になると出力電圧ＶＯが低下し、二次側制御回路５８の抵抗５４、５５の抵抗分割により、出力電圧ＶＯの低下を検出し、出力電圧に比例した電圧がシャントレギュレータ５２のリファレンス端子に入力され、フォトダイオード３５Ｂに流れる電流が低下し、最終的にはフォトダイオード３５Ｂに流れる電流がなくなり、フォトトランジスタ３５Ａを介して、流れるフィードバック電流ＩＦＢが減少し、スイッチング素子電流がＩＦＢに応じて上昇し、最大で過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが流れる。ＩＬＩＭＩＴに達する前にＩＦＢが第２のフィードバック電流ＩＦＢ２に達すると、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４へ充電電流ＩＯＬが供給開始される。そのことによってＯＬ端子電圧ＶＯＬが上昇する。

但し、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４と容量３４への充電電流ＩＯＬによって決まるＯＬ端子電圧ＶＯＬが規定電圧ＶＯＬＳまで上昇するまでの期間はスイッチング素子電流がＩＬＩＭＩＴに達していてもスイッチング動作が停止することは無く、ピーク負荷に対応することが可能となり、出力電圧ＶＯも正常値を維持できる。このようにピーク負荷に対応可能であり、過負荷保護動作遅れ時間調整用容量３４を任意に選ぶことにより、ピーク負荷期間を調整することが可能である。

定常動作状態からの軽負荷間欠動作、軽負荷間欠動作からの復帰動作について図１および図４を用いて説明する。

通常負荷状態から、軽負荷へ移行していくと、二次側制御回路５８が出力電圧ＶＯの微小な上昇を検出し、シャントレギュレータ５２のリファレンス端子電圧が上昇することで、シャントレギュレータ５２のカソードからの引き込み電流が上昇し、フォトカプラ３５Ｂを流れる電流が上昇し、フォトトランジスタ３５Ａを介して、ＦＢ端子電流ＩＦＢが上昇する。

それに従い、フィードバック信号制御回路１１の出力電圧ＶＦＢ０が低下し、スイッチング素子１を流れるドレイン電流ＩＤＳのピーク値が徐々に低下する。さらに負荷が軽くなると、さらにＩＦＢが増加し、出力電圧ＶＦＢＯが低下し、ドレイン電流ＩＤＳのピーク値もさらに低下する。

その後、さらにＩＦＢが増加し、出力電圧ＶＦＢＯが軽負荷下限電圧ＶＲ１を下回ると、軽負荷モード検出比較器１７から“Ｌ”信号が出力されスイッチング動作が停止し、軽負荷停止状態に移行する。このときスイッチング動作が停止すると同時に軽負荷基準電圧源１８は軽負荷上限電圧ＶＲ２に変化する。

スイッチング動作が停止すると、二次側制御回路５８が出力電圧ＶＯの微小な下降を検出し、シャントレギュレータ５２のリファレンス端子電圧が下降することで、シャントレギュレータ５２のカソードからの引き込み電流が減少し、フォトカプラ３５Ｂを流れる電流が減少し、フォトトランジスタ３５Ａを介して、ＦＢ電流ＩＦＢが減少し、フィードバック信号制御回路１１の出力電圧ＶＦＢ０が上昇し、軽負荷上限電圧ＶＲ２に達すると、再びスイッチング動作を開始する。軽負荷および無負荷状態が続く限り、上記動作を繰り返すことになり、スイッチング素子１のスイッチング動作としてはスイッチング動作期間と、スイッチング停止期間を交互に繰り返す間欠動作をおこなう。

このことにより、軽負荷および、無負荷状態での消費電力を低減することが可能となる。軽負荷間欠動作時において、スイッチング動作から、軽負荷停止状態に変化する時のドレイン電流ピーク値はクランプ回路で決まる過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴのおおよそ１５％に設定され、軽負荷停止状態から動作状態に変化するときのドレイン電流ピーク値はＩＬＩＭＩＴのおおよそ２０％になるように軽負荷基準電圧源の値が設定されている。上記間欠時のドレイン電流ピーク値は大きすぎるとトランスの音なりが発生し、小さすぎると消費電力が大きくなるという課題が発生するため、上記に例として挙げた値での間欠動作が適している。

図２は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図２は、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。

図２において、フィードバック信号制御回路１１は定電流源１１Ｒと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、抵抗１１Ｐから構成される。
フィードバック信号制御回路１１への入力信号となるフィードバック電流ＩＦＢが増加すると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａを流れる電流が増加し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａとミラー接続されるＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｂを流れる電流も増加する。そうすると抵抗１１Ｐでの電位降下が大きくなり、フィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯの電圧が低下する。

