JP4032192B2 - Drive control method of vibration feeder - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は振動フィーダの駆動制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
振動フィーダには各種機器が開発されているが、例えば振動パーツフィーダにおいては、電磁石によりボウルを捩り振動させることにより、その内部に形成したスパイラル状のトラックに沿って部品を搬送して次工程に供給するようにしている。
【0003】
然るに、このような振動パーツフィーダにおいても、電磁石に供給する電流の周波数をその機械系の共振周波数に一致するか、近い周波数にして効率化を図っている。例えば、その振動変位はコイルに印加する電圧との位相差を180度とするように電圧周波数を制御するのであるが、図10は、その従来例の駆動制御回路を示すものである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
図10は従来例としての電圧と振動変位の位相差を検出する回路を含む回路であるが、クロック発生器51、このクロックパルスを受けるカウンタ52、このデジタル出力をアナログ変換するD/Aコンバータ53、カウンタ52のデジタル出力を割り込み入力させるD型のフリップフロップ55、コンパレータ56から成っている。コンパレータ56のプラス端子に振動変位Sを入力するときには、D型のフリップフロップ55の出力は電圧54と振動変位Sとの位相差を表すものであるが、これが180度以下であるか以上であるかによって、クロック発生器51のクロック発生周波数を増減させる。よってカウンタ52のカウンタ速度が増減し、D/Aコンバータ53のアナログ出力としての電圧54の周波数も増減する。よって振動パーツフィーダの振動系の共振周波数にほぼ一致する駆動周波数で電磁石を励磁するのであるが、振動変位Sがコンパレータ56のプラス端子に入力されると、その極性に応じて60で示すような矩形パルスが得られるのであるが、この立ち上がりによりD型フリップフロップのデータを更新するようにしている。
【0005】
カウンタ52はクロック発生器51のパルスをカウントしているのであるが、そのカウント値に応じて8ビットの出力端子が0、1と変化する。コンパレータ56の出力の立ち上がりエッヂによりD型フリップフロップ55のデータが更新されるのであるが、この立ち上がり時のカウンタ52のデジタル値から電圧波形54のどのレベルで発生したかが正確に検出されるはずである。すなわちカウンタ値が0で負から正へのゼロクロスポイントP1 、128のデジタル値で正から負へのゼロクロスポイントP2 、256のデジタル値で負から正へのゼロクロスポイントP3 を表している。この間のあるデジタル値をD型のフリップフロップ55が出力すると、これがすなわち電圧54との位相差を表すことになる。
【0006】
図11で示すように、図10における電圧54を増巾してコイルに印加されるのであるが、このコイル電圧Vが図示するように時間とともに変動する。P点が正から負へのゼロクロスポイント、P’が負から正へのゼロクロスポイントである。これに対して振動変位はBで示すように共振状態ではコイル電圧Vに対して180度位相が遅れているのであるが、この負から正へのゼロクロスポイントQ、又は正から負へのゼロクロスポイントQ0 が点P及び点P’と図示するように時刻が一致していれば、共振状態で可動部が振動しているのであるが、コイル電圧VのP点又はP’点での振動変位Sの値が正又は負であれば、共振状態からずれていることを表わす。すなわち、点Q又は点Q0 がP又はP’より図において右方にある場合、すなわち、振動変位の位相が共振状態より進んでいる場合には、加振周波数が共振周波数より大であることを表わし、この場合には、クロック発生器51の発生周波数を減少させる。また逆に点Q又は点Q0 が図示するより左方にある場合、すなわち、点P又は点P’の時刻において振動変位Sが正なる場合には、加振周波数は共振周波数より低いので、共振周波数にすべくクロック発生器51の周波数を上昇させる。
【0007】
従来例では、コンパレータ56の出力60の立ち上がりでカウンタ52の出力、すなわち振動変位Sと電圧54の位相差を検出している。
【0008】
然るに、図12に示すように振動センサには図12に示すようなノイズが含まれており、これはμ−secオーダの高い周波数のノイズであるが、a、b、c、d・・・hと変化し、図示するようにfからgにノイズが変化した時、振動変位は負から正に変化する。これをコンパレータの出力で読み取ったのでは、実際には振動変位Sは正からの負の立ち下がりゼロクロスであるので、180°ずれてしまい、カウンタ52のデジタル値を読んでは電圧と振動変位との位相差を検出することができない。
【0009】
上記欠点を除去するためには、例えばコンパレータの出力端子にフィルタを接続して、この高周波としてのノイズを除去することが考えられる。然しながら、このフィルタにより実際の振動の位相差を知りたいにもかかわらず、この位相を遅らせてしまうことになる。これでは正確な位相差を求めることは出来ない。本発明はこれに鑑みてなされ、常に電圧と振動との位相差を正確に検出することが出来る振動フィーダの駆動制御方法を提供することを課題とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】
以上の課題は、クロックパルス発生器と、該クロックパルス発生器のクロックパルスをカウントするカウンタと、該カウンタのデジタル出力に同期した正弦波を発生する正弦波発生器と、振動フィーダの可動部の振動を検出する振動センサと、該振動センサの出力を受けるコンパレータとを備え、前記正弦波発生器の出力により、前記振動フィーダの加振部を駆動し、前記カウンタのデジタル出力から前記正弦波発生器の出力である正弦波のゼロクロスポイント又は所定の位相を検出し、該ゼロクロスポイントにおける前記コンパレータの出力から、加振力と前記振動フィーダの可動部の振動との間の位相差を検出するようにした振動フィーダの駆動制御方法において、デジタル値設定手段を設け、該デジタル値設定手段の設定デジタル値と前記カウンタのデジタル出力値とを比較し、これらが一致したときの、前記コンパレータの出力の正、負から、前記加振力と前記振動フィーダの可動部の振動との間の位相差が所定の位相差より大か小かを検出し、該検出に基づいて、前記クロックパルスの発生器の発生する周波数を増減させて、前記振動フィーダの可動部の振動と前記加振力との位相差を前記所定の位相差とするようにしたことを特徴とする振動フィーダの駆動制御方法、によって解決される。
