JP2005130562A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数の単相インバータの交流側を直列接続して多重化した電力変換装置で、各単相インバータの入力となる複数の充電コンデンサを充電するための充電回路を簡略化して装置構成の小型化、簡略化を図る。
【解決手段】 チョッパ回路４４〜４６から成る充電回路を、最大のコンデンサ電圧を有する充電コンデンサ１０ｐｎ３を直流入力とする単相インバータ１３に接続し、直列接続された各単相インバータ１１〜１３と全体を短絡する短絡スイッチ８とを介して、各充電コンデンサを充電する充電ループを形成して、チョッパ回路４４〜４６から各充電コンデンサ１０を充電する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、複数のインバータを組み合わせて、階調制御により所望の出力波形を得ることが可能な電力変換装置に関するものである。

複数のインバータを組み合わせて、階調制御により出力する電力変換装置は、例えば、電力系統の瞬時的電圧低下（以下、瞬低と称す）などの電圧変動を監視して電圧低下を補償する電圧変動補償装置に用いられる。
従来の電圧変動補償装置は、電力系統に直列に接続され、正負いずれかの極性で補償電圧を出力する複数の電圧補償回路で構成される。各電圧補償回路には、ダイオードが逆並列に接続された４個の半導体スイッチング素子から成るフルブリッジインバータ、および充電コンデンサが備えられ、充電コンデンサの直流電圧を交流に変換して出力する。また、各電圧補償回路の出力端には、高速機械式の定常短絡スイッチが並列に設けられる。各電圧補償回路内の充電コンデンサは、充電ダイオードと充電用トランスによってそれぞれ異なる電圧が充電される（例えば、特許文献１参照）。

特開２００２−３５９９２８号公報

このような従来の電力変換装置では、それぞれ独立に構成された複数の単相インバータの交流側を直列に接続し、各単相インバータの直流入力側の各充電コンデンサは、それぞれ異なる電圧が充電される。この各充電コンデンサは、それぞれ独立に設けられた充電ダイオード、充電抵抗、充電用トランスの２次巻線によって電圧が充電され、充電用トランスの１次巻線は電力系統に接続される。このように、各単相インバータの入力となる複数のエネルギ蓄積手段（充電コンデンサ）には、それぞれ充電回路が独立に設けられ、単相インバータの直列数が増加するに従って充電回路数も増加し、また大容量の充電トランスが必要となるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数の単相インバータの交流側を直列接続して多重化した電力変換装置で、各単相インバータの入力となる複数のエネルギ蓄積手段を充電するための充電回路が、直列接続される単数インバータの数の増加に伴って大型化するのを防止し、充電のために要する回路を簡略化して装置構成の小型化、簡略化を図ることを目的とする。

この発明による電力変換装置は、エネルギ蓄積手段の直流電力を交流に変換する単相インバータを複数備え、その交流側を直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する。そして、上記単相多重変換器と並列に配置された短絡スイッチと、上記単相多重変換器内の１つの上記単相インバータに接続され、チョッパ回路から成る充電回路とを備えて、上記各単相インバータの入力となる複数のエネルギ蓄積手段は、上記充電回路を介して充電されるものである。

このような電力変換装置では、単相多重変換器内の１つの単相インバータに接続された充電回路を用いて、単相多重変換器内の各単相インバータの各エネルギ蓄積手段を充電できるため、直列接続される単数インバータの数に拘わらず充電回路を小型化、簡略化でき、装置構成が小型化、簡略化できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置を電圧変動補償装置に適用した概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ１１、１２、１３の交流側を直列に接続して単相多重変換器１１０を構成する。各単相インバータ１１〜１３は、ダイオードが逆並列に接続された４個のMOSトランジスタ９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、９ｓｗ２１〜９ｓｗ２４、９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４から成るフルブリッジインバータで構成され、エネルギー蓄積手段としての充電コンデンサ１０（１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３）が備えられて各電圧補償ユニット１５を構成する。