つまり、フィードバック信号制御回路１１の入力信号であるフィードバック電流ＩＦＢが増加するほどにフィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯは低下し、スイッチング素子１のドレイン電流ピーク値は減少する。また、フィードバック信号制御回路１１の入力信号であるフィードバック電流ＩＦＢが減少するほどにフィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯは増加し、スイッチング素子１のドレイン電流ピーク値は増加するように動作する。

また、フィードバック電流ＩＦＢが低下するほどに、フィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯは増加するが、その最大値はクランプ回路１２によって、クランプされる。

クランプ回路１２はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａ、定電流源１２Ｂ、抵抗１２Ｃで構成され、定電流源１２Ａから供給される電流と抵抗１２Ｂの抵抗値との積で発生する電圧とＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａのゲート−ソース間電位の和で決まる電圧でＶＦＢＯをクランプするように動作する。

このクランプ回路１２のクランプ電圧はスイッチング素子１の最大電流つまり過電流保護ＩＬＩＭＩＴを決定する。ＩＦＢが減少することで、ＶＦＢＯが上昇し、ちょうどクランプ電圧に達するとき、つまりスイッチング素子１の最大電流ＩＬＩＭＩＴに達する時のＩＦＢがＩＦＢ１と定義される。

また、フィードバック電流ＩＦＢが増加するほどに、フィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯは低下するが、フィードバック信号制御回路１１の出力信号ＶＦＢＯが軽負荷基準電圧源１８（ＶＲ）まで、低下すると、軽負荷モード検出比較器１７から、“Ｌ”信号がＡＮＤ回路１６へ出力され、ＲＳフリップフロップ１０のセット端子へ“Ｌ”信号が入力されることにより、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止する。

また、同様にフィードバック電流ＩＦＢが低下するほどに、N型ＭＯＳＦＥＴ１１Aを流れる電流が減少し、N型ＭＯＳＦＥＴ１１Aとミラー接続されるＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｃを流れる電流も減少する。そのときにＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ｃを流れる電流が定電流源１１Ｒで決まる電流より小さくなると、過負荷保護動作へ移行するための信号手段となる“Ｈ”信号を過負荷保護遅れ時間制御回路１４中のＮＡＮＤ回路１４Ｓの一方の入力として、出力する。

このようにＩＦＢが減少して、フィードバック信号制御回路１１から、過負荷保護遅れ時間制御回路１４へ“Ｈ”信号が出力される時点でのＩＦＢをＩＦＢ２と定義する。ＩＦＢがＩＦＢ２に達したときのスイッチング素子１の電流はＩＤＰ２と定義する。

つまり、ＩＦＢ１、ＩＦＢ２、ＩＬＩＭＩＴ、ＩＤＰ２は図４に示したようにＩＦＢ１＜ＩＦＢ２ 、ＩＬＩＭＩＴ＞ＩＤＰ２の関係になる。

過負荷保護遅れ時間制御回路１４はＮＡＮＤ回路１４Ｓと、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｊと、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４Ｑと、定電流源１４Ｒから構成される。
そして、起動／停止回路７からの出力信号ＵＶが“Ｈ”である起動状態において、ＩＦＢがＩＦＢ２以下になると、フィードバック信号制御回路１１からＮＡＮＤ回路１４Ｓの入力に“Ｈ”信号が入力され、ＮＡＮＤ回路１４Ｓから“Ｌ”が出力される。そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４ＪがＯＮ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４ＱがＯＦＦ状態となり、定電流源１４Ｒから供給される電流が容量３４を充電する充電電流として供給開始される。つまり、スイッチング素子１の電流がＩＤＰ２以上に上昇することで、容量３４への充電電流が供給開始されることになる。