【0011】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の第1の実施の形態による振動フィーダの駆動制御方法を示すが、従来例の回路部分については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。すなわち、本発明の実施の形態によれば、コンパレータ70の一方の入力端子にカウンタ52の8ビットの出力端子が接続され、もう一方の端子にはその8ビットに対応して8個の位相設定スイッチ71a、71b、71c、71d、71e、71f、71g及び71hから成る位相設定器71が設けられている。これらは一端は直流電源VCCに接続され、下端は0ボルト(接地)に接続されており、このVCCに可動接点aが接続することにより、デジタル値1が設定される。従って、カウンタ52の“128”のデジタル値を設定する場合には、71aのスイッチが電圧VCCに接続される。これらはそれぞれコンパレータ70に接続される。コンパレータ70はカウンタ52からのデジタル値と設定器71からのデジタル値を比較して一致すれば、一致信号をスイッチ72に供給してこれを閉じる。このスイッチ72の一方の端子にはコンパレータ73が接続されており、他方の端子にはクロック発生器51のクロックパルスの発生周波数を増減させるための制御器74が接続されている。コンパレータ73の一方の入力端子には振動フィーダの可動部に近接して設けられた振動センサの出力Sが供給される。また、他方の入力端子は0ボルトに接続される。図1の構成によって形成される電圧指令54には図2及び図3に示す処理が行われる。
【0012】
すなわち、図1によって形成される正弦波の電圧指令54は図3に示すコンパレータ82の入力端子に供給され、またこの他方の入力端子には図2のAに示す三角波Tが供給される。この出力は図2のBに示すような短形波であり、そのパルス幅は公知のように正弦波54の高さより低い三角波Tの持続時間である。これがゲートドライバ83に供給され、この出力は図5に明示されるチョッパ回路Qに供給される。すなわち、図3においてはトランジスタはスイッチング素子であるから、これを概念的に示すが、これは図5に明示されるようにトランジスタ84及びダイオード87の直列回路が図示する極性で直流電源VC/OV(接地)との間に接続され、更にこれと並列にダイオード86とトランジスタ85の直列回路がやはり図示する極性で接続されている。このダイオード87及びトランジスタ84の接点と他方のトランジスタ85とダイオード86の接点との間に振動パーツフィーダの電磁石のコイルCが接続されている。ゲートドライバ83の出力は図5におけるトランジスタ84、85のベース電極に印加され、コンパレータ80の出力がハイ(High)の時、すなわち、短形パルスが発生している時にはこのトランジスタ81、85を導通状態にする。よってコイルCの両端には図2に示す出力端子間電圧が得られる。
【0013】
以上の構成において、カウンタ52はデジタル出力を正弦波発生器53’(マイコンで構成される)に供給するのであるが、カウンタ52の出力がsinθの角度θに当たり、この角度θに応じたデジタル出力をsinθのデジタル値として発生する。従って符号に示した電圧指令54の波形はアナログ的に示してあるが、実際には時間的にそのデジタル値を正弦的に変化させるデジタル出力である。
【0014】
本発明の第1の実施の形態は以上のように構成されるが、次にその作用について説明する。
【0015】
振動パーツフィーダの電磁石に交流を通電して駆動すると、公知のようにボウルは捩り振動を行うのであるが、この振動変位Sを検出するセンサの出力は図1においてコンパレータ73の一方の入力端子に供給される。これにより、コンパレータ73の出力は図1において左方に図示するような振動変位Sが正である場合には正である信号S1 を発生し、負であれば負なる信号S2 を発生する。これがスイッチ72がオンの時に制御器74に供給される。
【0016】
他方、クロックパルス発生器51のクロックはカウンタ52に供給され、このカウンタ数に同期して正弦波発生器53’からはその右方に示すような正弦波の電圧54を発生する。本実施の形態によれば、8ビットであるので、正弦波発生器53’の出力はデジタル値が0であれば正弦波形の0であり、カウンタ52のデジタル値が増大すると共に正弦波形54の出力が大となり、デジタル値128で180度に相当して正から負へとゼロクロスする。更にこれから負でその出力を増大させ、カウント値が256或はオーバーフロー0において負から正へのゼロクロスポイントを通過する。なお、デジタル設定器71のスイッチ71a…71hは今、128に対応するデジタル値が得られた時に一致するとしているので、スイッチ71aは“1”となっており、これがカウンタ52のデジタル値と比較されてコンパレータ70の出力はこれが設定値と一致すると一致信号を発生し、スイッチ72を閉じる。この時にコンパレータ73の出力がS、すなわち正であれば、この大きさに応じて制御器74においてクロックパルス発生器81の発生周波数を更に増大させるべく制御する。また負であれば、この大きさに応じて減少させるべく制御する。この繰り返しにより、振動パーツフィーダを共振状態におく。
【0017】
図3で示すコンパレータ82の一方の入力端子に電圧指令54が供給され、この出力がゲートドライバ83を介して図5に示すトランジスタ84、85に供給されるのであるが、電磁コイルCの両端間の電圧は図6Aに示すように変化する。他方、電流はBに示すように正弦的に変化するが、常に一方向のみに流れる。すなわち、電流は常に零より大である。一方、振動変位はCで示すように正常に変化する正弦振動である。このように図6Cで示すにおいて、図6Aの電圧を得るために正弦波発生器53’の出力54がパルス巾変調(PWM)されて、トランジスタ84、85に供給される。図6のA、B、Cは共振状態での各波形を表しているが、電流は電圧に対し位相が90度遅れ、変位は180度位相が遅れている。
