JP4044533B2 - 切換装置 - Google Patents

Description

この発明は、負荷に供給される電圧変動を補償する電圧補償回路などのスイッチング回路とこのスイッチング回路に並列接続されたメカニカルリレーとを切り換える切換装置に関するものである。

雷などにより電力系統の電圧が瞬時的に低下し、工場などの精密機器などが誤作動や一時停止することにより、生産ラインで多大な被害を被ることがある。このような被害を防ぐために、電力系統の瞬時的電圧低下（以下、瞬低と称す）などの電圧変動を監視して、電圧低下を補償する電圧変動補償装置が用いられている。
従来の電圧変動補償装置は、電力系統に直列に接続され、正負いずれかの極性で補償電圧を出力する複数の電圧補償回路で構成される。各電圧補償回路には、ダイオードが逆並列に接続された４個の半導体スイッチング素子から成るフルブリッジインバータ、および充電コンデンサが備えられ、充電コンデンサの直流電圧を交流に変換して出力する。また、各電圧補償回路の出力端には、高速機械式の定常短絡スイッチが並列に設けられる。各電圧補償回路内の充電コンデンサは、充電ダイオードと充電用トランスによってそれぞれ異なる電圧が充電され、電圧の比は概ね２のべき乗比に設定される。

定常時、電流は定常短絡スイッチを流れる。また電力系統の瞬低時には、開極指令により定常短絡スイッチの接点が開離しアークが発生するが、充電コンデンサの電荷を定常短絡スイッチを介した閉回路に、定常短絡スイッチを流れていた電流と逆極性に流す。これにより、定常短絡スイッチ電流に強制的に電流ゼロ点が形成され、定常短絡スイッチは速やかに遮断される。その後は、系統の電流が電圧補償回路を流れ、誤差電圧に応じて複数の電圧補償回路内から所望の組み合わせを選択し、その出力電圧の総和で電力系統の電圧低下を補償する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−３５９９２９号公報

上記のような従来の電圧補償装置では、系統電圧の瞬低発生時に定常短絡スイッチを遮断し、系統の電流が電圧補償回路を流れるように切り換えて、補償電圧を系統電圧に重畳して電圧補償動作を行う。
ところで、系統電圧に瞬低が発生すると、できるだけ早く補償動作を開始するのが望ましいが、定常短絡スイッチが開路した後に補償動作を開始する必要があり、定常短絡スイッチの遮断動作と補償動作の開始とは所定の遅延時間を要するものであった。このため、瞬低の発生から補償動作への移行を高速に行うには限界があるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、電圧補償回路などのスイッチング回路とこのスイッチング回路に並列接続されたメカニカルリレーとを切り換える切換装置において、メカニカルリレーを流れる電流を遮断して上記スイッチング回路を介した電力供給に切り換える一連の切換動作を高速化することを目的とする。

この発明に係る切換装置は、電源に接続されたメカニカルリレーと、該メカニカルリレーに並列に接続されたスイッチング回路とを備えて負荷への電力供給を行う装置構成であり、上記メカニカルリレーの両極間に該メカニカルリレーの開路検出のための検出回路を備える。また、該検出回路が、上記メカニカルリレーが並列接続された電流源と、上記メカニカルリレーが並列接続され所定の電圧を超えると通電可能となる電圧リミット手段と、該電圧リミット手段に通電する電流を検出する電流検出手段と、上記電源、負荷間に流れる電流の該検出回路への流入を防止する流入防止手段とを備える。そして、上記メカニカルリレーの開放時に、該メカニカルリレーを介して流れていた上記電流源からの電流が上記電圧リミット手段を介して流れることを上記電流検出手段により検出して上記メカニカルリレーの開路を検出するものである。

この発明による切換装置では、メカニカルリレーの開放時に、該メカニカルリレーの開路を高速に検出できるため、スイッチング回路を介した電力供給への切換動作を高速化できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による切換装置の概略構成図である。
図１に示すように、交流電源１からの電力は、双方向スイッチング回路としての電圧補償回路３を介して負荷２０に接続され、電力が供給される。また、電圧補償回路３をバイパスするためのメカニカルリレー４が電圧補償回路３に並列に接続され、電源電圧が定常時には、メカニカルリレー４を閉じて電圧補償回路３をバイパスし、電源電圧が低下すると、メカニカルリレー４を開放して電圧補償回路３を介した電力供給へ切り換える。電圧補償回路３は補償電圧を出力し、この補償電圧を電源電圧に重畳して負荷２０に供給する。