過負荷信号出力回路１３は比較器１３Ａと、抵抗１３Ｂ、１３Ｃと、基準電圧源１３Ｄから構成され、
容量３４（ＣＯＬ）が接続されるＯＬ端子の電圧ＶＯＬの上昇を検出して、ＶＯＬを抵抗１３Ｂと１３Ｃで抵抗分割された電圧と基準電圧源１３Ｄの同じ電位になるまで、ＶＯＬが上昇すると、比較器１３Ａから過負荷停止信号ＶＯＬＰ“Ｈ”が出力される。このＶＯＬＰ信号は起動／停止回路７に入力され、過負荷保護停止状態へ移行し、スイッチング動作を停止する。
つまり、スイッチング素子電流がＩＤＰ２以上になる期間が一定以上続くと、ＶＯＬが規定電圧ＶＯＬＳに上昇することで、過負荷保護が動作し、スイッチング動作を停止する。逆にスイッチング素子電流がＩＤＰ２以上、最大ＩＬＩＭＩＴに達してもただちにスイッチング動作が停止することは無く、一定期間はスイッチング動作可能となり、ピーク負荷に対して動作を継続可能である。
このように過負荷保護動作停止までの遅れ時間をTOLPとし、ＯＬ端子電圧が上昇し、ＶＯＬＰとして“Ｈ”信号が出力されるときのＯＬ端子電圧をＶＯＬＳとし、定電流源１４Ｒの電流値をＩ１４Ｒとし、容量３４の容量値をＣ３４とすると、
ＴＯＬＰ＝Ｃ３４×ＶＯＬＳ／Ｉ１４Ｒ （式１）
で規定することができる。
つまり、容量３４を任意に決めることにより、自由に過負荷保護遅れ時間を選定できる。また、ピーク負荷への対応可能時間も選定できる。

また、ＩＤＰ２とＩＬＩＭＩＴの関係を決めることで、通常負荷時の過負荷保護動作ポイントとピーク負荷への対応ポイントを内部的に設定可能となる。

例えば、ＩＬＩＭＩＴをＩＤＰ２の１２０％になるように設定すれば、通常負荷時に過負荷保護が動作するポイントより、２０％増しの一次側スイッチング素子電流を一定期間供給することが可能となり、過電流保護を機能させつつ、ピーク負荷への対応が容易となる。

過負荷保護動作によって、ＶＯＬがＶＯＬＳに達して、スイッチング動作が停止した後の動作としては、基準電圧源１３Ｄがスイッチング動作時には第一の基準電圧ＶＸ１であるが、スイッチング動作が停止すると同時に、基準電圧源１３Ｄが第１の基準電圧より低い第２の基準電圧ＶＸ２に変化する。そして、スイッチング動作が停止することで、起動信号ＵＶが“Ｈ”から“Ｌ”に変化し、ＮＡＮＤ１４Ｓの出力信号が“Ｌ”から“Ｈ”に変化することで、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４ＪがＯＦＦし、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１４ＱがＯＮすることで、容量３４に充電していた電流ＩＯＬが、充電方向から放電に移行する。そして、スイッチング動作はＶＯＬが規定電圧に低下するまで停止状態を維持し、ＶＯＬを抵抗１３Ｂと抵抗１３Ｃで分割された電圧が第２の基準電圧ＶＸ２になるまで低下すると、ＶＯＬＰ信号が反転し、起動信号ＵＶが“Ｌ”から“Ｈ”に変化し、再起動可能となる。
（実施の形態２）
図６は、本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図６は、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。

図６と図２との違いはフィードバック信号制御回路の構成要素であり、つまり、フィードバック信号制御回路１１Ｙは比較器１１Ｄと、基準電圧源１１Ｅとを備え、フィードバック信号制御回路１１Ｙの出力信号ＶＦＢＯが比較器１１Ｄへ入力され、比較器１１Ｄの出力信号が過負荷保護遅れ時間制御回路１４へ入力される点である。

図６の構成とすることで、フィードバック電流ＩＦＢが減少し、容量３４への充電電流開始信号を出すための信号を生成するポイントであるＩＦＢ２を設定する際に、フィードバック信号制御回路１１Ｙの出力信号ＶＦＢＯを検出することで行うので、ＩＬＩＭＩＴを決定するＶＦＢＯの最大電圧時との比を比較的容易に決めることができ、ＩＬＩＭＩＴとＩＤＰ２の比を容易に設定できるという利点がある。
（実施の形態３）
図７は、本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図７は、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。

図７と図２との違いは過負荷信号出力回路の構成要素であり、つまり、過負荷信号出力回路１３Ｙは比較器１３Ａの出力信号をセット信号として受けるＲＳフリップフロップ１３Ｅを備えている点である。また、ＲＳフリップフロップ１３Ｅはリセット信号として、ＶＤＤreset信号を入力として受けている。ＶＤＤresetとは、電源としての入力電圧が低下し、ＶＤＤ端子電圧が規定電圧以下に低下したときに出力するようにした手段によるリセット信号である。
つまり、図７に示す本実施の形態においては、ＶＯＬがＶＯＬＳに達して過負荷保護動作により、スイッチング動作が停止すると、電源としての入力電圧が低下し、ＶＤＤ端子電圧が低下するまで、スイッチング動作が停止するラッチモードで、スイッチング動作が停止することを特徴としている。電源としての安全面を考慮した場合に、過負荷保護動作時には入力電圧ＶＩＮが入力される限りスイッチング停止を継続するラッチモードでの過負荷保護を実現すると共に、ピーク負荷への対応も可能となる。