【0018】
本発明の第1の実施の形態は以上のように構成され、作用するのであるが、従来のように振動センサの出力に上述したようなノイズが加わっていたとしてもコンパレータ73の出力は従来のように短形波の立ち上がり又は立ち下がりを読むのではなくてこのハイレベルS1 またはローレベルS2 を読むだけであるので、確実に電圧指令54と振動変位Sとの位相差に応じてクロック発生器51の周波数を増大させるか、減少させるかして迅速に、振動フィーダを共振状態で振動させることができる。
【0019】
図7は本発明の第2の実施の形態による電圧形成回路を示すが、図1の回路は同じであり、電圧指令54が図4に示す回路を介して図7の回路Wに供給される。すなわち、直流電源と接地との間には第1トランジスタ94及び第2トランジスタ97が電磁コイルCを介して接続され、更に第3トランジスタ95と第4トランジスタ96がこれらとたすきがけにして電磁コイルCを介して接続される。これらトランジスタ94ないし97には、並列に保護ダイオード94a、95a、96a及び97aが接続されている。更に、図4に示すようにノット素子89がトランジスタ95と96のベース電極に接続される。従って、第1と第2、94、97及び第3と第4のトランジスタ95、96は交互にオン、オフされる。
【0020】
これにより、図8Aに示すような電圧(図2Cの短形パルスと等価)がコイルCの両端に得られ、またこのときには図8Bに示すように正、負に変化する正弦波の電流が得られる。従って、加振力は電流の二乗であるから、図8Cで示すような波形の加振力を得、これにより駆動される振動パーツフィーダのボウルは、電圧の周波数の倍の周波数でほゞ正弦振動を行なう。このような振動変位が図1におけるコンパレータ73の一方の入力端子に供給される。このときにも、周波数が倍であるので、負から正へのゼロクロスが一サイクルおきで電圧の正から負へのゼロクロスと一致すれば、共振状態にあるので、これを考慮してコンパレータの出力すなわちゼロクロスにおける振動変位の正、負からクロック発生器51の発生周波数を増減させる。
【0021】
また、本発明の第3の実施の形態によれば、板ばねに圧電素子が貼着され、これに図1に示す電圧指令54が印加され、このときには電磁コイルを介していないので、電圧と加振力とは同相である。従って、共振状態では、図9A、Bで示すような位相関係で共振状態になる。この場合は図9A、Bで明らかなように、電圧の正の最大値において、変位が負から正に移るゼロクロスポイントである時が共振状態である。従って、図1において電圧波形54の正の最大値の時のカウンター52のデジタル値は64であるので、6ビット目が1である場合に電圧波形54の正の最大値であるので、位相設定器71におけるスイッチ71bが1となった時にコンパレータ70は一致信号をスイッチ70に供給し、これを閉じる。図9Bから明らかなように、コンパレータ73の出力が負である場合には位相は遅れており、従って、クロック発生器51の発生周波数を減少させる。逆に、コンパレータ73の出力が正である場合には、クロック発生器51の発生周波数を増大させる。この繰り返しにより、圧電素子を使った場合の機械振動系の共振状態を得ることができる。
【0022】
以上、本発明の各実施例について説明したが、もちろん本発明はこれらに限定されることなく、本発明の技術的思想に基づいて種々の変形が可能である。
【0023】
例えば、以上の第1、第2実施の形態では、正弦波発生器53’の出力である電圧指令が、正から負へのゼロクロスにおいて振動変位が正であるか負であるかにより、クロックパルス発生器51を調節するようにした。また第3の実施の形態の電圧指令のピーク時、すなわち、カウンタ52が8ビットである場合には、デジタル値64において振動変位が正であるか負であるかにより、位相のずれを検出してクロックパルス発生器51の発生周波数を増減させるようにしているが、電圧指令54の任意の位相差で、振動変位がゼロクロスするように制御してもよい。
【0024】
更に又、上記実施の形態では、振動フィーダの振動変位と電圧指令との位相差を検出するようにしたが、これに代えて振動フィーダの速度又は加速度と位相差を比べてもよい。電磁コイルを用いる場合には、電流は90度位相が遅れるとしているのであるが更にこの位相遅れを厳密に求めて電圧指令の比較すべき位相を位相差設定手段に設定してもよい。
【0025】
また、以上の実施例においてはカウンタ52は8ビットであったが、更に精度を上げるために、このビット数を8ビット以上としてもよい。この場合にはもちろんこのビット数に応じて設定デジタル値を構成するスイッチの数を増大させる。
【0026】
また以上の実施の形態では、加振力が一定方向の振動フィーダについて説明したが、楕円振動パーツフィーダのように垂直方向の加振器及び水平方向の加振器を有する振動フィーダにも適用可能である。この場合には垂直方向の振動変位と水平方向の振動変位との位相差を所定の値にする必要があるが、この場合に垂直方向の電圧と水平方向の電圧との間には、上記の所定の位相差を得るように共振点からどれだけずれているかに応じた位相差だけずらしているのであるが、この電圧とこの方向の振動変位との位相差が上記所定の位相差値になるように図1の構成を用いてもよい。
【0027】
なお、以上の実施の形態では、カウンタ52の出力を受けて正弦波を形成するのに正弦波発生器53’を用いたがこれに代えて従来例のDAコンバータ53を用いてもよい。
【0028】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の振動フィーダの駆動制御方法によれば、加振力に対応する電圧と可動部の振動との位相差を、確実にかつ正確に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】振動フィーダの駆動制御方法の制御回路のブロック図である。
【図2】同ブロック図に接続されるPWM回路の作用を示すグラフである。
【図3】同PWM回路のブロック図である。
【図4】PWM回路に接続される両極性回路の回路図である。
【図5】同両極性回路の詳細な回路図である。
【図6】同回路の作用を示すチャートで、Aは電圧、Bは電流、Cは振動変位の時間的変化を示すチャートである。
【図7】同PWM回路が接続されるフルブリッジ回路の回路図である。
