JP4019047B2

JP4019047B2 - 三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路

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Inventors: 玉富王
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Description

本発明は、三相電源における力率補正の技術に関し、特に、並列フィードフォワード補償型の三相電源における力率補正回路に関する。

米国特許ＵＳ００６０４３９９７Ａ（特許文献１）は、三相電源における並列フィードフォワード補償型の力率補正回路を開示している。当該回路は、メイン整流回路と昇圧スイッチを含み、三相電源の入力端子と三相昇圧インバータの出力端子との間に接続される。三相昇圧インバータにおいて、入力される電流の高調波の歪みを低減する方法として、補助回路が用いられる。当該補助回路は、第１、第２、第３と、合計３つの対となる、三相電源の入力端子とメイン整流回路との間に接続される補助昇圧インダクタを含み、更に、第１、第２、第３の補助昇圧インダクタを通過する電流の位相が一致するように、第１、第２、第３の三相整流ブリッジに後続される補助昇圧誘導コイルと出力との間に接続される補助昇圧スイッチを含む。それにより、三相昇圧インバータにおける入力電流の高調波分量を小さくすることができる。しかしながら、当該回路は、全電力状態にて動作し、電源の効率が低くて、コストが高い。

米国特許ＵＳ００６０４３９９７Ａ

本発明は、電源における高調波分量を低減しながら、顕著な効率向上とコストの低減を可能とする、選択的に動作させることができる三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路を提供することを目的とする。

前記の目的を実現するために、本発明においては、通常の三相電源におけるメイン整流回路Ｉに、補助するための補償回路ＩＩを並列的に接続した。当該補償回路は、フィードフォワード式補償回路ＩＩである。

メイン整流回路Ｉは、三相ブリッジ１２とフィルタキャパシタ１３とを含み、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、バイディレクショナルスイッチ１５と、整流回路１６と、昇圧コンバータ１７と、出力電流サンプリング部１８と、制御回路１９とを含む。図２において、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、１つの完全な周期において１２のステップで動作する。制御回路１９は、バイディレクショナルスイッチ１５を、図１におけるａ−ｂ間でＣ相を遮断するように、ｂ−ｃ間でＡ相を遮断するように、ｃ−ｄ間でＢ相を遮断するように、ｄ−ｅ間でＣ相を遮断するように、ｅ−ｆ間でＡ相を遮断するように、ｆ−ｇ間でＢ相を遮断するように、ｇ−ｈ間でＣ相を遮断するように…このように繰り返してそれぞれ制御する。すなわち、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、図１において三相電源のａ−ｂ間におけるＡ相とＢ相が、ｂ−ｃ間におけるＣ相とＢ相が、ｃ−ｄ間におけるＣ相とＡ相が、ｄ−ｅ間におけるＢ相とＡ相が、ｅ−ｆ間におけるＢ相とＣ相が、ｆ−ｇ間におけるＡ相とＣ相が、ｇ−ｈ間におけるＡ相とＢ相が…、フィードフォワード式補償回路ＩＩのブリッジ型整流回路１６を介して直流電圧をそれぞれ供給するように、対応する位相区間に同一極性にある電圧の絶対値の大きい方の相を遮断する。そして、昇圧コンバータ１７によって電流波形を制御され元の三相ブリッジ型整流回路Ｉの出力端子１４に出力される。言い換えれば、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、１つの完全な周期において１２のステップで動作する。補償回路ＩＩは、対応する位相区間において、制御回路１９によって同一極性にある２つの相のうち電圧絶対値の大きい方の相をそれぞれ遮断するようにバイディレクショナルスイッチ１５を順に制御する。絶対値の小さい相と異極性の相は、ブリッジ型整流回路１６を介して直流を出力し、更に、昇圧コンバータ１７によって電流波形を制御し、昇圧してから元の三相ブリッジ１２の出力端子１４に出力する。