単相多重変換器１１０は、電力系統等、交流電源に直列に接続され、充電コンデンサ１０の充電電圧Ｖ１〜Ｖ３は、MOSトランジスタ９（９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、９ｓｗ２１〜９ｓｗ２４、９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４）のオン／オフ制御により正負いずれかの極性で各単相インバータ１１〜１３から出力されて交流電源に接続される。
また、単相多重変換器１１０の出力端には、並列に機械式の定常短絡スイッチ８が設けられ、通常時にはこの定常短絡スイッチ８を通して負荷側に電力が供給される。なお、単相インバータ１１〜１３はMOSトランジスタ９以外の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成しても良い。

単相インバータ１１〜１３の中で、最もコンデンサ電圧の大きな充電コンデンサ１０ｐｎ３を入力とする単相インバータ１３は、各充電コンデンサ１０を充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチングレギュレータ１２０と接続される。各充電コンデンサ１０に充電される電圧の比は概ね２のべき乗比に設定されている。つまり、以下の関係を満足させる。
Ｖ３＝２×Ｖ２＝２×２×Ｖ１
なお、充電方法の詳細については後述する。

定常短絡スイッチ８および各MOSトランジスタ９は制御回路３０に接続され、制御回路３０からの指令信号ｚ、ｇ１１〜ｇ１４、ｇ２１〜ｇ２４、ｇ３１〜ｇ３４により動作する。この制御回路３０の構成および動作について、図２に基づいて以下に説明する。
交流電源からの交流電圧Ｖは制御回路３０に入力され、瞬時電圧低下（以下瞬低と略す）が発生すると、瞬低検出部３７で瞬低を検出し、信号ｚにより単相多重変換器１１０の定常短絡スイッチ８をオフする。そして、補償電圧算出部３３において、交流電圧Ｖおよび設定電圧３１に基づいて、交流電圧Ｖの電圧変動を補償するように補償電圧Ｖiaを算出する。このとき設定電圧３１は、正常時の電圧とする。

補償電圧Ｖiaが算出されると、図２に示すように、増幅回路３５にて増幅し、さらに絶対値変換を施した後、Ａ/Ｄコンバータ３６にて３ビットのデジタル信号（Ｄ１〜Ｄ３）に変換する。補償電圧Ｖiaの大きさが、充電コンデンサ１０ｐｎ１の充電電圧Ｖ１と等しくなったとき、Ａ/Ｄコンバータ３６からの出力信号における最下位ビットＤ１のみが１、即ち゛００１゛となるよう、また、同様に゛０１０゛・・・゛１１１゛の場合も、充電コンデンサ１０の充電電圧の組み合わせと等しくなるように増幅回路３５のゲインは予め調整しておく。

一方、算出された補償電圧Ｖiaは、極性判定回路３８にも入力され、極性が判定される。その後、駆動信号発生器３９により、補償電圧Ｖiaの極性が正・負の場合に応じて、デジタル信号Ｄ１〜Ｄ３にてアクテイブとなる信号を選択し、単相多重変換器１１０に対して駆動信号ｇ１１〜ｇ１４、ｇ２１〜ｇ２４、ｇ３１〜ｇ３４をそれぞれ発生させる。
例えば、図１で示す電圧変動補償装置においては、最下位ビットＤ１＝１のときに、電圧極性が正の場合、MOSトランジスタ９ｓｗ１１、９ｓｗ１４をオンし、MOSトランジスタ９ｓｗ１２、９ｓｗ１３をオフすることにより、充電電圧Ｖ１を正極性で出力する。また電圧極性が負の場合、MOSトランジスタ９ｓｗ１２、９ｓｗ１３をオンし、MOSトランジスタ９ｓｗ１１、９ｓｗ１４をオフすることにより、充電電圧Ｖ１を負極性で出力する。またＤ１＝０のとき、MOSトランジスタ９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、のうち上アーム側９ｓｗ１２、９ｓｗ１４あるいは下アーム側９ｓｗ１１、９ｓｗ１３のどちらか一方をオン状態とし他方をオフ状態として出力端を短絡し、単相インバータ１１の出力をほぼゼロとする。