【図8】同回路の作用を示し、Aは電圧の時間的変化を示し、Bは電流の時間的変化、Cは加振力の時間的変化、Dは振動変位の時間的変化を示す。
【図9】本発明の第3の実施の形態によるPWM回路が適用される機械振動系の作用を示すチャートで、Aは電圧、すなわち加振力の時間的変化、Bは振動変位の時間的変化を示す。
【図10】従来例の振動フィーダの駆動制御方法を示す駆動回路のブロック図である。
【図11】電圧、振動変位の時間的変化を示すチャートで、Aはコイルに印加される電圧の時間的変化、Bは同電圧が印加されたときの振動変位の時間的変化を示す。
【図12】図11で示す振動変位の詳細を示すチャートである。
【符号の説明】
51 クロック発生器
52 カウンタ
53’ 正弦波発生器
70 コンパレータ
71 デジタル値設定器
71a デジタル値設定スイッチ
71b デジタル値設定スイッチ
71c デジタル値設定スイッチ
71d デジタル値設定スイッチ
71f デジタル値設定スイッチ
71g デジタル値設定スイッチ
71h デジタル値設定スイッチ
72 スイッチ
73 コンパレータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive control method for a vibration feeder.
[0002]
[Prior art]
Various devices have been developed for vibrating feeders.For example, in vibrating parts feeders, the bowl is torsionally vibrated by an electromagnet to convey parts along a spiral track formed in the inside of the bowl for the next process. I am trying to supply.
[0003]
However, even in such a vibrating parts feeder, the frequency of the current supplied to the electromagnet is equal to or close to the resonance frequency of the mechanical system in order to improve efficiency. For example, the vibration displacement controls the voltage frequency so that the phase difference with the voltage applied to the coil is 180 degrees. FIG. 10 shows a conventional drive control circuit.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 10 shows a circuit including a circuit for detecting a phase difference between a voltage and a vibration displacement as a conventional example, but a
[0005]
The
[0006]
As shown in FIG. 11, the
[0007]
In the conventional example, the output of the
[0008]
However, as shown in FIG. 12, the vibration sensor includes noise as shown in FIG. 12, which is noise at a high frequency on the order of μ-sec, but a, b, c, d... When the noise changes from f to g as shown in the figure, the vibration displacement changes from negative to positive. When this is read by the output of the comparator, the vibration displacement S is actually a negative falling zero cross from the positive, and thus it is shifted by 180 °. Reading the digital value of the
[0009]
In order to eliminate the above drawbacks, for example, it is conceivable to connect a filter to the output terminal of the comparator to remove the noise as a high frequency. However, although this filter wants to know the phase difference of the actual vibration, this phase is delayed. This makes it impossible to obtain an accurate phase difference. This invention is made in view of this, and makes it a subject to provide the drive control method of the vibration feeder which can always detect the phase difference of a voltage and a vibration correctly.