またメカニカルリレー４の両極間に該メカニカルリレー４の電流遮断、即ち開路を検出する開路検出回路２１が接続される。開路検出回路２１は、メカニカルリレー４と並列接続され所定の電圧（以下、リミット電圧と称す）を超えると通電可能となる電圧リミット手段２２と、この電圧リミット手段２２に直列接続された電流検出器２３と、メカニカルリレー４と並列接続される電流源２４とを備える。さらに、交流電源１から負荷２０への本線の電流が開路検出回路２１側に流入するのを防止するための流入防止手段２５を備える。また、電圧リミット手段２２のリミット電圧は、電圧補償回路３が該回路を介した電力供給におけるスイッチングのオン電圧よりも低い電圧に設定しておく。

このような切換装置において、開路検出回路２１の動作について以下に説明する。
メカニカルリレー４が閉極状態で、交流電源１からメカニカルリレー４を介して負荷２０へ電力供給されているとき、電圧リミット手段２２はリミット電圧以下では通電しないため、電流源２４からの電流は、メカニカルリレー４側を流れる。
次に、メカニカルリレー４の開放時には、メカニカルリレー４が開路するとメカニカルリレー４の両極間の電圧が上昇し、該両極間の電圧がリミット電圧を超えると、電流源２４の電流は電圧リミット手段２２を流れる。電流検出器２３は電圧リミット手段２２に通電する電流を検出して、メカニカルリレー４の開路を検出する。

メカニカルリレー４の開路が検出されると、電圧補償回路３を介した電力供給へ速やかに切り換え、電圧補償回路３は補償電圧を電源電圧に重畳する補償動作を行う。電圧リミット手段２２のリミット電圧は、電圧補償回路３におけるスイッチングのオン電圧よりも低い電圧であるため、補償動作中も開路検出回路２１では、電流源２４からの電流は電圧リミット手段２２を流れ続ける。なお、開路検出回路２１は流入防止手段２５を備えているため、電圧リミット手段２２が通電時であっても交流電源１から負荷２０への本線の電流が電圧リミット手段２２を介して流れることはない。

このように、メカニカルリレー４の開放時にメカニカルリレー４の開路を開路検出回路２１にて高速に検出できる。また、開路検出回路２１は、電流源２４と電圧リミット手段２２とを備えて、電流源２１からの電流が電圧リミット手段２２を介して流れることを検出する構成であるため、電源電圧が零付近に低下していても、また負荷２０が非常に小さい場合でも、電源電圧の極性、低下レベルおよび負荷の大きさに拘わらず、安定して信頼性の高い動作によりメカニカルリレー４の開路が検出できる。
ところで、電圧補償回路３では、電源電圧低下が発生するとできるだけ早く補償動作を開始するのが望ましいが、メカニカルリレー４が開路した後に補償動作を開始する必要がある。この実施の形態では、開路検出回路２１を備えてメカニカルリレー４の開路を高速に検出するため、補償動作への信頼性の高い切り換え動作を高速に行うことができる。

実施の形態２．
次に、上記実施の形態１による切換装置における、開路検出回路２１の具体的構成の例を図２を用いて詳細に説明する。
図に示すように、交流電源１の電源電圧が正極性の時にメカニカルリレー４の開路を検出するための第１の開路検出回路２１ａと、電源電圧が負極性の時にメカニカルリレー４の開路を検出するための第２の開路検出回路２１ｂとを備えて、上記実施の形態１で示した開路検出回路２１とする。第１の開路検出回路２１ａは、メカニカルリレー４と並列接続され所定の電圧（以下、リミット電圧と称す）を超えると通電可能となる第１の電圧リミット手段としての第１のホトカプラ２２ａと、メカニカルリレー４と並列接続される第１の電流源２４ａ（２４ａ１、２４ａ２）としての第１のコンデンサ２４ａ１および第１のインピーダンス２４ａ２と、流入防止手段としての流入防止ダイオード２５ａと、第１のコンデンサ２４ａ１を充電するためのインピーダンス２６ａとを備える。また、第２の開路検出回路２１ｂは、メカニカルリレー４と並列接続され所定の電圧（以下、リミット電圧と称す）を超えると通電可能となる第２の電圧リミット手段としての第２のホトカプラ２２ｂと、メカニカルリレー４と並列接続される第２の電流源２４ｂ（２４ｂ１、２４ｂ２）としての第２のコンデンサ２４ｂ１および第２のインピーダンス２４ｂ２と、流入防止手段としての流入防止ダイオード２５ｂと、第２のコンデンサ２４ｂ１を充電するためのインピーダンス２６ｂとを備える。