図３に示すように、各単相インバータ１１〜１３の出力Ｇ１〜Ｇ３は組み合わされ、単相多重変換器１１０は、゛０００゛〜゛１１１゛の８階調の電圧出力を発生することができ、最大の補償電圧は、Ｖ１+Ｖ２+Ｖ３となる。ここで、例えば、全８階調で電圧出力する場合、図３に示すように各単相インバータ１１〜１３の出力Ｇ１〜Ｇ３を組み合わせると、模擬的な交流電圧を生成することができる。

次に、各充電コンデンサ１０を充電する方法について以下に説明する。
上述したように、単相インバータ１１〜１３の中で、最もコンデンサ電圧の大きな充電コンデンサ１０ｐｎ３を入力とする単相インバータ１３は、各充電コンデンサ１０を充電するためのスイッチングレギュレータ１２０と接続される。
スイッチングレギュレータ１２０は、図１に示すように、ダイオード４１、充電制限抵抗４２および平滑用コンデンサ４３で構成される半波整流回路と、リアクトル４４、ダイオードが逆並列に接続されたMOSトランジスタ４５および充電用ダイオード４６で構成されるチョッパ回路とから成る。充電用ダイオード４６のカソード側は、単相インバータ１３の直流入力である充電コンデンサ１０ｐｎ３のプラス側に接続され、充電電力を供給する。尚、チョッパ回路のスイッチは、MOSトランジスタ４５以外の半導体スイッチング素子を使用してもよい。

次に、充電の詳細な動作を、各動作時の電流の流れを示す図４〜図７を参照して以下に説明する。
まず、交流電源を半波整流回路４１〜４３で直流平滑し、MOSトランジスタ４５をオンして、図４に示すように、平滑用コンデンサ４３からリアクトル４４に電流を流す。これによりリアクトル４４にエネルギが蓄積される。
その後、MOSトランジスタ４５をオフすると、平滑用コンデンサ４３から流れ出す電流はゼロになる。ここで各単相インバータ１１〜１３のMOSトランジスタ９（９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、９ｓｗ２１〜９ｓｗ２４、９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４）を全てオフしておくと、リアクトル４４は電流を流し続けようと働くために、図５に示すように、リアクトル４４に蓄積されたエネルギは充電用ダイオード４６を通して充電コンデンサ１０ｐｎ３に電力を供給し、単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３４の逆並列ダイオードを通って充電電流が流れる。これにより、充電コンデンサ１０ｐｎ３は充電される。

次に、充電コンデンサ１０ｐｎ３の電圧Ｖ３が所定の値にまで充電されると、単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３１をオンする。これにより充電電流は、図６に示すように、充電用ダイオード４６から単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３１を通って、単相インバータ１２、１１、充電コンデンサ１０ｐｎ２、１０ｐｎ１、さらに定常短絡スイッチ８を通ってリアクトル４４に戻る閉ループを流れ、充電コンデンサ１０ｐｎ２、１０ｐｎ１が充電される。この時の充電電流の経路の詳細は、単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３１〜単相インバータ１２のMOSトランジスタ９ｓｗ２３の逆並列ダイオード〜充電コンデンサ１０ｐｎ２〜MOSトランジスタ９ｓｗ２２の逆並列ダイオード〜単相インバータ１１のMOSトランジスタ９ｓｗ１３の逆並列ダイオード〜充電コンデンサ１０ｐｎ１〜MOSトランジスタ９ｓｗ１２の逆並列ダイオード〜定常短絡スイッチ８〜リアクトル４４となる。なお、定常短絡スイッチ８は、充電コンデンサ１０の充電時には閉状態としておく。