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The above-described problems include a clock pulse generator, a counter that counts clock pulses of the clock pulse generator, a sine wave generator that generates a sine wave synchronized with the digital output of the counter, and a movable part of the vibration feeder. A vibration sensor for detecting vibration; and a comparator for receiving the output of the vibration sensor. The excitation unit of the vibration feeder is driven by the output of the sine wave generator, and the sine wave is generated from the digital output of the counter. Detecting a zero-cross point or a predetermined phase of a sine wave that is an output of the detector, and detecting a phase difference between the excitation force and the vibration of the movable part of the vibration feeder from the output of the comparator at the zero-cross point. In the vibration feeder drive control method, the digital value setting means is provided, and the digital value setting means The digital output value of the counter is compared, and when they match, the phase difference between the excitation force and the vibration of the movable part of the vibration feeder is determined from the positive and negative of the output of the comparator. Detecting whether it is larger or smaller than the phase difference, and increasing or decreasing the frequency generated by the clock pulse generator based on the detection, the phase difference between the vibration of the movable part of the vibration feeder and the excitation force is determined. This is solved by a drive control method for a vibration feeder, wherein the predetermined phase difference is set.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a drive control method for a vibration feeder according to a first embodiment of the present invention. The circuit portions of the conventional example are given the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. That is, according to the embodiment of the present invention, the 8-bit output terminal of the
[0012]
1 is supplied to the input terminal of the
[0013]
In the above configuration, the
[0014]
The first embodiment of the present invention is configured as described above. Next, the operation thereof will be described.
[0015]
When the electromagnet of the vibration part feeder is driven by applying an alternating current, the bowl performs torsional vibration as is well known. The output of the sensor for detecting this vibration displacement S is applied to one input terminal of the
[0016]
On the other hand, the clock of the
[0017]
A
[0018]
The first embodiment of the present invention is configured and operates as described above. Even if the noise described above is added to the output of the vibration sensor as in the prior art, the output of the
[0019]