本発明のスイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置は、通常負荷時での継続した過負荷に対して動作する過負荷保護機機能と、一定期間のピーク負荷時に対して過電流保護を機能させながらの継続したスイッチング動作を同時に可能とするなどの効果があり、スイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置等として有用である。

本発明のスイッチング電源装置の第１の実施の形態の一例を示す回路図である。 本発明のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図である。 本発明のスイッチング電源装置におけるスイッチング素子電流および過負荷保護遅れ時間調整用容量のフィードバック電流依存性を説明するための図である。 本発明のスイッチング電源装置の軽負荷および過負荷時の動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明のスイッチング電源装置のピーク負荷時の動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明の第２のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 従来のスイッチング電源装置の別の一例を示す回路図である。

符号の説明

１ スイッチング素子
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ スイッチ
３ 起動用定電流源
４ ゲートドライバー
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動／停止回路
８ 比較器
９ 発振回路
９Ａ 最大デューティサイクル信号
９Ｂ クロック信号
１０ ＲＳフリップフロップ回路
１１、１１Ｙ フィードバック信号制御回路
１１Ｒ 定電流源
１１Ａ 、１１Ｂ、１１Ｃ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１１Ｄ 比較器
１１Ｅ 基準電圧源
１２ クランプ回路
１２Ａ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１２Ｂ 定電流源
１２Ｃ 抵抗
１３ フィードバック電圧検出回路
１３Ａ 比較器
１３Ｂ、１３Ｃ 抵抗
１３Ｄ 基準電圧源
１３Ｅ ＲＳフリップフロップ
１４ 過負荷保護遅れ時間制御回路
１４Ｒ 定電流源
１４Ｑ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１４Ｊ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１４Ｓ ＮＡＮＤ回路
１６ ＡＮＤ回路
１７ 軽負荷モード検出比較器
１８ 軽負荷基準電圧源
３０ スイッチング電源用半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３、３４ コンデンサ
３５ 制御信号伝達回路
３５Ａ フォトトランジスタ
３５Ｂ フォトダイオード
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ １次側補助巻線
５０ ダイオード
５１ コンデンサ
５２ シャントレギュレータ
５３ コンデンサ
５４、５５ 出力電圧検出用抵抗
５６ バイアス抵抗
５７ 負荷
５８ ２次側制御回路

Claims (15)