前記の実施形態においては、メイン整流回路Ｉと並列接続されたフィードフォワード式補償回路ＩＩを採用したため、回路における高調波分量を大きく抑制することができる。当該回路を使用する前においては、三相電源は、各相のゼロクロスの前後における±π／６の位相区間でオン状態ではないが、フィードフォワード式補償回路ＩＩを使用した後においては、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、一の強制された電流波形（例えば、図３及び図４のいずれかに示された位相における正弦波の部分）を発生し、三相電源の各相のゼロクロスの前後における±π／６をオンに相当させる。フィードフォワード式補償回路による強制処理の後は、メイン回路の整流部分の電圧波形に対する影響はない。したがって、出力電圧と電流波形も変化しない。例えば、図１において、Ｃ相のｂ−ｃ間では、フィードフォワード式補償回路ＩＩ中で、当該位相区間にＣ相と同一極性であるＡ相を遮断する。Ｃ相及びＢ相は、整流回路１６によって整流される。昇圧コンバータ１７に強制された電流は、図３に示すとおりであり、出力電流に比例した５π／６〜π位相区間における正弦波形は、昇圧されて出力端子１４に出力される。当該位相区間において、異極性のＢ相は、同じタイミングでメイン整流回路及び補助回路を通って、Ａ相及びＣ相とそれぞれターンオンされる。Ｂ相における電流波形はフィードフォワード式補償回路ＩＩを使用する前より少し改善され、Ｃ相にはメイン整流回路を介して流れる電流がなく、フィードフォワード式補償回路ＩＩにより強制的に出力された電流波形が同一極性のＡ相に対応する位相区間の電流を減少させる。それ以外の１１のステップの動作原理は上記に同じである。フィードフォワード式補償回路ＩＩが±π／６位相区間における電流の損失を補償し、かつその時間帯内の同一極性の相における電流波形を改善したことから、結果的に、整流器の出力電圧電流波形は変化しなく、同一極性にある２つの相のうち電圧の絶対値が低い方の相に適した波形の電流を与えると同時に、電圧の絶対値が高いほうの相における電流を減少させるため、高調波歪みが大きく抑制され、回路動作の効率が向上する。

次に、図面と実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。

図１は本発明における三相電源の電圧波形である。図２に示される回路概要ブロック図において、メイン整流回路Ｉとフィードフォワード式補償回路ＩＩとは並列に接続される。メイン整流回路Ｉは、三相ブリッジ回路１２とフィルタキャパシタ１３を備える。三相電源１１はメイン整流回路Ｉにある三相ブリッジ１２の入力端子と接続され、三相ブリッジ１２の出力端子はフィルタキャパシタ１３と接続される。フィードフォワード式補償回路ＩＩは、バイディレクショナルスイッチ１５、整流回路１６、昇圧コンバータ１７、出力電流サンプリング部１８、制御回路１９からなる。フィードフォワード式補償回路ＩＩにおけるバイディレクショナルスイッチ１５の入力端子は、メイン整流回路Ｉにおける三相電源１１と接続され、バイディレクショナルスイッチ１５の出力端子は、整流回路１６の入力端子と接続され、整流回路１６の出力端子は、昇圧コンバータ１７と接続され、制御回路１９は、それぞれ三相電源１１、出力電流サンプリング部１８の一端子、バイディレクショナルスイッチ１５、昇圧コンバータ１７と接続され、出力電流サンプリング部１８の他の端子は、出力端子１４に接続される。当該回路が動作する時に、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、１つの完全な周期を１２のステップに分けて、処理を行う。メイン整流回路Ｉの各オンでない相電源のゼロクロス前後の±π／６位相区間に対し、図２に示す制御回路１９によって、バイディレクショナルスイッチ１５を、図１におけるａ−ｂ間でＣ相を遮断するように、ｂ−ｃ間でＡ相を遮断するように、ｃ−ｄ間でＢ相を遮断するように、ｄ−ｅ間でＣ相を遮断するように、ｅ−ｆ間でＡ相を遮断するように、ｆ−ｇ間でＢ相を遮断するように、ｇ−ｈ間でＣ相を遮断するように…それぞれ動作する。すなわち、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、三相電源のａ−ｂ間におけるＡ相とＢ相が、ｂ−ｃ間におけるＣ相とＢ相が、ｃ−ｄ間におけるＣ相とＡ相が、ｄ−ｅ間におけるＢ相とＡ相が、ｅ−ｆ間におけるＢ相とＣ相が、ｆ−ｇ間におけるＡ相とＣ相が、ｇ−ｈ間におけるＡ相とＢ相が…、フィードフォワード式補償回路ＩＩのブリッジ型整流回路１６を介して直流電圧をそれぞれ供給するように、対応する位相区間に同一極性にある電圧の絶対値の大きい方の相をオフする。そして、昇圧コンバータ１７によって電流波形を制御され元の三相ブリッジ型整流回路Ｉの出力端子１４に出力される。それにより、例えば、図１におけるｂ−ｃ間で、Ｃ相は無電流から適した波形の電流に変化し、Ａ相は電流が減小させられ波形が改善され、Ｂ相は電流が変化しない。このような処理案は、必要な電力が少なく、電流波形が大きく改善され、高調波歪みが大きく低減される。