第１のホトカプラ２２ａ、第２のホトカプラ２２ｂは、それぞれ複数個のダイオードと電流センサとを備えて構成され、電圧補償回路３におけるスイッチングのオン電圧よりも低い、例えば１．５Ｖのリミット電圧をそれぞれ有し、該リミット電圧を超えると通電すると共に電流センサにより通電電流を検出する。各流入防止ダイオード２５ａ（２５ｂ）は、第１のホトカプラ２２ａ（第２のホトカプラ２２ｂ）を構成するダイオードと互いに逆極性に接続されて、第１のホトカプラ２２ａ（第２のホトカプラ２２ｂ）と共に流入防止手段として機能し、交流電源１から負荷２０への本線の双方向電流の流入を阻止する。
各コンデンサ２４ａ１（２４ｂ１）にはツェナーダイオードが並列接続され、このコンデンサ２４ａ１（２４ｂ１）とインピーダンス２４ａ２（２４ｂ２）とで構成される電流源２４ａ（２４ｂ）にて電流が開路検出回路２１ａ（２１ｂ）に供給される。

このように構成される第１、第２の開路検出回路２１ａ、２１ｂの動作について、図３および図４に基づいて以下に説明する。なお、図において、３１〜３３は電圧補償回路３を構成する複数の電圧補償ユニットであるが、この電圧補償回路３の詳細については後述する。
メカニカルリレー４が閉極状態で、交流電源１からメカニカルリレー４を介して負荷２０へ電力供給されているとき、第１のホトカプラ２２ａ、第２のホトカプラ２２ｂはそれぞれリミット電圧以下では通電しないため、第１の開路検出回路２１ａ内では、図３（ａ）に示すように、第１の電流源２４ａ（２４ａ１、２４ａ２）からの電流はメカニカルリレー４側を流れる。同様に第２の開路検出回路２１ｂ内でも、図３（ｂ）に示すように、第２の電流源２４ｂ（２４ｂ１、２４ｂ２）からの電流はメカニカルリレー４側を流れる。

次に、メカニカルリレー４の開放時には、メカニカルリレー４が開路するとメカニカルリレー４の両極間の電圧が上昇する。図４（ａ）に示すように、交流電源１の電源電圧が正極性の時は、メカニカルリレー４の両極間の電圧が第１のホトカプラ２２ａのリミット電圧を超えた時点で、第１のホトカプラ２２ａが通電し、第１の電流源２４ａの電流は第１のホトカプラ２２ａを介して流れると共に、電流センサにより通電電流を検出する。これによりメカニカルリレー４の開路が検出される。
また図４（ｂ）に示すように、交流電源１の電源電圧が負極性の時は、メカニカルリレー４の両極間の電圧が第２のホトカプラ２２ｂのリミット電圧を超えた時点で、第２のホトカプラ２２ｂが通電し、第２の電流源２４ｂの電流は第２のホトカプラ２２ｂを介して流れると共に、電流センサにより通電電流を検出する。これによりメカニカルリレー４の開路が検出される。

このように、第１の開路検出回路２１ａと第２の開路検出回路２１ｂとにより、電源電圧がいずれの極性の時もメカニカルリレー４の開放時にメカニカルリレー４の開路を高速に検出でき、上記実施の形態１と同等の効果が得られる。

実施の形態３．
上記実施の形態２で示した切換装置では、負荷２０がリアクトル負荷であれば、直流的にはほぼ０Ωであるから、交流電源１が短絡状態になった場合や停電時には、メカニカルリレー４が開路しても、メカニカルリレー４の両極間の電圧がホトカプラ２２ａ（２２ｂ）のリミット電圧を超えず、開路の検出が不可能となる場合がある。
この実施の形態では、第１の開路検出回路２１ａ内の第１のインピーダンス２４ａ２を例えば１０〜２０ｋＨｚの所定の周期で変化させ、第１の電流源２４ａからの電流を高周波化させる。これにより、負荷２０がリアクトル負荷であっても負荷２０のインピーダンスを高くすることができる。このため、交流電源１が短絡状態になった場合や停電時においても、メカニカルリレー４が開路すると、メカニカルリレー４の両極間の電圧がホトカプラ２２ａのリミット電圧を超えてホトカプラ２２ａが通電し、開路の検出ができる。

なお、この実施の形態３は、交流電源１が短絡状態になった場合や停電時を想定した構成であるため、電源電圧の極性に拘わらず開路検出回路２１ａ（２１ｂ）を使用できる。このため、第１の開路検出回路２１ａ内の第１のインピーダンス２４ａ２あるいは、第２の開路検出回路２１ｂ内の第２のインピーダンス２４ｂ２の少なくとも一方を所定の周期で変化させればよい。