この時、２つの充電コンデンサ１０ｐｎ１、１０ｐｎ２は直列に充電されるために、充電される電圧Ｖ１、Ｖ２の比は充電コンデンサ１０ｐｎ１、１０ｐｎ２の静電容量比で決定される。従って、Ｖ１とＶ２の所定電圧比と充電コンデンサ１０ｐｎ１と充電コンデンサ１０ｐｎ２との静電容量比が異なるときには、所定電圧までの充電時間は異なる。
充電コンデンサ１０ｐｎ１の電圧Ｖ１が先に所定電圧まで充電された場合には、単相インバータ１１のMOSトランジスタ９ｓｗ１１をオンする。これにより、図６に示す経路で流れていた充電電流は、図７に示すように、単相インバータ１１においてMOSトランジスタ９ｓｗ１１を通って流れ、充電コンデンサ１０ｐｎ１は充電電流の経路から外れて充電されない。従って、単相インバータ１２の直流入力である充電コンデンサ１０ｐｎ２のみが充電されることになる。

その後、充電コンデンサ１０ｐｎ２の電圧Ｖ２も所定の電圧にまで充電された時点で、MOSトランジスタ４５のオンオフ動作を停止して充電動作を終了する。以上の充電方法でのコンデンサ電圧の上昇は図８のようになる。
なお、充電コンデンサ１０ｐｎ２の電圧Ｖ２が、充電コンデンサ１０ｐｎ１の電圧Ｖ１より先に所定電圧まで充電された場合には、単相インバータ１２のMOSトランジスタ９ｓｗ２１をオンして充電コンデンサ１０ｐｎ２を充電電流の経路から外して、以後充電コンデンサ１０ｐｎ１のみを充電する。

上述したように、スイッチングレギュレータ１２０のMOSトランジスタ４５をオンして、リアクトル４４にエネルギを蓄積し、MOSトランジスタ４５をオフしてリアクトル４４から充電電流を流して各充電コンデンサ１０を充電する動作を、MOSトランジスタ４５のオンオフにより繰り返して行う。この時のMOSトランジスタ４５は、ＰＷＭ制御によりオンオフＤＵＴＹを制御し、各充電コンデンサ１０の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３が全て所定の電圧になった時、オフオフ動作を停止することで充電を終了する。

以上のように、スイッチングレギュレータ１２０を単相インバータ１３に接続し、このスイッチングレギュレータ１２０の動作により、単相多重変換器１１０内の全ての単相インバータ１１〜１３の直流入力である充電コンデンサ１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３は充電される。このように、１つの充電回路（スイッチングレギュレータ１２０）により全ての充電コンデンサ１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３が充電できるため、直列接続される単数インバータの数が増えても充電回路の数は１つでよく、充電のために要する回路が簡略化でき装置構成の小型化、簡略化が図れる。

またスイッチングレギュレータ１２０により充電を行うため、従来のようにトランスを用いた場合と比べ、充電電力の実効値を高くすることができるため、充電を高速に行うことができる。
さらに、スイッチングレギュレータ１２０は、コンデンサ電圧の最も大きな充電コンデンサ１０ｐｎ３を入力とする単相インバータ１３に接続するため、各充電コンデンサ１０を所定の電圧にまで確実に充電することが可能となる。また、充電コンデンサ１０の電圧が所定の電圧になると、対応する単相インバータ１１〜１３の所定のMOSトランジスタ９をオフして、その充電コンデンサ１０を充電電流の経路から外すようにしたため、簡略な制御で信頼性よく所望の電圧に充電できる。
さらにまた、スイッチングレギュレータ１２０内のMOSトランジスタ４５のオンオフＤＵＴＹをＰＷＭ制御を用いて変化させるため、信頼性の高い制御により充電電流実効値を大きくすることができて充電時間を短縮することができる。