1. 入力された第１の直流電圧を、トランスを介して第２の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置であって、
   第１の直流電圧が印加される前記トランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、
   前記第２の直流電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、
   前記出力電圧制御回路からの信号を前記トランスの１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、
   前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力するスイッチング素子電流検出回路と、
   前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として受けて、前記フィードバック信号に対応して変化するフィードバック出力信号を出力するとともに、前記フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達すると過負荷保護用充電開始信号を出力するフィードバック信号制御回路と、
   前記スイッチング素子電流検出回路からの出力信号と前記フィードバック出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
   前記比較信号に基づいて前記スイッチング素子の電流量および出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
   前記フィードバック出力信号の最大値を固定して前記スイッチング素子の電流の最大値を制限するクランプ回路と、
   前記過負荷保護用充電開始信号を入力として受けて充電電流を供給する過負荷保護遅れ時間制御回路と、
   前記過負荷保護遅れ時間制御回路の前記充電電流により充電される過負荷保護動作遅れ時間調整用容量と、
   前記過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力する過負荷信号出力回路とを有し、
   前記スイッチング信号制御回路は、前記フィードバック信号制御回路への前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子の電流ピーク値を制御するとともに、
   前記過負荷信号出力回路の前記スイッチング停止信号に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止し、
   前記フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号が最大値に固定開始されるときのフィードバック信号が第１のフィードバック信号レベルであって、前記第１のフィードバック信号レベルで前記スイッチング素子に流れ得る電流が最大となり、
   前記フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルのとき、流れ得る最大電流よりも小さい値の電流が前記スイッチング素子に流れるように、前記第１のフィードバック信号レベルおよび前記規定のフィードバック信号レベルが設定されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から前記第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、
   前記トランスの補助巻線と接続され、１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成する補助電源電圧生成回路とをさらに備えていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 制御信号伝達回路は、出力電圧制御回路からの信号を１系統で前記トランスの１次側へ伝達する請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. フィードバック信号制御回路は、前記第１のフィードバック信号レベルでの前記フィードバック信号の電流の絶対値が、前記規定のフィードバック信号レベルでのフィードバック信号の電流の絶対値よりも小さい請求項１記載のスイッチング電源装置。
5. フィードバック信号制御回路は、フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達することを検出するための規定フィードバック信号レベル検出用定電流源を備え、
   前記規定フィードバック信号レベル検出用定電流源と前記フィードバック信号に比例した電流値を比較して前記過負荷保護用充電開始信号を出力する請求項１記載のスイッチング電源装置。
6. フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号と内部で規定された過負荷保護用充電開始検出用基準電圧源とを比較する過負荷保護用充電開始検出比較器を備え、
   前記過負荷保護用充電開始検出比較器は前記フィードバック出力信号として規定のフィードバック信号レベルを検出したときに前記過負荷保護用充電開始信号を出力する請求項１記載のスイッチング電源装置。
7. 制御回路は、スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器をさらに備えている請求項１記載のスイッチング電源装置。
8. 過負荷信号出力回路は、前記過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧が規定電圧に上昇することでラッチモードでスイッチング動作停止信号を出力する請求項１記載のスイッチング電源装置。
9. 第１の直流電圧を入力するトランスの１次側に接続されたスイッチング素子と、前記トランスの２次側の出力となる第２の直流電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、前記出力電圧制御回路からの信号を前記トランスの１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置に用いられる前記制御回路を搭載した半導体装置であって、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力するスイッチング素子電流検出回路と、
   前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として受けて、前記フィードバック信号に対応して変化するフィードバック出力信号を出力するとともに、前記フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達すると過負荷保護用充電開始信号を出力するフィードバック信号制御回路と、
   前記スイッチング素子電流検出回路からの出力信号と前記フィードバック出力信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、
   前記比較信号に基づいて前記スイッチング素子の電流量および出力を制御するスイッチング信号制御回路と、
   前記フィードバック出力信号の最大値を固定して前記スイッチング素子の電流の最大値を制限するクランプ回路と、
   前記過負荷保護用充電開始信号を入力として受けて充電電流を供給する過負荷保護遅れ時間制御回路と、
   前記過負荷保護遅れ時間制御回路の前記充電電流により充電される過負荷保護動作遅れ時間調整用容量と、
   前記過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧を検出し、規定電圧以上になるとスイッチング停止信号を出力する過負荷信号出力回路とを有し、
   スイッチング信号制御回路は、前記フィードバック信号制御回路への前記フィードバック信号に応じて前記スイッチング素子の電流ピーク値を制御するとともに、前記過負荷信号出力回路の前記スイッチング停止信号に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止し、
   前記フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号が最大値に固定開始されるときのフィードバック信号が第１のフィードバック信号レベルであって、前記第１のフィードバック信号レベルで前記スイッチング素子に流れ得る電流が最大となり、
   前記フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルのとき、流れ得る最大電流よりも小さい値の電流が前記スイッチング素子に流れるように、前記第１のフィードバック信号レベルおよび前記規定のフィードバック信号レベルが設定されていることを特徴とするスイッチング電源用半導体装置。
10. フィードバック信号制御回路は、前記第１のフィードバック信号レベルでの前記フィードバック信号の電流の絶対値が、前記規定のフィードバック信号レベルでのフィードバック信号の電流の絶対値よりも小さい請求項９記載のスイッチング電源用半導体装置。
11. フィードバック信号制御回路は、フィードバック信号が規定のフィードバック信号レベルに達することを検出するための規定フィードバック信号レベル検出用定電流源を備え、
    前記規定フィードバック信号レベル検出用定電流源と前記フィードバック信号に比例した電流値を比較して前記過負荷保護用充電開始信号を出力する請求項９記載のスイッチング電源用半導体装置。
12. フィードバック信号制御回路は、フィードバック出力信号と内部で規定された過負荷保護用充電開始検出用基準電圧源とを比較する過負荷保護用充電開始検出比較器を備え、
    前記過負荷保護用充電開始検出比較器は前記フィードバック出力信号として規定のフィードバック信号レベルを検出したときに前記過負荷保護用充電開始信号を出力する請求項９記載のスイッチング電源用半導体装置。
13. 制御回路は、スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器をさらに備えている請求項９記載のスイッチング電源用半導体装置。
14. 過負荷信号出力回路は、前記過負荷保護遅れ時間調整用容量の電圧が規定電圧に上昇することでラッチモードでスイッチング動作停止信号を出力する請求項９記載のスイッチング電源用半導体装置。
15. スイッチング素子と制御回路が同一半導体基板上に形成されている請求項９から請求項１４のいずれか１項記載のスイッチング電源用半導体装置。

Images