なお、上記実施の形態２、３において、第１の開路検出回路２１ａ内の第１の電流源２４ａからの出力電流値と、第２の開路検出回路２１ｂ内の第２の電流源２４ｂからの出力電流値との差を所定値以上とする。
仮に両者が同等の出力電流値であれば、メカニカルリレー４が開路しても以下のように電流が流れる。即ち、第１のコンデンサ２４ａ１に充電された電荷は、第２のコンデンサ２４ｂ１を経て第１のコンデンサ２４ａ１に戻る閉ループを流れ、ホトカプラ２２ａ（２２ｂ）は通電しない。このため、例えば第１の開路検出回路２１ａ内の第１の電流源２４ａからの出力電流値を１７０ｍＡに、第２の開路検出回路２１ｂ内の第２の電流源２４ｂからの出力電流値を２０ｍＡにして所定値以上の差を持たせると、メカニカルリレー４の開路を確実に検出できる。

実施の形態４．
次に、上記実施の形態１〜３で双方向スイッチング回路に用いた電圧補償回路３について図５に基づいて詳細に説明する。なお、この場合、電圧補償回路３は交流電源１として電力系統に接続され、系統電圧の瞬低を補償するように動作するものを示す。
図に示すように、電力系統から送電線１ａを介して供給される電力は、変圧器２により降圧されて、電圧補償回路３を介して需要家（負荷２０）に供給される。電圧補償回路３は、電力系統と直列に接続される複数（この場合３個）の電圧補償ユニット３１〜３３で構成され、この電圧補償回路３をバイパスするために並列に接続されたメカニカルリレー４と、給電制御を行う制御回路５とを備える。

各電圧補償ユニット３１〜３３は、正負いずれかの極性で補償電圧を出力し、系統電圧に重畳することで系統電圧の瞬低を補償する。各電圧補償ユニット３１〜３３には、ダイオードが逆並列に接続された４個のＩＧＢＴ８〜１１から成るフルブリッジの単相インバータとしての第１〜第３ビットインバータａ１〜ａ３と、エネルギ蓄積手段としてのコンデンサ７ａ１〜７ａ３と、各コンデンサ７ａ１〜７ａ３を充電するための半波整流回路を構成する充電ダイオード１７ａ１〜１７ａ３および抵抗６ａ１〜６ａ３と、充電用トランス１４の２次巻線１３ａ１〜１３ａ３とが備えられる。なお、第１〜第３ビットインバータａ１〜ａ３の交流側は直列に電力系統に接続される。また、充電用トランス１次側には共通の１次巻線１２が電力系統と接続されて配設される。
また、第１〜第３ビットインバータａ１〜ａ３はＩＧＢＴ８〜１１以外の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成しても良い。

コンデンサ７ａ１〜７ａ３の充電電圧Ｖ１〜Ｖ３は、ＩＧＢＴ８〜１１のオン／オフ制御により正負いずれかの極性で電力系統に接続される。各電圧補償ユニット３１〜３３内のコンデンサ７ａ１〜７ａ３に充電される電圧の比は概ね２のべき乗比に設定されている。つまり、以下の関係を満足させる。
Ｖ３＝２×Ｖ２＝２×２×Ｖ１
またコンデンサ７ａ１〜７ａ３の静電容量の比は４：２：１、抵抗６ａ１〜６ａ３の比を１：２：４とする。

メカニカルリレー４および各ビットインバータａ１〜ａ３内の４個のＩＧＢＴ８〜１１は、系統電圧を監視してその瞬低を検出しそれに基づく給電制御を行う制御回路５に接続される。
制御回路５では、系統電圧の瞬低を検出すると、メカニカルリレー４に開極指令４ａを発生すると共に、補償電圧を発生させる電圧補償ユニット３１〜３３の組み合わせを選択し、各電圧補償ユニット３１〜３３の各ビットインバータａ１〜ａ３の駆動信号８ａ１〜１１ａ１、８ａ２〜１１ａ２、８ａ３〜１１ａ３を発生する。各電圧補償ユニット３１〜３３からそれぞれ発生される出力電圧の総和により、電圧補償回路３は、０〜７階調の補償電圧を発生することができ、最大の補償電圧は、Ｖｃ＝７×Ｖ１となる。

系統電圧が定常時、メカニカルリレー４は閉極状態で、電流はメカニカルリレー４を流れる。系統電圧の瞬低時には、メカニカルリレー４を開放し、図６（ａ）に示すように、目標電圧である基準電圧となるように電圧補償回路３は補償電圧を発生して系統電圧に重畳する。このとき、各ビットインバータａ１〜ａ３は図６（ｂ）に示すように電圧を出力し、これらの出力は、系統にて組み合わされて８階調の補償電圧で精度良く電圧補償を行う。
また、コンデンサ７ａ１〜７ａ３は、１次側が系統に接続された充電用トランス１４を用いてゆっくり充電される。