図５から図１０までの電流波形の変化を見れば、フィードフォワード式補償回路ＩＩの高調波に対する効果が分かる。具体的には、次の通りである。

三相電源が三相ブリッジに接続すると、その出力の代表的な電圧波形は図５（参考）のようになる。電力負荷が一定とすると、その出力電流波形は図６のようになる。

三相電源が三相ブリッジに接続され、フィードフォワード式補償回路が使われず、且つキャパシタが小さくて考えなくてもいい時には、その出力のうちいずれか１相の代表的な電流波形には、図７のように、高調波が存在する。

三相電源が三相ブリッジに接続され、フィードフォワード式補償回路ＩＩが使用され、且つキャパシタが小さくて考えなくてもいい時には、その出力のうちいずれか１相の代表的な電流波形は、正弦波となり、電流中の高調波はなくなる。

三相電源が三相ブリッジに接続され、フィードフォワード式補償回路が使われず、且つキャパシタが使用される時には、その出力のうちいずれか１相の代表的な電流波形は、図９のように、高調波が依然として回路に存在する。

三相電源が三相ブリッジに接続され、フィードフォワード式補償回路ＩＩが使用され、且つキャパシタが使用される時に、その出力のうちいずれか１相の代表的な電流波形は、図１０のように、電流における高調波も明らかに減少する。

前記の各図において、曲線Ａは比較用の標準正弦波であり、電流波形の振幅は出力電力により正規化されたものである。

図１１に示すように、本発明の第一の実施例は、メイン整流回路Ｉとフィードフォワード式補償回路ＩＩとが並列接続される。メイン整流回路Ｉは通常の三相ブリッジ型整流回路であって、三相ブリッジ１２とフィルタキャパシタ１３とを含む。フィードフォワード式補償回路ＩＩにおけるバイディレクショナルスイッチ１５は二方向性サイリスタ２１、２２、２３であり、整流回路は整流ブリッジ１６である。昇圧コンバータ１７は、昇圧インダクタ２８、２９と、高周波数整流ダイオード２４、２５と、スイッチとしてのスイッチングトランジスタ２７とを含み、さらに出力電流サンプリング部１８と制御回路１９とを含む。三相電源１１のＡとＢとＣの三相は、メイン整流回路Ｉにおける三相ブリッジ１２の入力端子にそれぞれ接続され、三相ブリッジ１２の正負出力端子がフィルタキャパシタ１３に並列接続された後、出力端子１４に接続される。フィードフォワード式補償回路ＩＩにおける二方向性サイリスタ２３、２２、２１の３つの入力端子は、ＡとＢとＣの三相電源とそれぞれ接続され、二方向性サイリスタ２３、２２、２１の３つの出力端子は、フィードフォワード式補償回路における整流ブリッジ１６の入力端子に接続され、整流ブリッジ１６の正負出力端子は、昇圧インダクタ２８、２９にそれぞれ接続される。昇圧インダクタ２８、２９の出力端子は、ダイオード２５の正極と２４の負極とにそれぞれ接続され、ダイオード２５の負極は出力端子１４の正極に、ダイオード２４の正極は出力端子１４の負極にそれぞれ接続されると同時に、昇圧インダクタ２８、２９の出力端子は、昇圧スイッチとして機能するスイッチングトランジスタ２７のコレクタ及びエミッタにそれぞれ接続され、フィードフォワード式補償回路ＩＩにおける制御回路１９は、トリガ回路３０と、３つの位相検出端子３１、３２、３３と、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子３４、３５、３６と、出力電流検出端子３７とを含む。トリガ回路３０は、スイッチングトランジスタ２７のゲートに接続され、３つの位相検出端子３１、３２、３３は、三相電源１１のＡとＢとＣの三相電源にそれぞれ接続され、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子３４、３５、３６は、３つの二方向性サイリスタ２１、２２、２３の３つの制御端子にそれぞれ接続され、電流検出端子３７は、出力電流サンプリング部１８の一端子に接続され、出力電流サンプリング部１８の他の端子は、出力端子１４の正極に接続される。制御回路１９は、出力電流サンプリング部１８によって、出力電流の振幅を得、それによって、昇圧コンバータ１７の出力電流の振幅が決定される。