FIG. 7 shows a voltage forming circuit according to the second embodiment of the present invention, but the circuit of FIG. 1 is the same, and the
[0020]
As a result, a voltage as shown in FIG. 8A (equivalent to the short pulse in FIG. 2C) is obtained at both ends of the coil C, and at this time, a sine wave current changing positively and negatively as shown in FIG. 8B is obtained. It is done. Therefore, since the exciting force is the square of the current, the waveform of the exciting force as shown in FIG. 8C is obtained, and the bowl of the vibrator parts feeder driven by this is approximately sinusoidal at a frequency twice the frequency of the voltage. Vibrate. Such vibration displacement is supplied to one input terminal of the
[0021]
Further, according to the third embodiment of the present invention, the piezoelectric element is attached to the leaf spring, and the
[0022]
As mentioned above, although each Example of this invention was described, of course, this invention is not limited to these, A various deformation | transformation is possible based on the technical idea of this invention.
[0023]
For example, in the first and second embodiments described above, the clock command depends on whether the voltage command that is the output of the sine wave generator 53 'is positive or negative in the zero crossing from positive to negative. The
[0024]
Furthermore, in the above-described embodiment, the phase difference between the vibration displacement of the vibration feeder and the voltage command is detected, but instead, the speed or acceleration and the phase difference of the vibration feeder may be compared. In the case of using an electromagnetic coil, the phase of the current is assumed to be delayed by 90 degrees, but the phase delay may be determined more strictly and the phase to be compared with the voltage command may be set in the phase difference setting means.
[0025]
In the above embodiment, the
[0026]
In the above embodiment, the vibration feeder having a constant excitation force has been described. However, the present invention can also be applied to a vibration feeder having a vertical vibrator and a horizontal vibrator such as an elliptical vibration parts feeder. It is. In this case, it is necessary to set the phase difference between the vibration displacement in the vertical direction and the vibration displacement in the horizontal direction to a predetermined value. In this case, between the vertical voltage and the horizontal voltage, The phase difference is shifted according to how far the resonance point is shifted so as to obtain a predetermined phase difference. The phase difference between this voltage and the vibration displacement in this direction becomes the predetermined phase difference value. Thus, the configuration of FIG. 1 may be used.