このように多数階調制御による補償電圧で精度良く電圧補償を行う電圧補償回路３を用いた切換装置において、上記実施の形態２、３による開路検出回路２１を備えてメカニカルリレー４の開路を高速に検出することにより、切換動作を含む電圧補償動作の信頼性がさらに高まる。

実施の形態５．
上記各実施の形態で示した切換装置において、メカニカルリレー４の開放時の電流遮断について図７に基づいて以下に説明する。
電圧補償回路３は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を複数個備えて双方向スイッチング回路を構成するが、電圧補償回路３を介した電力供給時のオン電圧を、メカニカルリレー４の開放時に発生するアーク電圧よりも低いものとする。なお、気中で遮断するメカニカルリレー４のアーク電圧は、例えば３０Ｖであるが、ＩＧＢＴ１個のオン電圧は、例えば２Ｖであるため、複数個のＩＧＢＴを備えた電圧補償回路３のオン電圧を上記アーク電圧よりも低く構成できる。
そして、メカニカルリレー４の開放時には、前もって電圧補償回路３のスイッチング状態を、電源側、負荷側の両端子間で短絡状態としておく。

メカニカルリレー４の開放前に、電圧補償回路３のスイッチング状態を、電源側、負荷側の両端子間で短絡状態としても、メカニカルリレー４が閉極状態であり、損失の殆ど無いメカニカルリレー４を介して交流電源１から負荷２０へ電力供給される。次に、メカニカルリレー４の開放時には、メカニカルリレー４の接点が開離し、アーク電圧を発生しようとする。しかし、このアーク電圧よりも、電圧補償回路３の電源側、負荷側の両端子間を短絡するスイッチング状態のオン電圧の方が低いため、メカニカルリレー４の両極間の電圧が上昇してアーク電圧が発生するより早く電圧補償回路３側に転流してメカニカルリレー４が高速に遮断する。
この後、電圧補償回路３のスイッチング状態を切り換えて、補償電圧を出力して電源電圧に重畳する補償動作を行う。

上述したように、電圧補償回路３では、電源電圧低下が発生するとできるだけ早く補償動作を開始するのが望ましいが、メカニカルリレー４が開路した後に補償動作を開始する必要がある。この実施の形態では、メカニカルリレー４をアーク電圧が発生するよりも早く高速に遮断することができ、補償動作への切り換え動作を高速に行うことができる。

また、上記実施の形態１〜３で示した開路検出回路２１を併せて備えると、メカニカルリレー４をアーク電圧が発生するよりも早く高速に遮断することができて、しかも開路（遮断）を開路検出回路２１により高速に検出できるため、補償動作への信頼性の高い切り換え動作をさらに高速に行うことができる。
なお、開路検出回路２１で用いる電圧リミット手段２２が通電可能となるリミット電圧は、電圧補償回路３の電源側、負荷側の両端子間を短絡するスイッチング状態のオン電圧よりも低いため、電圧補償回路３側へ転流してメカニカルリレー４が遮断するより早く開路検出回路２１で開路検出してしまうが、開路検出後、瞬時に遮断に至るため問題はない。

なお、上記各実施の形態では、交流電源１に電圧補償回路３を接続したものを示したが、電圧補償回路３に限るものではなく、半導体スイッチング素子を用いた他の双方向スイッチング回路でも良く、同様の効果が得られる。

また、図８に示すように、交流電源１の代わりに直流電源４１を用いても良く、その場合は、スイッチング回路として半導体スイッチング素子を備えた単方向スイッチング回路４２を適用できる。このような直流電源４１からの電力供給の場合、メカニカルリレー４の開放時に従来発生していたアーク電圧は０クロス点が無いため、遮断させるのに、例えば３０ｍｓ程度の時間の要するものであった。ここでは、単方向スイッチング回路４２のオン電圧を、メカニカルリレー４の開放時に発生するアーク電圧よりも低いものとし、メカニカルリレー４の開放時には、前もって単方向スイッチング回路４２のスイッチング状態を、電源側、負荷側の両端子間で短絡状態としておく。このため、メカニカルリレー４の開放時にアーク電圧が発生するより早く単方向スイッチング回路４２側に転流してメカニカルリレー４が高速に、例えば５ｍｓ程度の時間で遮断する。