これによって、フィードフォワード式補償回路ＩＩにおける制御回路１９は、三相入力１１から位相信号を受け、図１に示すａ−ｂ間ではＣ相を遮断するように二方向性サイリスタ２１をオフする。Ａ相とＢ相は、ブリッジ型整流回路１６を介して昇圧コンバータ１７に直流電圧を出力する。また、ｂ−ｃ間ではＡ相を遮断するように二方向性サイリスタ２３をオフする。Ｃ相とＢ相は、ブリッジ型整流回路１６を介して昇圧コンバータ１７に直流電圧を出力する。また、ｃ−ｄ間ではＢ相を遮断するように二方向性サイリスタ２２をオフする。Ｃ相とＡ相は、ブリッジ型整流回路１６を介して昇圧コンバータ１７に直流電圧を出力する。…図１において、ｌ−ｍ間ではＢ相を遮断するように二方向性サイリスタ２２をオフする。Ａ相とＣ相はブリッジ型整流回路１６を介して昇圧コンバータ１７に直流電圧を出力する。このように繰り返す。当該位相信号は、昇圧コンバータから出力される電流の位相を同時に決定する。すなわち、フィードフォワード式補償回路ＩＩは、対応する位相区間で同一極性にある電圧の絶対値が大きい方の相を順に遮断して、残った他の二相に対しブリッジ型整流回路１６によって整流を行い、昇圧コンバータ１７に適した強制電流波形を出力される。

なお、任意の一ステップの位相区間において、インダクタ２８及び２９のうちいずれか一方のみが昇圧インダクタの状態にて動作し、他方の２端子間は電圧が略０になる。図１に示すａ、ｃ、ｅ、ｇ、ｉ、ｋ、ｍのところで、インダクタ２８及び２９の状態が転換され、ちょうど強制電流波形がそれらのところで０に戻る。一方、ｂ、ｄ、ｆ、ｈ、ｊ、ｌのところで、インダクタ２８及び２９の状態が変化せず、オフにすべき二方向性サイリスタとオンにしようとする二方向性サイリスタは、ちょうど昇圧インダクタの状態にて動作するインダクタと直列接続される。よって、二方向性サイリスタのゼロクロスにてオフしやすくなる。

図１２に示すように、本発明の第二の実施例は、回路の基本動作が図１１に示す回路と同様で、メイン整流回路Ｉとフィードフォワード式補償回路ＩＩとが並列接続される。メイン整流回路Ｉは通常の三相ブリッジ型整流回路であって、三相ブリッジ１２とフィルタキャパシタ１３とを含む。フィードフォワード式補償回路ＩＩにおけるバイディレクショナルスイッチ１５は二方向性サイリスタ２１、２２、２３であり、整流回路は整流ブリッジ１６である。昇圧コンバータ１７は、フライバック型昇圧コンバータであって、ＩＧＢＴスイッチングトランジスタ２７と、トランス２８と、ダイオード２６とを含み、さらに、出力電流サンプリング部１８と制御回路１９とを含む。三相電源１１のＡとＢとＣの三相は、メイン整流回路Ｉにおける三相ブリッジ１２の入力端子にそれぞれ接続され、三相ブリッジ１２の正負出力端子がフィルタキャパシタ１３に並列接続された後、出力端子１４に接続される。フィードフォワード式補償回路ＩＩにおける二方向性サイリスタ２３、２２、２１の３つの入力端子は、ＡとＢとＣの三相電源にそれぞれ接続され、二方向性サイリスタ２３、２２、２１の３つの出力端子は、フィードフォワード式補償回路における整流ブリッジ１６の入力端子に接続され、整流ブリッジ１６の正極は、トランス２８の一次コイルの一端子に接続され、トランス２８の一次コイルの他の端子は、昇圧スイッチとして機能するスイッチングトランジスタ２７のコレクタに接続された後、エミッタを介して整流ブリッジ１６の負極に接続される。ダイオード２６の負極は、出力端子１４の正極に接続され、ダイオード２６の正極は、トランス２８の二次コイルの一端子に接続され、トランス２８の二次コイルの他の端子は出力端子１４の負極に接続される。制御回路１９は、トリガ回路３０と、３つの位相検出端子３１、３２、３３と、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子３４、３５、３６と、出力電流検出端子３７とを含む。トリガ回路３０は、スイッチングトランジスタ２７のゲートに接続され、３つの位相検出端子３１、３２、３３は、三相電源１１のＡとＢとＣの三相電源にそれぞれ接続され、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子３４、３５、３６は、３つの二方向性サイリスタ２１、２２、２３における３つの制御端子に接続され、電流検出端子３７は出力電流サンプリング部１８の一端子に接続され、出力電流サンプリング部１８の他の端子は、出力端子１４の正極に接続される。制御回路１９は、出力電流サンプリング部１８によって出力電流の振幅を得、それによって、昇圧コンバータ１７の出力電流の振幅が決定される。昇圧トランス２８によって遮断することを実現されたため、その二次コイルはダイオード２６の出力を介して整流器の負荷であるスイッチング電源の出力に直接に接続することができ、それに応じてトランス２８の変圧率を決定すればよい。