[0027]
In the above embodiment, the
[0028]
【The invention's effect】
As described above, according to the vibration feeder drive control method of the present invention, the phase difference between the voltage corresponding to the excitation force and the vibration of the movable part can be detected reliably and accurately.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a control circuit of a vibration feeder drive control method;
FIG. 2 is a graph showing an operation of a PWM circuit connected to the block diagram.
FIG. 3 is a block diagram of the PWM circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram of a bipolar circuit connected to a PWM circuit.
FIG. 5 is a detailed circuit diagram of the bipolar circuit.
FIG. 6 is a chart showing the operation of the circuit, wherein A is a voltage, B is a current, and C is a chart showing a temporal change in vibration displacement.
FIG. 7 is a circuit diagram of a full bridge circuit to which the PWM circuit is connected.
FIGS. 8A and 8B show the operation of the circuit, in which A indicates a temporal change in voltage, B indicates a temporal change in current, C indicates a temporal change in excitation force, and D indicates a temporal change in vibration displacement.
FIG. 9 is a chart showing an operation of a mechanical vibration system to which a PWM circuit according to a third embodiment of the present invention is applied, where A is a voltage, that is, a temporal change in an excitation force, and B is a temporal change in vibration displacement. Showing change.
FIG. 10 is a block diagram of a drive circuit showing a drive control method for a vibration feeder of a conventional example.
FIG. 11 is a chart showing temporal changes in voltage and vibration displacement, in which A represents a temporal change in voltage applied to the coil and B represents a temporal change in vibration displacement when the same voltage is applied.
12 is a chart showing details of vibration displacement shown in FIG.
[Explanation of symbols]
51
Claims (3)
デジタル値設定手段を設け、該デジタル値設定手段の設定デジタル値と前記カウンタのデジタル出力値とを比較し、これらが一致したときの、前記コンパレータの出力の正、負から、前記加振力と前記振動フィーダの可動部の振動との間の位相差が所定の位相差より大か小かを検出し、該検出に基づいて、前記クロックパルスの発生器の発生する周波数を増減させて、前記振動フィーダの可動部の振動と前記加振力との位相差を前記所定の位相差とするようにしたことを特徴とする振動フィーダの駆動制御方法。A clock pulse generator, a counter for counting clock pulses of the clock pulse generator, a sine wave generator for generating a sine wave synchronized with the digital output of the counter, and a vibration for detecting vibrations of a movable part of the vibration feeder A sensor and a comparator that receives the output of the vibration sensor, the excitation unit of the vibration feeder is driven by the output of the sine wave generator, and the digital output of the counter is the output of the sine wave generator A vibration feeder configured to detect a zero cross point or a predetermined phase of a sine wave and detect a phase difference between an excitation force and vibration of a movable part of the vibration feeder from an output of the comparator at the zero cross point. In the drive control method,
A digital value setting means is provided, and the digital value setting means compares the set digital value with the digital output value of the counter, and when they match, from the positive and negative of the output of the comparator, the excitation force and Detecting whether the phase difference between the vibration of the movable part of the vibration feeder is larger or smaller than a predetermined phase difference, and based on the detection, increasing or decreasing the frequency generated by the clock pulse generator, A drive control method for a vibration feeder, wherein a phase difference between a vibration of a movable part of the vibration feeder and the excitation force is set to the predetermined phase difference.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP08021498A JP4032192B2 (en) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | Drive control method of vibration feeder |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11255313A JPH11255313A (en) | 1999-09-21 |
JP4032192B2 true JP4032192B2 (en) | 2008-01-16 |
Family
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4032192B2 (en) |
Families Citing this family (1)
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---|---|---|---|---|
JP2016160099A (en) * | 2015-03-05 | 2016-09-05 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | Vibration feeder control device and vibration feeder |
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- 1998-03-12 JP JP08021498A patent/JP4032192B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH11255313A (en) | 1999-09-21 |
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