実施の形態６．
次に、上記実施の形態５において、メカニカルリレー４の開路検出を別の方法を用いたものを図９に基づいて以下に示す。
図に示すように、交流電源１からの電力は、双方向スイッチング回路としての電圧補償回路３を介して負荷２０に接続され、電力が供給される。また、電圧補償回路３をバイパスするためのメカニカルリレー４が電圧補償回路３に並列に接続され、電源電圧が定常時には、メカニカルリレー４を閉じて電圧補償回路３をバイパスし、電源電圧が低下すると、メカニカルリレー４を開放して電圧補償回路３を介した電力供給へ切り換える。電圧補償回路３は補償電圧を出力し、この補償電圧を電源電圧に重畳して負荷２０に供給する。
また、メカニカルリレー４の通電電流を検出する電流検出器４３を、メカニカルリレー４に直列に接続する。

また、上記実施の形態５で示したように、電圧補償回路３は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子を複数個備えて双方向スイッチング回路を構成するものであり、電圧補償回路３を介した電力供給をするオン電圧を、メカニカルリレー４の開放時に発生するアーク電圧よりも低いものとする。そして、メカニカルリレー４の開放時には、前もって電圧補償回路３のスイッチング状態を、電源側、負荷側の両端子間で短絡状態としておく。

この実施の形態では、メカニカルリレー４の開放時に、電流検出器４３にてメカニカルリレー４の通電電流を検出することで、メカニカルリレー４の開路が速やかに検出できる。
このため、メカニカルリレー４をアーク電圧が発生するよりも早く高速に遮断することができて、しかも開路（遮断）を速やかに検出できるため、補償動作への信頼性の高い切り換え動作を高速に行うことができる。
また、このような開路検出は、負荷２０がある程度以上の場合に適用でき、電源電圧の低下レベルに拘わらず速やかな開路検出が可能である。

なお、開路検出のための電流検出器４３を設ける代わりに、図１０に示すように、メカニカルリレー４の両端電圧を検出する電圧検出器４４を設けても良い。メカニカルリレー４の開放時に、メカニカルリレー４が開路すると、メカニカルリレー４の両極間の電圧が上昇する。この上昇した電圧を電圧検出器４４にて検出することで、メカニカルリレー４の開路が速やかに検出できる。このため、補償動作への信頼性の高い切り換え動作を高速に行うことができる。
また、このような電圧検出器４４による開路検出は、電源電圧が零付近以外の状態で適用でき、負荷２０の大きさに拘わらず速やかな開路検出が可能である。

実施の形態７．
上記各実施の形態による切換装置の双方向スイッチング回路に用いる電圧補償回路３について上記実施の形態４で説明したが、電圧補償回路３の別例について以下に示す。
図１１はこの発明の実施の形態７による切換装置の構成を示す図である。なお、電圧補償回路３を中心に示しているため、便宜上、交流電源１および負荷２０の図示は省略する。
図に示すように、電圧補償回路３は、交流電源１に直列に接続される複数（この場合４個）の電圧補償ユニット３１〜３４で構成され、この電圧補償回路３をバイパスするために並列に接続されたメカニカルリレー４を備える。

各電圧補償ユニット３１〜３４は、正負いずれかの極性で補償電圧を出力し、電源電圧に重畳することで電源電圧の低下を補償する。各電圧補償ユニット３１〜３４には、ダイオードが逆並列に接続された４個のＩＧＢＴ、あるいはＭＯＳＦＥＴから成るフルブリッジの単相インバータとしての第１〜第４ビットインバータａ１〜ａ４、およびツェナーダイオードＤ１〜Ｄ４が並列接続されたエネルギ蓄積手段としてのコンデンサＣ１〜Ｃ４を備える。
コンデンサＣ１〜Ｃ４の充電電圧Ｖ１〜Ｖ４は、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴのオン／オフ制御により正負いずれかの極性で電力系統に接続される。各電圧補償ユニット３１〜３４内のコンデンサＣ１〜Ｃ４に充電される電圧の比は概ね２のべき乗比、即ち、１：２：４：８に設定されている。

電源電圧の定常時、メカニカルリレー４は閉極状態で、電流はメカニカルリレー４を流れる。電源電圧の瞬低時には、メカニカルリレー４を開放し、基準電圧となるように電圧補償回路３は補償電圧を発生して電源電圧に重畳する。このとき、各ビットインバータａ１〜ａ４の出力は組み合わされて１６階調の補償電圧で精度良く電圧補償を行う。