また、この実施の形態では、電圧変動補償装置の主回路の交流電源を用い、その交流を整流した直流入力を充電回路を構成するスイッチングレギュレータ１２０内のチョッパ回路４４〜４６の入力とした。このため、電圧変動補償装置の充電回路を容易で簡略に構成できるが、主回路の電源とは独立してチョッパ回路４４〜４６の直流入力を構成してもよく、その場合、スイッチングレギュレータ１２０で構成される充電回路が接続される単相インバータ１３の配設位置は、交流電源側の端に限らず、単相多重変換器１１０内のいずれでも良い。また、充電回路のスイッチングレギュレータ１２０はチョッパ回路の構成で説明したが、例えばフライバックコンバータのようにチョッパ回路以外の構成としても良い。
さらに、電圧変動補償装置に適用した場合について説明したが、これに限るものではなく、エネルギ蓄積手段を備えた複数の単相インバータの交流側を直列接続して単相多重変換器を構成して階調制御する電力変換器を用いたものであれば適用できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、各充電コンデンサ１０の充電開始時に、単相インバータ１１〜１３のMOSトランジスタ９（９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、９ｓｗ２１〜９ｓｗ２４、９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４）を全てオフにしておき、単相インバータ１３の充電コンデンサ１０ｐｎ３の電圧Ｖ３が所定値になった後、単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３１をオンして、充電コンデンサ１０ｐｎ１、１０ｐｎ２を充電した。
この実施の形態２では、充電開始時から同時に充電コンデンサ１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３を充電する場合について説明する。なお、スイッチングレギュレータ１２０を含む電圧変動補償装置の回路構成は、上記実施の形態１と同様である。

図９に示すように、充電開始時から単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３１のみをオンする。これによりエネルギが蓄積されたリアクトル４４から流れる充電電流は２つに分岐して、一方は充電用ダイオード４６から単相インバータ１３の充電コンデンサ１０ｐｎ３〜MOSトランジスタ９ｓｗ３４の逆並列ダイオード〜リアクトル４４に戻り、充電コンデンサ１０ｐｎ３を充電する。もう一方は、充電用ダイオード４６から単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３１〜単相インバータ１２のMOSトランジスタ９ｓｗ２３の逆並列ダイオード〜充電コンデンサ１０ｐｎ２〜MOSトランジスタ９ｓｗ２２の逆並列ダイオード〜単相インバータ１１のMOSトランジスタ９ｓｗ１３の逆並列ダイオード〜充電コンデンサ１０ｐｎ１〜MOSトランジスタ９ｓｗ１２の逆並列ダイオード〜定常短絡スイッチ８〜リアクトル４４に戻り、充電コンデンサ１０ｐｎ２、１０ｐｎ１を充電する。

すなわち充電コンデンサ１０ｐｎ３と充電コンデンサ１０ｐｎ２、１０ｐｎ１との並列充電となる。
図１０は、この実施の形態における各充電コンデンサ１０の電圧上昇を示す図である。この場合、図１０に示すように、充電開始からＶ３＝Ｖ１＋Ｖ２の関係を保ちながら電圧上昇していき、いずれかが所定の値に達する。
ここでは、まず初めに電圧Ｖ１が所定の値に達した場合を例に説明する。充電コンデンサ１０ｐｎ１の電圧Ｖ１が先に所定電圧まで充電されると、単相インバータ１１のMOSトランジスタ９ｓｗ１１をオンする。これにより、図９に示す経路で流れていた充電電流は、図１１に示すように、単相インバータ１１においてMOSトランジスタ９ｓｗ１１を通って流れ、充電コンデンサ１０ｐｎ１は充電電流の経路から外れて充電されない。従って、充電コンデンサ１０ｐｎ３と充電コンデンサ１０ｐｎ２との並列充電に変更になる。