本発明の三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路は前記の実施例に限定されるものではない。例えば、前記の実施例以外の電源スイッチ１５や、整流回路１６、昇圧コンバータ１７、出力電流サンプリング部１８、制御回路１９などを使用しても、本発明の保護範囲の中に入っていることは言うまでもない。

三相回路における電圧波形である。本発明の回路の概要ブロック図である。選択的に用いられる−π／６〜０の強制電流の波形である。選択的に用いられる０〜π／６の強制電流の波形である。三相ブリッジ式整流後の電圧波形である。三相ブリッジ式整流後に出力された電流波形（電力負荷が一定）である。ある相のブリッジ式整流後の電流波形（キャパシタとフィードフォワード式補償回路ＩＩのどちらも存在しない時）である。ある相のブリッジ式整流後の電流波形（キャパシタがなく、フィードフォワード式補償回路ＩＩがある時）である。ある相のブリッジ式整流後の電流波形（キャパシタがあり、フィードフォワード式補償回路ＩＩがない時）である。ある相のブリッジ式整流後の電流波形（キャパシタとフィードフォワード式補償回路ＩＩの両方が存在する時）である。本発明における第１実施例の回路概要ブロック図である。本発明における第２実施例の回路概要ブロック図である。

Claims

三相ブリッジ及びフィルタキャパシタを備えるメイン整流回路（Ｉ）、及び、フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）を備える三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路において、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）は、三相の一周期全体を１２のステップとして動作し、
複数のバイディレクショナルスイッチ、
対応する位相区間において、同極性の二相のうち高い相をオフし、同極性の二相のうち低い相及び異極性の相をオンするように前記バイディレクショナルスイッチを制御する制御回路、
前記低い相及び異極性の相を整流して直流電圧を供給する整流回路、及び、
前記直流電圧を昇圧し、当該昇圧した直流電圧の波形を制御し、前記三相ブリッジの出力端子に出力する昇圧コンバータ
を備える
ことを特徴とする三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路。
請求項１に記載の三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路において、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）は出力電流サンプリング部を更に備え、三相電源は前記メイン整流回路（Ｉ）の前記三相ブリッジの入力に接続され、
前記三相ブリッジの出力は前記フィルタキャパシタに接続され、
前記フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の前記バイディレクショナルスイッチの入力は前記メイン整流回路（Ｉ）の三相電源に接続され、
前記バイディレクショナルスイッチの出力は前記整流回路の入力に接続され、
前記整流回路の出力は前記昇圧コンバータに接続され、
前記制御回路は三相電源、前記昇圧コンバータ及び前記出力電源サンプリング部の一端子のそれぞれに接続され、
前記出力電源サンプリング部の他の端子は出力に接続され、
全区間の対応する位相区間のそれぞれにおいて、−π／６からπ／６の間の位相区間内の相であって、前記メイン整流回路（Ｉ）の中で遮断される相である位相区間に関し、前記フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の前記バイディレクショナルスイッチは、ａ−ｂ間でＣ相、ｂ−ｃ間でＡ相、ｃ−ｄ間でＢ相、ｄ−ｅ間でＣ相、ｅ−ｆ間でＡ相、ｆ−ｇ間でＢ相、ｇ−ｈ間でＣ相、・・・とそれぞれ遮断し、
前記フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）は、対応する位相区間で同極性の２つの相のうち電圧の絶対値が大きい相を遮断することにより、ａ-ｂ間におけるＡ相とＢ相、ｂ−ｃ間におけるＢ相とＣ相、ｃ−ｄ間におけるＣ相とＡ相、ｄ−ｅ間におけるＡ相とＢ相、ｅ−ｆ間におけるＢ相とＣ相、ｆ−ｇ間におけるＣ相とＡ相、ｇ−ｈ間におけるＡ相とＢ相からそれぞれ前記整流回路を介して直流電圧を供給し、前記フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の電流波形は、前記昇圧コンバータにより制御されて、前記メイン整流回路（Ｉ）の出力端子に出力されることを特徴とする三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路。