また、図に示すように、電圧補償ユニット３３、３４におけるコンデンサＣ３、Ｃ４の一方の端子、この場合負極側に第１、第２の充電回路５０、５１が電源端子との間に接続される。なお、５６、６３は抵抗である。
コンデンサＣ３に接続される第１の充電回路５０は、トランジスタ５２、ツェナーダイオード５３、抵抗５４およびダイオード５５で構成され、抵抗５４にかかる電圧を一定にして一定の充電電流を流す。この場合、交流電源１からメカニカルリレー４、第１〜第３ビットインバータａ１〜ａ３、第１の充電回路５０を経由して流れる充電電流により、第１〜第３ビットインバータａ１〜ａ３に接続される各コンデンサＣ１〜Ｃ３を充電する。 またコンデンサＣ４に接続される第２の充電回路５１は、トランジスタ５７、ツェナーダイオード５８、抵抗５９およびダイオード６０と、さらにスイッチング素子６１と抵抗６２とで構成され、抵抗５９にかかる電圧を一定にして一定の充電電流を流す。この場合、交流電源１から第４ビットインバータａ４、第２の充電回路５１を経由して流れる充電電流により、コンデンサＣ４を充電する。

なお、各コンデンサＣ１〜Ｃ４への充電は、定常時のメカニカルリレー４を介して負荷に電力供給している状態で行い、補償動作中は行わない。また、各第１〜第４ビットインバータａ１〜ａ４内のそれぞれ４個のスイッチング素子Ａ〜Ｄを、全てオフすることにより各ビットインバータａ１〜ａ４を介してコンデンサＣ１〜Ｃ４が充電できる。

この実施の形態では、充電回路５０、５１を備えて、交流電源１から各ビットインバータａ１〜ａ４を介してコンデンサＣ１〜Ｃ４を充電するようにしたため、充電トランスが必要なく、小型で簡略な装置構成で充電できる。
また、高い電圧が必要な第４ビットインバータａ４に接続されるコンデンサＣ４のみ、第２の充電回路５１を用いて充電し、他の３個のビットインバータａ１〜ａ３にそれぞれ接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ３は、共通の第１の充電回路５０を用いて充電するようにしたため、充電のための回路構成がさらに簡略となると共に、効率の良い充電が可能になる。

なお、第１の充電回路５０を用いて充電する３個のコンデンサＣ１〜Ｃ３は、所望のコンデンサＣ１〜Ｃ３の組み合わせを選択して充電することができる。コンデンサＣ１〜Ｃ３全てを充電する場合は、図１２に示す充電電流の経路により充電されるが、例えば、コンデンサＣ１、Ｃ３のみを充電する場合は、図１３に示す充電経路で充電する。このとき、第２ビットインバータａ２のスイッチング素子Ｄのみをオンし、他の全てのスイッチング素子をオフすることで、第２ビットインバータａ２の電源側、負荷側の両端子間が短絡してコンデンサＣ２が充電経路から外れ、コンデンサＣ１、Ｃ３のみが充電できる。このように、共通の第１の充電回路５０を用いた簡略な回路構成であり、しかも各ビットインバータａ１〜ａ３のスイッチング制御により所望のコンデンサＣ１〜Ｃ３の組み合わせを選択して充電できるため、所望の充電電圧に良好な制御で、さらに効率良く充電できる。
なお、図１２、図１３は、３個のビットインバータａ１〜ａ３にそれぞれ接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ３を第１の充電回路５０を用いて充電する様子の説明図であり、他の回路構成は、便宜上省略して図示している。

この発明の実施の形態１による切換装置の概略構成図である。 この発明の実施の形態２による切換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態２による切換装置の動作を説明する回路図である。 この発明の実施の形態２による切換装置の動作を説明する回路図である。 この発明の実施の形態４による電圧補償回路の回路構成図である。 この発明の実施の形態４による電圧補償回路の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態５による切換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態５の別例による切換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態６による切換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態６の別例による切換装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態７による電圧補償回路の回路構成図である。 この発明の実施の形態７による電圧補償回路の充電動作を説明する回路図である。 この発明の実施の形態７による電圧補償回路の充電動作を説明する回路図である。

符号の説明

１ 交流電源、２ 電圧補償回路、４ メカニカルリレー、
７ａ１〜７ａ３ コンデンサ、２０ 負荷、２１ 開路検出回路、
２１ａ 第１の開路検出回路、２１ｂ 第２の開路検出回路、２２ 電圧リミット手段、２２ａ 第１の電圧リミット手段としての第１のホトカプラ、
２２ｂ 第２の電圧リミット手段としての第２のホトカプラ、２３ 電流検出器、
２４ 電流源、２４ａ１ 第１のコンデンサ、２４ａ２ 第１のインピーダンス、
２４ｂ１ 第２のコンデンサ、２４ｂ２ 第２のインピーダンス、２５ 流入防止手段、
２５ａ，２５ｂ 流入防止ダイオード、３１〜３４ 電圧補償ユニット、
４１ 直流電源、４２ 単方向スイッチング回路、４３ 電流検出器、
４４ 電圧検出器、５０ 第１の充電回路、５１ 第２の充電回路、
ａ１ 単相インバータとしての第１ビットインバータ、
ａ２ 単相インバータとしての第２ビットインバータ、
ａ３ 単相インバータとしての第３ビットインバータ、
ａ４ 単相インバータとしての第４ビットインバータ、Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ。