この時、Ｖ３＞Ｖ２のため、Ｖ３＝Ｖ２になるまでは充電用コンデンサ１０ｐｎ２のみが充電される。そしてＶ３＝Ｖ２になった後はこの関係を保ったまま、Ｖ２が所定の電圧に到達するまで、図１１で示す充電電流の経路で充電する。
Ｖ２が所定の電圧に到達した後は、MOSトランジスタ９を全てオフにすることで、上記実施の形態１で示した図５の状態になり充電用コンデンサ１０ｐｎ３のみが充電される。
各充電コンデンサ１０の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３が全て所定の電圧になった時、チョッパ回路のMOSトランジスタ４５のオンオフ動作を停止することで充電を終了する。

この実施の形態においても、１つの充電回路（スイッチングレギュレータ１２０）により全ての充電コンデンサ１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３が充電でき、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。

実施の形態３．
また、上記実施の形態１、２では充電用ダイオード４６のカソード側を単相コンバータ１３の直流入力である充電コンデンサ１０ｐｎ３のプラス側に接続する構成であった。この実施の形態では、図１２に示すように、スイッチングレギュレータ１２０ａを構成する半波整流回路のダイオード４１ａと平滑用コンデンサ４３ａの極性を上記実施の形態１のものと逆にし、同様に、チョッパ回路の充電用ダイオード４６ａおよびMOSトランジスタ４５ａの極性も逆とし、さらに、充電用ダイオード４６ａのアノード側を充電コンデンサ１０ｐｎ３のマイナス側に接続した。

このような回路構成にしても、各充電コンデンサ１０を充電することができ、以下に説明する。
まず、交流電源を半波整流回路４１ａ、４２、４３ａで直流平滑し、MOSトランジスタ４５ａをオンして、図１３に示すように、平滑用コンデンサ４３ａからリアクトル４４に電流を流す。これによりリアクトル４４にエネルギが蓄積される。
その後、MOSトランジスタ４５ａをオフすると、平滑用コンデンサ４３ａから流れ出す電流はゼロになる。ここで各単相インバータ１１〜１３のMOSトランジスタ９（９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、９ｓｗ２１〜９ｓｗ２４、９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４）を全てオフしておくと、リアクトル４４は電流を流し続けようと働くために、図１４に示すように、リアクトル４４に蓄積されたエネルギは単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３３の逆並列ダイオードを通って充電コンデンサ１０ｐｎ３に電力を供給し、充電用ダイオード４６ａを通して充電電流が流れる。これにより、充電コンデンサ１０ｐｎ３は充電される。

次に、充電コンデンサ１０ｐｎ３の電圧Ｖ３が所定の値にまで充電されると、単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３２をオンする。これにより充電電流は、図１５に示すように、リアクトル４４〜定常短絡スイッチ８〜単相インバータ１１のMOSトランジスタ９ｓｗ１１の逆並列ダイオード〜充電コンデンサ１０ｐｎ１〜MOSトランジスタ９ｓｗ１４の逆並列ダイオード〜単相インバータ１２のMOSトランジスタ９ｓｗ２１の逆並列ダイオード〜充電コンデンサ１０ｐｎ２〜MOSトランジスタ９ｓｗ２４の逆並列ダイオード〜単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３２〜充電用ダイオード４６ａ〜リアクトル４４の経路で流れ、充電コンデンサ１０ｐｎ２、１０ｐｎ１が充電される。なお、定常短絡スイッチ８は、充電コンデンサ１０の充電時には閉状態としておく。

この時、２つの充電コンデンサ１０ｐｎ１、１０ｐｎ２は直列に充電されるために、充電される電圧Ｖ１、Ｖ２の比は充電コンデンサ１０ｐｎ１、１０ｐｎ２の静電容量比で決定される。
充電コンデンサ１０ｐｎ１の電圧Ｖ１が先に所定電圧まで充電された場合には、単相インバータ１１のMOSトランジスタ９ｓｗ１３をオンする。これにより、図１５に示す経路で流れていた充電電流は、図１６に示すように、単相インバータ１１においてMOSトランジスタ９ｓｗ１３を通って流れ、充電コンデンサ１０ｐｎ１は充電電流の経路から外れて充電されない。従って、単相インバータ１２の直流入力である充電コンデンサ１０ｐｎ２のみが充電されることになる。