請求項２に記載の三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路において、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の前記バイディレクショナルスイッチは、二方向性サイリスタ、ＧＴＯ、ＩＧＢＴを含む電子コンポーネントであり、
整流回路が、整流ブリッジであり、
昇圧コンバータは、２つの昇圧インダクタと、高周波数整流ダイオードと、スイッチとして機能するスイッチングトランジスタとを備え、
Ａ相、Ｂ相及びＣ相は、前記三相ブリッジの入力に接続され、
三相ブリッジの正負出力端子は、フィルタキャパシタと並列接続した後、出力端子に接続し、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の二方向性サイリスタの３つの入力端子は、Ａ相、Ｂ相及びＣ相に別々に接続され、二方向性サイリスタの３つの出力端子は、フィードフォワード式補償回路の整流ブリッジの入力端子と接続され、
整流ブリッジの正負出力端子は、前記２つの昇圧インダクタとそれぞれ接続され、前記２つの昇圧インダクタの出力端子は、一のダイオードの正極と他のダイオードの負極とそれぞれ接続され、
前記一のダイオードの他の負極は正出力端子に接続され、前記他のダイオードの正極は負出力端子に接続され、
同時に、前記２つの昇圧インダクタの出力端子は、前記スイッチングトランジスタのコレクタ及びエミッタと接続され、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の制御回路は、トリガ回路と、３つの位相検出端子と、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子と、出力電流検出端子とを備え、
前記トリガ回路は、スイッチングトランジスタのゲートに接続され、
前記３つの位相検出端子は、三相電源のＡ相、Ｂ相及びＣ相にそれぞれ接続され、
前記３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子は、前記二方向性サイリスタの前記３つの制御端子と接続され、
前記制御回路の前記出力電流検出端子は、前記出力電流サンプリング部の一端子と接続され、
出力電流サンプリング部の他の端子は、出力端子の正極に接続され、
制御回路は、出力電流サンプリング部を介して出力電流の振幅を得、それによって、昇圧コンバータの出力電流の振幅を決定し、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の制御回路は、三相電源から位相信号を得て、ａ−ｂ間でＣ相を遮断するように一の二方向性サイリスタをオフし、Ａ相とＢ相は、ブリッジ型整流回路によって、直流電圧を昇圧コンバータに出力し、ｂ−ｃ間でＡ相を遮断するように他の二方向性サイリスタをオフし、Ｃ相とＢ相は、ブリッジ型整流回路によって、直流電圧を昇圧コンバータに出力し、ｃ−ｄ間でＢ相を遮断するように第３の二方向性サイリスタをオフし、Ｃ相とＡ相は、ブリッジ型整流回路によって、直流電圧を昇圧コンバータに出力し、・・・、ｌ−ｍ間でＢ相を遮断するように一の二方向性サイリスタをオフし、Ａ相とＣ相は、ブリッジ型整流回路によって、直流電圧を昇圧コンバータに出力し、
このように繰り返して、すなわち、フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）は、対応する位相区間で同一極性にある電圧絶対値の大きい方の相を順に遮断して、残った他の二相に対しブリッジ型整流回路によって整流を行い、
このようにして、昇圧コンバータが適した強制電流波形を出力することを特徴とする三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路。
請求項２に記載の三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路において、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の前記バイディレクショナルスイッチは、二方向性サイリスタであり、
整流回路は整流ブリッジであり、