Claims (11)

1. 電源に接続されたメカニカルリレーと、該メカニカルリレーに並列に接続されたスイッチング回路とを備えて負荷への電力供給を行う切換装置において、
   上記メカニカルリレーの両極間に該メカニカルリレーの開路検出のための検出回路を備え、
   該検出回路が、上記メカニカルリレーが並列接続された電流源と、上記メカニカルリレーが並列接続され所定の電圧を超えると通電可能となる電圧リミット手段と、該電圧リミット手段に通電する電流を検出する電流検出手段と、上記電源、負荷間に流れる電流の該検出回路への流入を防止する流入防止手段とを備え、
   上記メカニカルリレーの開放時に、該メカニカルリレーを介して流れていた上記電流源からの電流が上記電圧リミット手段を介して流れることを上記電流検出手段により検出して上記メカニカルリレーの開路を検出することを特徴とする切換装置。
2. 上記検出回路内の上記電圧リミット手段が通電可能となる所定の電圧は、上記スイッチング回路のオン電圧よりも低いことを特徴とする請求項１記載の切換装置。
3. 上記電源が交流電源で、上記スイッチング回路が半導体スイッチング素子から成る双方向スイッチング回路であり、上記検出回路を、電源電圧が正極性の時に上記メカニカルリレーの開路を検出するための第１の検出回路と、電源電圧が負極性の時に上記メカニカルリレーの開路を検出するための第２の検出回路とで構成したことを特徴とする請求項１または２記載の切換装置。
4. 上記電流源をコンデンサおよびインピーダンスで構成し、上記電圧リミット手段を第１のダイオードで構成し、上記流入防止手段を上記第１のダイオードおよび該第１のダイオードと互いに逆極性に接続された第２のダイオードで構成したことを特徴とする請求項３記載の切換装置。
5. 上記検出回路の電流源における上記インピーダンスを所定の周期で変化させることを特徴とする請求項４記載の切換装置。
6. 上記第１の検出回路の電流源からの出力電流値と上記第２の検出回路の電流源からの出力電流値との差を所定値以上とすることを特徴とする請求項４または５記載の切換装置。
7. 上記スイッチング回路は、エネルギ蓄積手段を有して該エネルギ蓄積手段に蓄積された直流電圧を交流に変換して出力する補償電圧を上記電源からの電圧に重畳させて負荷に供給する電圧補償回路であり、電源電圧が定常時には、上記メカニカルリレーを閉じて上記電圧補償回路をバイパスし、該電源電圧が低下すると、上記メカニカルリレーを開放し、上記検出回路により該メカニカルリレーの開路を検出した後、上記電圧補償回路により上記補償電圧を該電源電圧に重畳して上記負荷に供給することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の切換装置。
8. 上記電源が直流電源で、上記スイッチング回路が半導体スイッチング素子から成る単方向スイッチング回路であることを特徴とする請求項１または２記載の切換装置。
9. 上記スイッチング回路の電源側、負荷側の両端子間を短絡するための該スイッチング回路のオン電圧が上記メカニカルリレーの開放時に発生するアーク電圧よりも低くなるように構成し、上記メカニカルリレーの開放時には、前もって上記スイッチング回路のスイッチング状態を、上記両端子間で短絡状態としておくことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の切換装置。
10. 上記電圧補償回路は、上記エネルギ蓄積手段としてコンデンサをそれぞれ備えて該コンデンサの充電電圧を交流に変換して出力する複数の単相インバータの交流側を上記電源に直列に接続して構成して、該複数の単相インバータの中から所望の組み合わせを選択し、その出力電圧の総和により上記補償電圧を発生させるもので、上記各コンデンサは、上記電源電圧の定常時に、上記電源から上記単相インバータを介して充電されることを特徴とする請求項７記載の切換装置。
11. 直列接続された複数の上記単相インバータを介して流れる電流により上記各コンデンサを充電する共通の充電回路を備え、所望の単相インバータを電源側と負荷側との両端子間で短絡させることにより、当該単相インバータに接続されるコンデンサを充電経路から外すことを特徴とする請求項１０記載の切換装置。

Images