その後、充電コンデンサ１０ｐｎ２の電圧Ｖ２も所定の電圧にまで充電された時点で、MOSトランジスタ４５ａのオンオフ動作を停止して充電動作を終了する。以上の充電方法での各コンデンサ電圧の上昇は、上記実施の形態１で示した図８と同様になる。

なお、上記実施の形態２と同様に、充電開始時から同時に充電コンデンサ１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３を充電することもでき、その場合は、充電開始時から単相インバータ１３のMOSトランジスタ９ｓｗ３２のみをオンすることで充電可能であり、各コンデンサ電圧の上昇は、上記実施の形態２で示した図１０と同様になる。

実施の形態４．
上記実施の形態１〜３では、充電電流が一定となるようにスイッチングレギュレータ１２０、１２０ａ内のMOSトランジスタ４５、４５ａのオンオフＤＵＴＹを変化させたが、MOSトランジスタ４５、４５ａのオンオフＤＵＴＹは一定にしても、各充電コンデンサ１０の充電電圧の調整は、単相インバータ１１〜１３のMOSトランジスタ９（９ｓｗ１１〜９ｓｗ１４、９ｓｗ２１〜９ｓｗ２４、９ｓｗ３１〜９ｓｗ３４）で行っているため、各充電コンデンサ１０を所望の電圧に充電できる。
この場合、MOSトランジスタ４５、４５ａのオンオフＤＵＴＹは固定にすればよいため、ＰＷＭ制御などによる制御が必要なく、スイッチングレギュレータ１２０、１２０ａの制御が簡略化できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置を電圧変動補償装置について示した概略構成図である。 この発明の実施の形態１による制御回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による充電電圧の変化を示す図である。 この発明の実施の形態２による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２による充電電圧の変化を示す図である。 この発明の実施の形態２による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置を電圧変動補償装置について示した概略構成図である。 この発明の実施の形態３による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３による充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３による充電動作を説明する図である。

符号の説明

８ 短絡スイッチ、
１０（１０ｐｎ１〜１０ｐｎ３） エネルギー蓄積手段としての充電コンデンサ、
１１〜１３ 単相インバータ、４１，４１ａ ダイオード、
４３，４３ａ 平滑コンデンサ、４４ リアクトル、
４５，４５ａ MOSトランジスタ、４６，４６ａ 充電用ダイオード、
１１０ 単相多重変換器、
１２０，１２０ａ ＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチングレギュレータ、
Ｇ１〜Ｇ３ 単相インバータ出力。

Claims (6)

1. エネルギ蓄積手段の直流電力を交流に変換する単相インバータを複数備え、その交流側を直列接続して単相多重変換器を構成し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御して負荷に電力供給する電力変換装置において、上記単相多重変換器と並列に配置された短絡スイッチと、上記単相多重変換器内の１つの上記単相インバータに接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータから成る充電回路とを備え、上記各単相インバータの入力となる複数のエネルギ蓄積手段は、上記充電回路を介して充電されることを特徴とする電力変換装置。
2. 上記充電回路が接続される上記単相インバータは、入力となるエネルギ蓄積手段の電圧が最も高いものであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記単相多重変換器は、交流電源と直列に接続されて該交流電源の電圧に上記出力電圧を重畳して上記負荷に電力供給し、上記充電回路は、上記交流電源の交流を整流した直流電力を入力として、上記エネルギ蓄積手段を充電することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 充電中に上記エネルギ蓄積手段に所定の電圧が充電されると、当該単相インバータ内の所定のスイッチング素子をオンして、該単相インバータを流れる充電電流の経路から該エネルギ蓄積手段を外すことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. ＰＷＭ制御を用いて、上記充電回路内のスイッチのオンオフＤＵＴＹを変化させることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 上記充電回路内のスイッチのオンオフＤＵＴＹを一定とすることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。

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