昇圧コンバータは、絶縁コンバータであって、ＩＧＢＴスイッチングトランジスタ、トランス及びダイオードを備え、
前記三相電源のＡ相、Ｂ相及びＣ相は、前記メイン整流回路（Ｉ）内の前記三相ブリッジの入力に接続され、
前記三相ブリッジの２つの出力端子は、前記フィルタキャパシタと並列接続した後、出力端子に接続され、
前記フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の前記二方向性サイリスタは、Ａ相、Ｂ相及びＣ相にそれぞれ接続され、
前記二方向性サイリスタの３つの出力端子は、前記フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）の前記整流ブリッジの入力に接続され、
前記整流ブリッジの正入力端子は、前記トランスの１次コイルの入力端子の一方に接続され、
１次コイルの他の入力端子は前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続され、
エミッタは前記整流ブリッジの負端子に接続され、
前記ダイオードの負極は、正出力端子に接続され、正極は二次コイルの一端子に接続され、
二次コイルの他端子は負出力端子に接続され、
前記制御回路は、トリガ回路と、３つの位相検出端子と、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子と、出力電流検出端子とを備え、
前記トリガ回路はスイッチングトランジスタのゲートに接続され、
前記３つの位相検出端子は、前記三相電源の前記Ａ相、Ｂ相及びＣ相にそれぞれ接続され、
前記３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子は、前記二方向性サイリスタの前記制御端子と接続され、
前記制御回路の前記出力電流検出端子は、前記出力電流サンプリング部の一端子と接続され、
前記出力電流サンプリング部の他の端子は正出力端子に接続され、
制御回路は、出力電流サンプリング部を介して出力電流の振幅を得、それによって、昇圧コンバータの出力電流の振幅を決定する
ことを特徴とする三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路。
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）におけるバイディレクショナルスイッチが、二方向性サイリスタであり、整流回路が、整流ブリッジであり、昇圧コンバータが、フライバック型昇圧コンバータであり、
昇圧コンバータが、ＩＧＢＴスイッチングトランジスタと、トランスと、ダイオードと、出力電流サンプリング部と、制御回路とを含み、
三相電源のＡとＢとＣの三相は、メイン整流回路（Ｉ）における三相ブリッジの入力端子とそれぞれ接続され、
三相ブリッジの正負出力端子は、フィルタキャパシタと並列接続した後出力端子に接続され、
フィードフォワード式補償回路（ＩＩ）における３つの二方向性サイリスタの３つの入力端子は、ＡとＢとＣとの三相電源とそれぞれ接続され、
３つの二方向性サイリスタの３つの出力端子は、フィードフォワード式補償回路の整流ブリッジの３つの入力端子とそれぞれ接続され、
整流ブリッジの出力正極は、トランスの一次コイルの一端子と接続され、
トランス一次コイルの他の端子は、昇圧スイッチとして機能するスイッチングトランジスタのコレクタと接続され、さらに、エミッタを介して整流ブリッジの出力負極と接続され、
ダイオードの負極は、出力端子の正極に接続され、ダイオードの正極は、トランスの二次コイルの一端子と接続され、トランスの二次コイルの他の端子は、出力端子の負極に接続され、
制御回路が、トリガ回路と、３つの位相検出端子と、３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子と、出力電流検出端子とを含み、
トリガ回路は、スイッチングトランジスタのゲートに接続され、
３つの位相検出端子は、三相電源のＡとＢとＣとの三相電源とそれぞれ接続され、
３つのバイディレクショナルスイッチ制御端子は、３つの二方向性サイリスタの３つの制御端子とそれぞれ接続され、
電流検出端子は、出力電流サンプリング部の一端子と接続され、出力電流サンプリング部の他の端子は、出力端子の正極と接続され、
制御回路は、出力電流サンプリング部を介して出力電流の振幅を得、それによって、昇圧コンバータの出力電流の振幅を決定し、
フライバック型昇圧コンバータの出力は、負荷であるスイッチング電源の出力に直接に接続される
ことを特徴とする請求項３に記載の三相電源並列フィードフォワード補償型力率補正回路。